JP2003229730A - バイアス回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高周波入力信号の電力が増加した場合にも、
高周波増幅器の飽和出力電力や効率を高める。 【解決手段】 高周波増幅器２にバイアスを供給するバ
イアス回路１であって、高周波増幅器２のトランジスタ
Ｑ２１と第１のカレントミラー回路を構成するトランジ
スタＱ１と、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ１の
ベース電流を補償するトランジスタＱ２と、トランジス
タＱ２のコレクタ電流を基準電流とし、第２のカレント
ミラー回路を構成するトランジスタＱ５，Ｑ６と、トラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流を決定する定電流回路１２
とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、衛星通信、地上
波マイクロ波通信、移動体通信等に使用する高周波増幅
器用のバイアス回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般にＢＪＴ（Ｂｉｐｏｌａｒ Ｊｕｎ
ｃｔｉｏｎ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＨＢＴ（Ｈｅｔ
ｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓ
ｉｓｔｏｒ）等のＮＰＮバイポーラトランジスタを用い
た高周波増幅器においては、低ひずみ、高出力と高効率
を両立するためにベース電圧を定電圧で印加する定電圧
ベースバイアス回路が用いられている。

【０００３】定電流でベースバイアスを印加した場合に
は、高周波の入力電力が増加した場合に整流電流が発生
すると、定電流を維持するためにベース電圧が降下す
る。そのため、入力が大きくなるとＢ級動作に急速に近
づくために、高周波増幅器の飽和電力が小さくなり、高
出力を得ることはできない。

【０００４】一方、定電圧でベースバイアスを印加した
場合には、ベース電圧は降下することはないため、バイ
アス級は変化せず、定電流バイアスの場合と比較して大
きな飽和電力を得ることができる。従って、入力電力が
増加することによってベース電流が増加しても、ベース
電圧が低下しないような定電圧ベースバイアス回路が必
要となる。

【０００５】図４は例えば特開平１１−６８４７３号公
報に開示された従来の高周波増幅器用のバイアス回路の
構成を示す回路図である。図において、１はバイアス回
路、２は高周波増幅器であり、このバイアス回路１は、
高周波増幅器２の入力電力が増加した場合に、自動的に
トランジスタＱ２１のベース電流を補償する機能を有し
ている。

【０００６】また、図４の高周波増幅器２において、２
１は高周波入力端子、２２は高周波出力端子、２３は電
源、Ｑ２１は高周波増幅用のトランジスタ、Ｃ２１は高
周波入力端子２１とトランジスタＱ２１のベース間に接
続されたコンデンサ、Ｃ２２はトランジスタＱ２１のコ
レクタと高周波出力端子２２間に接続されたコンデン
サ、Ｒ２１はトランジスタＱ２１のコレクタと電源２３
間に接続された抵抗であり、ＩｂｅはトランジスタＱ２
１のベース電流、ＩｃｅはトランジスタＱ２１のコレク
タ電流である。

【０００７】さらに、図４のバイアス回路１において、
３１は電源であり、Ｑ３１はトランジスタで、高周波増
幅器２のトランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構
成するＮＰＮバイポーラトランジスタである。Ｑ３２は
トランジスタで、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ
３１によるカレントミラー回路のベース電流を補償する
ＮＰＮバイポーラトランジスタである。

【０００８】さらに、図４のバイアス回路１において、
Ｑ３３，Ｑ３４はトランジスタで、トランジスタＱ３２
のコレクタ電流を基準電流とし、かつ、トランジスタＱ
３１のコレクタ電流を決定するカレントミラー回路を構
成するＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｒ３１は
抵抗で、トランジスタＱ２１，Ｑ３１によるカレントミ
ラー回路の基準抵抗である。Ｒ３２は高周波増幅器２の
トランジスタＱ２１のベースにバイアスを供給する抵抗
である。また、ＩｒｅｆはトランジスタＱ２１、Ｑ３１
によるカレントミラー回路の基準電流である。

【０００９】ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ
２１のゲート幅とゲート長で決定されるサイズをＮ、ト
ランジスタＱ２１とカレントミラー回路を構成するバイ
アス回路１のトランジスタＱ３１のサイズを１とし、す
なわち、トランジスタＱ２１とトランジスタＱ３１のサ
イズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１及びトランジ
スタＱ３１の電流増幅率をβとする。

【００１０】次に動作について説明する。高周波増幅器
２において、高周波入力端子２１からの高周波信号は、
コンデンサＣ２１を介してトランジスタＱ２１のベース
に入力されて増幅された後、トランジスタＱ２１のコレ
クタからコンデンサＣ２２を介して高周波出力端子２２
に出力される。

【００１１】トランジスタＱ２１，Ｑ３１によるカレン
トミラー回路の基準電流Ｉｒｅｆは次の（１）式で与え
られる。ここで、Ｖｐｃは電源３１の電源電圧、Ｖｃｅ
はトランジスタＱ３４のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｖ
ｂｅはトランジスタＱ３２，Ｑ３１のベース−エミッタ
間電圧、Ｒｒｅｆは基準抵抗Ｒ３１の抵抗値である。 Ｉｒｅｆ＝（Ｖｐｃ−Ｖｃｅ−２Ｖｂｅ）／Ｒｒｅｆ （１） この（１）式に示すように、基準電流Ｉｒｅｆは基準抵
抗である抵抗Ｒ３１の抵抗値Ｒｒｅｆにより決定され
る。

【００１２】この基準電流Ｉｒｅｆに対して、高周波増
幅器２のトランジスタＱ２１のコレクタ電流Ｉｃｅは、
次の（２）式で与えられる。 Ｉｃｅ＝（Ｎ／（１＋（（１＋Ｎ）／（β（１＋β）））））Ｉｒｅｆ （２） この（２）式において、βを無限大とすると、Ｉｃｅ＝
Ｎ・Ｉｒｅｆとなり、基準電流ＩｒｅｆのＮ倍のコレク
タ電流Ｉｃｅが流れることになる。

【００１３】ここで、トランジスタＱ２１のベース−エ
ミッタ間電圧を、トランジスタＱ３２，Ｑ３１のベース
−エミッタ間電圧と同じＶｂｅとすると、トランジスタ
Ｑ２１のベースに供給されるベース電圧Ｖｂｅは、上記
（１）式から次の（３）式のようになる。 Ｖｂｅ＝（Ｖｐｃ−Ｉｒｅｆ・Ｒｒｅｆ−Ｖｃｅ）／２ （３） また、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース
電流Ｉｂｅは、次の（４）式のようになる。 Ｉｂｅ＝Ｉｃｅ／β （４） このようにして、バイアス回路１の出力として、ベース
電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２に供給
される。

【００１４】高周波入力端子２１に入力される高周波信
号の電力が増加した場合には、トランジスタＱ２１のコ
レクタ電流Ｉｃｅが増加し、トランジスタＱ２１のベー
ス電流Ｉｂｅが増加する。これに伴い、トランジスタＱ
２１とトランジスタＱ３１のカレントミラー回路のベー
ス電流を補償するトランジスタＱ３２のコレクタ電流も
増加する。トランジスタＱ３３，Ｑ３４は、トランジス
タＱ３２のコレクタ電流を基準電流とするカレントミラ
ー回路として動作するために、トランジスタＱ３１のコ
レクタには、トランジスタＱ３２のコレクタ電流である
基準電流のカレントミラー比倍の電流が加わる。この結
果として、トランジスタＱ２１のベース電流Ｉｂｅをさ
らに自動的に増加させることが可能となる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】従来のバイアス回路は
以上のように構成されているので、カレントミラー回路
の基準電流Ｉｒｅｆを決定するのは基準抵抗Ｒｒｅｆで
あり、電源３１の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である場合、
トランジスタＱ３４のエミッタと電源電圧Ｖｐｃの電位
差が非常に小さくなるために、基準抵抗Ｒｒｅｆの値も
また非常に小さくなり、基準電流Ｉｒｅｆの調整は非常
に困難であり、高周波入力信号の電力が増加した場合
に、高周波増幅器２の飽和出力電力や効率を高めること
ができないという課題があった。

【００１６】また、バイアス回路１において、バイアス
印加素子として抵抗Ｒ３２を使用しているために、トラ
ンジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大きく
なると、ベース電圧降下が大きくなり、高出力、高効率
を得ることは困難であるという課題があった。

【００１７】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、カレントミラー回路の基準電流は
定電流回路において決定し、高周波入力信号の電力が増
加した場合には、ベース電流の増加量に応じて自動的に
カレントミラー回路の基準電流を増加させ、結果とし
て、高周波増幅器２の飽和出力電力や効率を高めること
ができるバイアス回路を得ることを目的とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段】この発明に係るバイアス
回路は、高周波信号を増幅する高周波増幅器にバイアス
を供給するものであって、上記高周波増幅器の増幅素子
と第１のカレントミラー回路を構成する第１のトランジ
スタと、上記増幅素子と上記第１のトランジスタのベー
ス電流を補償する第２のトランジスタと、上記第２のト
ランジスタのコレクタ電流を基準電流とし、第２のカレ
ントミラー回路を構成する第３及び第４のトランジスタ
と、上記第１のトランジスタのコレクタ電流を決定する
定電流回路とを備えたものである。

【００１９】この発明に係るバイアス回路は、第２のト
ランジスタからインダクタを介して増幅素子にベース電
流を供給するものである。

【００２０】この発明に係るバイアス回路は、第３のト
ランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：１と
するものである。

【００２１】この発明に係るバイアス回路は、第３のト
ランジスタと第４のトランジスタのサイズ比を１：Ｍ
（Ｍ≧２）とするものである。

【００２２】この発明に係るバイアス回路は、第３のト
ランジスタと第４のトランジスタをダーリントン回路で
構成するものである。

【００２３】この発明に係るバイアス回路は、第３のト
ランジスタと第４のトランジスタをＰＭＯＳトランジス
タで構成するものである。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による高
周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図であ
り、図において、高周波増幅器２の各構成は従来の図４
に示す構成と同等であり、トランジスタＱ２１（増幅素
子）はＢＪＴ、ＨＢＴ等のＮＰＮバイポーラトランジス
タが使用されている。

【００２５】また、図１のバイアス回路１において、１
１はバイアス回路出力端子、１２は定電流回路、１３は
電源、Ｌ１は高周波増幅器２にバイアスを供給するため
のインダクタである。Ｑ１はトランジスタで、高周波増
幅器２のトランジスタＱ２１とカレントミラー回路（第
１のカレントミラー回路）を構成するＮＰＮバイポーラ
トランジスタである。Ｑ２はトランジスタで、トランジ
スタＱ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回
路のベース電流を補償するＮＰＮバイポーラトランジス
タである。ここで、定電流回路１２はトランジスタＱ１
のコレクタ電流を決定している。

【００２６】さらに、図１のバイアス回路１において、
Ｑ３，Ｑ４はトランジスタで、トランジスタＱ２のコレ
クタ電流を基準電流とするカレントミラー回路（第２の
カレントミラー回路）を構成するＰＮＰバイポーラトラ
ンジスタである。Ｒ１，Ｒ２はそれぞれトランジスタＱ
３，Ｑ４のエミッタと電源１３間に接続された抵抗であ
る。

【００２７】さらに、図１のバイアス回路１において、
Ｉｂ１はトランジスタＱ１のベース電流、Ｉｃ１はトラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流、Ｉｅ２はトランジスタＱ
２のエミッタ電流、Ｉｃ２はトランジスタＱ２のコレク
タ電流、Ｉｂ２はトランジスタＱ２のベース電流、Ｉｒ
ｅｆ１はトランジスタＱ４のコレクタ電流、Ｉｒｅｆ２
は定電流回路１２が供給する電流、ＩｒｅｆｔはＩｒｅ
ｆ１とＩｒｅｆ２を加算した合計電流で、トランジスタ
Ｑ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回路の
基準電流である。

【００２８】ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ
２１のサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラ
ー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ１の
サイズを１、すなわち、トランジスタＱ２１，Ｑ１のサ
イズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１，Ｑ１，Ｑ２
の電流増幅率をβとする。また、カレントミラー回路を
構成するトランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比を１：１、
電流増幅率をβ２とする。

【００２９】次に動作について説明する。高周波増幅器
２において、高周波入力端子２１からの高周波信号は、
コンデンサＣ２１を介してトランジスタＱ２１のベース
に入力されて増幅された後、トランジスタＱ２１のコレ
クタからコンデンサＣ２２を介して高周波出力端子２２
に出力される。また、バイアス回路１からトランジスタ
Ｑ２１のベース電圧Ｖｂｅ及びベース電流Ｉｂｅが供給
される。

【００３０】トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｒｅｆ
１は次の（５）式で与えられる。ここで、Ｖｐｃは電源
１３の電源電圧、ＶｃｅはトランジスタＱ４のコレクタ
−エミッタ間電圧、ＶｂｅはトランジスタＱ２，Ｑ１の
ベース−エミッタ間電圧、Ｒｒｅｆは抵抗Ｒ２の抵抗値
である。 Ｉｒｅｆ１＝（Ｖｐｃ−Ｖｃｅ−２Ｖｂｅ）／Ｒｒｅｆ （５）

【００３１】また、トランジスタＱ２１のコレクタ電流
Ｉｃｅは、次の（６）式で与えられる。 Ｉｃｅ＝Ｎ／｛１＋（（１＋Ｎ）／（β・（１＋β）））｝Ｉｒｅｆｔ （６） この（６）式において、βを無限大とすると、Ｉｃｅ＝
Ｎ・Ｉｒｅｆｔとなり、基準電流ＩｒｅｆｔのＮ倍のコ
レクタ電流Ｉｃｅが流れることになる。

【００３２】ここで、トランジスタＱ２１のベース−エ
ミッタ間電圧を、トランジスタＱ２，Ｑ１のベース−エ
ミッタ間電圧と同じＶｂｅとすると、トランジスタＱ２
１のベースに供給されるベース電圧Ｖｂｅは、上記
（５）式から次の（７）式のようになる。 Ｖｂｅ＝（Ｖｐｃ−Ｉｒｅｆ１・Ｒｒｅｆ−Ｖｃｅ）／２ （７） また、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース
電流Ｉｂｅは、次の（８）式のようになる。 Ｉｂｅ＝Ｉｃｅ／β （８） このようにして、バイアス回路１の出力として、上記
（７）式及び上記（８）式に示すベース電圧Ｖｂｅとベ
ース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２のトランジスタＱ２１
のベースに供給される。

【００３３】図１において、高周波増幅器２に入力され
る高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベ
ース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合に、各トランジ
スタの電流の変化量は以下のようになる。ここで、Ｉｒ
ｅｆ２は定電流なので増加しない。 ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１ （９） ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２ （１０） ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２ （１１） ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１ （１２） ΔＩｒｅｆ１＝（β２／（β２＋２））・ΔＩｃ２ （１３） ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１ （１４）

【００３４】上記各式から次の（１５）式、（１６）式
が得られる。 ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１ （１５） ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝｛β・β２／（β２＋２）｝ΔＩｂ２ （１６） 従って、ΔＩｂ１は次の（１７）式で与えられる。 ΔＩｂ１＝｛｛β・β２−β２−２｝／｛β・（β＋１）・（β２＋２） −β・β２＋β２＋２｝｝ΔＩｂｅ （１７） ここで、通常、β・β２＞β２＋２という関係が成り立
つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカ
レントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ
比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電
流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。

【００３５】トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・Δ
Ｉｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作
し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベー
ス電流の全増加量は、 ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ１）＾ｎ｝ となる。ここで、ｎは定常状態になるまでのサイクルを
示し、Ａ１は次の（１８）式で与えられる。 Ａ１＝｛β・β２−β２−２｝／ ｛β・（β＋１）・（β２＋２）−β・β２＋β２＋２｝ （１８） ここで、Ｎ・Ａ１＜１となるように設計することによっ
て、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。

【００３６】この実施の形態１において、定電流回路１
２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良
いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カ
レントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ３，
Ｑ４のエミッタと電源１３間の抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷し
なくても良い。

【００３７】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の
電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩ
ｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ１）＾
ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅ
が増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、
効率を増加することができるという効果が得られる。

【００３８】また、この実施の形態１によれば、バイア
ス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているため、
トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力が大
きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出
力、高効率を得ることができるという効果が得られる。

【００３９】さらに、この実施の形態１によれば、バイ
アス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である
場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給する
ことにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整すること
ができるという効果が得られる。

【００４０】実施の形態２．この実施の形態２によるバ
イアス回路の構成を示す回路図は、上記実施の形態１の
図１に示すものと同等である。上記実施の形態１では、
カレントミラーを構成するトランジスタＱ３，Ｑ４のサ
イズ比を１：１としていたが、この実施の形態２は、ト
ランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）と
している点が実施の形態１と異なっている。

【００４１】次に動作について説明する。実施の形態１
と同様にして、バイアス回路１の出力として、上記
（７）式及び上記（８）式に示すベース電圧Ｖｂｅとベ
ース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２に供給される。

【００４２】図１において、高周波増幅器２に入力され
る高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベ
ース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合、各トランジス
タの電流の変化量は以下のようになる。ここで、Ｉｒｅ
ｆｔは定電流なので増加しない。 ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１ （１９） ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２ （２０） ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２ （２１） ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１ （２２） ΔＩｒｅｆ１＝（Ｍ・β２／（β２＋１＋Ｍ））・ΔＩｃ２ （２３） ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１ （２４）

【００４３】上記各式から次の（２５）式、（２６）式
が得られる。 ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１ （２５） ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝｛Ｍ・β・β２／（β２＋１＋Ｍ）｝・ΔＩｂ２ （２６） 従って、ΔＩｂ１は次の（２７）式で与えられる。 ΔＩｂ１＝｛｛Ｍ・β・β２−β２−１−Ｍ｝／ ｛β・（β＋１）・（β２＋１＋Ｍ） −β・β２＋β２＋２｝｝ΔＩｂｅ （２７） 通常、Ｍ・β・β２＞β２＋１＋Ｍという関係が成り立
つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカ
レントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ
比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電
流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。

【００４４】トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・Δ
Ｉｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作
し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベー
ス電流の全増加量は、 ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ２）＾ｎ｝ となる。ここで、Ａ２は次の（２８）式で与えられる。 Ａ２＝｛Ｍ・β・β２−β２−１−Ｍ｝／ ｛β・（β＋１）・（β２＋１＋Ｍ）−β・β２＋β２＋２｝ （２８） ここで、Ｎ・Ａ２＜１となるように設計することによっ
て、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。

【００４５】この実施の形態２において、定電流回路１
２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良
いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カ
レントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ３，
Ｑ４のエミッタと電源１３間の基準抵抗Ｒ１，Ｒ２は装
荷しなくても良い。

【００４６】以上のように、この実施の形態２によれ
ば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の
電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩ
ｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ２）＾
ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅ
が増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、
効率を増加することができるという効果が得られる。

【００４７】また、この実施の形態２によれば、２つの
トランジスタＱ３，Ｑ４のサイズ比が１：Ｍであるた
め、カレントミラー比Ｍを２以上とすることによって、
高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償
量を大きくすることができるという効果が得られる。

【００４８】さらに、この実施の形態２によれば、バイ
アス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているた
め、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力
が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高
出力、高効率を得ることができるという効果が得られ
る。

【００４９】さらに、この実施の形態２によれば、バイ
アス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である
場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給する
ことにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整すること
ができるという効果が得られる。

【００５０】実施の形態３．図２はこの発明の実施の形
態３による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す
回路図であり、図において、高周波増幅器２の各構成は
上記実施の形態１の図１に示す構成と同等である。

【００５１】また、図２のバイアス回路１において、バ
イアス回路出力端子１１、定電流回路１２、電源１３、
インダクタＬ１、トランジスタＱ１、トランジスタＱ２
は、実施の形態１の図１に示す構成と同等である。Ｑ
５，Ｑ６はトランジスタで、トランジスタＱ２のコレク
タ電流を基準電流とするカレントミラー回路を構成する
ＰＭＯＳ電界効果型トランジスタ（ＰＭＯＳＦＥＴ）で
ある。Ｒ１，Ｒ２は、それぞれトランジスタＱ５，Ｑ６
のソースと電源１３間に接続された抵抗である。

【００５２】さらに、図２のバイアス回路１において、
Ｉｂ１はトランジスタＱ１のベース電流、Ｉｃ１はトラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流、Ｉｅ２はトランジスタＱ
２のエミッタ電流、Ｉｃ２はトランジスタＱ２のコレク
タ電流、Ｉｂ２はトランジスタＱ２のベース電流、Ｉｒ
ｅｆ１はトランジスタＱ６のドレイン電流、Ｉｒｅｆ２
は定電流回路１２が供給する電流、ＩｒｅｆｔはＩｒｅ
ｆ１とＩｒｅｆ２を加算した合計電流で、トランジスタ
Ｑ２１とトランジスタＱ１によるカレントミラー回路の
基準電流である。

【００５３】ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ
２１のサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラ
ー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ１の
サイズを１、すなわち、トランジスタＱ２１，Ｑ１のサ
イズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１，Ｑ１，Ｑ２
の電流増幅率をβとする。また、カレントミラー回路を
構成するトランジスタＱ５，Ｑ６のサイズ比を１：Ｍと
する。

【００５４】次に動作について説明する。高周波増幅器
２において、高周波入力端子２１からの高周波信号は、
コンデンサＣ２１を介してトランジスタＱ２１のベース
に入力されて増幅された後、トランジスタＱ２１のコレ
クタからコンデンサＣ２２を介して高周波出力端子２２
に出力される。また、バイアス回路１からトランジスタ
Ｑ２１のベース電圧Ｖｂｅ及びベース電流Ｉｂｅが供給
される。

【００５５】トランジスタＱ６のドレイン電流Ｉｒｅｆ
１は次の（２９）式で与えられる。ここで、Ｖｐｃは電
源１３の電源電圧、ＶｄｓはトランジスタＱ６のドレイ
ン−ソース間電圧、ＶｂｅはトランジスタＱ２，Ｑ１の
ベース−エミッタ間電圧、Ｒｒｅｆは抵抗Ｒ２の抵抗値
である。 Ｉｒｅｆ１＝（Ｖｐｃ−Ｖｄｓ−２Ｖｂｅ）／Ｒｒｅｆ （２９）

【００５６】また、トランジスタＱ２１のコレクタ電流
Ｉｃｅは、次の（３０）式で与えられる。 Ｉｃｅ＝Ｎ／｛１＋（（１＋Ｎ）／（β・（１＋β）））｝Ｉｒｅｆｔ （３０） この（３０）式において、βを無限大とすると、Ｉｃｅ
＝Ｎ・Ｉｒｅｆｔとなり、基準電流ＩｒｅｆｔのＮ倍の
コレクタ電流Ｉｃｅが流れることになる。

【００５７】ここで、トランジスタＱ２１のベース−エ
ミッタ間電圧を、トランジスタＱ２，Ｑ１のベース−エ
ミッタ間電圧と同じＶｂｅとすると、トランジスタＱ２
１のベースに供給されるベース電圧Ｖｂｅは、上記（２
９）式から次の（３１）式のようになる。 Ｖｂｅ＝（Ｖｐｃ−Ｉｒｅｆ１・Ｒｒｅｆ−Ｖｄｓ）／２ （３１） また、トランジスタＱ２１のベースに供給されるベース
電流Ｉｂｅは、次の（３２）式のようになる。 Ｉｂｅ＝Ｉｃｅ／β （３２） このようにして、バイアス回路１の出力として、上記
（３１）式及び上記（３２）式に示すベース電圧Ｖｂｅ
とベース電流Ｉｂｅが高周波増幅器２のトランジスタＱ
２１のベースに供給される。

【００５８】図２において、高周波増幅器２に入力され
る高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベ
ース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合、各トランジス
タの電流の変化量は以下のようになる。 ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１ （３３） ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２ （３４） ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２ （３５） ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１ （３６） ΔＩｒｅｆ１＝Ｍ・ΔＩｃ２ （３７） ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１ （３８）

【００５９】上記各式により次の（３９）式、（４０）
式が得られる。 ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１ （３９） ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝Ｍ・β・ΔＩｂ２ （４０） 従って、ΔＩｂ１は次の（４１）式で与えられる。 ΔＩｂ１＝｛｛Ｍ・β−１｝／｛β＾２＋β−Ｍ・β＋１｝｝ΔＩｂｅ （４１） 通常、Ｍ・β＞１という関係が成り立つため、ΔＩｂ１
は正となる。トランジスタＱ２１とカレントミラー回路
を構成するトランジスタＱ１のサイズ比はＮ：１である
ので、トランジスタＱ２１のベース電流はＮ・ΔＩｂ１
だけ増加することになる。

【００６０】トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・Δ
Ｉｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作
し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベー
ス電流の全増加量は、 ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ３）＾ｎ｝ となる。ここで、Ａ３は次の（４２）式で与えられる。 Ａ３＝｛Ｍ・β−１｝／｛β＾２＋β−Ｍ・β＋１｝ （４２） ここで、Ｎ・Ａ３＜１となるように設計することによっ
て、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。

【００６１】この実施の形態３において、定電流回路１
２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良
いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カ
レントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ５，
Ｑ６のソースと電源１３間の抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷しな
くても良い。

【００６２】以上のように、この実施の形態３によれ
ば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の
電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩ
ｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ３）＾
ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅ
が増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、
効率を増加することができるという効果が得られる。

【００６３】また、この実施の形態３によれば、２つの
トランジスタＱ５，Ｑ６のサイズ比が１：Ｍであるた
め、カレントミラー比Ｍを２以上とすることによって、
高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償
量を大きくすることができるという効果が得られる。

【００６４】さらに、この実施の形態３によれば、２つ
のトランジスタＱ５，Ｑ６にＰＭＯＳ電界効果型トラン
ジスタを使用することにより、バイアス回路１の小型化
を実現することができるという効果が得られる。

【００６５】さらに、この実施の形態３によれば、バイ
アス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているた
め、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力
が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高
出力、高効率を得ることができるという効果が得られ
る。

【００６６】さらに、この実施の形態３によれば、バイ
アス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である
場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給する
ことにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整すること
ができるという効果が得られる。

【００６７】実施の形態４．図３はこの発明の実施の形
態４による高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す
回路図であり、図において、高周波増幅器２の各構成は
上記実施の形態１の図１に示す構成と同等である。ま
た、図３のバイアス回路１において、バイアス回路出力
端子１１、定電流回路１２、電源１３、インダクタＬ
１、トランジスタＱ１、トランジスタＱ２は、実施の形
態１の図１に示す構成と同等である。

【００６８】さらに、図３のバイアス回路１において、
Ｑ７，Ｑ８はトランジスタで、トランジスタＱ２のコレ
クタ電流を基準電流とするカレントミラー回路を構成す
ると共に、ダーリントン回路からなる２つの等価ＰＮＰ
バイポーラトランジスタである。Ｑ９はトランジスタ
で、トランジスタＱ７を構成するＮＰＮバイポーラトラ
ンジスタ、Ｑ１０はトランジスタで、トランジスタＱ７
を構成するＰＮＰバイポーラトランジスタである。Ｑ１
１はトランジスタで、トランジスタＱ８を構成するＮＰ
Ｎバイポーラトランジスタ、Ｑ１２はトランジスタで、
トランジスタＱ８を構成するＰＮＰバイポーラトランジ
スタである。Ｒ１，Ｒ２は、それぞれトランジスタＱ
７，Ｑ８のエミッタと電源１３間に接続された抵抗であ
る。

【００６９】さらに、図３のバイアス回路１において、
Ｉｂ１はトランジスタＱ１のベース電流、Ｉｃ１はトラ
ンジスタＱ１のコレクタ電流、Ｉｅ２はトランジスタＱ
２のエミッタ電流、Ｉｃ２はトランジスタＱ２のコレク
タ電流、Ｉｂ２はトランジスタＱ２のベース電流、Ｉｒ
ｅｆ１はトランジスタＱ８（等価ＰＮＰバイポーラトラ
ンジスタ）のコレクタ電流、Ｉｒｅｆ２は定電流回路１
２が供給する電流、ＩｒｅｆｔはＩｒｅｆ１とＩｒｅｆ
２を加算した合計電流で、トランジスタＱ２１とトラン
ジスタＱ１によるカレントミラー回路の基準電流であ
る。

【００７０】ここで、高周波増幅器２のトランジスタＱ
２１のサイズをＮ、トランジスタＱ２１とカレントミラ
ー回路を構成するバイアス回路１のトランジスタＱ１の
サイズを１、すなわち、トランジスタＱ２１とＱ１のサ
イズ比をＮ：１とし、トランジスタＱ２１，Ｑ１，Ｑ２
の電流増幅率をβとする。また、カレントミラー回路を
構成するトランジスタＱ７，Ｑ８のサイズ比を１：Ｍ、
電流増幅率をβ３とする。このトランジスタＱ７，Ｑ８
の電流増幅率β３は、実施の形態２のトランジスタＱ
３，Ｑ４の電流増幅率β２よりも大きいものとする。

【００７１】次に動作について説明する。ダーリントン
回路からなる等価ＰＮＰバイポーラトランジスタで構成
されたトランジスタＱ８のコレクタ・エミッタ間電圧を
Ｖｃｅとすると、実施の形態１と同様にして、Ｉｒｅｆ
１は上記（５）式で与えられ、トランジスタＱ２１のコ
レクタ電流Ｉｃｅは上記（６）式で与えられる。そし
て、バイアス回路１の出力として、上記（７）式及び上
記（８）式に示すバイアス電圧Ｖｂｅとベース電流Ｉｂ
ｅが高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベースに供
給される。

【００７２】図３において、高周波増幅器２に入力され
る高周波信号の電力が増加し、トランジスタＱ２１のベ
ース電流ＩｂｅがΔＩｂｅ増加した場合、各トランジス
タの電流の変化量は以下のようになる。ここで、Ｉｒｅ
ｆｔは定電流なので増加しない。 ΔＩｂｅ＝ΔＩｅ２−ΔＩｂ１ （４３） ΔＩｅ２＝（１＋β）・ΔＩｂ２ （４４） ΔＩｃ２＝β・ΔＩｂ２ （４５） ΔＩｃ１＝β・ΔＩｂ１ （４６） ΔＩｒｅｆ１＝（Ｍ・β３／（β３＋１＋Ｍ））・ΔＩｃ２ （４７） ΔＩｒｅｆ１＝ΔＩｂ２＋ΔＩｃ１ （４８）

【００７３】上記各式から次の（４９）式、（５０）式
が得られる。 ΔＩｂｅ＝（１＋β）・ΔＩｂ２−ΔＩｂ１ （４９） ΔＩｂ２＋β・ΔＩｂ１＝｛Ｍ・β・β３／（β３＋１＋Ｍ）｝・ΔＩｂ２ （５０） 従って、ΔＩｂ１は次の（５１）式で与えられる。 ΔＩｂ１＝｛｛Ｍ・β・β３−β３−１−Ｍ｝／ ｛β・（β＋１）・（β３＋１＋Ｍ） −β・β３＋β３＋２｝｝ΔＩｂｅ （５１） 通常、Ｍ・β・β３＞β３＋１＋Ｍという関係が成り立
つため、ΔＩｂ１は正となる。トランジスタＱ２１とカ
レントミラー回路を構成するトランジスタＱ１のサイズ
比はＮ：１であるので、トランジスタＱ２１のベース電
流はＮ・ΔＩｂ１だけ増加することになる。

【００７４】トランジスタＱ２１のベース電流がＮ・Δ
Ｉｂ１だけ増加することにより、上記と同様にして動作
し、定常状態になったときのトランジスタＱ２１のベー
ス電流の全増加量は、 ΔＩｂｅ｛１＋Σ（Ｎ・Ａ４）＾ｎ｝ となる。ここで、Ａ４は次の（５２）式で与えられる。 Ａ４＝｛Ｍ・β・β３−β３−１−Ｍ｝／ ｛β・（β＋１）・（β３＋１＋Ｍ）−β・β３＋β３＋２｝ （５２） ここで、Ｎ・Ａ４＜１となるように設計することによっ
て、ベース電流の発散を抑制することが可能となる。

【００７５】この実施の形態４において、定電流回路１
２は、例えば定電圧電圧源に抵抗を装荷した回路でも良
いし、例えばバンドギャップ形回路でも良い。また、カ
レントミラー回路を構成する２つのトランジスタＱ７，
Ｑ８のエミッタと電源１３間の抵抗Ｒ１，Ｒ２は装荷し
なくても良い。

【００７６】以上のように、この実施の形態４によれ
ば、高周波増幅器２において、入力される高周波信号の
電力が増加し、トランジスタＱ２１のベース電流がΔＩ
ｂｅ増加した場合には、「Ｉｂｅ・Σ（Ｎ・Ａ４）＾
ｎ」のベース電流が補償されるので、ベース電位Ｖｂｅ
が増加してバイアス級がＡ級に近づき、飽和出力電力、
効率を増加することができるという効果が得られる。

【００７７】また、この実施の形態４によれば、２つの
等価ＰＮＰバイポーラトランジスタであるトランジスタ
Ｑ７，Ｑ８をダーリントン回路で構成することにより、
電流増幅率β３を大きくすることが可能で、高周波増幅
器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償量を大きく
することができるという効果が得られる。

【００７８】また、この実施の形態４によれば、２つの
トランジスタＱ７，Ｑ８のサイズ比が１：Ｍであるた
め、カレントミラー比Ｍを２以上とすることによって、
高周波増幅器２のトランジスタＱ２１のベース電流補償
量を大きくすることができるという効果が得られる。

【００７９】さらに、この実施の形態４によれば、バイ
アス印加素子としてインダクタＬ１を使用しているた
め、トランジスタＱ２１に入力される高周波信号の電力
が大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高
出力、高効率を得ることができるという効果が得られ
る。

【００８０】さらに、この実施の形態４によれば、バイ
アス回路１の電源１３の電源電圧Ｖｐｃが低電圧である
場合にも、定電流回路１２が電流Ｉｒｅｆ２を供給する
ことにより、基準電流Ｉｒｅｆｔを容易に調整すること
ができるという効果が得られる。

【００８１】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、高周
波増幅器の増幅素子と第１のカレントミラー回路を構成
する第１のトランジスタと、上記増幅素子と上記第１の
トランジスタのベース電流を補償する第２のトランジス
タと、上記第２のトランジスタのコレクタ電流を基準電
流とし、第２のカレントミラー回路を構成する第３及び
第４のトランジスタと、上記第１のトランジスタのコレ
クタ電流を決定する定電流回路とを備えたことにより、
高周波増幅器において、入力される高周波信号の電力が
増加しても、増幅素子のベース電流が補償され、飽和出
力電力、効率を増加することができるという効果があ
る。

【００８２】この発明によれば、第２のトランジスタか
らインダクタを介して増幅素子にベース電流を供給する
ことにより、増幅素子に入力される高周波信号の電力が
大きくなっても、ベース電圧降下が大きくならず、高出
力、高効率を得ることができるという効果がある。

【００８３】この発明によれば、第３のトランジスタと
第４のトランジスタのサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）とす
ることにより、増幅素子のベース電流補償量を大きくす
ることができるという効果がある。

【００８４】この発明によれば、第３のトランジスタと
第４のトランジスタをダーリントン回路で構成すること
により、増幅素子のベース電流補償量を大きくすること
ができるという効果がある。

【００８５】この発明によれば、第３のトランジスタと
第４のトランジスタをＰＭＯＳトランジスタで構成する
ことにより、バイアス回路の小型化を実現することがで
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１及び実施の形態２に
よる高周波増幅器用のバイアス回路の構成を示す回路図
である。

【図２】 この発明の実施の形態３による高周波増幅器
用のバイアス回路の構成を示す回路図である。

【図３】 この発明の実施の形態４による高周波増幅器
用のバイアス回路の構成を示す回路図である。

【図４】 従来の高周波増幅器用のバイアス回路の構成
を示す回路図である。

【符号の説明】

１ バイアス回路、２ 高周波増幅器、１１ バイアス
回路出力端子、１２定電流回路、１３ 電源、２１ 高
周波入力端子、２２ 高周波出力端子、２３電源、Ｃ２
１ コンデンサ、Ｃ２２ コンデンサ、Ｌ１ インダク
タ、Ｑ１トランジスタ、Ｑ２ トランジスタ、Ｑ３ ト
ランジスタ、Ｑ４ トランジスタ、Ｑ５ トランジス
タ、Ｑ６ トランジスタ、Ｑ７ トランジスタ、Ｑ８
トランジスタ、Ｑ９ トランジスタ、Ｑ１０ トランジ
スタ、Ｑ１１ トランジスタ、Ｑ１２ トランジスタ、
Ｑ２１ トランジスタ、Ｒ１ 抵抗、Ｒ２ 抵抗。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 上田 博民 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 森 一富 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 上馬 弘敬 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 末松 憲治 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5J091 AA01 AA59 CA35 CA36 FA06 HA07 HA08 HA25 HA29 HA33 KA05 KA09 KA47 MA06 MA21 UW08 5J092 AA01 AA59 CA35 CA36 FA06 HA07 HA08 HA25 HA29 HA33 KA05 KA09 KA47 MA06 MA21 5J500 AA01 AA59 AC35 AC36 AF06 AH07 AH08 AH25 AH29 AH33 AK05 AK09 AK47 AM06 AM21 WU08

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高周波信号を増幅する高周波増幅器にバ
   イアスを供給するバイアス回路であって、 上記高周波増幅器の増幅素子と第１のカレントミラー回
   路を構成する第１のトランジスタと、 上記増幅素子と上記第１のトランジスタのベース電流を
   補償する第２のトランジスタと、 上記第２のトランジスタのコレクタ電流を基準電流と
   し、第２のカレントミラー回路を構成する第３及び第４
   のトランジスタと、 上記第１のトランジスタのコレクタ電流を決定する定電
   流回路とを備えたことを特徴とするバイアス回路。
2. 【請求項２】 第２のトランジスタからインダクタを介
   して増幅素子にベース電流を供給することを特徴とする
   請求項１記載のバイアス回路。
3. 【請求項３】 第３のトランジスタと第４のトランジス
   タのサイズ比を１：１とすることを特徴とする請求項１
   記載のバイアス回路。
4. 【請求項４】 第３のトランジスタと第４のトランジス
   タのサイズ比を１：Ｍ（Ｍ≧２）とすることを特徴とす
   る請求項１記載のバイアス回路。
5. 【請求項５】 第３のトランジスタと第４のトランジス
   タをダーリントン回路で構成することを特徴とする請求
   項４記載のバイアス回路。
6. 【請求項６】 第３のトランジスタと第４のトランジス
   タをＰＭＯＳトランジスタで構成することを特徴とする
   請求項１記載のバイアス回路。