JP2005269232A

JP2005269232A - 周波数混合器

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Publication number: JP2005269232A
Application number: JP2004078650A
Authority: JP
Inventors: Takanari Maruyama; 隆也丸山; Hisayasu Sato; 久恭佐藤
Original assignee: Renesas Technology Corp
Current assignee: Renesas Technology Corp
Priority date: 2004-03-18
Filing date: 2004-03-18
Publication date: 2005-09-29
Also published as: US20050208922A1; US7382175B2

Abstract

【課題】ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合でも、局発信号差動対の線形性の劣化を防ぐことができる。
【解決手段】周波数混合器は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と、局発信号差動対１００を構成する、実質的に同一特性を有するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２及びＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３と、負荷Ｚ４と、負荷Ｚ５とからなる。ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートにＲＦ信号が入力され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２及びＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに局発信号が入力され、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２及びＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流がＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに出力される。振幅−電流変換回路４００はＲＦ信号を入力し、出力電流をＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに出力し、ＲＦ信号の振幅に対してその出力電流を単調減少させる。
【選択図】図３

Description

本発明は、周波数混合器に関し、特に、線形性の向上を図る周波数混合器に関する。

無線通信送受信機における周波数変換、例えば、ＲＦ信号（無線周波数信号）からＩＦ信号（中間周波数信号）への変換を行なうものとして、周波数混合器が使用されている。

この周波数混合器は、周波数の異なる２つの信号を乗算し、その乗算結果、すなわちＲＦ信号の周波数と局発信号の周波数との和および差の周波数をもつ信号を発生させるものである。この場合、差の周波数をもつ信号のみを取り出せば、それがＩＦ信号となる。

ここで、局発信号とは、無線通信送信機において、ＩＦ信号からＲＦ信号へ周波数変換した値と実質的に同一の周波数をもつ信号を発生する発振器の出力信号のことである。

従来の周波数混合器はＲＦ信号をゲートに入力し、ドレイン電流に変換するトランジスタ（ＲＦトランスコンダクタという）、差動の局発信号をゲートに入力し、ドレイン電流に変換する２つのトランジスタからなる差動対（局発信号差動対という）、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流を電圧に変換し、ＩＦ信号を得るための負荷とで構成される。

また、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのドレインは局発信号差動対における２つのトランジスタのソースに共通に接続されており、局発信号差動対における２つのトランジスタのドレインにはそれぞれ２つの負荷が接続されている。

このような構成によって、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタがＲＦ信号をドレイン電流に変換し、その電流経路を、局発信号差動対における２つのトランジスタが、これらのゲートに入力される局発信号に応じてスイッチングすることにより、ＲＦ信号と局発信号の乗算結果が、２つの負荷に差動のＩＦ信号として現れ、出力される。

さらに、この周波数混合器は、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのドレイン電流の一部を定電流源により分流することにより、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流を減少させることが可能な構成にしている（例えば、非特許文献１および非特許文献２を参照）。

このような構成によって、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器では、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのドレインに電流を流すために必要となる、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流を減少させることができる。

したがって、局発信号差動対におけるトランジスタのゲート・ソース間電圧がより小さい場合、すなわち、より振幅の小さい局発信号が入力された場合でも、上述したような周波数変換動作を行なうことができ、局発信号差動対における線形性の向上、すなわち、局発信号差動対における局発信号（入力）と、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流（出力）との関係における線形性の向上を図ることができる。
IEEE J. Solid-State Circuits Vol.sc-35,No.12,pp.1927-1933 IEEE J. Solid-State Circuits Vol.sc-38,No.1,pp.30-42

しかしながら、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器では、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合において、ＲＦ入力信号の瞬時電圧が小さい時点では、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのゲート電圧が非常に小さくなるため、そのトランジスタのドレイン電流（ＲＦトランスコンダクタの出力電流）が定電流源の電流よりも小さくなる場合がある。このとき、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのドレインに流れ込む電流（ＲＦトランスコンダクタの入力電流）を減少させるために、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのドレインと、定電流源と、局発信号差動対におけるトランジスタのソースとの接続点の電位が上昇する。そうすると、局発信号差動対におけるトランジスタのゲート・ソース間電圧が低下し、局発信号差動対におけるトランジスタがオフ状態となり、そのトランジスタのドレイン電流が０になる。その結果、局発信号差動対におけるトランジスタのドレインに接続された負荷に電流が流れなくなり、ＩＦ信号が固定電圧となってしまう。

このため、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器では、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合に、局発信号差動対の線形性が劣化するという欠点があった。

そこで、本発明は、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合でも、局発信号差動対の線形性が劣化しない周波数混合器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、この発明に係わる周波数混合器は、第１のＭＯＳトランジスタと、実質的に同一特性を有する第２のＭＯＳトランジスタおよび第３のＭＯＳトランジスタからなる局発信号差動対と、第１の負荷と、第２の負荷と、制御回路とを含み、第１のＭＯＳトランジスタは、ゲートにＲＦ信号が入力され、第２のＭＯＳトランジスタのソースと第３のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に第１のＭＯＳトランジスタのドレインが接続され、第２のＭＯＳトランジスタのゲートに局発信号が入力され、ドレインに第１の負荷が接続され、第３のＭＯＳトランジスタのゲートに反転局発信号が入力され、ドレインに第２の負荷が接続され、第２のＭＯＳトランジスタのドレインからＩＦ信号が出力され、第３のＭＯＳトランジスタのドレインから反転ＩＦ信号が出力され、第１の負荷と第２の負荷とが固定電位に接続され、制御回路がＲＦ信号を入力し、第１のＭＯＳトランジスタのドレインに電流を出力し、ＲＦ信号の振幅に対して電流を単調減少させる。

ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合でも、局発信号差動対の線形性の劣化を防ぐことができる。

まず、本実施の形態に係る周波数混合器との比較のために、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器について図面を用いて説明する。

［非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器の構成］
図１は、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器の概略構成を示す。同図を参照して、この周波数混合器は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１と、局発信号差動対１００を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３と、負荷Ｚ４と、負荷Ｚ５と、定電流源Ｉｂｉａｓ６とを含む。

ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３は実質的に同一特性を有する。同一特性とは、閾値電圧、利得定数、同電流が流れるときの相互コンダクタンス、およびドレイン抵抗が等しいことをいう。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のドレインに第１の出力端子ＯＵＴ１および負荷Ｚ４が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のドレインに第２の出力端子ＯＵＴ２および負荷Ｚ５が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のソースとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースとが接続され、この接続点にＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに第３の入力端子ＩＮ３が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のゲートに第１の入力端子ＩＮ１が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のゲートに第２の入力端子ＩＮ２が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のソースが第１の固定電位（接地電位）に接続される。

負荷Ｚ４は、一方が第２の固定電位Ｖｄｄに接続され、他方が第１の出力端子ＯＵＴ１に接続される。

負荷Ｚ５は、一方が第２の固定電位Ｖｄｄに接続され、他方が第２の出力端子ＯＵＴ２に接続される。

定電流源Ｉｂｉａｓ６は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のソースおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースの接続点に接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流をＩａとし、定電流源Ｉｂｉａｓ６は定電流Ｉｆを出力する。

［非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器の動作］
次に、この周波数混合器の動作について説明する。すべてのトランジスタが飽和領域で動作するものとする。

入力端子ＩＮ１、ＩＮ２に差動の局発信号ＬＯ＋、反転局発信号ＬＯ−が入力され、第３の入力端子ＩＮ３にＲＦ入力信号が入力される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がＲＦ入力信号をドレイン電流Ｉａに変換し、その電流経路を、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２，ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３が局発信号ＬＯ＋および反転局発信号ＬＯ−に応じてスイッチングすることによって、ＲＦ入力信号と局発信号ＬＯ＋、反転局発信号ＬＯ−との乗算結果が、出力端子ＯＵＴ１、出力端子ＯＵＴ２に反転出力信号ＩＦＯＵＴ−、出力信号ＩＦＯＵＴ＋として出力される。

図２はこの周波数混合器におけるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａ、定電流Ｉｆおよびこれらの差ｄＩの関係を示したものである。

ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合はこれらの関係は図２（ａ）に示されるようになる。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａは、そのトランジスタのゲートに入力される、ＲＦ入力信号の電圧値に応じて変化するから、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの振幅も小さくなる。この場合は、常にドレイン電流Ｉａの方が定電流Ｉｆより大きくなり、常にｄＩ＞０となるから、周波数混合器は正常に動作する。

ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合は、ドレイン電流Ｉａ、定電流Ｉｆおよびこれらの差ｄＩの関係は図２（ｂ）に示されるようになる。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａは、そのトランジスタのゲートに入力される、ＲＦ入力信号の電圧値に応じて変化するから、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの振幅も大きくなる。そうすると、ＲＦ入力信号の瞬時電圧が小さくなる時、すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａが小さくなる時に、ドレイン電流Ｉａが、定電流源Ｉｂｉａｓ６の出力電流Ｉｆを下回り、ｄＩが負になる場合が生じる（図２（ｂ）の丸印に示す）。

このとき、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに流れ込む電流を減少させるために、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインと、局発信号差動対１００におけるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のソースと、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースとの接続点の電位が上昇する。そうすると、局発信号差動対１００におけるＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のゲート・ソース間電圧が低下し、これらのトランジスタがオフ状態となり、これらのトランジスタのドレイン電流が０になる。その結果、負荷Ｚ４および負荷Ｚ５に電流が流れなくなり、反転出力信号ＩＦＯＵＴ−および出力信号ＩＦＯＵＴ＋が固定電圧（第２の固定電位Ｖｄｄ）となってしまう。

このように、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器では、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合に、局発信号差動対における線形性、すなわち、局発信号ＬＯ＋および反転局発信号ＬＯ−（入力）と、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流（出力）との関係における線形性が劣化し、雑音特性が悪化する。

次に、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

＜第１の実施の形態＞
本実施の形態は、ＲＦ信号をゲートに入力し、ドレイン電流に変換するトランジスタにおいて、そのドレイン電流の一部を分流するために、そのトランジスタのドレインに流し込む電流を、ＲＦ入力信号の振幅に応じて適切に制御する機能を備えた周波数混合器に関する。

［構成］
図３は、第１の実施の形態に係る周波数混合器の構成を示す。同図を参照して、この周波数混合器は、図１に示す非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器と同様に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１（第１のＭＯＳトランジスタ）と、局発信号差動対１００を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２（第２のＭＯＳトランジスタ）およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３（第３のＭＯＳトランジスタ）と、負荷Ｚ４（第１の負荷）と、負荷Ｚ５（第２の負荷）とを含む。ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３は実質的に同一特性を有する。

さらに、本実施の形態は、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器に対して、振幅−電流変換回路４００、コンデンサＣ６、定電圧源Ｖｂｉａｓ７が追加されている。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースが接続され、この接続点にＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインが接続される。

負荷Ｚ４は、一方が第２の固定電位Ｖｄｄに接続され、他方が第１の出力端子ＯＵＴ１に接続される。負荷Ｚ５は、一方が第２の固定電位Ｖｄｄに接続され、他方が第２の出力端子ＯＵＴ２に接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに定電圧源Ｖｂｉａｓ７およびコンデンサＣ６が接続される。

コンデンサＣ６は入力端子ＩＮ３に接続される。

振幅−電流変換回路４００は、その入力が第１の入力端子ＩＮ３に接続され、その出力がＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のソース、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインの接続点に接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流をＩａとする。

振幅−電流変換回路４００からＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のソース、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインの接続点に流れる電流をＩｆとする。

なお、コンデンサＣ６は、外部回路からの直流電位の影響を排除するためのものであり、定電圧源Ｖｂｉａｓ７は、ＲＦ入力信号に適当な電位を与え、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１に所望の動作をさせるためのものである。

［動作］
本実施の形態に係る周波数混合器の動作について説明する。すべてのトランジスタが飽和領域で動作するものとする。

この周波数混合器は、図１に示した非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器における定電流源Ｉｂｉａｓ６の代わりに振幅−電流変換回路４００を配置したものであり、これ以外の動作については、図１に示した非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器と同様である。

この振幅−電流変換回路４００は、ＲＦ入力信号の振幅に対して出力電流Ｉｆを単調減少させる制御を行なう。すなわち、振幅−電流変換回路４００は、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合は出力電流Ｉｆを小さく、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合は出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なう。

ここで、単調減少とは、関数ｆ（ｘ）が、Ａ＜ａ＜ｂ＜Ｂなる任意のａ、ｂに対してｆ（ａ）≧ｆ（ｂ）を満たし、かつ、ｆ（Ａ）＞ｆ（Ｂ）を満たすような関係をいうものとする。すなわち、ＡからＢの範囲内において、ｆ（ｘ）が一定となる区間が存在してもよい。ここでは、ｘがＲＦ入力信号の振幅であり、ＡがＲＦ入力信号の振幅の最小値であり、ＢがＲＦ入力信号の振幅の最大値であり、ｆ（ｘ）が出力電流Ｉｆである。

図４はこの周波数混合器における振幅−電流変換回路４００の出力電流ＩｆとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａとの関係を示したものである。ここで、ｄＩはＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａと出力電流Ｉｆとの差分である。

同図を参照して、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合は、ＲＦ入力信号の瞬時電圧の最小値は、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合と比べて大きくなるため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの瞬時電流の最小値は、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合と比べて、大きくなる（図４（ａ）の丸印）。

このとき、振幅−電流変換回路４００は、ＲＦ入力信号の振幅が小さいことから、出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なう。ここで、振幅−電流変換回路４００は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの瞬時電流が最小となるときでも（図４（ａ）の丸印）、出力電流Ｉｆがドレイン電流Ｉａよりは大きくならないように制御し、ｄＩ＞０の関係を維持する（図４（ａ））。

また、ＲＦ入力信号の振幅が大きく、ＲＦ入力信号の瞬時電圧が最小のときは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの瞬時電流の最小値は、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合と比べて、小さくなる（図４（ｂ）の丸印）。

このとき、振幅−電流変換回路４００は、ＲＦ入力信号の振幅が大きいことから、出力電流Ｉｆを小さくする制御を行なう。そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａは、その瞬時電流が最小となる場合（図４（ｂ）の丸印）においても、出力電流Ｉｆより大きくなり、ｄＩ＞０の関係を維持する（図４（ｂ））。

したがって、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器においては、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合において、ＲＦ入力信号の瞬時電圧が小さい時点では、ｄＩ＜０となるため、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流が０になり、ＩＦ信号が固定電圧となってしまうことから、局発信号差動対の線形性が劣化するという欠点があるが、本実施の形態に係る周波数混合器では、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合でも、ｄＩ＜０とはならないため、局発信号差動対１００の線形性が劣化しない（図４（ｂ））。

したがって、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器においては、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合において、ＲＦ入力信号の瞬時電圧が小さい時点では、ｄＩ＜０となるため、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流が０になり、ＩＦ信号が固定電圧となってしまうことから、局発信号差動対の線形性が劣化するという欠点があるが、本実施の形態に係る周波数混合器では、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合でも、ｄＩ＜０とはならないため、局発信号差動対の線形性が劣化しない（図４（ｂ））。

また、本実施の形態に係る周波数混合器では、ＲＦ入力信号の振幅に応じて、出力電流Ｉｆを増減させることができるので、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器が達成している効果を維持することができる。

すなわち、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器では、ＲＦトランスコンダクタにおけるトランジスタのドレイン電流の一部を定電流源により分流することにより、局発信号差動対におけるトランジスタのドレイン電流を減少させ、より振幅の小さい局発信号が入力された場合でも、所望の周波数変換動作を行なうことができ、局発信号差動対における線形性の向上を図ることができたが、本実施の形態に係る周波数混合器においては、トランジスタＭ１のドレイン電流の一部を分流する出力電流Ｉｆに関して、ＲＦ入力信号の振幅が大きくなると、出力電流Ｉｆを小さくする制御を行なう一方で、ＲＦ入力信号の振幅が小さくなると、出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なうため、出力電流Ｉｆが必要以上に小さくなり、上述のような分流の効果が得られなくなることを防ぐことができる。

なお、振幅−電流変換回路４００の出力電流ＩｆとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの関係は、ＲＦ入力信号の振幅が最大或いは最小のときはもちろん、ＲＦ入力信号の振幅がとりうる範囲内において、常にＩｆ＜Ｉａ、すなわちｄＩ＞０の関係を満たす必要があるが、本実施の形態に係る周波数混合器におけるバイアス電圧および各素子の値を調整することにより、この関係を満たすことができる。

＜第２の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態における振幅−電流変換回路４００を具体化した一例である、振幅−電流変換回路５００を含む周波数混合器に関する。

［構成］
図５は、第２の実施の形態に係る周波数混合器の構成を示す。同図を参照して、この周波数混合器は、第１の実施の形態と同様に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１（第１のＭＯＳトランジスタ）と、局発信号差動対１００を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２（第２のＭＯＳトランジスタ）およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３（第３のＭＯＳトランジスタ）と、負荷Ｚ４（第１の負荷）と、負荷Ｚ５（第２の負荷）と、コンデンサＣ６（第１のコンデンサ）と、定電圧源Ｖｂｉａｓ７と、振幅−電流変換回路５００とを含む。

ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３は実質的に同一特性を有する。

振幅−電流変換回路５００を除く他の接続は第１の実施の形態と同様である。

次に、この周波数混合器における振幅−電流変換回路５００について説明する。この振幅−電流変換回路５００は、差動対２００を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１（第４のＭＯＳトランジスタ）およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２（第５のＭＯＳトランジスタ）と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３（第６のＭＯＳトランジスタ）と、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４（第７のＭＯＳトランジスタ）と、コンデンサＣ１５と、コンデンサＣ１６（第１のコンデンサ）と、定電流源Ｉｂｉａｓ１７（第１の定電流源）と、定電流源Ｉｂｉａｓ１８（第２の定電流源）と、定電圧源Ｖｂｉａｓ１９とを含む。

ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２は実質的に同一特性を有し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４は実質的に同一特性を有する。また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４は電流ミラー回路を構成する。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流をＩａとし、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流をＩ３とし、定電流源Ｉｂｉａｓ１７は定電流Ｉ１を出力し、定電流源Ｉｂｉａｓ１８は定電流Ｉ２（ここで、Ｉ２＝Ｉ１／２である。理由は後述する。）を出力し、定電圧源Ｖｂｉａｓ１９は定電圧Ｖｂｓ１９を出力する。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のゲート、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のソース、コンデンサＣ１６および定電流源Ｉｂｉａｓ１８に第２の固定電位Ｖｄｄが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のソースとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のソースが接続され、この接続点に定電流源Ｉｂｉａｓ１７が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに定電圧源Ｖｂｉａｓ１９およびコンデンサＣ１５とが接続される。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のゲートにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレインが接続され、さらにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のゲートにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲートが接続され、この接続点にコンデンサＣ１６および定電流源Ｉｂｉａｓ１８およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインが接続される。

コンデンサＣ１５に入力端子ＩＮ３が接続される。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のドレインがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２のソース、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のソースおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインの接続点に接続される。

この周波数混合器は、第１の実施の形態における、振幅−電流変換回路４００を具体化したものであるから、振幅−電流変換回路５００の内部動作以外については、第１の実施の形態と同様である。

そこで、本実施の形態に係る周波数混合器における振幅−電流変換回路５００の動作について説明する。

図６は振幅−電流変換回路５００における、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈ、定電圧Ｖｂｓ（定電圧源Ｖｂｉａｓ１９の出力電圧Ｖｂｓ１９）、ドレイン電流Ｉ３および出力電流Ｉｆの関係を示したものである。

同図を参照して、ＲＦ入力信号の振幅が小さく、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを超えない場合は（図６（ａ））、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１は常にオフ状態である。

このとき、定電流源Ｉｂｉａｓ１７の出力電流がＩ１であり、定電流源Ｉｂｉａｓ１８の出力電流Ｉ２がＩ１／２であるから、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３はＩ１／２となり、直流成分のみとなる。ここで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４は電流ミラー回路を構成しており、且つＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４は実質的に同一特性を有するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のドレイン電流はＩ１／２となる。すなわち、振幅−電流変換回路５００の出力電流ＩｆがＩ１／２となる。

ＲＦ入力信号の振幅がある程度大きくなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを超えるようになると（図６（ｂ））、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１は、周期的にオン状態となる。ここで、オン状態となる期間は、ＲＦ入力信号の半周期より短い。

このとき、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が周期的に流れるようになり、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３は周期的にＩ１／２から減少する。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３は直流成分と交流成分をもつ。

このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のゲート電圧はドレイン電流Ｉ３に対応して直流成分と交流成分をもつが、その交流成分については、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ１６がローパスフィルタを構成するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲート・ソース間電圧はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のゲート・ソース間電圧の直流成分のみとなる。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のドレイン電流、すなわち振幅−電流変換回路５００の出力電流ＩｆはＩ１／２から減少し、直流成分のみをもつ。

ＲＦ入力信号の振幅が十分に大きくなり（図６（ｃ））、ＲＦ入力信号のほぼ半周期間、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを十分に超えるようになると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態となる期間が長くなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がＲＦ入力信号のほぼ半周期ごとにオン状態とオフ状態を繰り返すようになる。

このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオフ状態のときは、上述のようにＩ１／２となる。一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態のときは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを十分に超えており、また、定電流源Ｉｂｉａｓ１７の出力電流がＩ１であるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流は等しくＩ１／２となる。ここで、定電流源Ｉｂｉａｓ１８の出力電流Ｉ２がＩ１／２であるから、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３は０となる。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３は、ＲＦ入力信号のほぼ半周期ごとにＩ１／２と０を繰り返し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３は直流成分をもたなくなる。

ここで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のゲート電圧はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３に対応して交流成分のみをもつが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ１６がローパスフィルタを構成するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲート・ソース間電圧は０となる。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のドレイン電流、すなわち振幅−電流変換回路５００の出力電流Ｉｆは０となる。その他の動作は、第１の実施の形態と同様である。

なお、この振幅−電流変換回路５００は以下の条件で動作するものとする。
［条件１］Ｖｂｓ１９＜Ｖｄｄ
これは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧が大きすぎると、そのオフ状態を得ることができず、振幅−電流変換回路５００が上述したような動作をすることができないからである。
［条件２］Ｉ２＝Ｉ１／２
これは、ＲＦ入力信号の振幅が十分に大きい、すなわち図６（ｃ）の場合に、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が周期的にＩ１／２となるように、すなわちＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のドレイン電流Ｉ３が周期的に０になるようにして、その直流成分を０とするためである。
［条件３］コンデンサＣ１６は十分に大きい。すなわち、ＲＦ入力信号の周波数において十分インピーダンスが小さい。

これは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ１６でローパスフィルタを構成し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３のゲート電圧の交流成分をカットして、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲート・ソース間電圧の交流成分を０とするためである。

次に、図７は、ＲＦ入力信号の振幅（ＶＲＦ）と、振幅−電流変換回路５００の出力電流Ｉｆとの関係を示したものであるが、これを図６と対応させて説明する。

図７を参照して、ＲＦ入力信号の振幅が徐々に大きくなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを超えはじめる段階、すなわち、図６（ａ）の状態から図６（ｂ）の状態に近づく段階では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流は小さく、かつ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態となる期間が短いことから、ＲＦ入力信号の振幅の増加に対して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流の増加は緩やかである。そうすると、ＲＦ入力信号の振幅の増加に対して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流、すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲート・ソース間電圧の減少は緩やかであり、出力電流Ｉｆは緩やかな傾きで減少する（図７（ａ））。

ＲＦ入力信号の振幅がさらに大きくなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを超える状態がＲＦ入力信号のほぼ半周期間に近づく段階、すなわち、図６（ｂ）の状態から図６（ｃ）の状態に近づく段階では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が大きくなり、かつ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態となる期間が長くなることから、ＲＦ入力信号の振幅の増加に対して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流の増加は急である。そうすると、ＲＦ入力信号の振幅の増加に対して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流、すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲート・ソース間電圧の減少は急であり、出力電流Ｉｆは急な傾きで減少する（図７（ｂ））。

ＲＦ入力信号の振幅が十分に大きくなり、既にＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈに対して十分に大きい段階、すなわち、図６（ｃ）の段階では、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流はほとんど大きくならず、かつ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態となる期間がほとんど長くならないことから、ＲＦ入力信号の振幅の増加に対して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流の増加は緩やかになる。そうすると、ＲＦ入力信号の振幅の増加に対して、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流、すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４のゲート・ソース間電圧の減少は緩やかであり、出力電流Ｉｆは再び緩やかな傾きで減少し、０に近づく（図７（ｃ））。

以上より、本実施の形態に係る振幅−電流変換回路５００は、ＲＦ入力信号の振幅に対して出力電流Ｉｆを単調減少させる制御、すなわち、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合は出力電流Ｉｆを小さく、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合は出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なうことができる。

したがって、本実施の形態に係る周波数混合器によれば、第１の実施の形態と同様に、局発信号差動対１００の線形性の劣化を防ぐことができ、かつ、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器が達成している効果を維持することができる、すなわち、より振幅の小さい局発信号が入力された場合でも、所望の周波数変換動作を行なうことができ、局発信号差動対の線形性の向上を図ることができる。

＜第３の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態において、振幅−電流変換回路の入力を、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−とした、振幅−電流変換回路６００を含む周波数混合器に関する。

［構成］
図８は、第３の実施の形態に係る周波数混合器の構成を示す。同図を参照して、この周波数混合器は、第１の実施の形態において振幅−電流変換回路４００が入力端子ＩＮ３に接続されているのに対して、本実施の形態においては、振幅−電流変換回路６００が、出力端子ＯＵＴ１および出力端子ＯＵＴ２に接続される点で相違する。その他の接続は第１の実施の形態と同様である。

この振幅−電流変換回路６００は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅に応じて出力電流Ｉｆを単調減少させる制御を行なう。すなわち、振幅−電流変換回路６００は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅が大きい場合は出力電流Ｉｆを小さく、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅が小さい場合は出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なう。

ここで、単調減少とは、関数ｆ（ｘ）が、Ａ＜ａ＜ｂ＜Ｂなる任意のａ、ｂに対してｆ（ａ）≧ｆ（ｂ）を満たし、かつ、ｆ（Ａ）＞ｆ（Ｂ）を満たすような関係をいうものとする。すなわち、ＡからＢの範囲内において、ｆ（ｘ）が一定となる区間が存在してもよい。ここでは、ｘが出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅であり、Ａが出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅の最小値であり、Ｂが出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅の最大値であり、ｆ（ｘ）が出力電流Ｉｆである。

ここで、ＲＦ入力信号と、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−とは相関がある。すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａは、そのトランジスタのゲートに入力される、ＲＦ入力信号の電圧値に応じて変化するから、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの振幅も小さくなる。そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続される、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流の振幅も小さくなるから、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅も小さくなる。

また、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレイン電流Ｉａの振幅も大きくなる。そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続される、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ３のドレイン電流の振幅も大きくなるから、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅も大きくなる。

したがって、振幅−電流変換回路６００の入力を、ＲＦ入力信号ではなく、差動の出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−としても、図４に示すような、第１の実施の形態に係る周波数混合器と同様の動作を得ることができる。

なお、その他の動作については、第１の実施の形態と同様である。

以上より、本実施の形態に係る周波数混合器によれば、第１の実施の形態と同様に、局発信号差動対１００の線形性の劣化を防ぐことができ、かつ、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器が達成している効果を維持することができる、すなわち、より振幅の小さい局発信号が入力された場合でも、所望の周波数変換動作を行なうことができ、局発信号差動対の線形性の向上を図ることができる。

さらに、本実施の形態に係る周波数混合器によれば、第１の実施の形態に係る周波数混合器よりも、振幅−電流変換回路６００の付加による、ＲＦ入力信号に対する、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の変換利得の低下を抑えることができる。

これは、一般に、振幅−電流変換回路６００を付加することによって、その節点容量が増加するため、その節点における信号が減衰するが、この減衰量は周波数が高い場合に顕著だからである。すなわち、ＲＦ入力信号よりも、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−のほうが周波数が低いため、第３の実施の形態に係る周波数混合器の、入力端子ＩＮ３における節点容量の増加による、ＲＦ入力信号の減衰量よりも、本実施の形態に係る周波数混合器の、出力端子ＯＵＴ２および出力端子ＯＵＴ１における節点容量の増加による、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の減衰量の方が小さいからである。

＜第４の実施の形態＞
本実施の形態は、第３の実施の形態における振幅−電流変換回路６００を具体化した一例である、振幅−電流変換回路７００を含む周波数混合器に関する。

［構成］
図９は、第４の実施の形態に係る周波数混合器の構成を示す。同図を参照して、この周波数混合器は、第３の実施の形態における振幅−電流変換回路６００の代わりに、振幅−電流変換回路７００を含む以外は、第３の実施の形態と同様の構成である。

また、振幅−電流変換回路７００を除く他の接続は第３の実施の形態と同様である。

次に、この周波数混合器における振幅−電流変換回路７００について説明する。この振幅−電流変換回路７００は、差動増幅器３００が、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１（第４のＭＯＳトランジスタ）の前段に接続されている以外は、第２の実施の形態に係る周波数混合器における、振幅−電流変換回路７００の構成および接続と同様である。

そこで、振幅−電流変換回路７００における差動増幅器３００について説明する。この差動増幅器３００は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１（第８のＭＯＳトランジスタ）、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２（第９のＭＯＳトランジスタ）、コンデンサＣ２３、コンデンサＣ２４、負荷Ｚ２５（第３の負荷）、定電流源Ｉｂｉａｓ２６（第３の定電流源）および定電圧源Ｖｂｉａｓ２７を含む。ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２は実質的に同一特性を有する。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１のドレインおよび負荷Ｚ２５に第２の固定電位Ｖｄｄが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２のドレインに負荷Ｚ２５が接続され、この接続点にＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２のソースが接続され、この接続点に定電流源Ｉｂｉａｓ２６が接続される。

定電流源Ｉｂｉａｓ２６は定電流Ｉ４を出力する。また、定電流源Ｉｂｉａｓ２６は、第１の固定電位（接地電位）に接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートに定電圧源Ｖｂｉａｓ２７およびコンデンサＣ２３が接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートに定電圧源Ｖｂｉａｓ２７およびコンデンサＣ２４が接続される。

コンデンサＣ２３に出力端子ＯＵＴ２が接続され、コンデンサＣ２４に出力端子ＯＵＴ１が接続される。

なお、コンデンサＣ２３およびコンデンサＣ２４は、外部回路からの直流電位の影響を排除するためのものであり、定電圧源Ｖｂｉａｓ２７は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−に適当な電位を与え、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１に所望の動作をさせるためのものである。

この周波数混合器は、第３の実施の形態における、振幅−電流変換回路６００を具体化したものであるから、この振幅−電流変換回路７００の内部動作以外については、第３の実施の形態と同様である。

そこで、本実施の形態に係る周波数混合器における振幅−電流変換回路７００の動作について説明する。

差動増幅器３００は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋を、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１のゲートに入力し、反転出力信号ＩＦＯＵＴ−を、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２のゲートに入力する。そして、定電流源Ｉｂｉａｓ２６の出力電流Ｉ４の電流経路を、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ２２が、これらのゲートに入力される、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−に応じてスイッチングすることにより、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の差の成分のうち、出力信号ＩＦＯＵＴ＋と同相の成分を、負荷Ｚ２５の一端、すなわち、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに出力する。

ここで、この周波数混合器における振幅−電流変換回路７００は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−を、差動増幅器３００に入力し、差動増幅器３００の出力を、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに接続している以外は、第２の実施の形態に係る周波数混合器における、振幅−電流変換回路７００と同様であるから、この差動増幅器３００の動作以外については、第２の実施の形態に係る周波数混合器における、振幅−電流変換回路７００と同様である。

以上より、この振幅−電流変換回路７００は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅に応じて出力電流Ｉｆを単調減少させる制御を行なう。すなわち、振幅−電流変換回路７００は、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅が大きい場合は出力電流Ｉｆを小さく、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の振幅が小さい場合は出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なうことができる。

したがって、本実施の形態に係る周波数混合器によれば、第３の実施の形態と同様に、局発信号差動対１００の線形性の劣化を防ぐことができ、かつ、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器が達成している効果を維持することができる、すなわち、より振幅の小さい局発信号が入力された場合でも、所望の周波数変換動作を行なうことができ、局発信号差動対の線形性の向上を図ることができる。

さらに、本実施の形態に係る周波数混合器によれば、第１の実施の形態に係る周波数混合器よりも、振幅−電流変換回路７００の付加による、ＲＦ入力信号に対する、出力信号ＩＦＯＵＴ＋および反転出力信号ＩＦＯＵＴ−の変換利得の低下を抑えることができる。

＜第５の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態に係る周波数混合器の入力信号を差動のＲＦ入力信号とし、且つ、振幅−電流変換回路４００を具体化した一例である、振幅−電流変換回路８００を含む周波数混合器に関する。

［構成］
図１０は、第５の実施の形態に係る周波数混合器の構成を示す。同図を参照して、この周波数混合器は、第１の実施の形態における振幅−電流変換回路４００の代わりに、差動のＲＦ信号を入力する振幅−電流変換回路８００を含む。その他の構成は、第１の実施の形態と同様である。

ＲＦ入力信号＋が入力端子ＩＮ３に、反転ＲＦ入力信号−が入力端子ＩＮ４に入力され、振幅−電流変換回路８００におけるコンデンサＣ２３に入力端子ＩＮ３、振幅−電流変換回路８００におけるコンデンサＣ２４に入力端子ＩＮ４が接続される。その他の接続は第１の実施の形態と同様である。

また、この周波数混合器における振幅−電流変換回路８００の構成は、第４の実施の形態における振幅−電流変換回路７００の構成と同様である。

この周波数混合器は、第１の実施の形態に係る周波数混合器のＲＦ入力信号をＲＦ入力信号＋および反転ＲＦ信号−とし、振幅−電流変換回路８００を具体化したものであるから、ＲＦ入力信号＋および反転ＲＦ信号−を入力する以外の動作は、第１の実施の形態に係る周波数混合器と同様であり、また、差動のＲＦ入力信号を入力する振幅−電流変換回路８００の構成は、第４の実施の形態における振幅−電流変換回路７００と同様であるため、振幅−電流変換回路８００の動作は振幅−電流変換回路７００の動作と同様である。

以上より、この振幅−電流変換回路８００は、ＲＦ入力信号＋および反転ＲＦ信号−の振幅に対して出力電流Ｉｆを単調減少させる制御を行なう。すなわち、振幅−電流変換回路８００は、ＲＦ入力信号＋および反転ＲＦ信号−の振幅が大きい場合は出力電流Ｉｆを小さく、ＲＦ入力信号＋および反転ＲＦ信号−の振幅が小さい場合は出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なうことができる。

＜第６の実施の形態＞
本実施の形態は、第１の実施の形態における振幅−電流変換回路４００を具体化した一例である、振幅−電流変換回路９００を含む周波数混合器に関する。

［構成］
図１１は、第６の実施の形態に係る周波数混合器を示す。この周波数混合器の構成および接続は、振幅−電流変換回路９００以外は、第１の実施の形態と同様である。

次に、この周波数混合器における振幅−電流変換回路９００について説明する。この振幅−電流変換回路９００は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１（第８のＭＯＳトランジスタ）、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２（第９のＭＯＳトランジスタ）、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３（第１０のＭＯＳトランジスタ）、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４（第１１のＭＯＳトランジスタ）、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５（第１２のＭＯＳトランジスタ）、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６（第１３のＭＯＳトランジスタ）、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７（第１４のＭＯＳトランジスタ）、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８（第１５のＭＯＳトランジスタ）と、コンデンサＣ１９（第２のコンデンサ）、コンデンサＣ２０（第３のコンデンサ）、コンデンサＣ２１、定電流源Ｉｂｉａｓ２２（第３の定電流源）および電圧源Ｖｂｉａｓ２３を含む。ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２は実質的に同一特性を有し、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４は実質的に同一特性を有し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７、およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は実質的に同一特性を有する。また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４は電流ミラー回路を構成し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７は電流ミラー回路を構成し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は電流ミラー回路を構成する。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレイン電流をＩＭｐ１５とし、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流をＩＭｐ１６とし、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレイン電流をＩＭｐ１７とし、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流をＩＭｐ１８とし、定電流源Ｉｂｉａｓ２２は定電流Ｉ１を出力し、定電圧源Ｖｂｉａｓ２３は定電圧Ｖｂｓ２３を出力する。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲートに定電圧源Ｖｂｉａｓ２３およびコンデンサＣ２１が接続される。

コンデンサＣ２１は入力端子ＩＮ３に接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のゲートに第２の固定電位Ｖｄｄが接続される。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のゲートに、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレインが接続され、さらにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のゲートにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のゲートが接続され、この接続点にコンデンサＣ１９およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインが接続される。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のゲートに、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレインが接続され、さらにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のゲートにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のゲートが接続され、この接続点にコンデンサＣ２０およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３のゲートが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに接続され、さらにこの接続点にＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレインおよびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のゲートが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のソースとＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のソースが接続され、この接続点に定電流源Ｉｂｉａｓ２２が接続される。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレインがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインに接続され、さらに振幅−電流回路９００の出力としてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに接続される。

ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のソース、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のソース、コンデンサＣ１９およびコンデンサＣ２０に第２の固定電位Ｖｄｄが接続される。

ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３のソース、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のソースおよび定電流源Ｉｂｉａｓ２２に第１の固定電位（接地電位）が接続される。

［動作］
本実施の形態に係る周波数混合器の動作について説明する。

この周波数混合器は、第２の実施の形態における、振幅−電流変換回路５００の構成を変更したものであるから、この振幅−電流変換回路９００の内部動作以外については、第２の実施の形態と同様である。

そこで、本実施の形態に係る周波数混合器における振幅−電流変換回路９００の動作について説明する。すべてのトランジスタが飽和領域で動作するものとする。

図１２は振幅−電流変換回路９００における、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈ、定電圧Ｖｂｓ（定電圧源Ｖｂｉａｓ２３の出力電圧Ｖｂｓ２３）、ドレイン電流ＩＭｐ１５、ドレイン電流ＩＭｐ１６、ドレイン電流ＩＭｐ１７、ドレイン電流ＩＭｐ１８、および出力電流Ｉｆの関係を示したものである。

同図を参照して、ＲＦ入力信号の振幅が小さく、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを超えない場合は（図１２（ａ））、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１は常にオフ状態である。このとき、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインに流れ込む、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレイン電流ＩＭｐ１５は０であるから、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５と電流ミラー回路を構成するＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレイン電流ＩＭｐ１７も０となる。したがって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに流れ込む電流が０になることから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３と電流ミラー回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流も０となる。

一方、上述のように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１は常にオフ状態であり、定電流源Ｉｂｉａｓ２２の出力電流がＩ１であるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流はＩ１となり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインに流れ込む、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６はＩ１となる。このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６は直流成分のみとなる。

ここで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は電流ミラー回路を構成しており、且つＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は実質的に同一特性を有するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流ＩＭｐ１８はＩ１となる。

また、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流が０であることから、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流ＩＭｐ１８は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインには流れ込まず、すべてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに流れ込むことになる。すなわち、振幅−電流変換回路９００の出力電流ＩｆがＩ１となる。

ＲＦ入力信号の振幅がある程度大きくなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを超えるようになると（図１２（ｂ））、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１が周期的にオン状態となる。ここで、オン状態となる期間は、ＲＦ入力信号の半周期より短い。

そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が周期的に流れ始める。したがって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインに流れ込む、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレイン電流ＩＭｐ１５は直流成分と交流成分をもつようになる。

このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のゲート電圧はドレイン電流ＩＭｐ１５に対応して直流成分と交流成分をもつが、その交流成分については、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ１９がローパスフィルタを構成するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のゲート・ソース間電圧はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のゲート・ソース間電圧の直流成分のみとなる。

ここで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７は電流ミラー回路を構成しており、且つＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７は実質的に同一特性を有するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレイン電流ＩＭｐ１７は、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレイン電流ＩＭｐ１５の直流成分と同じになる。

また、ドレイン電流ＩＭｐ１７は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに流れ込んでおり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４は電流ミラー回路を構成し、且つＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４は実質的に同一特性を有するから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流はＮチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレイン電流ＩＭｐ１７と同じになる。

一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が周期的に流れるようになると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレインに流れ込む、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６は周期的にＩ１から減少する。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６は直流成分と交流成分をもつ。

このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のゲート電圧はドレイン電流ＩＭｐ１６に対応して直流成分と交流成分をもつが、その交流成分については、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ２０がローパスフィルタを構成するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のゲート・ソース間電圧はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のゲート・ソース間電圧の直流成分のみとなる。したがって、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流はＩ１から減少し、直流成分のみをもつ。

そうすると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流ＩＭｐ１８のうち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレイン電流ＩＭｐ１７に相当する電流が、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインに流れ込み、その残りが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに流れ込むことになる。すなわち、振幅−電流変換回路９００の出力電流ＩｆはＩＭｐ１８−ＩＭｐ１７となり、直流成分のみをもつ。

ＲＦ入力信号の振幅が十分に大きくなり（図１２（ｃ））、ＲＦ入力信号のほぼ半周期間ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧ＶｇｓがＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを十分に超えるようになると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態となる期間が長くなり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がＲＦ入力信号のほぼ半周期ごとにオン状態とオフ状態を繰り返すようになる。このとき、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオフ状態のときは、上述のように０となる。

一方、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態のときは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓが、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１の閾値電圧Ｖｔｈを十分に超えており、また、定電流源Ｉｂｉａｓ２２の出力電流がＩ１であるから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流は等しくＩ１／２となる。したがって、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流はＲＦ入力信号のほぼ半周期ごとにＩ１／２と０を繰り返す。そうすると、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレインに流れ込む、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレイン電流ＩＭｐ１５は直流成分をもたなくなる。

このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のゲート電圧はドレイン電流ＩＭｐ１５に対応して交流成分のみをもつが、その交流成分については、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ１９がローパスフィルタを構成するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のゲート・ソース間電圧は０となる。そうすると、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のドレイン電流ＩＭｐ１７も０となる。ここで、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３のドレインに流れ込む電流が０になることから、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３と電流ミラー回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流も０となる。

一方、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６は、上述のようにＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が、ＲＦ入力信号のほぼ半周期ごとにＩ１／２と０を繰り返すことから、ＲＦ入力信号のほぼ半周期ごとにＩ１とＩ１／２を繰り返す。このとき、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６は直流成分と交流成分をもつ。

ここで、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のゲート電圧はＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のドレイン電流ＩＭｐ１６に対応して直流成分と交流成分をもつが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ２０がローパスフィルタを構成するため、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のゲート・ソース間電圧は直流成分のみとなる。

また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は電流ミラー回路を構成しており、且つＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は実質的に同一特性を有するから、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流はＩ１／２となる。

そうすると、上述のように、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流が０であることから、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流ＩＭｐ１８は、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレインには流れ込まず、すべてＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１のドレインに流れ込むことになる。すなわち、振幅−電流変換回路９００の出力電流ＩｆがＩ１／２となる。

なお、この振幅−電流変換回路９００は以下の条件で動作するものとする。
[条件１]Ｖｂｓ２３＜Ｖｄｄ
これは、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート電圧が大きすぎると、そのオフ状態を得ることができず、振幅−電流変換回路９００が上述したような動作をすることができないからである。
[条件２]コンデンサＣ１９およびＣ２０は十分に大きい。すなわち、ＲＦ入力信号の周波数において十分インピーダンスが小さい。

これは、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ１９でローパスフィルタを構成し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のゲート電圧の交流成分をカットして、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７のゲート・ソース間電圧の交流成分を０とするためである。

また、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６の出力抵抗（相互コンダクタンスおよびドレイン・ソース間抵抗）とコンデンサＣ２０でローパスフィルタを構成し、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６のゲート電圧の交流成分をカットして、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のゲート・ソース間電圧の交流成分を０とするためである。

ここで、第２の実施の形態に係る振幅−電流変換回路５００においては、出力電流ＩｆがＩ１／２から０の範囲をとるのに対し、本実施の形態に係る振幅−電流変換回路９００においては、出力電流ＩｆがＩ１からＩ１／２の範囲をとる点で、両者は相違する。

しかしながら、本実施の形態に係る振幅−電流変換回路９００においても、第２の実施の形態に係る振幅−電流変換回路５００と同様に、図７に示すような、ＲＦ入力信号の振幅に対して、振幅−電流変換回路９００の出力電流Ｉｆが単調減少する特性が得られる。

以上より、本実施の形態に係る振幅−電流変換回路９００は、ＲＦ入力信号の振幅に対して出力電流Ｉｆを単調減少させる制御、すなわち、ＲＦ入力信号の振幅が大きい場合は出力電流Ｉｆを小さく、ＲＦ入力信号の振幅が小さい場合は出力電流Ｉｆを大きくする制御を行なうことができる。

したがって、本実施の形態に係る周波数混合器によれば、第２の実施の形態と同様に、局発信号差動対１００の線形性の劣化を防ぐことができ、かつ、非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器が達成している効果を維持することができる、すなわち、より振幅の小さい局発信号が入力された場合でも、所望の周波数変換動作を行なうことができ、局発信号差動対の線形性の向上を図ることができる。

［変形例］
本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、たとえば以下の変形例も含まれる。

本発明の実施の形態では、第１の固定電位を接地電位、第２の固定電位をＶｄｄとして説明したが、これに限定するものではない。第１の固定電位をＶｄｄ、第２の固定電位を接地電位としてもよい。

本発明の実施の形態では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタとＮチャネルＭＯＳトランジスタを特定して説明したが、これに限定するものではない。ＰチャネルＭＯＳトランジスタをＮチャネルＭＯＳトランジスタとし、ＮチャネルＭＯＳトランジスタをＰチャネルＭＯＳトランジスタとしてもよい。

本発明の第２の実施の形態では、定電流源Ｉｂｉａｓ１８の出力電流Ｉ２をＩ１／２として説明したが、これに限定するものではない。定電流源Ｉｂｉａｓ１８の出力電流Ｉ２がＩ１より小さい場合には、ＲＦ入力信号に対して振幅−電流変換回路５００の出力電流Ｉｆを単調減少させることは可能であり、本発明の目的を達成することができる。

本発明の第２の実施の形態では、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４は実質的に同一特性を有するとして説明したが、これに限定するものではない。ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１３とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１４の特性を異なるものとし、ＲＦ入力信号の振幅に対する、振幅−電流変換回路５００の出力電流Ｉｆの単調減少の特性の傾きを変更することができる。

本発明の第６の実施の形態では、振幅−電流変換回路９００における、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７、ならびにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８は実質的に同一特性を有するとして説明したが、これに限定されるものではない。これらのＭＯＳトランジスタおよび各素子の値を変更することにより、振幅−電流変換回路９００の出力電流Ｉｆの範囲の最小値をＩ１／２から減少させることも可能である。

たとえば、電流ミラー回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７、ならびにＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１６およびＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８の特性を異なるものとすることにより、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５とＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１７とで構成される電流ミラー回路およびＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１３とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４とで構成される電流ミラー回路を通じた電流ミラー比を大きくすることができる。

すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１５のドレイン電流ＩＭｐ１５に対するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流の比を大きくすることにより、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１４のドレイン電流を大きくすることができ、出力電流Ｉｆを小さくすることができるからである。

本発明の第６の実施の形態では、ＲＦ入力信号の振幅が十分大きくなった場合には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流とＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流は等しくＩ１／２となるとして説明したが、ＲＦ入力信号の振幅が第２の固定電位Ｖｄｄを超えることが可能である場合には、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のゲート・電圧Ｖｇｓが、第２の固定電位Ｖｄｄを超えることになり、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１がオン状態のときの、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１のドレイン電流が、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流を上回るようになるため、ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１２のドレイン電流の直流成分、すなわち、ＰチャネルＭＯＳトランジスタＭｐ１８のドレイン電流ＩＭｐ１８がＩ１／２より小さくなり、出力電流ＩｆをＩ１／２より小さくすることができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器の概略構成を示す図である。非特許文献１および非特許文献２記載の周波数混合器におけるドレイン電流Ｉａ、定電流Ｉｆおよびこれらの差ｄＩの関係を示す図である。第１の実施の形態に係わる周波数混合器の構成を示す図である。第１の実施の形態に係わる周波数混合器におけるドレイン電流Ｉａ、出力電流Ｉｆおよびこれらの差ｄＩの関係を示す図である。第２の実施の形態に係わる周波数混合器の構成を示す図である。（ａ）はＲＦ入力信号の振幅が小さい場合の出力電流Ｉｆを示す図であり、（ｂ）はＲＦ入力信号の振幅がある程度大きい（中程度の）場合の出力電流Ｉｆを示す図であり、（ｃ）はＲＦ入力信号の振幅が十分に大きい場合の出力電流Ｉｆを示す図である。第２の実施の形態に係わる周波数混合器の振幅−電流変換回路５００における、ＲＦ入力信号の振幅に対する出力電流Ｉｆを示す図である。第３の実施の形態に係わる周波数混合器の構成を示す図である。第４の実施の形態に係わる周波数混合器の構成を示す図である。第５の実施の形態に係わる周波数混合器の構成を示す図である。第６の実施の形態に係わる周波数混合器の構成を示す図である。（ａ）はＲＦ入力信号の振幅が小さい場合の出力電流Ｉｆを示す図であり、（ｂ）はＲＦ入力信号の振幅がある程度大きい（中程度の）場合の出力電流Ｉｆを示す図であり、（ｃ）はＲＦ入力信号の振幅が十分に大きい場合の出力電流Ｉｆを示す図である。

符号の説明

Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ１１，Ｍ１２，Ｍ２１，Ｍ２２ＮチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｍｐ１３，Ｍｐ１４，Ｍｐ１５，Ｍｐ１６，Ｍｐ１７，Ｍｐ１８ＰチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｚ４，Ｚ５，Ｚ２５負荷、Ｃ６，Ｃ１５，Ｃ２３，Ｃ２４コンデンサ、Ｉｂｉａｓ６，Ｉｂｉａｓ１７，Ｉｂｉａｓ１８，Ｉｂｉａｓ２６定電流源、Ｖｂｉａｓ７，Ｖｂｉａｓ１９，Ｖｂｉａｓ２３，Ｖｂｉａｓ２７定電圧源、１００局発信号差動対、２００差動対、３００差動増幅器、４００，５００，６００，７００，８００，９００振幅−電流変換回路。

Claims

第１のＭＯＳトランジスタと、実質的に同一の特性を有する第２のＭＯＳトランジスタおよび第３のＭＯＳトランジスタからなる局発信号差動対と、第１の負荷と、第２の負荷と、制御回路とを含み、
前記第１のＭＯＳトランジスタは、ゲートにＲＦ信号が入力され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのソースと前記第３のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインが接続され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに局発信号が入力され、ドレインに前記第１の負荷が接続され、
前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに反転局発信号が入力され、ドレインに前記第２の負荷が接続され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインからＩＦ信号が出力され、
前記第３のＭＯＳトランジスタのドレインから反転ＩＦ信号が出力され、
前記第１の負荷と前記第２の負荷とが固定電位に接続され、
前記制御回路は前記ＲＦ信号を入力し、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに電流を出力し、前記ＲＦ信号の振幅に対して前記電流を単調減少させる、周波数混合器。
前記制御回路は、実質的に同一の特性を有する第４のＭＯＳトランジスタおよび第５のＭＯＳトランジスタと、第６のＭＯＳトランジスタと、第７のＭＯＳトランジスタと、第１の定電流源と、第２の定電流源と、第１のコンデンサとを含み、
前記第４のＭＯＳトランジスタは、ゲートに前記ＲＦ入力信号が入力され、ドレインに固定電位が接続され、
前記第５のＭＯＳトランジスタは、ゲートに固定電位が接続され、ドレインに前記第２の定電流源と前記第６のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートと前記第１のコンデンサと前記第７のＭＯＳトランジスタのゲートと前記第１のコンデンサとが接続され、
前記第４のＭＯＳトランジスタのソースと前記第５のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第１の定電流源が接続され、
前記第２の定電流源と前記第６のＭＯＳトランジスタのソースと前記第１のコンデンサと前記第７のＭＯＳトランジスタのソースとが固定電位に接続され、
前記第７のＭＯＳトランジスタのドレインが前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、
前記第２の定電流源は前記第１の定電流源より小さい電流を出力し、
前記ＲＦ信号の振幅に対して前記第７のＭＯＳトランジスタのドレイン電流を単調減少させる、請求項１記載の周波数混合器。
前記制御回路は、実質的に同一の特性を有する第８のＭＯＳトランジスタおよび第９のＭＯＳトランジスタと、第１０のＭＯＳトランジスタと、第１１のＭＯＳトランジスタと、第１２のＭＯＳトランジスタと、第１３のＭＯＳトランジスタと、第１４のＭＯＳトランジスタと、第１５のＭＯＳトランジスタと、第３の定電流源と、第２のコンデンサと、第３のコンデンサとを含み、
前記第８のＭＯＳトランジスタは、ゲートにＲＦ信号が入力され、ドレインに前記第１２のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートと前記第１４のＭＯＳトランジスタのゲートと前記第２のコンデンサとが接続され、
前記第９のＭＯＳトランジスタは、ゲートに固定電位が接続され、ドレインに前記第１３のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートと前記第３のコンデンサと前記第１５のＭＯＳトランジスタのゲートとが接続され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのソースと前記第９のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第３の定電流源が接続され、
前記第１２のＭＯＳトランジスタのソースと前記第１３のＭＯＳトランジスタのソースと前記第１４のＭＯＳトランジスタのソースと前記第１５のＭＯＳトランジスタのソースと前記第２のコンデンサと前記第３のコンデンサとが固定電位に接続され、
前記第１４のＭＯＳトランジスタは、ドレインが前記第１０のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートに接続され、
前記第１１のＭＯＳトランジスタは、ゲートが前記第１０のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートに接続され、
前記第１５のＭＯＳトランジスタのドレインが前記第１１のＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、
前記ＲＦ信号の振幅に対して前記第１５のＭＯＳトランジスタのドレインから前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインへ流れる電流を単調減少させる、請求項１記載の周波数混合器。
第１のＭＯＳトランジスタと、実質的に同一の特性を有する第２のＭＯＳトランジスタおよび第３のＭＯＳトランジスタからなる局発信号差動対と、第１の負荷と、第２の負荷と、制御回路とを含み、
前記第１のＭＯＳトランジスタは、ゲートにＲＦ信号が入力され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのソースと前記第３のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインが接続され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに局発信号が入力され、ドレインに前記第１の負荷が接続され、
前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに反転局発信号が入力され、ドレインに前記第２の負荷が接続され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインからＩＦ信号が出力され、
前記第３のＭＯＳトランジスタのドレインから反転ＩＦ信号が出力され、
前記第１の負荷と前記第２の負荷とが固定電位に接続され、
前記制御回路は前記ＲＦ信号および反転ＲＦ信号を入力し、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに電流を出力し、前記ＲＦ信号および前記反転ＲＦ信号の振幅に対して前記電流を単調減少させる、周波数混合器。
前記制御回路は、実質的に同一の特性を有する第４のＭＯＳトランジスタおよび第５のＭＯＳトランジスタと、第６のＭＯＳトランジスタと、第７のＭＯＳトランジスタと、実質的に同一の特性を有する第８のＭＯＳトランジスタおよび第９のＭＯＳトランジスタと、第１の定電流源と、第２の定電流源と、第３の定電流源と、第１のコンデンサと、第３の負荷とを含み、
前記第４のＭＯＳトランジスタは、ゲートに前記第９のＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第３の負荷が接続され、ドレインに固定電位が接続され、
前記第５のＭＯＳトランジスタは、ゲートに固定電位が接続され、ドレインに前記第２の定電流源と前記第６のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートと前記第１のコンデンサと前記第７のＭＯＳトランジスタのゲートとが接続され、
前記第４のＭＯＳトランジスタのソースと前記第５のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第１の定電流源が接続され、
前記第２の定電流源と前記第６のＭＯＳトランジスタのソースと前記第１のコンデンサと前記第７のＭＯＳトランジスタのソースとが固定電位に接続され、
前記第７のＭＯＳトランジスタのドレインが前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのゲートに前記ＲＦ信号が入力され、前記第９のＭＯＳトランジスタのゲートに前記反転ＲＦ信号が入力され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのソースと前記第９のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第３の定電流源が接続され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのドレインと前記第１の負荷とに固定電位が接続され、
前記第２の定電流源は前記第１の定電流源より小さい電流を出力し、
前記ＲＦ信号の振幅に対して前記第７のＭＯＳトランジスタのドレイン電流を単調減少させる請求項４記載の周波数混合器。
第１のＭＯＳトランジスタと、実質的に同一の特性を有する第２のＭＯＳトランジスタおよび第３のＭＯＳトランジスタからなる局発信号差動対と、第１の負荷と、第２の負荷と、制御回路とを含み、
前記第１のＭＯＳトランジスタは、ゲートにＲＦ信号が入力され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのソースと前記第３のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインが接続され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに局発信号が入力され、ドレインに前記第１の負荷が接続され、
前記第３のＭＯＳトランジスタのゲートに反転局発信号が入力され、ドレインに前記第２の負荷が接続され、
前記第２のＭＯＳトランジスタのドレインからＩＦ信号が出力され、
前記第３のＭＯＳトランジスタのドレインから反転ＩＦ信号が出力され、
前記第１の負荷と前記第２の負荷とが固定電位に接続され、
前記制御回路は前記ＩＦ信号および前記反転ＩＦ信号を入力し、前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに電流を出力し、前記ＩＦ信号および前記反転ＩＦ信号の振幅に対して前記電流を単調減少させる、周波数混合器。
前記制御回路は、実質的に同一の特性を有する第４のＭＯＳトランジスタおよび第５のＭＯＳトランジスタと、第６のＭＯＳトランジスタと、第７のＭＯＳトランジスタと、実質的に同一の特性を有する第８のＭＯＳトランジスタおよび第９のＭＯＳトランジスタと、第１の定電流源と、第２の定電流源と、第３の定電流源と、第１のコンデンサと、第３の負荷とを含み、
前記第４のＭＯＳトランジスタは、ゲートに前記第９のＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第３の負荷が接続され、ドレインに固定電位が接続され、
前記第５のＭＯＳトランジスタは、ゲートに固定電位が接続され、ドレインに前記第２の定電流源と前記第６のＭＯＳトランジスタのドレインおよびゲートと前記第１のコンデンサと前記第７のＭＯＳトランジスタのゲートと前記第１のコンデンサとが接続され、
前記第４のＭＯＳトランジスタのソースと前記第５のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第１の定電流源が接続され、
前記第２の定電流源と前記第６のＭＯＳトランジスタのソースと前記第１のコンデンサと前記第７のＭＯＳトランジスタのソースとが固定電位に接続され、
前記第７のＭＯＳトランジスタのドレインが前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインに接続され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのゲートに前記ＩＦ信号が入力され、前記第９のＭＯＳトランジスタのゲートに前記反転ＩＦ信号が入力され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのソースと前記第９のＭＯＳトランジスタのソースとが接続され、当該接続点に前記第３の定電流源が接続され、
前記第８のＭＯＳトランジスタのドレインと前記第１の負荷とに固定電位が接続され、
前記第２の定電流源は前記第１の定電流源より小さい電流を出力し、
前記ＩＦ信号および前記反転ＩＦ信号の振幅に対して前記第７のＭＯＳトランジスタのドレイン電流を単調減少させる請求項６記載の周波数混合器。