JP2008178027A - ミクサ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が大信号である場合でも、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位の降下を抑制して、高飽和特性を実現することができるミクサ回路を得ることを目的とする。
【解決手段】ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電流Ｉｂを補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４を設け、電流供給回路２５がベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する。
【選択図】図１
【解決手段】ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電流Ｉｂを補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４を設け、電流供給回路２５がベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する。
【選択図】図１
Description
この発明は、通信衛星、地上波マイクロ波通信、移動体通信などの通信回路に使用されるミクサ回路に関するものである。
一般にＢＪＴ、ＨＢＴなどのＮＰＮバイポーラトランジスタを用いている高周波回路においては、高飽和特性を得るために、ベース電圧を定電圧で動作させる定電圧ベースバイアス回路が用いられる。
しかしながら、抵抗を用いてベースバイアスを印加する場合、大電力の高周波信号が入力されると、ベース電流の増加に伴ってベース電位が降下し、飽和特性が劣化することがある。
したがって、ベース電流が増加しても、ベース電位が降下しないバイアス回路が必要である。
しかしながら、抵抗を用いてベースバイアスを印加する場合、大電力の高周波信号が入力されると、ベース電流の増加に伴ってベース電位が降下し、飽和特性が劣化することがある。
したがって、ベース電流が増加しても、ベース電位が降下しないバイアス回路が必要である。
例えば、以下の非特許文献１に開示されている従来のミクサ回路は、高周波信号であるＲＦ信号を入力するＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタを有し、局部発振波であるＬＯ信号を用いて、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタにより入力されたＲＦ信号を中間周波数信号であるＩＦ信号に変換する信号変換回路の他に、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベースに電圧を供給するバイアス回路を備えている。
バイアス回路は、次の（１）〜（５）の要素から構成されている。
（１）ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するバイアス用バイポーラトランジスタ１
（２）ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ及びバイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタ２
（３）一定の電圧をバイアス用バイポーラトランジスタに供給する電源３
（４）バイアス用バイポーラトランジスタ１のコレクタと電源３との間に接続されている抵抗４
（５）バイアス用バイポーラトランジスタ１のベースとＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベースとの間に接続されている抵抗５
バイアス回路は、次の（１）〜（５）の要素から構成されている。
（１）ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するバイアス用バイポーラトランジスタ１
（２）ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ及びバイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタ２
（３）一定の電圧をバイアス用バイポーラトランジスタに供給する電源３
（４）バイアス用バイポーラトランジスタ１のコレクタと電源３との間に接続されている抵抗４
（５）バイアス用バイポーラトランジスタ１のベースとＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベースとの間に接続されている抵抗５
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が小信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位Ｖｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ１×Ｉｒｅｆ−Ｒ２×Ｉｂ
ただし、Ｖｒｅｆは電源３から出力される電圧、Ｒ１は抵抗４の抵抗値、Ｉｒｅｆは抵抗４を流れる電流、Ｒ２は抵抗５の抵抗値、Ｉｂは抵抗５を流れる電流（ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電流）である。
Ｖｂ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ１×Ｉｒｅｆ−Ｒ２×Ｉｂ
ただし、Ｖｒｅｆは電源３から出力される電圧、Ｒ１は抵抗４の抵抗値、Ｉｒｅｆは抵抗４を流れる電流、Ｒ２は抵抗５の抵抗値、Ｉｂは抵抗５を流れる電流（ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電流）である。
一方、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が大信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位Ｖｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ１×Ｉｒｅｆ−Ｒ２×Ｉｂ−Ｒ２×ΔＩｂ
ただし、ΔＩｂはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電流の増加量であり、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が小信号である場合より、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位ＶｂがＲ２×ΔＩｂだけ降下する。
Ｖｂ＝Ｖｒｅｆ−Ｒ１×Ｉｒｅｆ−Ｒ２×Ｉｂ−Ｒ２×ΔＩｂ
ただし、ΔＩｂはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電流の増加量であり、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が小信号である場合より、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位ＶｂがＲ２×ΔＩｂだけ降下する。
電子情報通信学会の信学技報「ＭＷ２０００−１５４」
従来のミクサ回路は以上のように構成されているので、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が大信号である場合、ＲＦ信号が小信号である場合より、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位Ｖｂが降下する。このため、バイアス点がＢ級よりにシフトして、飽和特性が劣化することがあるなどの課題があった。
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタに入力されるＲＦ信号が大信号である場合でも、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタのベース電位の降下を抑制して、高飽和特性を実現することができるミクサ回路を得ることを目的とする。
この発明に係るミクサ回路は、高周波入力用バイポーラトランジスタ及びバイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタを設け、電流供給手段がベース電流補償用バイポーラトランジスタによるベース電流の補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタに供給するようにしたものである。
この発明によれば、高周波入力用バイポーラトランジスタ及びバイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタを設け、電流供給手段がベース電流補償用バイポーラトランジスタによるベース電流の補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタに供給するように構成したので、高周波入力用バイポーラトランジスタに入力される高周波の差動信号が大信号である場合でも、高周波入力用バイポーラトランジスタのベース電位の降下を抑制して、高飽和特性を実現することができる効果がある。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａは例えばＢＪＴ、ＨＢＴなどのＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ１２ａを介してＲＦ信号入力端子１１ａと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ１２ｂを介してＲＦ信号入力端子１１ｂと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
なお、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂから、ＲＦ信号の差動信号（高周波の差動信号）を入力する高周波入力用バイポーラトランジスタが構成されている。
図１はこの発明の実施の形態１によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａは例えばＢＪＴ、ＨＢＴなどのＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ１２ａを介してＲＦ信号入力端子１１ａと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ１２ｂを介してＲＦ信号入力端子１１ｂと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
なお、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂから、ＲＦ信号の差動信号（高周波の差動信号）を入力する高周波入力用バイポーラトランジスタが構成されている。
信号変換部１４はＬＯ信号の差動信号（局部発振波の差動信号）を用いて、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂにより入力されたＲＦ信号の差動信号をＩＦ信号の差動信号（中間周波の差動信号）に変換し、ＩＦ信号の差動信号をＩＦ信号出力端子１８ａ，１８ｂに出力する。なお、信号変換部１４は信号変換手段を構成している。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ａはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ａと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ａ及びＩＦ信号出力端子１８ａと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ｂと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ｂ及びＩＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ａはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ａと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ａ及びＩＦ信号出力端子１８ａと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ｂと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ｂ及びＩＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ｃはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ｂと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ｂのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ａ及びＩＦ信号出力端子１８ａと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ｄはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ａと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ｂのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ｂ及びＩＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ｄはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子１５ａと接続され、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ｂのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗１７ｂ及びＩＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
バイアス回路２１はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに電圧を供給するとともに、コレクタバイアス用印加抵抗１７ａ，１７ｂに電圧を供給する回路である。
バイアス用バイポーラトランジスタ２２はＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがバイアス用印加抵抗２３を介してＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
なお、バイアス用バイポーラトランジスタ２２はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂとカレントミラーを構成している。
バイアス用バイポーラトランジスタ２２はＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがバイアス用印加抵抗２３を介してＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
なお、バイアス用バイポーラトランジスタ２２はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂとカレントミラーを構成している。
ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４はＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタと接続され、エミッタがバイアス用バイポーラトランジスタ２２のベースと接続されている。
なお、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電流を補償する。
なお、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電流を補償する。
電流供給回路２５はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流の補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する回路である。なお、電流供給回路２５は電流供給手段を構成している。
電源２６は基準抵抗２７ａ，２７ｂを介して電圧をＰ型のカレントミラー回路２８に印加する。
カレントミラー回路２８は２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されており、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流の補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する。
電源２６は基準抵抗２７ａ，２７ｂを介して電圧をＰ型のカレントミラー回路２８に印加する。
カレントミラー回路２８は２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されており、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流の補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する。
Ｐ型トランジスタ２９ａはゲートがベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のコレクタと接続され、ソースが基準抵抗２７ａと接続され、ドレインがバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタと接続されている。
Ｐ型トランジスタ２９ｂはゲート及びドレインがベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のコレクタと接続され、ソースが基準抵抗２７ｂと接続されている。
Ｐ型トランジスタ２９ｂはゲート及びドレインがベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のコレクタと接続され、ソースが基準抵抗２７ｂと接続されている。
次に動作について説明する。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂは、ＲＦ信号入力端子１１ａ，１１ｂからＲＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部１４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄがＬＯ信号入力端子１５ａ，１５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂにより入力されたＲＦ信号の差動信号をＩＦ信号の差動信号に変換し、そのＩＦ信号の差動信号をＩＦ信号出力端子１８ａ，１８ｂに出力する。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂは、ＲＦ信号入力端子１１ａ，１１ｂからＲＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部１４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄがＬＯ信号入力端子１５ａ，１５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂにより入力されたＲＦ信号の差動信号をＩＦ信号の差動信号に変換し、そのＩＦ信号の差動信号をＩＦ信号出力端子１８ａ，１８ｂに出力する。
バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２は、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂとカレントミラーを構成しており、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに電圧を供給しているが、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４がＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂが一定になるように、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂを補償している。
具体的には、以下の通りである。
具体的には、以下の通りである。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が小信号である場合、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆは、次のように表される。
Ｉｒｅｆ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （１）
ただし、Ｖｒｅｆは電源２６から出力される電圧、ＶｐｎｐはＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂのゲート・ソース間電圧、Ｖｂｅはベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のベース・エミッタ間電圧、Ｒ１は基準抵抗２７ａ，２７ｂの抵抗値である。
Ｉｒｅｆ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （１）
ただし、Ｖｒｅｆは電源２６から出力される電圧、ＶｐｎｐはＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂのゲート・ソース間電圧、Ｖｂｅはベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のベース・エミッタ間電圧、Ｒ１は基準抵抗２７ａ，２７ｂの抵抗値である。
この場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのコレクタ電流Ｉｃは、次のように表される。
Ｉｃ＝［Ｎ／{（１＋(（１＋Ｎ)／β(１＋β)））}］×Ｉｒｅｆ （２）
また、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （３）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （４）
ただし、βはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの電流増幅率、ＮはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのミラー比である。
Ｉｃ＝［Ｎ／{（１＋(（１＋Ｎ)／β(１＋β)））}］×Ｉｒｅｆ （２）
また、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （３）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （４）
ただし、βはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの電流増幅率、ＮはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのミラー比である。
一方、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が大信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑制するために、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量が増加する。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆが増加する。
その結果、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （５）
Ａ＝(β×β’／（β’−２）)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （６）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆが増加する。
その結果、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （５）
Ａ＝(β×β’／（β’−２）)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （６）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
したがって、ＲＦ信号が大信号であるとき、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流ＩｂがΔＩｂだけ増加すると、ベース電流ＩｂがΔＩｂ（Σ（Ｎ×Ａ）n）だけ補償されることになり、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂも増加する。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
図２はこの発明の実施の形態１によるミクサ回路及び従来のミクサ回路におけるベース電圧と利得の出力電力依存性を示す説明図である。
従来のミクサ回路の場合、図２から明らかなように、ＲＦ信号が大信号であるとき、ベース電位Ｖｂが降下して、出力電力の利得も低下する。
これに対して、この実施の形態１のミクサ回路の場合、カレントミラー回路２８がベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給するようにしているので、ＲＦ信号が大信号であるときも、ベース電位Ｖｂが降下せず、出力電力の利得の低下を抑制している。
従来のミクサ回路の場合、図２から明らかなように、ＲＦ信号が大信号であるとき、ベース電位Ｖｂが降下して、出力電力の利得も低下する。
これに対して、この実施の形態１のミクサ回路の場合、カレントミラー回路２８がベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給するようにしているので、ＲＦ信号が大信号であるときも、ベース電位Ｖｂが降下せず、出力電力の利得の低下を抑制している。
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電流Ｉｂを補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４を設け、電流供給回路２５がベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給するように構成したので、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が大信号である場合でも、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑制して、高飽和特性を実現することができる効果を奏する。
なお、この実施の形態１では、バイアス印加素子として、バイアス用印加抵抗２３を用いるものについて示したが、これに限るものではなく、例えば、インダクタを用いてもよい。
また、この実施の形態１では、カレントミラー回路２８が２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されているものについて示したが、図３に示すように、カレントミラー回路２８が２つのＰＮＰバイポーラトランジスタ２９ｃ，２９ｄから構成されていてもよく、同様の効果を奏することができる。
また、この実施の形態１では、カレントミラー回路２８が２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されているものについて示したが、図３に示すように、カレントミラー回路２８が２つのＰＮＰバイポーラトランジスタ２９ｃ，２９ｄから構成されていてもよく、同様の効果を奏することができる。
実施の形態２．
図４はこの発明の実施の形態２によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ３２ａを介してＩＦ信号入力端子３１ａと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ３２ｂを介してＩＦ信号入力端子３１ｂと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
なお、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂから、ＩＦ信号の差動信号を入力する中間周波入力用バイポーラトランジスタが構成されている。
図４はこの発明の実施の形態２によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ３２ａを介してＩＦ信号入力端子３１ａと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがコンデンサ３２ｂを介してＩＦ信号入力端子３１ｂと接続され、エミッタがグランドと接続されている。
なお、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂから、ＩＦ信号の差動信号を入力する中間周波入力用バイポーラトランジスタが構成されている。
信号変換部３４はＬＯ信号の差動信号（局部発振波の差動信号）を用いて、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂにより入力されたＩＦ信号の差動信号をＲＦ信号の差動信号に変換し、ＲＦ信号の差動信号をＲＦ信号出力端子３８ａ，３８ｂに出力する。なお、信号変換部３４は信号変換手段を構成している。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ａはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ａと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ａ及びＲＦ信号出力端子３８ａと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ｂと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ｂ及びＲＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ａはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ａと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ａ及びＲＦ信号出力端子３８ａと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ｂはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ｂと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ｂ及びＲＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ｃはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ｂと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ｂのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ａ及びＲＦ信号出力端子３８ａと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ｄはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ａと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ｂのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ｂ及びＲＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ｄはＮＰＮバイポーラトランジスタから構成されており、ベースがＬＯ信号入力端子３５ａと接続され、エミッタがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ｂのコレクタと接続され、コレクタがコレクタバイアス用印加抵抗３７ｂ及びＲＦ信号出力端子１８ｂと接続されている。
次に動作について説明する。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂは、ＩＦ信号入力端子３１ａ，３１ｂからＩＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部３４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄがＬＯ信号入力端子３５ａ，３５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂにより入力されたＩＦ信号の差動信号をＲＦ信号の差動信号に変換し、そのＲＦ信号の差動信号をＲＦ信号出力端子３８ａ，３８ｂに出力する。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂは、ＩＦ信号入力端子３１ａ，３１ｂからＩＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部３４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄがＬＯ信号入力端子３５ａ，３５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂにより入力されたＩＦ信号の差動信号をＲＦ信号の差動信号に変換し、そのＲＦ信号の差動信号をＲＦ信号出力端子３８ａ，３８ｂに出力する。
バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２は、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂとカレントミラーを構成しており、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに電圧を供給しているが、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４がＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂが一定になるように、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂを補償している。
具体的には、以下の通りである。
具体的には、以下の通りである。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が小信号である場合、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆは、次のように表される。
Ｉｒｅｆ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （７）
ただし、Ｖｒｅｆは電源２６から出力される電圧、ＶｐｎｐはＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂのゲート・ソース間電圧、Ｖｂｅはベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のベース・エミッタ間電圧、Ｒ１は基準抵抗２７ａ，２７ｂの抵抗値である。
Ｉｒｅｆ＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （７）
ただし、Ｖｒｅｆは電源２６から出力される電圧、ＶｐｎｐはＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂのゲート・ソース間電圧、Ｖｂｅはベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４のベース・エミッタ間電圧、Ｒ１は基準抵抗２７ａ，２７ｂの抵抗値である。
この場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのコレクタ電流Ｉｃは、次のように表される。
Ｉｃ＝［Ｎ／{（１＋(（１＋Ｎ)／β(１＋β)））}］×Ｉｒｅｆ （８）
また、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （９）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （１０）
ただし、βはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂは電流増幅率、ＮはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのミラー比である。
Ｉｃ＝［Ｎ／{（１＋(（１＋Ｎ)／β(１＋β)））}］×Ｉｒｅｆ （８）
また、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （９）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （１０）
ただし、βはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂは電流増幅率、ＮはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのミラー比である。
一方、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が大信号である場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑制するために、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量が増加する。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆが増加する。
その結果、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （１１）
Ａ＝(β×β’／β’−２)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （１２）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆが増加する。
その結果、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （１１）
Ａ＝(β×β’／β’−２)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （１２）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
したがって、ＩＦ信号が大信号であるとき、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流ＩｂがΔＩｂだけ増加すると、ベース電流ＩｂがΔＩｂ（Σ（Ｎ×Ａ）n）だけ補償されることになり、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂも増加する。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
以上で明らかなように、この実施の形態２によれば、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電流Ｉｂを補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４を設け、電流供給回路２５がベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量に応じた電流をバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給するように構成したので、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が大信号である場合でも、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑制して、高飽和特性を実現することができる効果を奏する。
なお、この実施の形態２では、カレントミラー回路２８が２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されているものについて示したが、カレントミラー回路２８が２つのＰＮＰバイポーラトランジスタから構成されていてもよく、同様の効果を奏することができる。
実施の形態３．
図５はこの発明の実施の形態３によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電流源４１は定電流である基準電流Ｉｒｅｆ２をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給する。
図５はこの発明の実施の形態３によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電流源４１は定電流である基準電流Ｉｒｅｆ２をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給する。
次に動作について説明する。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂは、ＲＦ信号入力端子１１ａ，１１ｂからＲＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部１４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄがＬＯ信号入力端子１５ａ，１５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂにより入力されたＲＦ信号の差動信号をＩＦ信号の差動信号に変換し、そのＩＦ信号の差動信号をＩＦ信号出力端子１８ａ，１８ｂに出力する。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂは、ＲＦ信号入力端子１１ａ，１１ｂからＲＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部１４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄがＬＯ信号入力端子１５ａ，１５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂにより入力されたＲＦ信号の差動信号をＩＦ信号の差動信号に変換し、そのＩＦ信号の差動信号をＩＦ信号出力端子１８ａ，１８ｂに出力する。
バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２は、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂとカレントミラーを構成しており、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに電圧を供給しているが、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４がＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂが一定になるように、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂを補償している。
具体的には、以下の通りである。
具体的には、以下の通りである。
ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が小信号である場合、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆ２は、次のように表される。
Ｉｒｅｆ２＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （１３）
この場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのコレクタ電流Ｉｃは、次のように表される。
Ｉｃ＝Ｎ／{（１＋(１＋Ｎ)）／β(１＋β)}×（Ｉｒｅｆ１＋Ｉｒｅｆ２）
（１４）
また、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ２×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （１５）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （１６）
ただし、βはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの電流増幅率、ＮはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのミラー比である。
また、Ｉｒｅｆ１は電流源４１からバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給される基準電流である。
Ｉｒｅｆ２＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （１３）
この場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのコレクタ電流Ｉｃは、次のように表される。
Ｉｃ＝Ｎ／{（１＋(１＋Ｎ)）／β(１＋β)}×（Ｉｒｅｆ１＋Ｉｒｅｆ２）
（１４）
また、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ２×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （１５）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （１６）
ただし、βはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂの電流増幅率、ＮはＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのミラー比である。
また、Ｉｒｅｆ１は電流源４１からバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給される基準電流である。
一方、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が大信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑制するために、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量が増加する。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆ２が増加する。
その結果、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （１７）
Ａ＝(β×β’／（β’−２）)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （１８）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆ２が増加する。
その結果、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （１７）
Ａ＝(β×β’／（β’−２）)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （１８）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
したがって、ＲＦ信号が大信号であるとき、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流ＩｂがΔＩｂだけ増加すると、ベース電流ＩｂがΔＩｂ（Σ（Ｎ×Ａ）n）だけ補償されることになり、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂも増加する。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
以上で明らかなように、この実施の形態３によれば、基準電流Ｉｒｅｆ１をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給する電流源４１を設けるように構成したので、上記実施の形態１と同様の効果を奏する他に、電源２６の基準電圧Ｖｒｅｆが低電圧化されている場合でも、同様に動作することが可能になる効果を奏する。
なお、この実施の形態３では、電流源４１をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに接続しているものについて示しているが、例えば、電圧源と高抵抗からなる電流源をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに接続するようにしてもよいし、バンドギャップ回路をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに接続するようにしてもよい。
なお、この実施の形態３では、電流源４１をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに接続しているものについて示しているが、例えば、電圧源と高抵抗からなる電流源をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに接続するようにしてもよいし、バンドギャップ回路をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに接続するようにしてもよい。
また、この実施の形態３では、カレントミラー回路２８が２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されているものについて示したが、図６に示すように、カレントミラー回路２８が２つのＰＮＰバイポーラトランジスタ２９ｃ，２９ｄから構成されていてもよく、同様の効果を奏することができる。
実施の形態４．
図７はこの発明の実施の形態４によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図４のミクサ回路と比べて、電流源４１が実装されている点で相違している。
図７はこの発明の実施の形態４によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図４と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図４のミクサ回路と比べて、電流源４１が実装されている点で相違している。
次に動作について説明する。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂは、ＩＦ信号入力端子３１ａ，３１ｂからＩＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部３４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄがＬＯ信号入力端子３５ａ，３５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂにより入力されたＩＦ信号の差動信号をＲＦ信号の差動信号に変換し、そのＲＦ信号の差動信号をＲＦ信号出力端子３８ａ，３８ｂに出力する。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂは、ＩＦ信号入力端子３１ａ，３１ｂからＩＦ信号の差動信号を入力する。
信号変換部３４は、ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄがＬＯ信号入力端子３５ａ，３５ｂからＬＯ信号の差動信号を入力すると、そのＬＯ信号の差動信号を用いて、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂにより入力されたＩＦ信号の差動信号をＲＦ信号の差動信号に変換し、そのＲＦ信号の差動信号をＲＦ信号出力端子３８ａ，３８ｂに出力する。
バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２は、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂとカレントミラーを構成しており、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに電圧を供給しているが、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４がＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂが一定になるように、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂを補償している。
具体的には、以下の通りである。
具体的には、以下の通りである。
ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が小信号である場合、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆ２は、次のように表される。
Ｉｒｅｆ２＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （１９）
この場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのコレクタ電流Ｉｃは、次のように表される。
Ｉｃ＝Ｎ／{（１＋(１＋Ｎ)）／β(１＋β)}×（Ｉｒｅｆ１＋Ｉｒｅｆ２）
（２０）
また、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ２×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （２１）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （２２）
ただし、βはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂの電流増幅率、ＮはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのミラー比である。
また、Ｉｒｅｆ１は電流源４１からバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給される基準電流である。
Ｉｒｅｆ２＝（Ｖｒｅｆ−Ｖｐｎｐ−２Ｖｂｅ）／Ｒ１ （１９）
この場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのコレクタ電流Ｉｃは、次のように表される。
Ｉｃ＝Ｎ／{（１＋(１＋Ｎ)）／β(１＋β)}×（Ｉｒｅｆ１＋Ｉｒｅｆ２）
（２０）
また、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂとベース電流Ｉｂは、次のように表される。
Ｖｂ＝（Ｖｒｅｆ−Ｉｒｅｆ２×Ｒ１−Ｖｐｎｐ）／２ （２１）
Ｉｂ＝Ｉｃ／β （２２）
ただし、βはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂの電流増幅率、ＮはＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのミラー比である。
また、Ｉｒｅｆ１は電流源４１からバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給される基準電流である。
一方、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が大信号である場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑制するために、ベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４によるベース電流Ｉｂの補償量が増加する。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆ２が増加する。
その結果、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （２３）
Ａ＝(β×β’／（β’−２）)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （２４）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
これにより、カレントミラー回路２８がバイアス用バイポーラトランジスタ２２に供給する電流、即ち、バイアス回路２１の基準電流Ｉｒｅｆ２が増加する。
その結果、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電流Ｉｂが、以下のように増加する。
Ｉｂ＿ｆｉｎａｌ＝ΔＩｂ｛１＋Σ（Ｎ×Ａ）n｝ （２３）
Ａ＝(β×β’／（β’−２）)
／｛β（β＋１）（β’＋２）−β×β'＋β’＋２｝ （２４）
ただし、Ｉｂ＿ｆｉｎａｌは増加後のベース電流、β’はベース電流補償用バイポーラトランジスタ２４の電流増幅率である。
したがって、ＩＦ信号が大信号であるとき、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流ＩｂがΔＩｂだけ増加すると、ベース電流ＩｂがΔＩｂ（Σ（Ｎ×Ａ）n）だけ補償されることになり、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂも増加する。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
ベース電流Ｉｂの補償量は、カレントミラー回路２８のミラー比Ｎによって調整することができる。
なお、Ｎ×Ａ＜１の条件を満足することにより、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電流Ｉｂの発散を抑えることができる。
以上で明らかなように、この実施の形態４によれば、基準電流Ｉｒｅｆ１をバイアス用バイポーラトランジスタ２２のコレクタに供給する電流源４１を設けるように構成したので、上記実施の形態２と同様の効果を奏する他に、電源２６の基準電圧Ｖｒｅｆが低電圧化されている場合でも、同様に動作することが可能になる効果を奏する。
なお、この実施の形態４では、カレントミラー回路２８が２つのＰ型トランジスタ２９ａ，２９ｂから構成されているものについて示したが、カレントミラー回路２８が２つのＰＮＰバイポーラトランジスタから構成されていてもよく、同様の効果を奏することができる。
実施の形態５．
図８はこの発明の実施の形態５によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電流供給回路５１はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電位Ｖｂが所定電圧より低下すると、直流電流をＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給する回路である。なお、電流供給回路５１は電流供給手段を構成している。
図８はこの発明の実施の形態５によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
電流供給回路５１はＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電位Ｖｂが所定電圧より低下すると、直流電流をＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給する回路である。なお、電流供給回路５１は電流供給手段を構成している。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２はベースとコレクタが短絡され、かつ、エミッタがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースと接続され、カレントミラーのベース電位Ｖｂが所定電圧以上であればオフ状態で、カレントミラーのベース電位Ｖｂが所定電圧より低下するとオン状態になる。
電流源５４は抵抗５３を介して、定電流をスイッチ用バイポーラトランジスタ５２のベース及びコレクタに出力する。
電流源５４は抵抗５３を介して、定電流をスイッチ用バイポーラトランジスタ５２のベース及びコレクタに出力する。
次に動作について説明する。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ベースとコレクタが短絡されており、ダイオードとして動作し、ダイオード端子間の電位差によってオンとオフが切り替わる。理想的にはオン時に短絡状態になり、オフ時に開放状態になる。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が小信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂが所定電圧より高いので、オフ状態になる。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ベースとコレクタが短絡されており、ダイオードとして動作し、ダイオード端子間の電位差によってオンとオフが切り替わる。理想的にはオン時に短絡状態になり、オフ時に開放状態になる。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が小信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂが所定電圧より高いので、オフ状態になる。
この場合、電流源５４がＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースから切り離されるので、電流源５４から直流電流がＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給されず、バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２からベース電流ＩｂがＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給される。
一方、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂに入力されるＲＦ信号が大信号である場合、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂがバイアス用印加抵抗２３によって降下するので、ベース電位Ｖｂが所定電圧より低くなる。
これにより、ダイオード端子間の電位差が増加して、スイッチ用バイポーラトランジスタ５２がオン状態になる。
これにより、ダイオード端子間の電位差が増加して、スイッチ用バイポーラトランジスタ５２がオン状態になる。
この場合、電流源５４がＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースと接続され、電流源５４から直流電流がＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給されるので、バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２からＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給されるベース電流Ｉｂの増加量を緩和することができる。
このため、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑圧することが可能になる。
このため、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑圧することが可能になる。
以上で明らかなように、この実施の形態５によれば、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電位Ｖｂが所定電圧より低下すると、直流電流をＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給する電流供給回路５１を設けるように構成したので、バイアス用バイポーラトランジスタ２２からＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給されるベース電流Ｉｂの増加量を緩和して、ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑圧することができる効果を奏する。
なお、この実施の形態５では、バイアス用バイポーラトランジスタ２２がベース電流ＩｂをＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給するものについて示したが、バイアス用バイポーラトランジスタ２２の代わりに、例えば、ウィルソン形ミラー回路がベース電流ＩｂをＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ１３ａ，１３ｂのベースに供給するようにしてもよい。
実施の形態６．
図９はこの発明の実施の形態６によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図４及び図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
図９はこの発明の実施の形態６によるミクサ回路を示す構成図であり、図において、図４及び図８と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
次に動作について説明する。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ベースとコレクタが短絡されており、ダイオードとして動作し、ダイオード端子間の電位差によってオンとオフが切り替わる。理想的にはオン時に短絡状態になり、オフ時に開放状態になる。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が小信号である場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂが所定電圧より高いので、オフ状態になる。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ベースとコレクタが短絡されており、ダイオードとして動作し、ダイオード端子間の電位差によってオンとオフが切り替わる。理想的にはオン時に短絡状態になり、オフ時に開放状態になる。
スイッチ用バイポーラトランジスタ５２は、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が小信号である場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂが所定電圧より高いので、オフ状態になる。
この場合、電流源５４がＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースから切り離されるので、電流源５４から直流電流がＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給されず、バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２からベース電流ＩｂがＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給される。
一方、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂに入力されるＩＦ信号が大信号である場合、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂがバイアス用印加抵抗２３によって降下するので、ベース電位Ｖｂが所定電圧より低くなる。
これにより、ダイオード端子間の電位差が増加して、スイッチ用バイポーラトランジスタ５２がオン状態になる。
これにより、ダイオード端子間の電位差が増加して、スイッチ用バイポーラトランジスタ５２がオン状態になる。
この場合、電流源５４がＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースと接続され、電流源５４から直流電流がＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給されるので、バイアス回路２１のバイアス用バイポーラトランジスタ２２からＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給されるベース電流Ｉｂの増加量を緩和することができる。
このため、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑圧することが可能になる。
このため、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑圧することが可能になる。
以上で明らかなように、この実施の形態６によれば、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂ及びバイアス用バイポーラトランジスタ２２から構成されるカレントミラーのベース電位Ｖｂが所定電圧より低下すると、直流電流をＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給する電流供給回路５１を設けるように構成したので、バイアス用バイポーラトランジスタ２２からＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給されるベース電流Ｉｂの増加量を緩和して、ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベース電位Ｖｂの降下を抑圧することができる効果を奏する。
なお、この実施の形態６では、バイアス用バイポーラトランジスタ２２がベース電流ＩｂをＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給するものについて示したが、バイアス用バイポーラトランジスタ２２の代わりに、例えば、ウィルソン形ミラー回路がベース電流ＩｂをＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ３３ａ，３３ｂのベースに供給するようにしてもよい。
１１ａ，１１ｂ ＲＦ信号入力端子、１２ａ，１２ｂ，３２ａ，３２ｂ コンデンサ、１３ａ，１３ｂ ＲＦ信号入力用バイポーラトランジスタ（高周波入力用バイポーラトランジスタ）、１４，３４ 信号変換部（信号変換手段）、１５ａ，１５ｂ，３５ａ，３５ｂ ＬＯ信号入力端子、１６ａ，１６ｂ，１６ｃ，１６ｄ，３６ａ，３６ｂ，３６ｃ，３６ｄ ＬＯ信号入力用バイポーラトランジスタ、１７ａ，１７ｂ コレクタバイアス用印加抵抗、１８ａ，１８ｂ ＩＦ信号出力端子、２１ バイアス回路、２２ バイアス用バイポーラトランジスタ、２３ バイアス用印加抵抗、２４ ベース電流補償用バイポーラトランジスタ、２５，５１ 電流供給回路（電流供給手段）、２６ 電源、２７ａ，２７ｂ 基準抵抗、２８ カレントミラー回路、２９ａ，２９ｂ Ｐ型トランジスタ
３１ａ，３１ｂ ＩＦ信号入力端子、３３ａ，３３ｂ ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ（中間周波入力用バイポーラトランジスタ）、３７ａ，３７ｂ コレクタバイアス用印加抵抗、３８ａ，３８ｂ ＲＦ信号出力端子、４１，５４ 電流源、５２ スイッチ用バイポーラトランジスタ、５３ 抵抗。
３１ａ，３１ｂ ＩＦ信号入力端子、３３ａ，３３ｂ ＩＦ信号入力用バイポーラトランジスタ（中間周波入力用バイポーラトランジスタ）、３７ａ，３７ｂ コレクタバイアス用印加抵抗、３８ａ，３８ｂ ＲＦ信号出力端子、４１，５４ 電流源、５２ スイッチ用バイポーラトランジスタ、５３ 抵抗。
Claims (7)
- 高周波の差動信号を入力する高周波入力用バイポーラトランジスタと、局部発振波の差動信号を用いて、上記高周波入力用バイポーラトランジスタにより入力された高周波の差動信号を中間周波の差動信号に変換する信号変換手段と、上記高周波入力用バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するバイアス用バイポーラトランジスタと、上記高周波入力用バイポーラトランジスタ及び上記バイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタと、上記ベース電流補償用バイポーラトランジスタによるベース電流の補償量に応じた電流を上記バイアス用バイポーラトランジスタに供給する電流供給手段とを備えたミクサ回路。
- 中間周波の差動信号を入力する中間周波入力用バイポーラトランジスタと、局部発振波の差動信号を用いて、上記中間周波入力用バイポーラトランジスタにより入力された中間周波の差動信号を高周波の差動信号に変換する信号変換手段と、上記中間周波入力用バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するバイアス用バイポーラトランジスタと、上記中間周波入力用バイポーラトランジスタ及び上記バイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタと、上記ベース電流補償用バイポーラトランジスタによるベース電流の補償量に応じた電流を上記バイアス用バイポーラトランジスタに供給する電流供給手段とを備えたミクサ回路。
- 電流供給手段がＰ型カレントミラー回路を用いて構成されていることを特徴とする請求項１または請求項２記載のミクサ回路。
- 定電流をバイアス用バイポーラトランジスタに供給する電流源を設けたことを特徴とする請求項１から請求項３のうちのいずれか１項記載のミクサ回路。
- 高周波の差動信号を入力する高周波入力用バイポーラトランジスタと、局部発振波の差動信号を用いて、上記高周波入力用バイポーラトランジスタにより入力された高周波の差動信号を中間周波の差動信号に変換する信号変換手段と、上記高周波入力用バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するバイアス用バイポーラトランジスタと、上記高周波入力用バイポーラトランジスタ及び上記バイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタと、上記高周波入力用バイポーラトランジスタ及び上記バイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電圧が所定電圧より低下すると、直流電流を上記カレントミラーのベースに供給する電流供給手段とを備えたミクサ回路。
- 中間周波の差動信号を入力する中間周波入力用バイポーラトランジスタと、局部発振波の差動信号を用いて、上記中間周波入力用バイポーラトランジスタにより入力された中間周波の差動信号を高周波の差動信号に変換する信号変換手段と、上記中間周波入力用バイポーラトランジスタとカレントミラーを構成するバイアス用バイポーラトランジスタと、上記中間周波入力用バイポーラトランジスタ及び上記バイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電流を補償するベース電流補償用バイポーラトランジスタと、上記高周波入力用バイポーラトランジスタ及び上記バイアス用バイポーラトランジスタから構成されるカレントミラーのベース電圧が所定電圧より低下すると、直流電流を上記カレントミラーのベースに供給する電流供給手段とを備えたミクサ回路。
- ベースとコレクタが短絡され、かつ、エミッタがカレントミラーのベースに接続され、上記カレントミラーのベース電圧が所定電圧以上であればオフ状態で、上記カレントミラーのベース電圧が所定電圧より低下するとオン状態になるスイッチ用バイポーラトランジスタと、上記スイッチ用バイポーラトランジスタのベース及びコレクタに定電流を出力する電流源とから電流供給手段が構成されていることを特徴とする請求項５または請求項６記載のミクサ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP2007011728A JP4772707B2 (ja) | 2007-01-22 | 2007-01-22 | ミクサ回路 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2008178027A true JP2008178027A (ja) | 2008-07-31 |
| JP4772707B2 JP4772707B2 (ja) | 2011-09-14 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2007011728A Expired - Fee Related JP4772707B2 (ja) | 2007-01-22 | 2007-01-22 | ミクサ回路 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP4772707B2 (ja) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07154158A (ja) * | 1993-07-12 | 1995-06-16 | Harris Corp | 単一バイアスブロックを有する低電圧ｒｆ増幅器および混合器 |
| JP2003198260A (ja) * | 2001-12-21 | 2003-07-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数変換装置、及びそれを用いた無線通信装置 |
| JP2003229730A (ja) * | 2002-01-31 | 2003-08-15 | Mitsubishi Electric Corp | バイアス回路 |
| JP2003273660A (ja) * | 2002-03-15 | 2003-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器 |
| JP2005184258A (ja) * | 2003-12-17 | 2005-07-07 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器 |
| JP2005269232A (ja) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Renesas Technology Corp | 周波数混合器 |
-
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Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07154158A (ja) * | 1993-07-12 | 1995-06-16 | Harris Corp | 単一バイアスブロックを有する低電圧ｒｆ増幅器および混合器 |
| JP2003198260A (ja) * | 2001-12-21 | 2003-07-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 周波数変換装置、及びそれを用いた無線通信装置 |
| JP2003229730A (ja) * | 2002-01-31 | 2003-08-15 | Mitsubishi Electric Corp | バイアス回路 |
| JP2003273660A (ja) * | 2002-03-15 | 2003-09-26 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器 |
| JP2005184258A (ja) * | 2003-12-17 | 2005-07-07 | Mitsubishi Electric Corp | 高周波増幅器 |
| JP2005269232A (ja) * | 2004-03-18 | 2005-09-29 | Renesas Technology Corp | 周波数混合器 |
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|---|---|
| JP4772707B2 (ja) | 2011-09-14 |
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| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A621 | Written request for application examination |
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|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
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