JP2009544274A - 転流の能動スイッチングと反フリッカ修正を有する正弦波ランプ・コントローラ - Google Patents

Abstract

照明用安定器の調光用に提供される、パルス幅変調半ブリッジ調光コントローラが説明されている。ブリッジの上半分が２つのスイッチ、上部スイッチ・セットからなり、ブリッジの下半分が２つのスイッチ、下部スイッチ・セットからなる。各スイッチは、またそれと並列にダイオードを有する。スイッチ用のドライバは、各スイッチが、そのどれもがそれ以外のスイッチに独立にターン・オンおよびオフできるように構成されている。コントローラが、４象限全てで動作可能であることが好ましい。好ましい一実施形態では、スイッチはＩＧＢＴである。これらのスイッチは、スイッチ・セットの１つが状態を変える場合に、第２スイッチ・セットは１つのスイッチがオン、１つのスイッチがオフになるような方法で制御され、その結果、第２スイッチ・セットのダイオードの１つが、シュート・スルーを阻止するように配置されて、電流が誘導負荷に引き続き流れることを可能にする経路を提供する。

Description

高輝度放電ＨＩＤランプは、広域の周囲照明を提供するために、空港、駐車場で、また公道上で広範囲に使用されている。最近の電子安定器設計は、標準的な磁気安定器よりも良好な効率、改善された力率および長い電球寿命を提供できるとはいえ、現在使用中のほとんどのＨＩＤランプは、それらが低コストで、よく知られた特性と、数十年前のＨＩＤおよび蛍光照明マーケットで支配的であったために磁気安定器を利用している。

既存の建造物や公共構築物のエネルギー効率を改善したいというますます増大する要求を考えれば、既存のＨＩＤ照明設備を現代的な調光可能な照明システムに更新することに対して強い財政的な誘因がある。しかし、多くの設備の中で既存の照明器具および安定器をすっかり交換するのは経済的ではなく、これはコンタクタの制御ポイントで、既存の磁気安定器を使用したＨＩＤランプのバンク全体を確実かつ正確に調光可能である照明コントローラの必要性を生じる。

標準的ＨＩＤランプおよび磁気安定器はもともと調光可能に設計されていなかったということを考えれば、この努力は複雑な技術的課題を意味する。成功の程度は異なるが、数個の商業上の実施例が今までに開発されてきた。ＨＩＤ調光器に関する共通の問題には、フリッカ、ライン高調波、低い力率、信頼性、および調光過程中のアーク消滅が挙げられる。

蛍光ランプまたはＨＩＤランプの照明強度を制御するためにいくつかの手法が取り上げられてきた。この中にはインバータ駆動のパルス幅変調を用いるもの、あるいはインバータのＤＣリンク電圧のために整流回路への供給電圧を変化させるものがある。

１つの手法は、蛍光ランプ用に位相制御の調光可能安定器を使用する。入力供給電圧の位相のほんの一部が除去され、除去された位相量は、電子安定器の周波数、したがって光出力を制御するスイッチング信号を生成するのに使用される。

ガス放電ランプ用の自動照明調光器のもう１つのバージョンでは、照明が最初に、事前選択された期間ターン・オンされる場合、装置は一次にフルパワーを印加し、したがってシステム中の全てのランプが確実に点灯される。事前選択された期間が経過した後、装置は自動的にランプをうす暗くし、それらを調光状態に維持する。

米国特許第６，１７２，４６６Ｂ１号などに位相制御の調光可能安定器として既知の、照明制御を有する電子安定器があり、これは各半サイクル中の一部の供給電圧を抑制する。この回路は、ソリッドステートのスイッチ素子の導電時間を調整しながら選択された照明レベルを内挿している。このプロセスは安定器の力率に影響し、電力線へのある程度の高調波歪の一因になっている。電子安定器の内部素子と互いに作用し合っているこのシステムは、共通の電子安定器のシステム内に構造的変化が必要になるので、安定器の外部の素子として組み込むことはできない。

照明強度を設定するためにそれらの電力端子の所に提供された一定数の操作タップを有する、電子安定器も周知である。このシステムと共に異なる照明タップが、複合スイッチに配線されてよい。不利な点は、照明が急に変化することであり、電力ケーブルを照明回路に追加しなければならない。照明レベルの変化は、説明した先の技術のように、ソリッドステート・スイッチング・システム内で導電時間に影響を及ぼす回路に基づいている。

米国仮出願第６０／８０７，７７４号 米国特許第６，１７２，４６６Ｂ１号

これらの安定器、特許およびこれらの特許に引用された特許があってもなお、蛍光またはＨＩＤランプ用の電子および磁気安定器に対して調光制御を実現し、かつ先に言及した問題の多くを克服し、または少なくとも最小化する、簡単で、信頼できる手段の必要性がやはり残っている。

電力コントローラのスイッチを制御する電力コントローラおよびその方法が説明される。

電力コントローラは、誘導負荷用の半ブリッジ、パルス幅変調コントローラである。ブリッジの上半分が２つのスイッチ、上部スイッチ・セットからなり、ブリッジの下半分が２つのスイッチ、下部スイッチ・セットからなる。それぞれのスイッチは、またそれと並列にダイオードを有する。スイッチ用のドライバは、各スイッチが、そのどれもがそれ以外のスイッチに独立にターン・オンおよびオフできるように構成されている。コントローラは、４象限全てで動作可能であることが好ましい。

この方法は、スイッチのタイミング不整合が電力コンバータ内で電源の短絡（シュート・スルー）などの破壊的モードを生じないように、または電圧スパイクが、誘導負荷への電流を遮断しないようにする。この方法は、最も全体的なレベルで１つのスイッチ・セットのスイッチの中の１つのスイッチをまずスイッチングし、次いで他方のスイッチ・セットの両方のスイッチをスイッチングし、最後に第１スイッチ・セットの第２スイッチをスイッチングすることを含む。選択される第１スイッチは、コントローラが動作している象限に基づく。

一実施形態では、このスイッチング方法が照明用安定器の調光コントローラに適用されている。パルス幅変調のデューティ・サイクルにより調光量を設定する。スイッチはＩＧＢＴからなる。

それぞれのスイッチは、４象限の全ての動作においてスイッチ・セットの１つが状態を変える場合に、第２スイッチ・セットは１つのスイッチがオン、１つのスイッチがオフになるように独立に制御されて、その結果第２スイッチ・セットのオフ・スイッチに付随するダイオードは、シュート・スルーを阻止するように配置され、電流が誘導負荷に引き続き流れることを可能にする経路を提供する。

ＨＩＤランプを調光し安定化するのに使用した標準的な双方向スイッチングのブリッジ回路に対する従来技術の概略回路図である。 正常な動作に対して従来技術により必要とされる理想的なタイミング状態と、従来技術の実施例の回路部品に永久的な損傷を生じることがある３つのタイミング・エラーの筋書きを示す概略タイミング図である。 本実施形態の一実施態様を示す概略図である。 図３のスイッチング素子ＩＧＢＴ１〜４に能動的な転流を実現するために用いた４つの転流シーケンスを示す図である。 図４の転流を実施するのに使用可能な回路の概略図である。 それぞれのＩＧＢＴ用に過電圧保護フィーチャを提供するゲート駆動回路の詳細な模式図である。

本発明は、標準的な安定器を使用したメタル・ハライド・ライトの輝度を、安定器に与えるＡＣ駆動電圧の振幅を調整することによって変調する。本発明は任意の周波数入力で使用できるが、駆動周波数は全ての出力設定に対して６０Ｈｚに維持されている。コントローラは、ソリッドステートＩＧＢＴスイッチ素子からなる高周波スイッチングのブリッジのデューティ・サイクルを変更することによって出力振幅を調整する。照明コントローラは、照明用安定器を適切に駆動するために完全４象限、ＡＣ波形を生成する。

本実施形態では、ＡＣ電力入力は高い周波数でチョップされる。チョッピングのデューティ・サイクルが安定器の調光量を決定する。調光はフルパワー（１００％デューティ・サイクル）からノーパワー（０％デューティ・サイクル）まで可能であることが好ましい。

本実施形態でスイッチ素子はＩＧＢＴであるのに対して、将来発明される電力スイッチング・デバイスを含め、ＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラ・トランジスタなど他のタイプのパワー・トランジスタが使用されてもよい。本明細書で使用しているＩＧＢＴは例示であって限定するものではない。用語「スイッチ」は、総称的に任意のタイプのパワー・トランジスタを指すのに使用する。

（電気モータ用の可変周波数駆動などの）典型的な正弦波および擬似正弦波出力駆動システムは、ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換スキームを使用しており、ここで本線のＡＣ電圧は、最初に整流されかつ大容量ＤＣバス上へフィルタされ、次いでパルス幅変調技法を用いて高周波でスイッチングされて、所望の周波数および電圧特性を有するＡＣ出力波形に再構成される。ＡＣ−ＤＣ−ＡＣ変換スキームの嵩むコストと物理的サイズを回避するために、本明細書で説明される発明は、高周波バック・レギュレータ手法による変圧器を用いない直接的なＡＣ−ＡＣ変換を実行する。しかし、通常ＤＣで、単方向コンバータとして動作する標準的なバック・レギュレータとは違って、本発明の能動スイッチおよびフリー・ホイーリング・ダイオードは双方向電圧および電流をサポートすることが好ましい。

この直接的なＡＣ―ＡＣ変換を達成するためには、スイッチが出力電流を一様に転流して誘導出力フィルタ回路によって生じる破壊的な過電圧スパイクを回避することがきわめて重要である。スイッチの小さなタイミング不整合でさえ安定器の負荷インダクタ中の電流経路を遮断することになるおそれがある。負荷の所の電圧は式Ｖ＝Ｌ×ｄｉ／ｄｔによって決まる（ここでＶが電圧、Ｌがインダクタンス、ｄｉ／ｄｔはインダクタにおける電流の瞬間的変化である）。電流に対する経路がスイッチのタイミング不整合により非常に急速に遮断されると、電圧がスパイクすることになり、その結果として半導体スイッチが破損する。言い換えれば、スイッチを、印加されたＡＣ電力のデューティ・サイクルを減少させるようにターン・オンおよびオフさせて、電源投入スイッチを通る、あるいはダイオードを通るいずれかの経路を常に提供する必要があり、その結果安定器の負荷インダクタ中の電流が引き続き流れることができる。

図１はＨＩＤランプを調光するのに使用されるＡＣ−ＡＣ双方向スイッチングのブリッジ・トポロジーのための従来技術を示す。Ｑ１およびＱ２のスイッチは共に上部双方向スイッチ・セットを形成する。Ｑ３およびＱ４のスイッチは共に下部双方向スイッチ・セットを形成する。概略図からわかるように、上部および下部のスイッチ素子は同時にオンになり得ないので、これによりＡＣ電源入力の短絡を生じることになる。シュート・スルーとしても周知のこの状態は、過電流によりトランジスタの破損を引き起こすことになる。出力インダクタＬ１はスイッチ素子に追加的な制約をかけている。すなわち電流がＬ１を流れている間中、１つのスイッチ・セットは必ずオンでなければならない。Ｌ１が導通している間スイッチ・セットを共にターン・オフすると、インダクタは任意のまたは全てのＩＧＢＴを破損しかねない過電圧スパイクを生成し得る。したがって図１の従来技術の設計におけるスイッチ・タイミングは過剰制約である。すなわち１つのスイッチ素子をターン・オフする時に、もう１つのスイッチ素子は正確に同じ瞬時に、正確に同じ立ち上がり時間と立ち下がり時間でターン・オンしなければならない。

図１の下部スイッチ・セットＱ３、Ｑ４は、パルス幅を変調するのに必要であり、その結果、上部スイッチ・セットＱ１、Ｑ２がターン・オフする場合に、下部スイッチ・セットは、誘導負荷を通って引き続き電流が流れるための経路を提供できる。上部スイッチ・セットがオンで、下部スイッチ・セットがオフである期間は、一般に充電期間として既知である。下部スイッチ・セットがオンで上部スイッチ・セットがオフである期間は、一般に放電期間またはフライバック期間と呼ばれる。４象限利用では、半導体スイッチの上部スイッチ・セットおよび２つの半導体スイッチの下部スイッチ・セットを、それぞれの半導体スイッチに付随するダイオードがどの象限の間でも決して誤って導通することがないように作製する必要がある。

図１では、各電力トランジスタＱ１〜Ｑ４はそれ自体のドライバＵ１、Ｕ７、Ｕ２、Ｕ８を有しているが、各スイッチ・セットに対するドライバの入力は一緒に繋がれているということに留意されたい。ＳＷＳＩＧ（スイッチ信号）はＵ１およびＵ７のＩＮＡおよびＩＮＢに繋がれている。同様に、ＦＢＳＩＧ（フライバック信号）はＵ２およびＵ８のＩＮＡおよびＩＮＢに繋がれている。したがって、Ｑ１はＱ２と独立にスイッチングできないし、Ｑ３はＱ４と独立にスイッチングできない。

本明細書では、各セットのスイッチはスイッチ・セットで呼ぶことにする。したがって半ブリッジの上半分の中の２つのスイッチは上部スイッチ・セットであり、半ブリッジの下半分の２つのスイッチは下部スイッチ・セットと呼ぶ。それぞれのスイッチ・セットは、２つのスイッチ、上部および下部スイッチからなる。そこで図３を参照すると、上部スイッチ・セットは上部スイッチＩＧＢＴ１および下部スイッチＩＧＢＴ２からなり、下部スイッチ・セットも上部スイッチＩＧＢＴ３および下部スイッチＩＧＢＴ４からなる。本明細書で参照されるスイッチは、ＭＯＳＦＥＴを含むＦＥＴ（電界効果トランジスタ）、ＮＰＮおよびＰＮＰを含むバイポーラ・デバイス、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）デバイス、あるいは任意の他の電力スイッチング・デバイスを指すことがある。

図３では、それぞれの半導体スイッチＩＧＢＴ１〜ＩＧＢＴ４もダイオードＤ１〜Ｄ４を含むことに留意されたい。このダイオードは、内在のもの、すなわちデバイスに固有の半導体特性の一部であってもよい。内在のダイオードは、ボディ・ダイオードとも呼ばれ、ＭＯＳＦＥＴに見られる。ダイオードは外来のものでもよい。外来のダイオードはスイッチとは別個の部品として追加されてもよいし、半導体製造業者によってスイッチと同じパッケージに（実際同じシリコン上に）集積されてもよい。本明細書で用いる用語スイッチは、図示したダイオードの付いた、または付いていないデバイスを指すことがある。

図３に示したＡＣ電源、上部および下部スイッチ・セットならびに負荷のトポロジーは、本明細書では半ブリッジと呼ぶ。

一般にスイッチ・セットは、単一ユニットとして扱われており、各スイッチ・セットの上部および下部スイッチは一緒にターン・オンおよびオフされる。理論上これらのスイッチは一緒にターン・オンおよびオフできるが、実際には各デバイスは固有の特性を有し、それが、これらを同時にスイッチングするために単一の信号を送ったとしても、わずかに異なる時間にターン・オンおよびオフさせる。図２は、正常的な動作のためのこの従来のスイッチング配置によって必要とされるタイミング状態を示しており、回路部品に永久的な損傷を生じることがある３つのタイミング・エラーの筋書きを示している。図２Ａは、理想的なタイミング・シーケンスを示し、ここでは上部スイッチがターン・オフするのと正確に同じ時間に下部スイッチがターン・オフする、あるいはその逆である。図２Ｂに示したタイミング不整合は、隣より遅れてスイッチングするＩＧＢＴを横断して高電圧スパイクを生じる可能性がある。図２Ｃは、「遅いターン・オン」の筋書きを示し、これは結果として全てのスイッチ素子が同時にオフになり、Ｌ１に破壊的な過電圧スパイクを発生させる。図２Ｄは、「遅いターン・オフ」の筋書きを示しおり、全てのスイッチ素子が同時にオンになって、やはりシュート・スルーとして既知のＡＣ電源入力を横断して短絡状態を引き起こす。

図３に関して、部品の特定の配置および値は例示であって、本発明の特許請求の範囲を限定するものではない。

従来設計は、いろいろな技法を通ってこれらのスイッチ問題を切り抜けてきた。１つの方法は、タイミング差異が無視できる程度までスイッチング速度を落とすことである。しかし、これはスイッチング・ロスを大きくし、より大きな磁石とより大きな部品に帰着する。他の技法は、設計の中に追加的な容量とインダクタンスを付加することを含み、電圧および電流スパイクを吸収する。このような技法もまた部品とコントローラのサイズを増大させ、加えてその効率を低下させる。

本発明は、スイッチ・セットを単一スイッチとして扱う必要がなく、スイッチはそれぞれ別個にターン・オンまたはオフでき、かつ別個に制御できるということを利用する。

本発明は、負荷電流Ｉ_ｌｏａｄを一方のスイッチ素子から他方へ転送する能動的転流シーケンスを利用することによって、従来技術の設計に対するタイミングの過剰制約状態を回避する。本発明はこれを、決まったペアによるのではなく４つのＩＧＢＴ全てを独立に制御し、入力電圧および出力電流の瞬時の方向に基づいてＩＧＢＴの正確なゲーティング・シーケンスを能動的に選択することによって達成する。

図３には、本発明のＩＧＢＴ電力変換部分に対する概略図が示されている。２つの双方向スイッチ・セット（上部スイッチ・セットＩＧＢＴ１、２および下部スイッチ・セットＩＧＢＴ３、４）は、ＡＣ電源周波数よりかなり高い周波数でスイッチングする。ＩＧＢＴスイッチ設計の対称特性から、負荷とＡＣ電力ラインの間で抵抗性および無効性の両方の負荷状態の下で完全４象限動作を可能にする。図３の電源Ｅ１からＥ４は、ＩＧＢＴゲート駆動回路を表しており、各ＩＧＢＴを独立に駆動可能である。

図３に関して、Ｉ_ｌｏａｄおよびＶ_ｉｎにより特定した場所は、入力電圧および負荷電流と正確には同じでない場合があることを当業者なら理解できよう。しかし、実用的な目的ではこれらは非常に近似しており、これらの値を検出するのに都合のよい場所である。これらの検出位置の選択は例示であって、本発明を限定するものではない。

スイッチング制御回路は、図３に示した場所でなされる瞬時の入力電圧Ｖ_ｉｎおよび出力電流Ｉ_ｌｏａｄ測定に基づいて適切なシーケンスでＩＧＢＴを点孤することによって転流の能動スイッチングを行う。４つ（それぞれの象限の動作に対して１つ）の規定のシーケンスがあり、入力電圧の極性と出力電流方向の全ての可能性をカバーしている。図４は４つの転流シーケンスを説明しており、ＩＧＢＴ１〜２のグループからＩＧＢＴ３〜４のグループへスイッチングされ、次いでまた元に戻る。

用語象限は、入力電源電圧Ｖ_ｉｎの極性と負荷電流Ｉ_ｌｏａｄを指す。Ｖ_ｉｎは正または負であってよく、Ｉ_ｌｏａｄも正または負であり得るので、Ｖ_ｉｎおよびＩ_ｌｏａｄの４つの可能な状態の組合せがあり、したがって４象限を形成する。すなわちＶ_ｉｎ＋，Ｉ_ｌｏａｄ＋；Ｖ_ｉｎ＋，Ｉ_ｌｏａｄ−；Ｖ_ｉｎ−，Ｉ_ｌｏａｄ＋およびＶ_ｉｎ−，Ｉ_ｌｏａｄ−である。

図３に関して、入力電圧または負荷に接続されているスイッチまたはスイッチ・セットに言及すると、それらは直接接続されることを意味しない。図３でわかるように、他の部品またはライン・インピーダンスがスイッチ間、入力および出力間に存在してよい。

基本的な方針は、４つの転流シーケンスのどれについても同じである。まず、４つのＩＧＢＴの中の１つが、適切な極性のダイオードを転流用に準備するためにターン・オンまたはオフされる。次に、今は電流が対向するスイッチとダイオードの間で支障なく転流できるので、対向するスイッチ・セットが完全にターン・オンまたはオフされる。最後に出力電流を対向するスイッチ・セットに完全に転流するために、このダイオードの両端間のＩＧＢＴがターン・オンまたはオフされる。用語「状態のスイッチング」または「状態の変化」または「スイッチング」は、オン（導通）であるスイッチまたはスイッチ・セットをオフ（非導通）にすることあるいはその逆を意味する。

各スイッチ・セット内では、個々のスイッチのダイオードは互いに非対称である（アノードが互いに向き合う）ことに留意されたい。このように、電流は決してスイッチ・セットの両方のダイオードを通っては流れない。スイッチ・セット内の両方のスイッチがオンの場合、どちらのダイオードを通っても電流は流れないことになる。一方のスイッチがオンで、他方がオフの場合は、アノード電圧がカソード電圧より十分に高い場合、オフ・スイッチのダイオードを通って電流は流れることができる。したがって、ダイオードが電流を導通させるか、ブロックするかは、その関連のスイッチがオンであるかオフであるか（そのスイッチがオンであると、スイッチは電流に対してより低いインピーダンス経路を提供するので、リーク電流以外はダイオードは導通させない）、ならびにダイオードを横断する電圧が何であるのか（コントローラが動作している象限によって決定される）によって決まる。各ダイオードは、アノードからカソードに正電圧がある場合にのみ電流を導通する。

図４からわかるように、各スイッチング動作は、２つの遅延期間によって分離された、以下に説明される３つの異質のスイッチング・イベントから構成される。これらの遅延期間は、図２の従来技術の実施例程、時間にクリティカルでなく、ただＩＧＢＴの最悪の場合のスイッチング遅延時間と同程度の長さである必要があるということに留意されたい。最大遅延時間の制約はなく、したがって、緊急でない、シュート・スルー電流または過電圧スパイクを発生する可能性のある状態はある。

それぞれの象限の目的は、上部スイッチ・セットをターン・オフ（誘導負荷への充電を停止）して、一方下部スイッチ・セットをターン・オンし（放電期間の間中、負荷を通って電流を引き続き循環可能にする）、その後、スイッチングしてそれらを元に戻すことである。一般に図４のスイッチング機構は以下のように行われる。すなわち、
ｔ１で、スイッチの付随するダイオードの正電圧に面しているアノードを有する、そのスイッチ・セット内のスイッチがオンになるように、スイッチ・セットの中の１つのスイッチをスイッチングする。これは、シュート・スルーを防止するブロッキング・ダイオードとして働くことになる付随するダイオードを有するスイッチをオフのままにする。オフ・スイッチのその同じダイオードが、必要ならばまた電流を導通させて、負荷に引き続き電流が流れることを可能にする。
ｔ２では、対向するスイッチ・セットの状態が、その対向するスイッチ・セット内の両方のスイッチをスイッチング・オンまたはオフすることによって変えられる。
ｔ３では、スイッチの付随するダイオードの負電圧に面しているアノードを有する、第１スイッチ・セットのスイッチがターン・オンされる。
次いで、ｔ４からｔ６では、各スイッチの状態は、反対の順序で再び逆行する。言い換えると、スイッチングに先立って、スイッチ・セットの１つは、ダイオードがシュート・スルーをブロックし、そのダイオードの１つを介してフライホイール導通を可能にするように、構成されたスイッチを有する。スイッチングする第１スイッチはＶ_ｉｎおよびＩ_ｏｕｔの極性によって決定される。Ｖ_ｉｎおよびＩ_ｌｏａｄが同じ極性である場合、スイッチングは、下部スイッチ・セットのスイッチの１つを用いて始まる。Ｖ_ｉｎおよびＩ_ｌｏａｄが反対の極性である場合、スイッチングは、上部スイッチ・セットのスイッチの１つを用いて始まる。

スイッチが、ｔ２でスイッチングされるスイッチ・セットに関して、２つのスイッチは、ほぼ同時にスイッチングされるのが好都合であるが、必ずと言うことではない。それらが共にｔ３以前にスイッチングがなされている限り、別々の時間にスイッチングされてもよい。

これは、一般化されると理解しにくいかもしれないが、実施例によって容易に理解できるはずである。図４Ａでは、タイミングはＶ_ｉｎおよびＩ_ｌｏａｄが正である象限に対して示している。ｔ１ではＩＧＢＴ４（これは、その付随するダイオードＤ４が、そのアノード上で正である、下部スイッチ・セットのスイッチである）が、ターン・オンされる。ＩＧＢＴ４がオンになると、４つのスイッチのうち３つ、ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ４がオンになるが、ＩＧＢＴ３はオフであり、ＩＧＢＴ３の付随するダイオードＤ３が、正電圧Ｖ_ｉｎに対してブロッキング・ダイオードとしての方向に向いているので、シュート・スルーは生じない。ｔ２では、上部スイッチ・セット、ＩＧＢＴ１とＩＧＢＴ２が共にターン・オフされる。電流が流れるための経路がないと、負荷インダクタンスからの破壊的電圧スパイクになることもある。しかし、ＩＧＢＴ４がオンなので、電流は負荷から引き続き流れ出ることができ、既に（ｔ１以来）オンになっていたＩＧＢＴ４と、ＩＧＢＴ３のダイオードＤ３によって形成された経路を通って再循環して負荷に戻ることが（フライホイールまたはフライバック）可能である。最後にｔ３によると、上部スイッチ・セットがオフであるので、シュート・スルーの心配なしに、安心してＩＧＢＴ３をターン・オンし、ＩＧＢＴ３とＩＧＢＴ４の両方を介して電流は引き続き流れることが可能になる。

ｔ３とｔ４の間の時間、上部スイッチ・セットはオフで、下部スイッチ・セットがオンである。この時間の間、電源は誘導負荷を充電しておらず、負荷電流が下部スイッチ・セットを介して再循環されている。ｔ３とｔ４の間の期間が長ければ長い程、負荷に向けられる電力の「オフ」である期間がその分長くなり、またパルス幅変調のデューティ・サイクルがその分短くなる。スイッチのターン・オンおよびターン・オフ時間が十分に早くて、ｔ１とｔ３の間（およびｔ４とｔ６の間）の時間が、ｔ３とｔ４の間の時間より十分短いことが好ましい。

さらに図４Ａに関して、ｔ４で、スイッチングして、下部スイッチ・セットをオフにし、上部スイッチ・セットをオンに戻すことが好ましい。ｔ４では、ＩＧＢＴ３がターン・オフされる。電流は、負荷から引き続き流出可能であり、ＩＧＢＴ４（これは依然オンである）およびＩＧＢＴ３のダイオードＤ３を経て負荷へ再循環して戻ることが可能である。次いで、ｔ５で上部スイッチ・セットは、再びターン・オンされるが、ＩＧＢＴ３のダイオードＤ３がこのシュート・スルーを防止するので、シュート・スルーは生じない。最後に、ｔ６でＩＧＢＴ４がターン・オフされる。

この転流シーケンス制御を実施する実用的方法が、図５の論理図に示されている。この図は例示であって、本発明を限定するものではない。この同じ制御シーケンスは、ソフトウェア中、またはＲＯＭ中の異なる論理により実施できる。この略図に使用した論理素子はいくつかの市販のプログラマブル・ロジック・デバイスによってサポートされる標準ライブラリにある素子であるということに留意されたい。入力電圧と出力電流の極性を表す２つの二値信号が、それぞれ略図の左下隅にあるＶ＿ＩＮおよびＩ＿ＯＵＴ入力に印加される。Ｕ１およびＵ２は、転流シーケンスの初めに極性値を取り込むゲーテッド・ラッチである。Ｕ３からＵ６は論理エンコーダを形成し、これはタイミング・オフセット値、ＡＨ：ＡＬ、ＢＨ：ＢＬ、ＣＨ：ＣＬおよびＤＨ：ＤＬを発生して、これらは８ビット加算素子Ｕ７からＵ１０のＢ入力ポートで、４つのＩＧＢＴスイッチング・コマンドに加算される。Ａ入力ポートに印加される８ビット値は、ＡＤＣ＜０：７＞の入力コマンド値のラッチド・バージョンである。このコマンド値は、コンバータの全体的なデューティ・サイクルをフル出力を表す１１１１１１１１で設定する。Ｕ１１は、８ビット・アップ・ダウン・カウンタであり、所望のＰＷＭ周波数で、単極性三角波形を表すデジタル値を生成する。Ｕ１２からＵ１５で８ビット・マグニチュード・コンパレータは、Ｕ７からＵ１０のオフセット・コマンド値とランプ信号を比較し、Ｖ＿ＩＮおよびＩ＿ＯＵＴ入力に従って適切に順序付けされた４つのＩＧＢＴコマンド信号Ｑ１からＱ４を発生する。

従来技術のクリティカルなスイッチ・タイミング制約を排除することによって、本発明では標準的許容範囲で部品を使用すること、およびスイッチ・タイミングの費用のかかる組立て後の手動調整を回避することが可能になる。これにより照明コントローラ製品が、実用的かつ経済的に量産可能になり、不利な温度や湿度の変動を伴う環境でも確実に実施可能になる。このタイミング・アルゴリズムは、単一のプログラマブル・ロジック・デバイス中にエンコードすることもでき、コントローラ設計を確実性もあり、費用効果も高いものにすることができる。

この能動的転流の設計に合う実用的な周波数範囲は、現在の市販のＩＧＢＴのスイッチング・ロスによって左右され、約６０ｋＨｚの上限を持つ。実用的周波数の下限は、増大する出力インダクタのサイズとコストによって決定される。インダクタ・サイズ対スイッチング・ロスの無理のない妥協点としては約２０ｋＨｚである。

本発明は、過電圧ブレークダウン対策のデバイス追加により、従来技術より改善されている。このようなデバイスの実施例が、図６に示した各ＩＧＢＴコレクタ端子に接続されたＤ６およびＤ７である。これは、コレクタ電圧がそのＶｃｅ最大定格の約７５％を超える場合に、ＩＧＢＴを自動的に点孤することによって過電圧の過渡現象に対して各ＩＧＢＴを保護する。

各ゲート駆動回路の詳細な略図が図６に示されている。それぞれのゲート・ドライバ部分は独立の光カプラ、ドライバ、過電圧保護を有しているが、どの双方向スイッチについても両方ともゲート・ドライバは、１つの分離された共用電源を使用することができる。

ランプ・フリッカは、ＨＩＤランプ用調光回路で共通の重要な問題である。低振幅のランプ・フリッカは視認できる煩わしさがあり、さらに強いレベルでは実際にランプのアークを消滅させることもあり、その結果回復時間が長くなる。ランプ・フリッカの主要な原因は、無線送信機や高電力ＡＣ負荷により調光コントローラに向かいコマンド信号ラインに誘起される広帯域ノイズである。本発明では、デジタル「移動平均」アルゴリズムを付けてランプ・フリッカ性能をかなり改善している。制御回路が連続的にサンプリングし、コマンド入力電圧信号をデジタル化し、ＡＣライン１サイクルの期間全体で２５５個のサンプルの平均を取って、ランプ調光レベルを決定する。これは、誘導されたライン電流の影響および上記の周波数を１次へ排除する。

本発明のスイッチングの方法論は照明用安定器のパルス幅変調に適用されているが、同じ方法論が、例えば電源やモータなど、任意の誘導負荷に適用可能であり、またこのような適用例は本発明の範囲内であることも、電力エレクトロニクスの当業者には明らかであろう。

本発明は開示された実施形態に限定されずに、むしろ、添付の特許請求の範囲の趣旨および範囲内に含まれる様々な修正形態および等価な構成を包含するものとする。更なる推敲なしに、前記に本発明を十分説明しているので、他者が様々なサービス条件のもとで現在または将来得られる知見によって容易に前記と同じものを適合させ使えるようにすることもできる。

Claims (16)

1. 誘導負荷のパルス幅変調のためのコントローラにおいて電力をスイッチングする方法であって、
   第１スイッチ・セットおよび第２スイッチ・セットを備え、各前記スイッチ・セットがさらに２つの電力スイッチからなり、各前記電力スイッチがそれに付随するダイオードを有する電力コントローラを提供すること、
   前記第１スイッチ・セットの前記スイッチの１つを最初にスイッチングすること、
   次に前記第２スイッチ・セットの両方のスイッチをスイッチングすること、および
   次いで前記第１スイッチ・セットの第２の前記スイッチをスイッチングすることからなる方法。
2. 前記スイッチはＩＧＢＴである請求項１に記載の方法。
3. 前記スイッチはＭＯＳＦＥＴまたはバイポーラ・トランジスタである請求項１に記載の方法。
4. 各前記スイッチ用に付随するダイオードは内在のダイオードである請求項１に記載の方法。
5. 各前記スイッチ用に付随するダイオードは外来のダイオードである請求項１に記載の方法。
6. 前記誘導負荷は照明用安定器である請求項１に記載の方法。
7. 前記誘導負荷は電力コンバータまたはモータである請求項１に記載の方法。
8. 前記パルス幅変調は速度約６０ｋＨｚ未満でスイッチングされる請求項１に記載の方法。
9. 前記パルス幅変調の所望のデューティ・サイクルに関連して、ある期間待機するステップと、
   次に前記第１スイッチ・セットの第２の前記スイッチをスイッチングするステップと、
   次いで前記第２スイッチ・セットの両方のスイッチをスイッチングするステップと、
   次いで前記第１スイッチ・セットの前記第１スイッチをスイッチングするステップとをさらに含む請求項１に記載の方法。
10. 前記第１スイッチ・セットは、前記入力電圧および負荷電流が同じ極性である場合、下部スイッチ・セットである請求項１に記載の方法。
11. 前記第１スイッチ・セットは、前記入力電圧および負荷電流が反対の極性である場合、上部スイッチ・セットである請求項１に記載の方法。
12. 誘導負荷のための半ブリッジ・コントローラにおいて電力をスイッチングする方法であって、
    ２つのスイッチ・セットを備え、各スイッチ・セットが２つの電力半導体スイッチからなり、各前記電力半導体スイッチが付随するダイオードを有する半ブリッジを提供すること、および
    前記スイッチのそれぞれを、４象限の動作の全てにおいて、前記スイッチ・セットの１つが状態を変える場合に、第２スイッチ・セットは１つのスイッチがオン、１つのスイッチがオフになるように独立に制御し、その結果前記第２スイッチ・セットの前記オフ・スイッチに付随する前記ダイオードは、シュート・スルーを阻止するように配置されて、電流が前記誘導負荷に引き続き流れることを可能にする経路を提供することを含む方法。
13. 照明用安定器のためのパルス幅変調調光コントローラであって、
    ＡＣライン電力を受け取るための入力と、
    前記照明用安定器へ接続するための出力と、
    前記入力および出力に接続され、２つのＩＧＢＴおよび２つの電力ダイオードからなる上部スイッチ・セットと、
    前記出力からＡＣリターンに接続され、２つのＩＧＢＴおよび２つの電力ダイオードからなる下部スイッチ・セットとを備え、
    スイッチ内の前記ＩＧＢＴのそれぞれが、前記スイッチ・セット内の他の前記ＩＧＢＴとは独立にターン・オンまたはオフされるパルス幅変調調光コントローラ。
14. 前記ＩＧＢＴのそれぞれは、４象限の動作の全てにおいて、前記スイッチ・セットの１つが状態を変える場合に、前記第２スイッチ・セットは１つのＩＧＢＴがオン、１つのＩＧＢＴがオフになるように独立にスイッチングされ、その結果前記第２スイッチ・セットの前記オフ・スイッチに付随する前記ダイオードは、シュート・スルーを阻止するように配置されて、電流が前記誘導負荷に引き続き流れることを可能にする経路を提供する請求項１３に記載の安定器コントローラ。
15. 前記スイッチは、
    第１の前記スイッチ・セットの第１の前記スイッチをスイッチングし、
    次いで前記第２スイッチ・セットの両方のスイッチをスイッチングし、
    次いで前記第１スイッチ・セットの第２の前記スイッチをスイッチングするように制御される請求項１３に記載の安定器コントローラ。
16. 誘導負荷のパルス幅変調のためのコントローラにおいて電力をスイッチングする方法であって、
    上部スイッチ・セットおよび下部スイッチ・セットを備え、各前記スイッチ・セットがさらに２つの電力スイッチからなり、各前記電力スイッチがそれに付随するダイオードを有する電力コントローラを提供すること、
    前記入力電圧および負荷電流が同じ極性である場合に前記下部スイッチ・セットを選択し、あるいは前記入力電圧および負荷電流が反対の極性を有する場合に前記上部スイッチ・セットを選択することによって、第１の前記スイッチ・セットを選択すること、
    前記選択された第１スイッチ・セットにおいて、その付随するダイオードが正入力電圧に面しているアノードを有する前記スイッチをスイッチング・オンすること、
    次いで第２の前記スイッチ・セットの両方のスイッチの状態をスイッチングすること、
    次いで、その付随するダイオードが負入力電圧に面しているアノードを有する前記第１スイッチ・セットの前記スイッチをスイッチング・オンすることを含む方法。

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