JP2003188695A - 電界効果トランジスタスイッチ回路 - Google Patents
電界効果トランジスタスイッチ回路Info
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Abstract
子トラップの影響で空乏層が広がったときにも入力端子
のDC電位を上昇させず、正常にオン・オフさせる。 【解決手段】 入力端子1と出力端子2との間に入力端
子1側をソースとして電界効果トランジスタ5a〜5d
を接続し、出力端子2と入力端子3との間に入力端子3
側をソースとして電界効果トランジスタ6a〜6dを接
続し、入力端子3と出力端子4との間に入力端子3側を
ソースとして第3の電界効果トランジスタ7a〜7dを
接続し、出力端子4と入力端子1との間に入力端子1側
をソースとして第4の電界効果トランジスタ8a〜8d
を接続する。また、電界効果トランジスタ5a〜5d,
6a〜6d,8a〜8dのゲートとソースとの間に、抵
抗17a〜17d,18a〜18d,19a〜19d,
20a〜20dをそれぞれ接続している。
Description
スタスイッチ回路に関し、特に高周波、大電力用の電界
効果トランジスタスイッチ回路に関するものである。
には、MES型電界効果トランジスタを用い、そのオン
抵抗、オフ抵抗を利用して信号線路の切り替えを行うよ
う構成されている。
は、ディプレッション型で、ドレイン電流が0になるし
きい値電圧(Vth)が負である。したがって、ゲート
・ソース間の電位差Vgsが0Vでは電界効果トランジ
スタはオンの状態にある。電界効果トランジスタをオフ
させるためにはVthよりも低い電圧が必要である。従
来はこの電圧を得るために負電源を用いていたが、これ
に代わって電界効果トランジスタの内部自己バイアス作
用を用いて基準バイアスを発生させることによって、外
部バイアス回路を不要としたもの(特開平9−1815
88号公報参照)もある。
PDT(Double Pole Double Throw)スイッチを、従来
の電界効果トランジスタスイッチ回路の例として詳細に
説明する。
DTスイッチの回路図を示す。このDPDTスイッチ
は、スイッチ端子として、2つのスイッチ入力端子1,
3と、2つのスイッチ出力端子2,4を有しているDP
DTスイッチ回路である。スイッチ入力端子1,3へは
入力信号IN1,IN2がそれぞれ入力され、スイッチ
出力端子2,4からは出力信号OUT1,OUT2が出
力される。
端子2,4との間には4組の電界効果トランジスタ5a
〜5d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8dが配置さ
れている。そして、コントロール端子21,22にコン
トロール電圧Vc1,Vc2として、+Vcおよび0V
を選択的に与えることで電界効果トランジスタ5a〜5
d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8dのゲート電圧
を制御し、これによって電界効果トランジスタ5a〜5
d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8dをオン・オフ
させ、信号経路を切り替えるものである。この場合、電
界効果トランジスタ5a〜5d,6a〜6d,7a〜7
d,8a〜8dは、スイッチ入力端子1,3側がソース
となり、スイッチ出力端子2,4側がドレインとなるよ
うに接続されている。
る。第1の経路は、スイッチ入力端子1に入力された入
力信号IN1をスイッチ出力端子2から出力信号OUT
1として出力するとともに、スイッチ入力端子3に入力
された入力信号IN2をスイッチ出力端子4から出力信
号OUT2として出力する経路である。第2の経路は、
スイッチ入力端子1に入力された入力信号IN1をスイ
ッチ出力端子4から出力信号OUT2として出力すると
ともに、スイッチ入力端子3に入力された入力信号IN
2をスイッチ出力端子2から出力信号OUT1として出
力する経路である。
a〜5d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8dの各ゲ
ートとコントロール端子21,22との間には、抵抗9
a〜9d,10a〜10d,11a〜11d,12a〜
12dが接続されている。また、電界効果トランジスタ
5a,5d,6a,6d,7a,7d,8a,8dとス
イッチ入力端子1,3およびスイッチ出力端子2,4と
の間にはDCカットコンデンサ13,14,15,16
が接続されている。
2に、例えばコントロール電圧Vc1,Vc2として、
+Vc,0Vをそれぞれ印加すると、コントロール端子
21,22に接続している各点の電位の関係は、以下の
ようになる。コントロール端子21,22の電位をV
(Vc1),V(Vc2)のように表すと、+Vc=V
(Vc1)、0V=V(Vc2)となる。このとき、電
界効果トランジスタ8dのゲート電位V(G8d)は抵
抗12dによる電圧降下があるので、コントロール端子
21の電位V(Vc1)より低い。
ゲートG8dからソースS8dにはPN接合の順方向電
流が流れるため、電圧降下が発生する。一方、電界効果
トランジスタ5aに注目すると、ソースS5aからゲー
トG5aにはPN接合の逆方向電流が流れるため、電圧
降下が発生する。
G5aからコントロール端子22の間には、抵抗9aに
よる電圧降下がある。
V(S5a)>V(G5a)>V(Vc2)=0V となる。ただし、V(S8d)は電界効果トランジスタ
8dのソース電位、V(S5a)は電界効果トランジス
タ5aのソース電位、V(G5a)は電界効果トランジ
スタ5aのゲート電位である。
ンジスタ8dについて見ると、PN接合の順方向バイア
スによる順方向電流が流れている。一方、電界効果トラ
ンジスタ5aについて見ると、PN接合の逆方向バイア
スによる逆方向電流が流れている。ここで、スイッチ入
力端子1にはDCカットコンデンサ13が接続されてい
るため、これらの順方向電流と逆方向電流は同じである
と考えられる。また、PN接合に順方向および逆方向に
同等のバイアスを印加した場合には、順方向の電流は逆
方向のそれに比べて十分に大きいため、同じだけの電流
を流す場合には逆方向バイアスの電圧降下の方が、順方
向バイアスのそれよりも十分に大きい。つまり、 V(G8d)−V(S8d)<<V(S5a)―V(G
5a) となる。したがって、 V(S5a)=V(S8d) より V(S5a)≒V(G8d) となる。
a,12dでの電圧降下は非常に小さく、 V(G8d)≒Vc、V(G5a)≒0V となり、V(S5a)≒Vcとなる。
フ状態、電界効果トランジスタ8dはオン状態となる。
5d、電界効果トランジスタ7a〜7dはオフ状態にあ
り、電界効果トランジスタ6a〜6dおよび電界効果ト
ランジスタ8a〜8dはオン状態にある。
c2だけで、電界効果トランジスタ5a〜5d,6a〜
6d,7a〜7d,8a〜8dをスイッチ素子として機
能させることが可能である。
のソースである。D5d,S5d,G5dは電界効果ト
ランジスタ5dのドレイン、ソース、ゲートである。D
6a,S6a,G6aは電界効果トランジスタ6aのド
レイン、ソース、ゲートである。D6d,S6d,G6
dは電界効果トランジスタ6dのドレイン、ソース、ゲ
ートである。D7a,S7a,G7aは電界効果トラン
ジスタ7aのドレイン、ソース、ゲートである。D7
d,S7d,G7dは電界効果トランジスタ7dのドレ
イン、ソース、ゲートである。D8a,S8a,G8a
は電界効果トランジスタ8aのドレイン、ソース、ゲー
トである。D8dは電界効果トランジスタ7dのドレイ
ンである。
電子トラップにより空乏層が広がり、スイッチ入力端子
1,3のDC電位が上昇し、+Vc+Vthよりも高く
なることで、ゲート電位が+Vcでは電界効果トランジ
スタがオン状態にならないことである。
位が上昇する問題について詳細に説明する。図5の電界
効果トランジスタスイッチ回路において、全ての電界効
果トランジスタ5a〜5d,6a〜6d,7a〜7d,
8a〜8dが同一の特性を有し、また各電界効果トラン
ジスタ5a〜5d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8
dのゲート・ソース間容量とゲート・ドレイン間容量が
等しいとする。さらに、各電界効果トランジスタ5a〜
5d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8dのゲートは
高い抵抗値を有する抵抗9a〜9d,10a〜10d,
11a〜11d,12a〜12dを介してバイアスされ
ており、バイアス回路は高周波的に高インピーダンスと
みなすことができるとする。
ール電圧Vc1,Vc2として、それぞれ+Vcおよび
0Vを印加すると、図5の電界効果トランジスタ5a〜
5dはオフの状態にある。オフ状態にあるこれらの電界
効果トランジスタ5a〜5dは等価的にゲート・ソース
容量Cおよびゲート・ドレイン容量Cが合わせて8個直
列に接続されたように見なせる。これらの容量Cとゲー
ト抵抗9a〜9dを模式的に示すと、図6のようにな
る。
て、振幅Vinの高周波信号が入力された場合の、電界
効果トランジスタ5aのソースS5a,ゲートG5aお
よびドレインD5aの電位の時間的な変化は、各電界効
果トランジスタ5a〜5dのゲート・ソース間容量Cお
よびゲート・ドレイン間容量Cにより分圧され、それぞ
れ図7の(s),(g)および(d)に示すようにな
る。図7の縦軸は各点の電位の振幅、横軸は時間であ
る。
と、t=t1およびt=t2時のバイアスの条件はそれ
ぞれ図8の(a)および(b)に示すようになる。入力
信号の振幅が大きい場合には、時間t=t1およびt2
で電界効果トランジスタ5aは大きな逆バイアスの条件
になる。
のスイッチ入力端子1からみて1段目の電界効果トラン
ジスタ、つまり電界効果トランジスタ5aの断面構造図
を図9に示す。図9において、+記号はホールを示し、
○で囲った−記号は電子を示す。
(a)に示すように、ゲート下の空乏層はチャネルまで
伸び、電界効果トランジスタ5aはオフ状態になる。し
かし、このときに先ほど述べたようにソース端子に振幅
の大きな信号が入力され、PN接合の逆バイアスの条件
になった場合にはゲートからリーク電流が発生し、ゲー
ト・ソース間およびゲート・ドレイン間の表面準位(ト
ラップ)により電子がトラップされる。このトラップさ
れた電子の数に比例して空乏層が広がる。空乏層が広が
った状態を図9(b)に示す。スイッチ入力端子に一番
近い電界効果トランジスタ5aには一番大きな振幅の信
号が入力されるため、印加される逆バイアスも大きく空
乏層の広がりも大きい。
スタ5a〜5dはオフ状態にあり、等価的にゲート・ソ
ース間容量および、ゲート・ドレイン容量が合わせて8
個直列に接続されたように見なせる。
タ5aのゲート・ソース間容量は、空乏層が広がってい
るために、他のゲート・ソース間容量およびゲート・ド
レイン間容量に比べて小さい。簡単のために空乏層が広
がっていない部分の容量をC、空乏層が広がっている電
界効果トランジスタ5aのゲート・ソース間容量を(1
/2)Cとし、これらの容量とゲート抵抗9a〜9dを
模式的に示すと図10のようになる。
入力信号IN1として、振幅Vinの高周波信号が入力
された場合の、電界効果トランジスタ5aのソースS5
a,ゲートG5aおよびドレインD5aの電位の時間的
な変化は図11の(s),(g),(d)のようにな
る。図7の(s),(g),(d)と比べると、電界効
果トランジスタ5aのゲート・ソース間の容量がほかの
電界効果トランジスタ5b〜5dのゲート・ドレイン間
およびゲート・ソース間の容量の(1/2)であるた
め、電界効果トランジスタ5aのソースS5aとドレイ
ンD5a間の電圧降下が他の容量に比べて2倍になって
いる。
スS5a,ゲートG5aおよびドレインD5aの電位
は、t=t1,t2の時点を観察すると、図12に示す
ように、入力信号の振幅が小さい場合には電界効果トラ
ンジスタ5aはオフ状態が保たれるが、入力信号の振幅
が大きい場合には電界効果トランジスタ5aはオン状態
となる。電界効果トランジスタ5aがオン状態になる
と、DCカットコンデンサ14からDCカットコンデン
サ13に電荷が移動し、DCカットコンデンサ13が充
電されてスイッチ入力端子1のDC電位が上昇する。
およそVcであるから少し上昇するとすぐにVcを超え
る。V(S5a)―Vc>Vthになると、Vc1=+
Vcでは電界効果トランジスタ8a〜8dはオン状態に
ならない。
イッチ回路では振幅の大きな信号が入力されたとき、電
子トラップにより空乏層が広がり、DCカットコンデン
サ13,14のアンバランスが発生することで、スイッ
チ入力端子1のDC電位が上昇し、スイッチの基本動作
であるオン・オフの切り替えができなくなる。
ジスタのゲート・ソース間容量が空乏層の拡がりによっ
て小さくなっているのに対し、ゲート・ドレイン間容量
が空乏層のひろがりにかかわらず小さくならない点につ
いて説明する。図5において、電界効果トランジスタ8
a〜8dがオフ、電界効果トランジスタ5a〜5dがオ
ンであると仮定する。この場合、電界効果トランジスタ
8a〜8dは静電容量の直列接続回路と近似できる。空
乏層が正常であるとすると、電位V(S8d),V(G
8d),V(D8d)の電位を図示すると、図13
(a),(b),(c)に示すようになる。時刻t2の
時点を見ると、ゲート・ドレイン間電圧Vgd=3−
(1/8)Vaとなり、ゲート・ソース間電圧Vgs=
3+(1/8)Vaとなる。すなわち、Vgs>Vgd
となる。つまり、ゲート・ドレイン間よりもゲート・ソ
ース間の方が空乏層が大きく広がることになる。
めになされたもので、スイッチ入力端子に振幅の大きな
信号が入力され、電子トラップの影響で空乏層が広がっ
たときにもスイッチ入力端子のDC電位を上昇させず、
正常にオン・オフさせることができる電界効果トランジ
スタスイッチ回路を提供することを目的とする。
電界効果トランジスタスイッチ回路は、第1のスイッチ
端子と第2のスイッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ
接続された第1の電界効果トランジスタと、第1のスイ
ッチ端子と第3のスイッチ端子とに一対の主電極がそれ
ぞれ接続された第2の電界効果トランジスタと、第1の
電界効果トランジスタの制御電極と一対の主電極のいず
れか一方との間に接続された第1の抵抗と、第2の電界
効果トランジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか
一方との間に接続された第2の抵抗とを備えている。
効果トランジスタの制御電極電圧を制御して第1および
第2の電界効果トランジスタの導通遮断を制御すること
により、第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端子との
間を導通させ、第1のスイッチ端子と第3のスイッチ端
子との間を開放させる第1の状態と、第1のスイッチ端
子と第2のスイッチ端子との間を開放させ、第1のスイ
ッチ端子と第3のスイッチ端子との間を導通させる第2
の状態とを切り替えることができる。
入力端子としたときは、第2および第3のスイッチ端子
はスイッチ出力端子となり、逆に第2および第3のスイ
ッチ端子をスイッチ入力端子としたときは、第1のスイ
ッチ端子がスイッチ入力端子となる。また、電界効果ト
ランジスタの一対の主電極はソースとドレインであり、
制御電極はゲートであり、第1、第2および第3のスイ
ッチ端子に接続するのは、第1および第2の電界効果ト
ランジスタのソースとドレインのどちらでもよい。その
理由は、スイッチに使用される電界効果トランジスタ
は、基本的に左右対象であり、ドレイン・ソースの区別
がないからである。したがって、第1および第2の抵抗
についても、一端は第1および第2の電界効果トランジ
スタのゲートに接続するが、他端はソースおよびドレイ
ンのどちらに接続してもよい。
ジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方との間
に第1および第2の抵抗を接続したことにより、第1、
第2および第3のスイッチ端子の電位を第1および第2
の抵抗で固定することができ、第1、第2および第3の
スイッチ端子のいずれかに振幅の大きな信号が入力さ
れ、電子トラップの影響で第1および第2の電界効果ト
ランジスタのいずれかの空乏層が広がったときにも第
1,第2および第3のスイッチ端子のDC電位を上昇さ
せず、正常にオン・オフさせることができる。
段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入力
信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて回
路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体としての
小型化を実現できる。
スタスイッチ回路は、請求項1記載の電界効果トランジ
スタスイッチ回路において、第1および第2の電界効果
トランジスタは、それぞれ複数個の電界効果トランジス
タの直列回路からなる。
効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジ
スタの直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信
号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。
スタスイッチ回路は、第1のスイッチ端子と第2のスイ
ッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の
電界効果トランジスタと、第1のスイッチ端子と接地端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第2の電界効
果トランジスタと、第1の電界効果トランジスタの制御
電極と一対の主電極のいずれか一方との間に接続された
第1の抵抗と、第2の電界効果トランジスタの制御電極
と一対の主電極のいずれか一方との間に接続された第2
の抵抗とを備えている。
効果トランジスタの制御電極電圧を制御して第1および
第2の電界効果トランジスタの導通遮断を制御すること
により、第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端子との
間を導通させ、第1のスイッチ端子と接地端子との間を
開放させる第1の状態と、第1のスイッチ端子と第2の
スイッチ端子との間を開放させ、第1のスイッチ端子と
接地端子との間を導通させる第2の状態とを切り替える
ことができる。
入力端子としたときは、第2のスイッチ端子はスイッチ
出力端子となり、逆に第2のスイッチ端子をスイッチ入
力端子としたときは、第1のスイッチ端子がスイッチ入
力端子となる。また、電界効果トランジスタの一対の主
電極はソースとドレインであり、制御電極はゲートであ
り、第1および第2のスイッチ端子と接地端子に接続す
るのは、第1および第2の電界効果トランジスタのソー
スとドレインのどちらでもよい。その理由は、スイッチ
に使用される電界効果トランジスタは、基本的に左右対
象であり、ドレイン・ソースの区別がないからである。
したがって、第1および第2の抵抗についても、一端は
第1および第2の電界効果トランジスタのゲートに接続
するが、他端はソースおよびドレインのどちらに接続し
てもよい。
ジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方との間
に第1および第2の抵抗を接続したことにより、第1お
よび第2のスイッチ端子の電位を第1および第2の抵抗
で固定することができ、第1および第2のスイッチ端子
のいずれかに振幅の大きな信号が入力され、電子トラッ
プの影響で第1および第2の電界効果トランジスタのい
ずれかの空乏層が広がったときにも第1および第2のス
イッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオン・オフ
させることができる。
段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入力
信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて回
路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体としての
小型化を実現できる。
スタスイッチ回路は、請求項3記載の電界効果トランジ
スタスイッチ回路において、第1および第2の電界効果
トランジスタは、それぞれ複数個の電界効果トランジス
タの直列回路からなる。
効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジ
スタの直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信
号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。
スタスイッチ回路は、第1のスイッチ端子と第2のスイ
ッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の
電界効果トランジスタと、第2のスイッチ端子と第3の
スイッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第
2の電界効果トランジスタと、第3のスイッチ端子と第
4のスイッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続され
た第3の電界効果トランジスタと、第4のスイッチ端子
と第1のスイッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続
された第4の電界効果トランジスタと、第1の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方
との間に接続された第1の抵抗と、第2の電界効果トラ
ンジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方との
間に接続された第2の抵抗と、第3の電界効果トランジ
スタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方との間に
接続された第3の抵抗と、第4の電界効果トランジスタ
の制御電極と一対の主電極のいずれか一方との間に接続
された第4の抵抗とを備えている。
び第4の電界効果トランジスタの制御電極電圧を制御し
て第1、第2、第3および第4の電界効果トランジスタ
の導通遮断を制御することにより、第1、第2、第3お
よび第4のスイッチ端子の間の導通・遮断状態を任意に
切り替えることができる。
をスイッチ入力端子としたときは、第2および第4のス
イッチ端子はスイッチ出力端子となり、逆に第2および
第4のスイッチ端子をスイッチ入力端子としたときは、
第1および第3のスイッチ端子がスイッチ入力端子とな
る。また、第1〜第4のスイッチ端子のうち一つをスイ
ッチ入力端子としたときには、残りがスイッチ出力端子
となり、逆に第1〜第4のスイッチ端子のうち一つをス
イッチ出力端子としたときには、残りがスイッチ入力端
子となる。また、電界効果トランジスタの一対の主電極
はソースとドレインであり、制御電極はゲートであり、
第1〜第4のスイッチ端子に接続するのは、第1〜第4
の電界効果トランジスタのソースとドレインのどちらで
もよい。その理由は、スイッチに使用される電界効果ト
ランジスタは、基本的に左右対象であり、ドレイン・ソ
ースの区別がないからである。したがって、第1、第
2、第3および第4の抵抗についても、一端は第1、第
2、第3および第4の電界効果トランジスタのゲートに
接続するが、他端はソースおよびドレインのどちらに接
続してもよい。
界効果トランジスタの制御電極と一対の主電極のいずれ
か一方との間に第1,第2,第3および第4の抵抗を接
続したことにより、第1,第2,第3および第4のスイ
ッチ端子の電位を第1,第2,第3および第4の抵抗で
固定することができ、第1,第2,第3および第4のス
イッチ端子のいずれかに振幅の大きな信号が入力され、
電子トラップの影響で第1、第2、第3および第4の電
界効果トランジスタのいずれかの空乏層が広がったとき
にも第1,第2,第3および第4のスイッチ端子のDC
電位を上昇させず、正常にオン・オフさせることができ
る。
段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入力
信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて回
路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体としての
小型化を実現できる。
スタスイッチ回路は、請求項5記載の電界効果トランジ
スタスイッチ回路において、第1、第2、第3および第
4の電界効果トランジスタは、それぞれ複数個の電界効
果トランジスタの直列回路からなる。
び第4の電界効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界
効果トランジスタの直列回路からなるので、より大きい
振幅の入力信号に対しても正常にオン・オフさせること
が可能となる。
スタスイッチ回路は、請求項1,2,3,4,5または
6記載の電界効果トランジスタスイッチ回路において、
電界効果トランジスタの遮断時における電界効果トラン
ジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量
の不平衡を補正する補正用静電容量を、電界効果トラン
ジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方との間
に設けている。
の遮断時における電界効果トランジスタの制御電極と一
対の主電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正するこ
とができ、電界効果トランジスタの空乏層が広がったと
きにもスイッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオ
ン・オフさせることができる。
ッチ回路は、請求項7記載の電界効果トランジスタスイ
ッチ回路において、補正用静電容量は電界効果トランジ
スタのオン時の空乏層容量より小さくオフ時の空乏層容
量もよりも大きい設定する。
を抑えつつ正常にオン・オフさせることができる。
ッチ回路は、第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端子
とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効果
トランジスタと、第1のスイッチ端子と第3のスイッチ
端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第2の電界
効果トランジスタと、第1の電界効果トランジスタの制
御電極と一対の主電極のいずれか一方との間に接続され
て第1の電界効果トランジスタの遮断時における第1の
電界効果トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の
各々の等価容量の不平衡を補正する第1の補正用静電容
量と、第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の
主電極のいずれか一方との間に接続されて第2の電界効
果トランジスタの遮断時における第2の電界効果トラン
ジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量
の不平衡を補正する第2の補正用静電容量とを備えてい
る。
に代えて、補正用静電容量を設けたことにより、電界効
果トランジスタの遮断時における電界効果トランジスタ
の制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量の不平
衡を補正することができ、電界効果トランジスタの空乏
層が広がったときにもスイッチ端子のDC電位を上昇さ
せず、正常にオン・オフさせることができる。その他、
抵抗を設けたことによる作用以外の作用については、請
求項1と同様である。
イッチ回路は、請求項9記載の電界効果トランジスタス
イッチ回路において、第1および第2の電界効果トラン
ジスタは、それぞれ複数個の電界効果トランジスタの直
列回路からなる。
効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジ
スタの直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信
号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。
イッチ回路は、第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効
果トランジスタと、第1のスイッチ端子と接地端子とに
一対の主電極がそれぞれ接続された第2の電界効果トラ
ンジスタと、第1の電界効果トランジスタの制御電極と
一対の主電極のいずれか一方との間に接続されて第1の
電界効果トランジスタの遮断時における第1の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第1の補正用静電容量と、第
2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主電極の
いずれか一方との間に接続されて第2の電界効果トラン
ジスタの遮断時における第2の電界効果トランジスタの
制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量の不平衡
を補正する第2の補正用静電容量とを備えている。
に代えて、補正用静電容量を設けたことにより、電界効
果トランジスタの遮断時における電界効果トランジスタ
の制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量の不平
衡を補正することができ、電界効果トランジスタの空乏
層が広がったときにもスイッチ端子のDC電位を上昇さ
せず、正常にオン・オフさせることができる。その他、
抵抗を設けたことによる作用以外の作用については、請
求項3と同様である。
イッチ回路は、請求項11記載の電界効果トランジスタ
スイッチ回路において、第1および第2の電界効果トラ
ンジスタは、それぞれ複数個の電界効果トランジスタの
直列回路からなる。
効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジ
スタの直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信
号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。
イッチ回路は、第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効
果トランジスタと、第2のスイッチ端子と第3のスイッ
チ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第2の電
界効果トランジスタと、第3のスイッチ端子と第4のス
イッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第3
の電界効果トランジスタと、第4のスイッチ端子と第1
のスイッチ端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された
第4の電界効果トランジスタと、第1の電界効果トラン
ジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方との間
に接続されて第1の電界効果トランジスタの遮断時にお
ける第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正する第1の補
正用静電容量と、第2の電界効果トランジスタの制御電
極と一対の主電極のいずれか一方との間に接続されて第
2の電界効果トランジスタの遮断時における第2の電界
効果トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々
の等価容量の不平衡を補正する第2の補正用静電容量
と、第3の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて第3の電界効果
トランジスタの遮断時における第3の電界効果トランジ
スタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量の
不平衡を補正する第3の補正用静電容量と、第4の電界
効果トランジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか
一方との間に接続されて第4の電界効果トランジスタの
遮断時における第4の電界効果トランジスタの制御電極
と一対の主電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正す
る第4の補正用静電容量とを備えている。
に代えて、補正用静電容量を設けたことにより、電界効
果トランジスタの遮断時における電界効果トランジスタ
の制御電極と一対の主電極の間の各々の等価容量の不平
衡を補正することができ、電界効果トランジスタの空乏
層が広がったときにもスイッチ端子のDC電位を上昇さ
せず、正常にオン・オフさせることができる。その他、
抵抗を設けたことによる作用以外の作用については、請
求項5と同様である。
イッチ回路は、請求項13記載の電界効果トランジスタ
スイッチ回路において、第1、第2、第3および第4の
電界効果トランジスタは、それぞれ複数個の電界効果ト
ランジスタの直列回路からなる。
び第4の電界効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界
効果トランジスタの直列回路からなるので、より大きい
振幅の入力信号に対しても正常にオン・オフさせること
が可能となる。
イッチ回路は、請求項9,10,11,12,13また
は14記載の電界効果トランジスタスイッチ回路におい
て、補正用静電容量は電界効果トランジスタのオン時の
空乏層容量より小さくオフ時の空乏層容量もよりも大き
い。
を抑えつつ正常にオン・オフさせることができる。
いて図面を参照して詳細に説明する。
形態の電界効果トランジスタスイッチ回路の回路図を示
す。この図によれば、電界効果トランジスタ5a〜5
d,電界効果トランジスタ6a〜6d,電界効果トラン
ジスタ7a〜7d,電界効果トランジスタ8a〜8d
で、図5と同様に、DPDT(Double Pole Double Thr
ow)スイッチを構成しており、各電界効果トランジスタ
5a〜5d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8dのス
イッチ入力端子1,3に近い端子をソースとすると、各
電界効果トランジスタ5a〜5d,6a〜6d,7a〜
7d,8a〜8dのゲートとソースとの間に抵抗17a
〜17d,18a〜18d,19a〜19d,20a〜
20dがそれぞれ接続された構成となっている。
トG5aとソースS5aとの間に抵抗17aを接続し、
電界効果トランジスタ6dのゲートG6dとソース6d
との間に抵抗18dを接続し、電界効果トランジスタ7
aのゲートG7aとソースS7aとの間に抵抗19dを
接続し、電界効果トランジスタ8dのゲートG8dとソ
ースS8dとの間に抵抗20dを接続し、また電界効果
トランジスタ5b〜5d,6a〜6c,7b〜7d,8
a〜8cにも同様に抵抗9b〜9d,10a〜10c,
11b〜11d,12a〜12cを接続している。
イッチ入力端子、符号2,4をスイッチ出力端子と表現
しているが、符号1〜4のスイッチ端子の入出力関係が
上記と逆であってもよい。要するに、符号1〜4の各ス
イッチ端子は、各々スイッチ入力端子であってもスイッ
チ出力端子であってもかまわず、少なくとも1つが入力
端子であり、残りの少なくとも一つが出力端子であれば
よい。例えば、符号1〜4の4個のスイッチ端子のう
ち、いずれか1個のスイッチ端子をスイッチ入力端子と
し、残りの3個のスイッチ端子をスイッチ出力端子とし
てもよく、逆にいずれか1個のスイッチ端子をスイッチ
出力端子とし、残りの3個をスイッチ入力端子としても
よい。
ンジスタは、基本的に左右対象であるため、ドレイン・
ソースの区別がなく、便宜上一対の主電極のうちの一方
をソースと称し、他方をドレインと称している。したが
って、抵抗17a〜17d,18a〜18d,19a〜
19d,20a〜20dについても、一端は電界効果ト
ランジスタのゲートに接続するが、他端はソースでもド
レインでもどちらに接続してもよい。
の一例について図1を用いて詳細に説明する。本構成の
電界効果トランジスタスイッチ回路において、コントロ
ール端子21,22に、コントロール電圧Vc1,Vc
2として、+Vc,0Vをそれぞれ印加すると、コント
ロール端子21,22に接続している各点の電位の関係
は、以下のようになる。コントロール端子21,22の
電位をV(Vc1),V(Vc2)のように表すと、+
Vc=V(Vc1)、0V=V(Vc2)となる。この
とき、従来の技術と同様に、 +Vc=V(Vc1)>V(G8d)>V(S8d)=
V(S5a)>V(G5a)>V(Vc2)=0V となる。
来の技術ではV(S5a)=V(D8d)≒+Vcであ
った。この状態では、V(S5a)が上昇すると瞬時に
+Vc+Vthを超えるため、電界効果トランジスタは
オンしなくなる。
ッチ回路では、コントロール端子21,22、抵抗9
a,12d,17a,20dにだけ注目すると、抵抗9
aと抵抗12dの特性が同じで、抵抗17aと抵抗20
dの特性が同じであれば、V(S5a)=V(S8a)
=(+Vc/2)Vとなるが、電界効果トランジスタ5
aの自己バイアス作用により、スイッチ入力端子1のD
C電位V(S5a)は(+Vc/2)<V(S5a)<
+Vcとなる。
り、スイッチ入力端子1のDC電位が常に+Vc以下に
固定される。そのため、振幅の大きな信号がスイッチ入
力端子1に入力されても、スイッチ入力端子1のDC電
位が上昇することはなく、したがって制御電圧0Vおよ
び+Vcで正常にオン・オフ状態が切り替わる。
ジスタ5a〜5d,6a〜6d,7a〜7d,8a〜8
dのゲート・ソース間に抵抗17a〜17d,18a〜
18a,19a〜19d,20a〜20dをそれぞれ接
続したので、スイッチ入力端子1,3の電位を抵抗17
a〜17d,18a〜18d,19a〜19d,20a
〜20aで固定することができ、スイッチ入力端子1,
3に振幅の大きな信号が入力され、電子トラップの影響
で空乏層が広がったときにもスイッチ入力端子1,3の
DC電位を上昇させず、正常にオン・オフさせることが
できる。
スタスイッチ回路に比べてチップサイズの小型化を実現
することができる。その理由は、従来の大振幅用の電界
効果トランジスタスイッチ回路では、電界効果トランジ
スタの段数を増やす、あるいはゲートとスイッチ入力端
子間に大きな面積を必要とする容量を接続するという方
法であったが、本発明では小さな面積で構成できる抵抗
を接続することで、大振幅に対応したためである。
列段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入
力信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能と
なる。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて
回路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体として
の小型化を実現できる。
やす、あるいはゲートとスイッチ入力端子間に大きな面
積を必要とする容量を接続することによって、大振幅に
対応できる理由について説明する。
スタの直列回路は、ドレイン・ゲート間容量と、ソース
・ゲート間容量の直列接続回路となっているが、電界効
果トランジスタの直列接続段数をn段(nは任意の整
数)とすると、2n個の容量が直列接続されていること
になる。入力信号の振幅は、この2n個の容量で分圧さ
れる。分圧された電圧と電界効果トランジスタのしきい
値Vthとの関係で、段数が少ない場合には、電界効果
トランジスタがオフにならずにオン状態を維持すること
になる。
やす必要がある。通常30dBm程度では、電界効果ト
ランジスタを4段程度にしている。しかし、GSM方式
などでは、35dBmまで対応しなければならない。こ
の際にも、本発明のように、抵抗を電界効果トランジス
タのゲートとソースまたはドレインの間に接続すること
で、電界効果トランジスタの段数をそれ以上段数を増や
さなくてもよくなる。
て不足した分を補うということであり、このようにする
ことにより分圧の比が正常なものと同じになる。
形態の電界効果トランジスタスイッチ回路の回路図を示
す。第1の実施の形態と異なる点は、DPDTスイッチ
を構成する電界効果トランジスタ5〜8が各1つである
ことである。つまり、この図によれば、電界効果トラン
ジスタ5,電界効果トランジスタ6,電界効果トランジ
スタ7および電界効果トランジスタ8でDPDTスイッ
チを構成しており、各電界効果トランジスタ5,6,
7,8のゲートとソース(スイッチ入力端子)との間に
抵抗17,18,19,20をそれぞれ接続している。
なお、9〜12はそれぞれ電界効果トランジスタ5〜8
のゲートに接続された抵抗である。
に、同じ直列トランジスタ数について比較すれば、抵抗
17,18,19,20を設けたことにより、振幅の大
きな信号が入力されてもスイッチ入力端子のDC電位は
上昇せず、正常なオン・オフ機能が実現される。また、
従来の大振幅用の電界効果トランジスタスイッチ回路に
比べてチップサイズの小型化を実現することができる。
と抵抗付加との関係について説明する。基本的に、電界
効果トランジスタの段数で入力信号の最大値が決まる
が、同じ段数の場合、電界効果トランジスタのゲートと
ソースの間に抵抗を付加した方が、より大きな入力信号
に対応できる。入力信号に対して支配的なのは、電界効
果トランジスタの直列段数で、同じ直列段数であれば、
抵抗を付加することにより、大きな入力に対応できると
いうことである。
ッチ入力端子、2個のスイッチ入力端子、4個の電界効
果トランジスタよりなる電界効果トランジスタスイッチ
回路について説明したが、この回路の半分、つまり2個
のスイッチ入力端子、1個のスイッチ出力端子、2個の
電界効果トランジスタよりなる電界効果トランジスタス
イッチ回路、あるいは1個のスイッチ入力端子、2個の
スイッチ出力端子、2個の電界効果トランジスタよりな
る電界効果トランジスタスイッチ回路についても、本発
明を適用できる。さらに、1入力多出力(3以上)、多
入力(3以上)1出力の場合にも本発明を適用できる。
形態の電界効果トランジスタスイッチ回路の回路図を示
す。第1の実施の形態と異なる点は、スイッチ入力端子
1とスイッチ出力端子2を持つSPST(Single Pole
Single Throw)構成であることである。つまり、この図
によれば、スイッチ入力端子1とスイッチ出力端子2と
の間に電界効果トランジスタ5a〜5dの直列回路が接
続され、SPSTスイッチを構成している。またスイッ
チ入力端子1と接地との間に電界効果トランジスタ8a
〜8dの直列回路を接続し、スイッチ入力端子1とスイ
ッチ出力端子2との間が開放状態のときには、これらの
電界効果トランジスタ8a〜8dをオンにし、アイソレ
ーション特性を向上させている。これらの各電界効果ト
ランジスタ5a〜5d,8a〜8dのスイッチ入力端子
側をソースとすると、ゲートとソースとの間に抵抗17
a〜17d,20a〜20dが接続されている。
ジスタ5a〜5d,8a〜8dのゲート・ソース間に抵
抗17a〜17d,20a〜20dをそれぞれ接続した
ので、スイッチ入力端子1の電位を抵抗17a〜17
d,20a〜20aで固定することができ、スイッチ入
力端子1に振幅の大きな信号が入力され、電子トラップ
の影響で空乏層が広がったときにもスイッチ入力端子1
のDC電位を上昇させず、正常にオン・オフさせること
ができる。また、従来の大振幅用の電界効果トランジス
タスイッチ回路に比べてチップサイズの小型化を実現す
ることができる。
イッチ端子を入力端子と、符号2を付したスイッチ端子
を出力端子としたが、入出力の関係が逆になっていても
よい。また、電界効果トランジスタのソース・ドレイン
の関係についても、第1の実施の形態と同様である。
形態の回路図を示す。第3の実施の形態と異なる点は、
スイッチ入力端子1とスイッチ出力端子2の間の電界効
果トランジスタ5と、第1のスイッチ入力端子1と接地
との間の電界効果トランジスタ5が各1つであることで
ある。つまり、この図によれば、スイッチ入力端子1と
スイッチ出力端子2との間に電界効果トランジスタ5が
接続され、スイッチ入力端子1と接地との間に電界効果
トランジスタ8が接続されている。また、各電界効果ト
ランジスタ5,8のゲートとソース(スイッチ入力端子
1)との間には抵抗17,20がそれぞれ接続されてい
る。この場合にも、第2の実施の形態と同様に振幅の大
きな信号が入力されてもスイッチ入力端子のDC電位は
上昇せず、正常なオン・オフ機能が実現される。また、
従来の大振幅用の電界効果トランジスタスイッチ回路に
比べてチップサイズの小型化を実現することができる。
トランジスタのゲートとソースの間に抵抗を接続するも
のを実施の形態として説明したが、抵抗と並列的に電界
効果トランジスタの遮断時における電界効果トランジス
タのゲートとソースの間の各々の等価容量の不平衡を補
正する補正用静電容量を、電界効果トランジスタのゲー
トとソースとの間に設けてもよく、また抵抗に代えて補
正用静電容量を設けてもよい。この場合、補正用静電容
量は、電界効果トランジスタのオン時の空乏層容量より
小さくオフ時の空乏層容量もよりも大きく設定すること
が要求される。
ついて説明する。抵抗を付加すると、面積が小さくて済
むが、電子トラップにより空乏層が広がると、容量が小
さくなる。これを補うために、電界効果トランジスタの
ゲート・ソース間に補正用静電容量を接続しても、大振
幅に対応できる。その理由は、補正用静電容量を入れる
ことで、容量の不平衡が解消し、分圧比が正常に戻るた
めである。しかし、補正用静電容量の値が小さすぎると
効果がなく、大きすぎると、その部分のインピーダンス
が下がり、オフ側の方へ信号がもれてしまう。そのため
に、上記したような電界効果トランジスタのオン時の空
乏層容量より小さくオフ時の空乏層容量もよりも大きく
設定するという容量値の制限が要求される。例えば、電
界効果トランジスタのゲート・ソース間容量がCから
(1/2)Cに減少したとすると、補正用静電容量とし
て(1/2)Cの値のものを接続すれば、正常なものと
同じになる。したがって、振幅の大きな信号が入力され
てもスイッチ入力端子のDC電位は上昇せず、正常なオ
ン・オフ機能が実現される。
ジスタスイッチ回路によれば、第1および第2の電界効
果トランジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一
方との間に第1および第2の抵抗を接続したことによ
り、第1、第2および第3のスイッチ端子の電位を第1
および第2の抵抗で固定することができ、第1、第2お
よび第3のスイッチ端子のいずれかに振幅の大きな信号
が入力され、電子トラップの影響で第1および第2の電
界効果トランジスタのいずれかの空乏層が広がったとき
にも第1,第2および第3のスイッチ端子のDC電位を
上昇させず、正常にオン・オフさせることができる。
段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入力
信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて回
路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体としての
小型化を実現できる。
イッチ回路に比べてチップサイズの小型化を実現できる
のは、従来の大振幅用の電界効果トランジスタスイッチ
回路では、電界効果トランジスタの段数を増やす、ある
いはゲートとスイッチ入力端子間に大きな面積を必要と
する容量を接続するという方法であったが、本発明では
小さな面積で構成できる抵抗を接続することで、大振幅
に対応したためである。
スタスイッチ回路によれば、第1および第2の電界効果
トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジスタ
の直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信号に
対しても正常にオン・オフさせることが可能となる。
スタスイッチ回路によれば、第1および第2の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極のいずれか一方
との間に第1および第2の抵抗を接続したことにより、
第1および第2のスイッチ端子の電位を第1および第2
の抵抗で固定することができ、第1および第2のスイッ
チ端子のいずれかに振幅の大きな信号が入力され、電子
トラップの影響で第1および第2の電界効果トランジス
タのいずれかの空乏層が広がったときにも第1および第
2のスイッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオン
・オフさせることができる。
段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入力
信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて回
路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体としての
小型化を実現できる。
スタスイッチ回路によれば、第1および第2の電界効果
トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジスタ
の直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信号に
対しても正常にオン・オフさせることが可能となる。
スタスイッチ回路によれば、第1,第2,第3および第
4の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主電極の
いずれか一方との間に第1,第2,第3および第4の抵
抗を接続したことにより、第1,第2,第3および第4
のスイッチ端子の電位を第1,第2,第3および第4の
抵抗で固定することができ、第1,第2,第3および第
4のスイッチ端子のいずれかに振幅の大きな信号が入力
され、電子トラップの影響で第1、第2、第3および第
4の電界効果トランジスタのいずれかの空乏層が広がっ
たときにも第1,第2,第3および第4のスイッチ端子
のDC電位を上昇させず、正常にオン・オフさせること
ができる。
段数を増やさずに(同じ段数で)より大きい振幅の入力
信号に対しても正常にオン・オフさせることが可能とな
る。抵抗は電界効果トランジスタや静電容量に比べて回
路チップ上での占有面積が小さくて済み、全体としての
小型化を実現できる。
スタスイッチ回路によれば、第1,第2,第3および第
4の電界効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果
トランジスタの直列回路からなるので、より大きい振幅
の入力信号に対しても正常にオン・オフさせることが可
能となる。
スタスイッチ回路によれば、電界効果トランジスタの遮
断時における電界効果トランジスタの制御電極と一対の
主電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正することが
でき、電界効果トランジスタの空乏層が広がったときに
もスイッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオン・
オフさせることができる。
スタスイッチ回路によれば、オフ側への信号の漏れを抑
えつつ正常にオン・オフさせることができる。
スタスイッチ回路によれば、電界効果トランジスタの遮
断時における電界効果トランジスタの制御電極と一対の
主電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正することが
でき、電界効果トランジスタの空乏層が広がったときに
もスイッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオン・
オフさせることができる。
ジスタスイッチ回路によれば、第1および第2の電界効
果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジス
タの直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信号
に対しても正常にオン・オフさせることが可能となる。
ジスタスイッチ回路によれば、電界効果トランジスタの
遮断時における電界効果トランジスタの制御電極と一対
の主電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正すること
ができ、電界効果トランジスタの空乏層が広がったとき
にもスイッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオン
・オフさせることができる。
ジスタスイッチ回路によれば、第1および第2の電界効
果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効果トランジス
タの直列回路からなるので、より大きい振幅の入力信号
に対しても正常にオン・オフさせることが可能となる。
ジスタスイッチ回路によれば、電界効果トランジスタの
遮断時における電界効果トランジスタの制御電極と一対
の主電極の間の各々の等価容量の不平衡を補正すること
ができ、電界効果トランジスタの空乏層が広がったとき
にもスイッチ端子のDC電位を上昇させず、正常にオン
・オフさせることができる。
ジスタスイッチ回路によれば、第1,第2,第3および
第4の電界効果トランジスタがそれぞれ複数個の電界効
果トランジスタの直列回路からなるので、より大きい振
幅の入力信号に対しても正常にオン・オフさせることが
可能となる。
ジスタスイッチ回路によれば、オフ側への信号の漏れを
抑えつつ正常にオン・オフさせることができる。
スタスイッチ回路の構成を示す等価回路図である。
スタスイッチ回路の構成を示す等価回路図である。
スタスイッチ回路の構成を示す等価回路図である。
スタスイッチ回路の構成を示す等価回路図である。
成を示す等価回路図である。
作を説明するための等価回路図である。
作を説明するための各部の電圧波形図である。
5aのバイアス条件を説明する模式図である。
・オフ動作を説明するための模式図である。
動作を説明するための等価回路図である。
動作を説明するための各部の電圧波形図である。
タ5aのバイアス条件を説明する模式図である。
びドレインの電圧を示す波形図である。
電界効果トランジスタ 7a,7b,7c,7d,8a,8b,8c,8d
電界効果トランジスタ 9a,9b,9c,9d,10a,10b,10c,1
0d 抵抗 11a,11b,11c,11d,12a,12b,1
2c,12d 抵抗 17a,17b,17c,17d,18a,18b,1
8c,18d 抵抗 19a,19b,19c,19d,20a,20b,2
0c,20d 抵抗 13,14,15,16 容量 21,22 コントロール端子 S5a 電界効果トランジスタ5aのソース端子 G5a 電界効果トランジスタ5aのゲート端子 D5a 電界効果トランジスタ5aのドレイン端子 S8d 電界効果トランジスタ8dのソース端子 G8d 電界効果トランジスタ8dのゲート端子 D8d 電界効果トランジスタ8dのドレイン端子 S6d 電界効果トランジスタ6dのソース端子 G6d 電界効果トランジスタ6dのゲート端子 D6d 電界効果トランジスタ6dのドレイン端子 S7a 電界効果トランジスタ7aのソース端子 G7a 電界効果トランジスタ7aのゲート端子 D7a 電界効果トランジスタ7aのドレイン端子
Claims (15)
- 【請求項1】 第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効
果トランジスタと、 前記第1のスイッチ端子と第3のスイッチ端子とに一対
の主電極がそれぞれ接続された第2の電界効果トランジ
スタと、 前記第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第1の抵抗と、 前記第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第2の抵抗とを
備えた電界効果トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項2】 第1および第2の電界効果トランジスタ
は、それぞれ複数個の電界効果トランジスタの直列回路
からなる請求項1記載の電界効果トランジスタスイッチ
回路。 - 【請求項3】 第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効
果トランジスタと、 前記第1のスイッチ端子と接地端子とに一対の主電極が
それぞれ接続された第2の電界効果トランジスタと、 前記第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第1の抵抗と、 前記第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第2の抵抗とを
備えた電界効果トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項4】 第1および第2の電界効果トランジスタ
は、それぞれ複数個の電界効果トランジスタの直列回路
からなる請求項3記載の電界効果トランジスタスイッチ
回路。 - 【請求項5】 第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効
果トランジスタと、 前記第2のスイッチ端子と第3のスイッチ端子とに一対
の主電極がそれぞれ接続された第2の電界効果トランジ
スタと、 前記第3のスイッチ端子と第4のスイッチ端子とに一対
の主電極がそれぞれ接続された第3の電界効果トランジ
スタと、 前記第4のスイッチ端子と前記第1のスイッチ端子とに
一対の主電極がそれぞれ接続された第4の電界効果トラ
ンジスタと、 前記第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第1の抵抗と、 前記第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第2の抵抗と、 前記第3の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第3の抵抗と、 前記第4の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続された第4の抵抗とを
備えた電界効果トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項6】 第1、第2、第3および第4の電界効果
トランジスタは、それぞれ複数個の電界効果トランジス
タの直列回路からなる請求項5記載の電界効果トランジ
スタスイッチ回路。 - 【請求項7】 電界効果トランジスタの遮断時における
前記電界効果トランジスタの制御電極と一対の主電極の
間の各々の等価容量の不平衡を補正する補正用静電容量
を、前記電界効果トランジスタの制御電極と一対の主電
極のいずれか一方との間に設けたことを特徴とする請求
項1,2,3,4,5または6記載の電界効果トランジ
スタスイッチ回路。 - 【請求項8】 補正用静電容量は電界効果トランジスタ
のオン時の空乏層容量より小さくオフ時の空乏層容量も
よりも大きいことを特徴とする請求項7記載の電界効果
トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項9】 第1のスイッチ端子と第2のスイッチ端
子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界効
果トランジスタと、 前記第1のスイッチ端子と第3のスイッチ端子とに一対
の主電極がそれぞれ接続された第2の電界効果トランジ
スタと、 前記第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第1の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第1の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第1の補正用静電容量と、 前記第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第2の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第2の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第2の補正用静電容量とを備
えた電界効果トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項10】 第1および第2の電界効果トランジス
タは、それぞれ複数個の電界効果トランジスタの直列回
路からなる請求項9記載の電界効果トランジスタスイッ
チ回路。 - 【請求項11】 第1のスイッチ端子と第2のスイッチ
端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界
効果トランジスタと、 前記第1のスイッチ端子と接地端子とに一対の主電極が
それぞれ接続された第2の電界効果トランジスタと、 前記第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第1の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第1の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第1の補正用静電容量と、 前記第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第2の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第2の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第2の補正用静電容量とを備
えた電界効果トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項12】 第1および第2の電界効果トランジス
タは、それぞれ複数個の電界効果トランジスタの直列回
路からなる請求項11記載の電界効果トランジスタスイ
ッチ回路。 - 【請求項13】 第1のスイッチ端子と第2のスイッチ
端子とに一対の主電極がそれぞれ接続された第1の電界
効果トランジスタと、 前記第2のスイッチ端子と第3のスイッチ端子とに一対
の主電極がそれぞれ接続された第2の電界効果トランジ
スタと、 前記第3のスイッチ端子と第4のスイッチ端子とに一対
の主電極がそれぞれ接続された第3の電界効果トランジ
スタと、 前記第4のスイッチ端子と前記第1のスイッチ端子とに
一対の主電極がそれぞれ接続された第4の電界効果トラ
ンジスタと、 前記第1の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第1の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第1の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第1の補正用静電容量と、 前記第2の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第2の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第2の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第2の補正用静電容量と、 前記第3の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第3の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第3の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第3の補正用静電容量と、 前記第4の電界効果トランジスタの制御電極と一対の主
電極のいずれか一方との間に接続されて前記第4の電界
効果トランジスタの遮断時における前記第4の電界効果
トランジスタの制御電極と一対の主電極の間の各々の等
価容量の不平衡を補正する第4の補正用静電容量とを備
えた電界効果トランジスタスイッチ回路。 - 【請求項14】 第1、第2、第3および第4の電界効
果トランジスタは、それぞれ複数個の電界効果トランジ
スタの直列回路からなる請求項13記載の電界効果トラ
ンジスタスイッチ回路。 - 【請求項15】 補正用静電容量は電界効果トランジス
タのオン時の空乏層容量より小さくオフ時の空乏層容量
もよりも大きいことを特徴とする請求項9,10,1
1,12,13または14記載の電界効果トランジスタ
スイッチ回路。
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