JP3242932B2 - 温度補償増幅器 - Google Patents
温度補償増幅器Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/302—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters in bipolar transistor amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の属する技術分野］ 本発明は、一般的に、増幅器に関し、特に、低い歪で
動作を行いながら、比較的小さい電圧で動作する増幅器
に関する。
動作を行いながら、比較的小さい電圧で動作する増幅器
に関する。
［従来の技術］ バイポーラトランジスタ増幅器は広く種々の用途にお
いて使用されている。それらは例えば無線周波数受信機
内の中間周波数（IF）増幅器として普通に使用されてい
る。
いて使用されている。それらは例えば無線周波数受信機
内の中間周波数（IF）増幅器として普通に使用されてい
る。
図１に示されているような通常のバイポーラトランジ
スタ増幅器は、ダーリントン対として接続されたNPNト
ランジスタQ1およびQ2を備え、増幅器段全体の電流利得
を増加させ、また、入力インピーダンスを大きくしてい
る。フィードバック抵抗Rfはベース抵抗Rbと直列に接続
されて正電源電圧Ｖ＋と負電源電圧Ｖ−との間の電圧分
割器を構成してダーリントン対のトランジスタQ1および
Q2にバイアス電流を与えている。コレクタ抵抗Rcは正電
源電圧Ｖ＋とダーリントン対のトランジスタのコレクタ
との間に接続されている。コレクタ抵抗Rcは温度変化に
対してダーリントン対のトランジスタのバイアス電流の
変化を最小にしている。直列接続された抵抗Rcompおよ
びキャパシタCcompは抵抗Rfと並列に接続され、増幅器
に対する周波数補償を行っている。ピーキングインダク
タL1は、通常数マイクロヘンリー程度の大きさであり、
コレクタ抵抗Rcとダーリントン対のトランジスタのコレ
クタとの間に直列に接続され、ストレーキャパシタンス
の影響を消去し、通常のロールオフ周波数より上まで増
幅器の利得を補償している。このような高周波技術は技
術的によく知られており、文献（例えばPaul Horowitz,
Winfield Hill,The Art of Electronics,Cambridge Uni
versity Press 1989年、869頁）に記載されている。
スタ増幅器は、ダーリントン対として接続されたNPNト
ランジスタQ1およびQ2を備え、増幅器段全体の電流利得
を増加させ、また、入力インピーダンスを大きくしてい
る。フィードバック抵抗Rfはベース抵抗Rbと直列に接続
されて正電源電圧Ｖ＋と負電源電圧Ｖ−との間の電圧分
割器を構成してダーリントン対のトランジスタQ1および
Q2にバイアス電流を与えている。コレクタ抵抗Rcは正電
源電圧Ｖ＋とダーリントン対のトランジスタのコレクタ
との間に接続されている。コレクタ抵抗Rcは温度変化に
対してダーリントン対のトランジスタのバイアス電流の
変化を最小にしている。直列接続された抵抗Rcompおよ
びキャパシタCcompは抵抗Rfと並列に接続され、増幅器
に対する周波数補償を行っている。ピーキングインダク
タL1は、通常数マイクロヘンリー程度の大きさであり、
コレクタ抵抗Rcとダーリントン対のトランジスタのコレ
クタとの間に直列に接続され、ストレーキャパシタンス
の影響を消去し、通常のロールオフ周波数より上まで増
幅器の利得を補償している。このような高周波技術は技
術的によく知られており、文献（例えばPaul Horowitz,
Winfield Hill,The Art of Electronics,Cambridge Uni
versity Press 1989年、869頁）に記載されている。
縮退抵抗Re1およびRe2はトランジスタQ1およびQ2のエ
ミッタに接続されている。信号の歪は出力トランジスタ
Q2のコレクタ・エミッタ間電圧Vce2に反比例するから、
出力トランジスタQ2は通常は非常に高い電流でバイアス
されている。その結果、縮退抵抗Re2は典型的に非常に
低い抵抗値であり、例えば数Ω程度である。
ミッタに接続されている。信号の歪は出力トランジスタ
Q2のコレクタ・エミッタ間電圧Vce2に反比例するから、
出力トランジスタQ2は通常は非常に高い電流でバイアス
されている。その結果、縮退抵抗Re2は典型的に非常に
低い抵抗値であり、例えば数Ω程度である。
［発明が解決しようとする課題］ 通常の増幅器は多くの応用に対して満足できる動作を
行っているが、低電力および、または低い電源電圧で使
用する場合には特に適しているとは言えない。この回路
の１つの欠点は、増幅器のヘッドルームのに対する要求
を増加させるコレクタ抵抗Rcを含んでいることである。
用途によって、特に、低い供給電圧を使用する場合に
は、この増加されたヘッドルームに対する要求を満足さ
せることは困難である。すなわち、一般に実用的に良好
な設計では、所定の電子システムに対して単一の標準的
な電源電圧を使用することが要求される。例えば多数の
電子システムでは現在３ボルトの電源を使用している。
しかし、高い出力電流（Vceを最大にしてそれによって
歪を最小にする）における抵抗Rcによる電圧降下によっ
て、設計者は図１の増幅器を使用するためにシステムに
より高い電圧の電源を付加せざるを得なくなる。別の問
題は抵抗Rcが大きい電力消費を生じることである。これ
はそれ自体の大きい欠点である。さらに、増加した電力
消費はダーリントン対のトランジスタの接合部の温度を
上昇させる可能性があり、それによってエレクトロマイ
グレーションが加速され、増幅器の寿命が期待された値
より減少する。
行っているが、低電力および、または低い電源電圧で使
用する場合には特に適しているとは言えない。この回路
の１つの欠点は、増幅器のヘッドルームのに対する要求
を増加させるコレクタ抵抗Rcを含んでいることである。
用途によって、特に、低い供給電圧を使用する場合に
は、この増加されたヘッドルームに対する要求を満足さ
せることは困難である。すなわち、一般に実用的に良好
な設計では、所定の電子システムに対して単一の標準的
な電源電圧を使用することが要求される。例えば多数の
電子システムでは現在３ボルトの電源を使用している。
しかし、高い出力電流（Vceを最大にしてそれによって
歪を最小にする）における抵抗Rcによる電圧降下によっ
て、設計者は図１の増幅器を使用するためにシステムに
より高い電圧の電源を付加せざるを得なくなる。別の問
題は抵抗Rcが大きい電力消費を生じることである。これ
はそれ自体の大きい欠点である。さらに、増加した電力
消費はダーリントン対のトランジスタの接合部の温度を
上昇させる可能性があり、それによってエレクトロマイ
グレーションが加速され、増幅器の寿命が期待された値
より減少する。
さらに、縮退抵抗Re2は増幅器のヘッドルーム要求を
満たすために数Ω程度の低い抵抗値でなければならな
い。低い抵抗値では、製造誤差による抵抗値の僅かな変
動が増幅器のバイアス電流における大きな電流変化を生
じる。
満たすために数Ω程度の低い抵抗値でなければならな
い。低い抵抗値では、製造誤差による抵抗値の僅かな変
動が増幅器のバイアス電流における大きな電流変化を生
じる。
上述の問題に関して、本発明は、低い歪で動作を行い
ながら、要求される電源電圧が比較的低い、温度補償さ
れた増幅器を提供することを目的としている。
ながら、要求される電源電圧が比較的低い、温度補償さ
れた増幅器を提供することを目的としている。
［課題を解決するための手段］ 本発明は、電流利得（β）整合回路と増幅回路とを備
えている。β整合回路は温度補償された電流源を使用し
て増幅回路にバイアス電流を供給する。増幅回路内のト
ランジスタのβが変化するとき、β整合回路は、この変
化をまねて自動的に増幅回路のバイアス電流を調整し、
それによって固定されたバイアス点を維持し、それは温
度およびβの変化にほとんど無関係である。
えている。β整合回路は温度補償された電流源を使用し
て増幅回路にバイアス電流を供給する。増幅回路内のト
ランジスタのβが変化するとき、β整合回路は、この変
化をまねて自動的に増幅回路のバイアス電流を調整し、
それによって固定されたバイアス点を維持し、それは温
度およびβの変化にほとんど無関係である。
β整合回路は、増幅回路内と同じ回路構成で接続され
ているトランジスタを含む。β整合回路内の対応するト
ランジスタは例えば、増幅回路のトランジスタと同一の
ドープ等のような同じプロセスを使用して製造される。
さらに、β整合回路内の対応するトランジスタは増幅回
路のトランジスタと同じ電流密度で動作される。それ
故、増幅回路とβ整合回路内の対応するトランジスタの
電流利得は等しい。β整合回路のトランジスタは増幅回
路の対応するトランジスタと整合し、例えば同じベース
／エミッタ面積、ならびにその他の装置特性を有してい
るが、好ましい実施形態ではβ整合回路のトランジスタ
のベース／エミッタ面積は増幅回路の対応するトランジ
スタのベース／エミッタ面積の何分の１かであるが、そ
れらのエミッタ電流密度は増幅回路のトランジスタのエ
ミッタ電流密度と一致している。
ているトランジスタを含む。β整合回路内の対応するト
ランジスタは例えば、増幅回路のトランジスタと同一の
ドープ等のような同じプロセスを使用して製造される。
さらに、β整合回路内の対応するトランジスタは増幅回
路のトランジスタと同じ電流密度で動作される。それ
故、増幅回路とβ整合回路内の対応するトランジスタの
電流利得は等しい。β整合回路のトランジスタは増幅回
路の対応するトランジスタと整合し、例えば同じベース
／エミッタ面積、ならびにその他の装置特性を有してい
るが、好ましい実施形態ではβ整合回路のトランジスタ
のベース／エミッタ面積は増幅回路の対応するトランジ
スタのベース／エミッタ面積の何分の１かであるが、そ
れらのエミッタ電流密度は増幅回路のトランジスタのエ
ミッタ電流密度と一致している。
好ましい実施形態では、バイアス回路は増幅回路と同
じ集積回路内に形成される。好ましい増幅器は、β整合
回路と同様の回路構成で接続されたダーリントン増幅器
を含んでいる。β整合回路のエミッタ電流はバンドギャ
ップ基準電源により供給され、β整合回路のダーリント
ン対のトランジスタのエミッタ電流密度は増幅回路のダ
ーリントン増幅器のトランジスタのエミッタ電流密度と
等しく設定される。したがって増幅回路とβ整合回路の
対応するトランジスタのβは互いに確実に等しくされ
る。好ましい実施形態では、この電流密度の均等性は、
β整合回路のエミッタ電流を増幅回路のダーリントン増
幅器のトランジスタのエミッタ電流の一定の倍数である
Ｎに設定し、β整合回路のエミッタ面積を増幅回路のダ
ーリントン対のトランジスタのエミッタ面積のＮ分の１
に設定することにより得ることができる。
じ集積回路内に形成される。好ましい増幅器は、β整合
回路と同様の回路構成で接続されたダーリントン増幅器
を含んでいる。β整合回路のエミッタ電流はバンドギャ
ップ基準電源により供給され、β整合回路のダーリント
ン対のトランジスタのエミッタ電流密度は増幅回路のダ
ーリントン増幅器のトランジスタのエミッタ電流密度と
等しく設定される。したがって増幅回路とβ整合回路の
対応するトランジスタのβは互いに確実に等しくされ
る。好ましい実施形態では、この電流密度の均等性は、
β整合回路のエミッタ電流を増幅回路のダーリントン増
幅器のトランジスタのエミッタ電流の一定の倍数である
Ｎに設定し、β整合回路のエミッタ面積を増幅回路のダ
ーリントン対のトランジスタのエミッタ面積のＮ分の１
に設定することにより得ることができる。
好ましい増幅器はまた増幅回路のダーリントンの入力
と電源端子との間に接続されたオフセット回路を含んで
おり、このオフセット回路はダーリントン対のトランジ
スタのベース・エミッタ電圧を追跡してそれに整合した
等しい順方向電圧降下を生じるように接続された直列接
続されたダイオードを具備している 本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、添
付図面と共に以下の詳細な説明を参照することによって
当業者には明白であろう。
と電源端子との間に接続されたオフセット回路を含んで
おり、このオフセット回路はダーリントン対のトランジ
スタのベース・エミッタ電圧を追跡してそれに整合した
等しい順方向電圧降下を生じるように接続された直列接
続されたダイオードを具備している 本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、添
付図面と共に以下の詳細な説明を参照することによって
当業者には明白であろう。
［図面の簡単な説明］ 図１は、従来のダーリントン増幅器の概略図である。
図２は、本発明の１実施形態の温度補償された増幅器
の概略回路図である。
の概略回路図である。
［実施例］ 本発明の温度された補償増幅器は、従来の増幅器との
比較において、増幅器のヘッドルーム、すなわち印加さ
れる電源電圧の要求を著しく減少するバイアス方式を備
えている。その出力トランジスタのコレクタ・エミッタ
間に使用可能な電源電圧の大部分を与えることによっ
て、新しい増幅器は低い歪みで動作を行い、同時に比較
的低い電源電圧における動作を可能にする。
比較において、増幅器のヘッドルーム、すなわち印加さ
れる電源電圧の要求を著しく減少するバイアス方式を備
えている。その出力トランジスタのコレクタ・エミッタ
間に使用可能な電源電圧の大部分を与えることによっ
て、新しい増幅器は低い歪みで動作を行い、同時に比較
的低い電源電圧における動作を可能にする。
図２の概略図は、本発明の１実施形態の増幅器９のダ
ーリントン増幅器の構成を示している。バイポーラNPN
トランジスタQ3およびQ4はダーリントン構成で接続さ
れ、縮退抵抗Re3およびRe4は、Q3およびQ4のエミッタと
電源の負の電圧供給端子Ｖ−と間に接続されている。ダ
ーリントンのトランジスタ対のコレクタは、増幅器の出
力端子OUTに接続され、トランジスタQ3のベースは信号
入力端子INに接続されている。補償抵抗Rcomp2および補
償キャパシタCcomp2は入力端子INと出力端子OUTとの間
で直列に接続され、それによって周波数補償を行い、通
常の方法で増幅器の安定性を確実にする。
ーリントン増幅器の構成を示している。バイポーラNPN
トランジスタQ3およびQ4はダーリントン構成で接続さ
れ、縮退抵抗Re3およびRe4は、Q3およびQ4のエミッタと
電源の負の電圧供給端子Ｖ−と間に接続されている。ダ
ーリントンのトランジスタ対のコレクタは、増幅器の出
力端子OUTに接続され、トランジスタQ3のベースは信号
入力端子INに接続されている。補償抵抗Rcomp2および補
償キャパシタCcomp2は入力端子INと出力端子OUTとの間
で直列に接続され、それによって周波数補償を行い、通
常の方法で増幅器の安定性を確実にする。
ダイオードD1およびD2と抵抗Rb2との直列回路は、入
力端子INと負の電圧供給端子Ｖ−と間で直列に接続され
ている。ダイオードD1およびD2は、それらの順方向電圧
降下がトランジスタQ3およびQ4のベース・エミッタ電圧
とそれぞれほぼ等しくなるように選択される。これは、
コレクタとベースを接続し、また、それらのベースエミ
ッタ領域がダーリントントランジスタQ3およびQ4のベー
ス−エミッタ面積の何分の１かであるバイポーラトラン
ジスタを通常のダイオード接続することによってダイオ
ードを構成し、適切な電流をそれらに流すことによって
達成される。例えば、トランジスタQ3およびQ4のベース
−エミッタ面積が所定の面積Ａと等しく、トランジスタ
がそれぞれ10mAおよび100mAのエミッタ電流にバイアス
され、1mAの電流がダイオードD1およびD2を通るように
された場合、ダイオードを横切る全電圧降下は、一方の
ダイオードが0.1Aのベース−エミッタ領域を有し、他方
のダイオードが0.01Aの領域を有している場合にはトラ
ンジスタQ3およびQ4のベース−エミッタ降下の合計と等
しい。同様に、抵抗Rb2の値は、増幅器が中性バイアス
点で動作している場合にその抵抗Rb2を横切る電圧が縮
退抵抗Re4を横切る電圧と等しくなるように選択され
る。ピーキングインダクタL2は正の電源端子Ｖ＋と出力
端子との間に接続されて出力ダイナミックレンジを増加
させる。電流I3およびI4は抵抗Re3およびRe4をそれぞれ
通り、電流I5は抵抗Rb2を通る。
力端子INと負の電圧供給端子Ｖ−と間で直列に接続され
ている。ダイオードD1およびD2は、それらの順方向電圧
降下がトランジスタQ3およびQ4のベース・エミッタ電圧
とそれぞれほぼ等しくなるように選択される。これは、
コレクタとベースを接続し、また、それらのベースエミ
ッタ領域がダーリントントランジスタQ3およびQ4のベー
ス−エミッタ面積の何分の１かであるバイポーラトラン
ジスタを通常のダイオード接続することによってダイオ
ードを構成し、適切な電流をそれらに流すことによって
達成される。例えば、トランジスタQ3およびQ4のベース
−エミッタ面積が所定の面積Ａと等しく、トランジスタ
がそれぞれ10mAおよび100mAのエミッタ電流にバイアス
され、1mAの電流がダイオードD1およびD2を通るように
された場合、ダイオードを横切る全電圧降下は、一方の
ダイオードが0.1Aのベース−エミッタ領域を有し、他方
のダイオードが0.01Aの領域を有している場合にはトラ
ンジスタQ3およびQ4のベース−エミッタ降下の合計と等
しい。同様に、抵抗Rb2の値は、増幅器が中性バイアス
点で動作している場合にその抵抗Rb2を横切る電圧が縮
退抵抗Re4を横切る電圧と等しくなるように選択され
る。ピーキングインダクタL2は正の電源端子Ｖ＋と出力
端子との間に接続されて出力ダイナミックレンジを増加
させる。電流I3およびI4は抵抗Re3およびRe4をそれぞれ
通り、電流I5は抵抗Rb2を通る。
本発明の特徴である温度補償バイアス電流回路10は、
第１の電流ミラー14と第２の電流ミラー12、およびβ整
合回路16とを含んでおり、第２の電流ミラー12から温度
補償されたバイアス電流Ibiasを増幅器９に供給するよ
うに構成されている。プログラミング電流Iprogは第２
の電流ミラー12に供給され、直接反射されるか、あるい
はプログラミング電流の倍数として反射されてIbiasを
生成する。図示された好ましい実施形態において、電流
ミラー12は供給された電流Iprogの値のＮ倍の値を有す
るミラー電流Ibiasを反射する。直接１対１で反射する
のではなく、１より大きい値Ｎを使用することによっ
て、バイアス電流回路10に流れる電流を1/Nにすること
ができるためバイアス電流回路10の消費電力を減少させ
ることができる。
第１の電流ミラー14と第２の電流ミラー12、およびβ整
合回路16とを含んでおり、第２の電流ミラー12から温度
補償されたバイアス電流Ibiasを増幅器９に供給するよ
うに構成されている。プログラミング電流Iprogは第２
の電流ミラー12に供給され、直接反射されるか、あるい
はプログラミング電流の倍数として反射されてIbiasを
生成する。図示された好ましい実施形態において、電流
ミラー12は供給された電流Iprogの値のＮ倍の値を有す
るミラー電流Ibiasを反射する。直接１対１で反射する
のではなく、１より大きい値Ｎを使用することによっ
て、バイアス電流回路10に流れる電流を1/Nにすること
ができるためバイアス電流回路10の消費電力を減少させ
ることができる。
第２の電流ミラー12に供給されるプログラミング電流
Iprogを生成するためにβ整合回路16が設けられてい
る。このβ整合回路16は増幅器９と類似した構造の増幅
器により構成され、このダーリントン増幅器はNPNトラ
ンジスタQ5およびQ6のダーリントン接続により構成さ
れ、増幅器９のトランジスタQ3およびQ4のβが温度によ
って変化したとき、このβ整合回路16のダーリントン増
幅器のトランジスタQ5およびQ6のバイアス電流であるプ
ログラミング電流Iprogも同じように変化させ、それに
よって増幅器９の安定したバイアス点を維持するための
温度補償されたバイアス電流Ibiasが生成される。温度
補償された基準電流Irefは第１の電流ミラー14に与えら
れ、それはダーリントン接続された１対のNPNトランジ
スタQ5およびQ6のエミッタ、入力トランジスタQ5のベー
スと負の電源電圧端子との間に流れる電流I6としてIref
を反射する。この電流I6は、増幅器９のバイアス電流と
して抵抗Rb2を通る電流I5として所望された電流値の1/N
倍と等しく設定される。同様に、電流ミラー14によって
反射されたエミッタ電流I7およびI8は、トランジスタQ5
およびQ6それぞれのエミッタを通るエミッタ電流I3およ
びI4の1/N倍でシンクに接続される。すなわち、電流
I6、I7およびI8は、それぞれ基準電流Irefの一定の倍数
である（k1）Iref、（k2）Iref、（k3）Irefであり、こ
こにおいてk1、k2、k3は電流ミラー14の設定比率によっ
て決定された定数である。
Iprogを生成するためにβ整合回路16が設けられてい
る。このβ整合回路16は増幅器９と類似した構造の増幅
器により構成され、このダーリントン増幅器はNPNトラ
ンジスタQ5およびQ6のダーリントン接続により構成さ
れ、増幅器９のトランジスタQ3およびQ4のβが温度によ
って変化したとき、このβ整合回路16のダーリントン増
幅器のトランジスタQ5およびQ6のバイアス電流であるプ
ログラミング電流Iprogも同じように変化させ、それに
よって増幅器９の安定したバイアス点を維持するための
温度補償されたバイアス電流Ibiasが生成される。温度
補償された基準電流Irefは第１の電流ミラー14に与えら
れ、それはダーリントン接続された１対のNPNトランジ
スタQ5およびQ6のエミッタ、入力トランジスタQ5のベー
スと負の電源電圧端子との間に流れる電流I6としてIref
を反射する。この電流I6は、増幅器９のバイアス電流と
して抵抗Rb2を通る電流I5として所望された電流値の1/N
倍と等しく設定される。同様に、電流ミラー14によって
反射されたエミッタ電流I7およびI8は、トランジスタQ5
およびQ6それぞれのエミッタを通るエミッタ電流I3およ
びI4の1/N倍でシンクに接続される。すなわち、電流
I6、I7およびI8は、それぞれ基準電流Irefの一定の倍数
である（k1）Iref、（k2）Iref、（k3）Irefであり、こ
こにおいてk1、k2、k3は電流ミラー14の設定比率によっ
て決定された定数である。
β整合回路16のダーリントン接続のトランジスタ対Q
5、Q6は、増幅回路のダーリントン対Q3、Q4と同じプロ
セスを使用して製造され、好ましい実施形態において、
全てのトランジスタは単一の集積回路において形成され
る。さらに、トランジスタは比率を定められ（すなわ
ち、それらのベース−エミッタ接合面積が所定の比率に
され）、それによって、上述されたような電流比で動作
しているとき、トランジスタQ5のエミッタの電流密度は
トランジスタQ3のものと整合し、トランジスタQ6のエミ
ッタの電流密度はトランジスタQ4のものと整合する。等
しい電流密度を使用することによって、トランジスタQ5
およびQ6のβはトランジスタQ3およびQ4のβとそれぞれ
整合する。
5、Q6は、増幅回路のダーリントン対Q3、Q4と同じプロ
セスを使用して製造され、好ましい実施形態において、
全てのトランジスタは単一の集積回路において形成され
る。さらに、トランジスタは比率を定められ（すなわ
ち、それらのベース−エミッタ接合面積が所定の比率に
され）、それによって、上述されたような電流比で動作
しているとき、トランジスタQ5のエミッタの電流密度は
トランジスタQ3のものと整合し、トランジスタQ6のエミ
ッタの電流密度はトランジスタQ4のものと整合する。等
しい電流密度を使用することによって、トランジスタQ5
およびQ6のβはトランジスタQ3およびQ4のβとそれぞれ
整合する。
増幅器９に供給されたバイアス電流Ibiasは、DC入力
だけであると仮定すると、次の式によって表され、 Ibias＝I5＋（I3＋I4/（β４＋１））／（β３＋１） （１） ここにおいて、 β３＝トランジスタQ3の電流利得 β４＝トランジスタQ4の電流利得 同様に、β整合回路16によって電流ミラー12に供給さ
れたプログラミング電流Iprogは次の式によって表さ
れ、 Iprog＝I6＋（I7＋I8/（β６＋１））／（β５＋１） （２） ここにおいて、 β５＝トランジスタQ5の電流利得 β６＝トランジスタQ6の電流利得 電流利得β５はβ３に等しく、β６はβ４に等しいた
め、式（２）は次のように書き替えられる。
だけであると仮定すると、次の式によって表され、 Ibias＝I5＋（I3＋I4/（β４＋１））／（β３＋１） （１） ここにおいて、 β３＝トランジスタQ3の電流利得 β４＝トランジスタQ4の電流利得 同様に、β整合回路16によって電流ミラー12に供給さ
れたプログラミング電流Iprogは次の式によって表さ
れ、 Iprog＝I6＋（I7＋I8/（β６＋１））／（β５＋１） （２） ここにおいて、 β５＝トランジスタQ5の電流利得 β６＝トランジスタQ6の電流利得 電流利得β５はβ３に等しく、β６はβ４に等しいた
め、式（２）は次のように書き替えられる。
Iprog＝I6＋（I7＋I8/（β４＋１））／（β３＋１） K1Iref＋（K2Iref＋K3Iref/（β４＋１））／（β３＋１） （３） さらに、I5/I6＝I3/I7＝I4/I8＝Ｎであるので、 I5＝NK1Iref I6＝NK2Iref I7＝NK3Iref 従って、 Ibias＝NK1Iref＋（NK2Iref＋NK3Iref/（β４＋１））／（β３＋１） （４） すなわち、バイアス回路は、増幅回路における温度およ
び電流利得の変化を許容する増幅回路にバイアス電流を
供給し、温度補償された基準電流の一定の倍数であり、
従って温度とはほとんど無関係の電流を増幅回路内で発
生する。
び電流利得の変化を許容する増幅回路にバイアス電流を
供給し、温度補償された基準電流の一定の倍数であり、
従って温度とはほとんど無関係の電流を増幅回路内で発
生する。
結果的に、（温度の変化によって生じた）電源電圧の
変化に対する増幅器のバイアス電流の密度を減少するた
めに従来の増幅器によって使用されたコレクタ抵抗が排
除されてもよい。従来の増幅器のコレクタの抵抗は数ボ
ルトのヘッドルームを消費する可能性があり、コレクタ
抵抗のない新しいバイアス回路によって増幅器は低電圧
の電源で動作することができ、一方でその出力トランジ
スタを横切るコレクタ−エミッタ電圧を同じように維持
する。さらに、新しい増幅器は単一段のままであり、設
計に不安定が導入されることはない。
変化に対する増幅器のバイアス電流の密度を減少するた
めに従来の増幅器によって使用されたコレクタ抵抗が排
除されてもよい。従来の増幅器のコレクタの抵抗は数ボ
ルトのヘッドルームを消費する可能性があり、コレクタ
抵抗のない新しいバイアス回路によって増幅器は低電圧
の電源で動作することができ、一方でその出力トランジ
スタを横切るコレクタ−エミッタ電圧を同じように維持
する。さらに、新しい増幅器は単一段のままであり、設
計に不安定が導入されることはない。
例えばツェナー基準あるいはバンドギャップ基準等の
任意の多数の温度補償電流基準がIrefを生成するために
使用されてもよい。電流基準の説明をより完全なものに
するために、Walt Kester Edによる文献“Linear Desig
n Seminer"（Analog Devices,Norwood,MA,1991,pgs 8−
２から８−18）を参照されたい。同様に、電流ミラー12
および14は、NPNあるいはPNPバイポーラトランジスタ、
あるいはＮチャンネルまたはＰチャンネル電界効果トラ
ンジスタを使用する従来の電流ミラー設計を使用して実
行されてもよい。種々の電流ミラー回路が開発され、そ
の幾つかはWai−Kai Chen氏等による“The Circuits an
d Filters Handbook"（CRC press,Boca Raton,Fla,199
5,pp1619−1628）に記載されている。
任意の多数の温度補償電流基準がIrefを生成するために
使用されてもよい。電流基準の説明をより完全なものに
するために、Walt Kester Edによる文献“Linear Desig
n Seminer"（Analog Devices,Norwood,MA,1991,pgs 8−
２から８−18）を参照されたい。同様に、電流ミラー12
および14は、NPNあるいはPNPバイポーラトランジスタ、
あるいはＮチャンネルまたはＰチャンネル電界効果トラ
ンジスタを使用する従来の電流ミラー設計を使用して実
行されてもよい。種々の電流ミラー回路が開発され、そ
の幾つかはWai−Kai Chen氏等による“The Circuits an
d Filters Handbook"（CRC press,Boca Raton,Fla,199
5,pp1619−1628）に記載されている。
本発明の一実施形態について図示し、説明したが、当
業者によって多くの変更および修正が可能であり、その
ような変更および修正された実施形態は、添付された請
求の範囲に記載された本発明の意図および技術的範囲か
ら逸脱せずに行われることができる。例えば、共通エミ
ッタ増幅器は、PNPあるいはNPNトランジスタを使用して
実行されてもよく、また、実施例のダーリントン対構成
ではなく、単一トランジスタ構造を使用してもよい。
業者によって多くの変更および修正が可能であり、その
ような変更および修正された実施形態は、添付された請
求の範囲に記載された本発明の意図および技術的範囲か
ら逸脱せずに行われることができる。例えば、共通エミ
ッタ増幅器は、PNPあるいはNPNトランジスタを使用して
実行されてもよく、また、実施例のダーリントン対構成
ではなく、単一トランジスタ構造を使用してもよい。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヒラタ、エリック・エム アメリカ合衆国、カリフォルニア州 90503、トーランス、オーシャン・アベ ニュー 21917 (72)発明者 デベンドルフ、ドン・シー アメリカ合衆国、カリフォルニア州 92009、カールスバッド、カラコル・コ ート 2016 (56)参考文献 特開 昭58−168309（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−54809（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−178309（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−84657（ＪＰ，Ａ) 特公 昭60−42648（ＪＰ，Ｂ２) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03F 1/30
Claims (12)
- 【請求項１】既知の温度変化を有する電流利得（β）を
有する１以上のトランジスタを含むトランジスタ回路を
備えている増幅器にバイアス電流を供給するための温度
補償されたバイアス電流源において、 温度補償された基準電流源と、 前記基準電流源から入力として基準電流を受けるように
構成されている第１の電流ミラーと、 前記基準電流源により第１の電流ミラーに供給された電
流を電流ミラーにより反射した第１の電流ミラーからの
出力電流によって駆動され、前記増幅器のトランジスタ
と対応するトランジスタを有し、それらのトランジスタ
は前記増幅器の対応するトランジスタと同じ電流利得を
有し、バイアス電流が前記増幅器のバイアス電流に比例
して変化するように構成されているβ整合回路と、 前記β整合回路に供給されるバイアス電流であるプログ
ラミング電流を入力として供給され、前記プログラミン
グ電流のＮ倍のミラー反射された電流をバイアス電流と
して前記増幅器に供給する第２の電流ミラーとを具備
し、Ｎは１よりも大きい値であることを特徴とする温度
補償されたバイアス電流源。 - 【請求項２】前記β整合回路のトランジスタは前記増幅
器の対応するトランジスタと同様の回路構成となるよう
に接続されている請求項１記載のバイアス電流源。 - 【請求項３】前記増幅器およびβ整合回路はそれぞれダ
ーリントン増幅器として構成されている１対のバイポー
ラトランジスタを有している請求項１記載のバイアス電
流源。 - 【請求項４】前記β整合回路のトランジスタ回路の増幅
器の入力端子には前記プログラミング電流がバイアス電
流として供給される請求項３記載のバイアス電流源。 - 【請求項５】前記β整合回路は、前記基準電流源から供
給される基準電流の定数Ｋ倍に等しい値を有する電流を
第１の電流ミラーから供給される請求項４記載のバイア
ス電流源。 - 【請求項６】既知の温度変化を有する電流利得（β）を
有する１以上のトランジスタを含むトランジスタ回路を
備えている温度補償された増幅器において、 電流導通端子と電流制御端子とを備え、前記電流制御端
子に供給された信号を増幅するように構成されたトラン
ジスタを含む増幅回路と、 前記増幅回路にバイアス電流を供給するように構成され
た温度補償されたバイアス電流源とを具備し、前記バイ
アス電流源は、 温度補償された基準電流源と、 前記基準電流源から入力として基準電流を受けるように
構成されている第１の電流ミラーと、 前記基準電流源により第１の電流ミラーに供給された電
流を電流ミラーで反射した第１の電流ミラーからの出力
電流によって駆動され、前記増幅器のトランジスタと対
応するトランジスタを有し、それらのトランジスタは前
記増幅器の対応するトランジスタと同じ電流利得を有
し、バイアス電流が前記増幅器のバイアス電流に比例し
て変化するように構成されているβ整合回路と、 前記β整合回路に供給されるバイアス電流であるプログ
ラミング電流を入力として供給され、プログラミング電
流のＮ倍の電流ミラーにより反射された電流をバイアス
電流として前記増幅器に供給する第２の電流ミラーとを
具備し、Ｎは１よりも大きい値であることを特徴とする
温度補償された増幅器。 - 【請求項７】前記β整合回路のトランジスタは前記増幅
回路のトランジスタと同様の回路構成となるように接続
されている請求項６記載のバイアス電流源。 - 【請求項８】前記増幅回路およびβ整合回路はそれぞれ
ダーリントン増幅器として構成されている１対のバイポ
ーラトランジスタを有している請求項７記載の増幅器。 - 【請求項９】前記β整合回路のトランジスタ回路の入力
端子には前記プログラミング電流がバイアス電流として
供給される請求項８記載の増幅器。 - 【請求項１０】増幅回路に供給されるバイアス電流は前
記温度補償された基準電流源によって供給された基準電
流をＮとＫの積で乗算した電流値に等しい請求項９記載
の増幅器。 - 【請求項１１】前記増幅回路はダーリントン増幅器とし
て構成され、このダーリントン増幅器の入力トランジス
タのベース端子は増幅回路の入力端子を構成している請
求項10記載の増幅器。 - 【請求項１２】前記増幅回路はさらに、前記増幅回路の
入力端子と負の電源端子との間に接続されたオフセット
回路を具備し、このオフセット回路はダーリントン増幅
器の１対のトランジスタのベース・エミッタ電圧に等し
い順方向電圧降下を生じるように接続された直列接続さ
れたダイオードを具備している請求項11記載の増幅器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US827,854 | 1997-04-11 | ||
| US08/827,854 US5859568A (en) | 1997-04-11 | 1997-04-11 | Temperature compensated amplifier |
| PCT/US1998/007068 WO1998047219A1 (en) | 1997-04-11 | 1998-04-09 | Temperature compensated amplifier |
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|---|---|
| JPH11514193A JPH11514193A (ja) | 1999-11-30 |
| JP3242932B2 true JP3242932B2 (ja) | 2001-12-25 |
Family
ID=25250341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP54403698A Expired - Fee Related JP3242932B2 (ja) | 1997-04-11 | 1998-04-09 | 温度補償増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
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| EP (1) | EP0908003B1 (ja) |
| JP (1) | JP3242932B2 (ja) |
| AT (1) | ATE262235T1 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US6538514B2 (en) * | 2001-05-22 | 2003-03-25 | Elantec Semiconductor, Inc. | Compensation method in a class-G amplifier output stage |
| US6611172B1 (en) * | 2001-06-25 | 2003-08-26 | Sirenza Microdevices, Inc. | Thermally distributed darlington amplifier |
| US7071784B2 (en) | 2002-11-29 | 2006-07-04 | Linear Technology Corporation | High linearity digital variable gain amplifier |
| KR101072611B1 (ko) * | 2003-05-23 | 2011-10-11 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 온도에 독립적인 전류전원 회로 |
| US7091788B2 (en) * | 2003-12-03 | 2006-08-15 | Intel Corporation | Biased Darlington transistor pair, method, and system |
| US7253689B2 (en) * | 2004-06-08 | 2007-08-07 | Telasic Communications, Inc. | Low distortion amplifier |
| KR100704686B1 (ko) | 2004-09-14 | 2007-04-06 | 아바고테크놀로지스코리아 주식회사 | 다이오드 전압제어를 통한 전력증폭기의 온도보상회로 |
| US7142058B2 (en) * | 2004-11-09 | 2006-11-28 | Freescale Semiconductor, Inc. | On-chip temperature compensation circuit for an electronic device |
| JP4863818B2 (ja) * | 2006-08-29 | 2012-01-25 | セイコーインスツル株式会社 | 温度センサ回路 |
| US7772927B1 (en) * | 2007-10-04 | 2010-08-10 | Rf Micro Devices, Inc. | Active bias Darlington amplifier |
| US7855603B1 (en) | 2009-06-29 | 2010-12-21 | Avago Technologies Wireless Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Temperature compensated self-bias darlington pair amplifier |
| CN101656511A (zh) * | 2009-09-04 | 2010-02-24 | 惠州市正源微电子有限公司 | 射频功率放大器温度补偿电路 |
| US9124222B2 (en) | 2013-03-14 | 2015-09-01 | Hittite Microwave Corporation | Internally, resistively, sensed darlington amplifier |
| KR102456842B1 (ko) * | 2016-12-08 | 2022-10-21 | 한국전자통신연구원 | 적응적 전원 전압을 인가함으로써 선형성과 효율성이 향상된 다단 증폭기 |
| CN110380693A (zh) * | 2019-07-25 | 2019-10-25 | 中国电子科技集团公司第二十四研究所 | 基于hbt工艺的低压宽带中功率射频放大器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1467057A (en) * | 1973-05-24 | 1977-03-16 | Rca Corp | Amplifier with over-current protection |
| US3999140A (en) * | 1976-03-08 | 1976-12-21 | Rca Corporation | Bias current circuit |
| US4260956A (en) * | 1979-03-16 | 1981-04-07 | Rca Corporation | Temperature compensating bias circuit |
| US4339729A (en) * | 1980-03-27 | 1982-07-13 | Motorola, Inc. | Analog integrated filter circuit |
| US4525683A (en) * | 1983-12-05 | 1985-06-25 | Motorola, Inc. | Current mirror having base current error cancellation circuit |
| DE3811950A1 (de) * | 1988-04-11 | 1989-10-19 | Telefunken Electronic Gmbh | Schaltungsanordnung zur arbeitspunkteinstellung eines transistors |
| FR2684205A1 (fr) * | 1991-11-22 | 1993-05-28 | Thomson Composants Militaires | Miroir de courant a faible erreur de recopie. |
| US5436595A (en) * | 1994-08-01 | 1995-07-25 | Hewlett-Packard Company | Low voltage bipolar amplifier |
-
1997
- 1997-04-11 US US08/827,854 patent/US5859568A/en not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-04-09 EP EP98918064A patent/EP0908003B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-04-09 AT AT98918064T patent/ATE262235T1/de not_active IP Right Cessation
- 1998-04-09 JP JP54403698A patent/JP3242932B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1998-04-09 WO PCT/US1998/007068 patent/WO1998047219A1/en active IP Right Grant
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| US5859568A (en) | 1999-01-12 |
| EP0908003B1 (en) | 2004-03-17 |
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| ATE262235T1 (de) | 2004-04-15 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |