JP2002542567A - ハードディスク用サーボフォーマット、好適にはハードディスク - Google Patents

ハードディスク用サーボフォーマット、好適にはハードディスク

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Abstract

(57)【要約】 新たに組み込まれたサーボフォーマットを、ディスクドライブ、好適にはハードディスクドライブの使用のために提案する。これは、２相変調（さらに一般的には、ｐ相変調。この場合、ｐ＞１）に基づき、ＳＮＲ及びタイミングコンテントに関して現存するフォーマットより優れた利点を提供する。２相に対して、典型的にはサーボ情報に採用される低線形密度で、略最高のパフォーマンスが、全応答線形イコライザ及び２値スライサから構成される簡単なビット検出器によって達成される。ダイビット信号の技術で通常使用するのに最適な検出器と比較した場合、約４ｄＢのＳＮＲ利得を達成する。略最大の位置誤差信号（ＰＥＳ）振幅評価及びタイミング回復に基づくものと同一のイコライザを使用することが出来る。５次アナログフィルタに基づく実際のサーボ復調器で実行した研究によれば、典型的な線形密度において、このような理由的なパフォーマンスに近づくことが示されている。イコライザは、バンドパス特性を有し、サーマルアスペリティ及び磁気抵抗（ＭＲ）ヘッドの非対称の影響を大幅に軽減する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、互いに平行に延在する複数のトラックを設けたディスクを備えるデ
ィスク装置、好適にはハードディスク装置であって、トラックが、データフィー
ルドと交互に配置されたサーボフィールドを備え、サーボフィールドが、記録さ
れたＡＧＣ信号を有するＡＧＣフィールドと、記録された符号化同期ビットシー
ケンスを有する同期フィールドとを備え、データフィールドが、データ情報信号
を記録するディスク装置に関するものである。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
このようなディスク装置は、後で説明する関連文献リストの文献Ｄ１の米国特
許番号５，６６１，７６０号から既知である。一般的に、ハードディスクは、複
数の環状ゾーンに細分される。図２０は、このようなハードディスクの一部を線
図的に示している。
【０００３】 図２０のゾーンｚ１，ｚ２，ｚ３のような各ゾーンにおいて、データは、略一
定のビットレートで環状トラックに書き込まれ／読み出されるが、ハードディス
クの外側に行くに従ってビットレートが増大する。この結果、ハードディスクの
回転速度ｖｄが一定であるために、ハードディスク上のデータ密度が略一定にな
る。各トラックは、データフィールドと交互に配置されたサーボフィールドを備
えている。
【０００４】 サーボフィールドは、ハードディスク上に、いわゆる、サーボスポークを形成
する。このようなスポーク中の四つｓ１−ｓ４を図２０に示している。これらは
ハードディスク上の読出し／書込みヘッドの位置決めを行う役割を果たす予め記
録されたサーボ信号の形態を有している。サーボ信号を、二通りの方法で記録す
ることが出来る。一方の方法では、サーボ信号が、ハードディスクの半径方向の
位置に関係なく一定の周波数で書き込まれる。この結果、スポークの幅は、ハー
ドディスク上のさらに外側に存在する位置に対して増大する。このようなレイア
ウトでは、サーボフィールドの信号の周波数は、ハードディスク上に書き込まれ
たデータのビットレートとは関係がなくなる。第２の方法では、サーボフィール
ドの信号の周波数が、ゾーンに書き込まれたデータのビットレートとの関係を有
している。この結果、概して、上記第１の方法による場合に比較してサーボフィ
ールドが短くなる。図２０は、種々のゾーンを暗領域で表した第２の方法によっ
て記録したサーボフィールドを示している。さらに、第１の方法によって記録し
た場合、サーボフィールドは、スポークｓ１で示したように、暗部分及び斜線を
付した部分によって示したディスク上の位置を占有する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明の目的は、ディスク、好適にはハードディスク上のサーボフィールド信
号が向上したフォーマットを提供することである。本発明は、上記二つのフォー
マットのいずれにも適用可能である。本発明によれば、冒頭で規定したディスク
装置は、前記ＡＧＣ信号が周波数ｆＡＧＣを有するとともに、前記グレービット
シーケンスがビット周波数ｆＧｒａｙを有し、これら周波数が、
【０００６】 ｆＧｒａｙ／ｆＡＧＣ＝ｎ の関係を満足し、ｎをｎ≧１の関係が当てはまる整数とし、前記グレービットシ
ーケンスが、ｐ位相変調コードによって符号化され、ｐをｐ＞１の関係が当ては
まる整数としたことを特徴とするものである。
【０００７】 本発明は、以下の認識に基づくものである。グレーコードフィールドに格納さ
れたグレービットシーケンス、好適には、同期フィールドや（所定の刊行物では
ＲＲＯＣフィールドと称される）補助フィールドのような他のフィールドにも格
納されたビットシーケンスに対するｐ位相変調コードを用いることによって、信
号対雑音比が、例えば、ダイビット信号に比べて増大する。さらに、ｆＧｒａｙ ／ｆＡＧＣ＝ｎとし、ｎをｎ≧１の関係が当てはまる整数とした要件と組み合わ
せると、クロックの取り出しが向上し、かつ、これらフィールド全体にわたって
可能となる。この結果、ＡＧＣフィールドを短くすることが出来る。いわゆる、
ＺＰＲ（＝ゼロ位相再開）フィールドを省略することが出来る。請求項２及び３
による比ｆｓｙｎｃ／ｆＡＧＣ及びｆＡＵＸ／ｆＡＧＣに対しても同等の関係が
それぞれに存在する。比ｎを、ｆＧｒａｙ，ｆｓｙｎｃ及びｆＡＵＸに対して同
一にする必要がないものの、好適には同一とする。
【０００８】 ２相（ｐ＝２）に対して、ｎの好適な値を１及び２とする。ｎの値の選択は、
高密度を目的とするか否か又は信号対雑音比を増大させることを目的とするか否
かに依存する。ｎの値を高くすると高密度となるが、信号対雑音比は減少する。
４相（ｐ＝４）に対して、ｎの好適な値を２とする。ｎの値を高くすると、信号
対雑音比は所望の値より低下する。ｐ＝３の変調コードは、光ディスクに対して
特に好適である。
【０００９】
【発明の実施の形態】
組み込まれるサーボシステムは通常、読出／書込ヘッドの位置を決定するハー
ドディスクドライブで使用される。そのようなシステムにおいて、ディスクエリ
アは、データセクタを介在させた狭いサーボセクタに分割される。この場合、ヘ
ッド位置は、これがサーボセクタの上を通過する際の読出しヘッドの出力を処理
することによって決定される。粗い位置情報は、データフィールド内のトラック
アドレスを読み出すことによって取得され、これに対して、精密な位置情報は、
複数のＰＥＳ（位置誤差信号）バーストから取得される。後者は、典型的には、
トラックの幅を半径方向にわたる周期的なパターンオフセットから構成される。
ヘッドが種々のＰＥＳバーストの上を通過するため、（トラック中心に対する）
読出ヘッドの位置を、再生信号の振幅から決定することが出来る。
【００１０】 ＰＥＳバーストに対して、文献Ｄ２を参照すると、追加のホワイトノイズを有す
るローレンツヘッド／媒体システムにおいて、信号対雑音比（ＳＮＲ）が最適バ
ースト周期
【数１】 で最大となることを示している。ここで、ｔ５０は半振幅のパルス幅を示してい
る。同様に、ｔ５０／Ｔに等しい正規化された情報密度Ｄに関してシステムは、
理想的には密度
【数２】 で動作する必要がある。これは、典型的には１．５と３との間にあるデータセク
タ中の正規化された情報密度よりも極めて低い。サーボセクタ中のトラックアド
レスのような数値情報を書き込む通常の方法を、図１（上側）に示し、ダイビッ
ト信号と称する。ここで、データの論理‘１’ビットを、ダイビット、すなわち
、Ｔ／２離間した二つの遷移によって表し、データの論理‘０’を一定の磁化に
よって表している。ビットセルはＴ秒長であり、これは、遷移間のＴ／２秒の最
小間隔を満足する。（ユーザ）データのビットシーケンスのビット周波数は、ｆ ｂｉｔ によって規定され、この場合、ｆｂｉｔ＝１／Ｔである。
【００１１】 再生プロセス長、各論理‘１’は、ダイビット応答、二つの部分的に重なる互
いに逆極性のローレンス状のパルスを発生させ、これに対して、‘０’は、全く
出力を発生させない。１の２値符号のみ（遷移の形態で）エネルギーを発生し、
これは、明らかにＳＮＲの観点から略最適である。２相変調も十分既知の信号送
信方法であり、これはさらに適切である。
【００１２】 ２相変調において、各ビットセルの後方の半分は、図１（の下側）に示すよう
に単なる最初の半分の逆であり、この場合、ビットセルもＴ秒長である。この規
則を用いると、２値符号に対応する二つの独自のビットセルパターンを発生させ
ることが出来る。遷移間の最小間隔はダイビット信号に対する場合と同一である
が、この場合、遷移をＳＮＲの利得を表す二つの２値符号によって発生する。Ｐ
ＥＳバースに要求される周期的な字かパターンも、例えば、全ての１のシーケン
ス、すなわち‘１，１，１，．．．，１’を２相変調することによって取得され
る２相変調シーケンスとみなされる。結果的に得られるバーストはＴ秒の周期を
有する。２相変調の有用な特性は、各信号パルスが中間ビット遷移を有すること
である。これは、タイミング回復がデータフィールド前の特定のプリアンブルに
制約されずにサーボセクタ全体にわたって継続できることを意味する。その結果
、このような任意のプリアンブルを、（タイミング回復に対する要求に関する限
り）短縮させることが出来る。したがって、サーボセクタエリアが保存される。
【００１３】 サーボビット検出の際の２相変調に基づくサーボフォーマットに関連する以下
の説明において、ＰＥＳ振幅評価及びタイミング回復が行われる。さらに、ダイ
ビット信号のビット検出及び２相変調に対するパフォーマンスを示す。２相に対
して、全応答線形イコライザ（ＦＲＬＥ）及び２値スライサに基づく簡単な変調
器によって、略最適なパフォーマンスが実行される。実用的な５次アナログフィ
ルタに基づく２相変調器のパフォーマンスも示す。さらに、最適なＰＥＳ振幅評
価に対するパフォーマンスは、実用的なＦＲＬＥに基づく変調器のパフォーマン
スと比較される。略最適なタイミング回復形態を説明し、一部のシミュレーショ
ン結果を示す。さらに、サーマルアスペリティ（ＴＡ）及びＭＲヘッドの非対称
に起因する妨害を除外する２相ＦＲＬＥの能力が評価される。最後に、他の二つ
の高密度フォーマットを説明し及び評価し、その一方は、変形した２相フォーマ
ットであり、他方は、４相として既知の２相交互の変形を採用する。
【００１４】 次に、ダイビット信号のビット検出について説明する。Ｄ３に示すような現存
するサーボ復調器において、再生信号は、（雑音を低減するために）高次のハイ
パスフィルタに送信され、その後、ピーク検出器を用いて、個々の遷移によって
発生したパルスを検出する。したがって、ダイビット信号を用いて書き込まれた
データに対して、互いに相違する極性の連続する二つのパルスの検出は、論理‘
１’の受信を表し、これに対して、検出したパルスの不在は、論理‘０’の受信
を表している。基本的にはさらに信頼性があり、実際には最適なダイビット検出
方法は、ダイビット応答ｈｄ（ｔ）に整合したフィルタの使用である。Ｄ４参照
。ホワイトノイズである場合、理想的に整合したフィルタのインパルス応答は、
ｈｄ（ｔ）によって与えられる。遷移応答ｇ（ｔ）を有するローレンツヘッド／
媒体システムに対して、次式（１）となる。 g(t) = 1 / {1 + (2t/t50)2} （１）
【００１５】 ここで、ｔ５０は、半振幅のパルス幅を表し、ダイビット応答ｈｄ（ｔ）を、
ｈｄ（ｔ）＝ｇ（ｔ）−ｇ（ｔ−Ｔ／２）によって表すことが出来る。図２に示
すように、典型的な正規化された情報密度Ｄ＝０．３に対し、このような整合し
たフィルタによって、送信したダイビットの各々に応答した単一の対称なパルス
ｑｄ（ｔ）を発生する。
【００１６】 ｑｄ（ｔ）は略ナイキスト−１パルスとなる。すなわち、全てのｋ＝０に対し
て
【数３】 となる。最初のプリカーソル及びポストカーソル（ｑｄ（±Ｔ））のみが０から
著しく外れ、所定の符号間干渉（ＩＳＩ）が生じるが、フィルタ出力のアイパタ
ーンは略完全に２値である。これらの観察によって、図３に示すような同期検出
器アーキテクチャが導かれる。
【００１７】 ここで、２値データシーケンスａｋに対応する再生信号ｒ（ｔ）が、インパル
ス応答ｐ（ｔ）とともに、整合フィルタを実現するサーボフィルタに供給される
。この場合、このフィルタの出力ｙ（ｔ）は、離散時間シーケンスｙｋを発生さ
せるためにピークでサンプリングされる（記録されたダイビットに対応する）一
連のパルスから構成される。このシーケンスは、略最適な決定
【数４】 を発生させるために（０でないしきい値を有する）２値スライサに供給される。
【００１８】 次に、２相変調のビット検出を説明する。図１に示す２相磁化ビットパターン
ｍ（ｔ）は、次式（２）に従った２値データシーケンスａｋの線形パルス変調に
よって取得されるものと考えられる。
【数５】
【００１９】 ここで、ａｋを、図１に示すデータシーケンスの「２極」形態とする。、すな
わち、論理‘１’に対してａｋ＝＋１とするとともに、論理‘０’に対してａｋ ＝−１とする。関数ｃｂ（ｔ）が、２相信号パルスの基本形態を表し次式（３）
によって与えられる。 1 for -T/2<t<0, cb(t) = { -1 for 0<t<T/2, and （３） 0 else.
【００２０】 ２相符号応答、すなわち、基本的な２相信号パルスｃｂ（ｔ）に対するヘッド
／媒体システムの応答をｈｂ（ｔ）によって表すと、ホワイトノイズである場合
には、対応する２相整合フィルタのインパルス応答ｗ（ｔ）は、ｗ（ｔ）＝ｈｂ （−ｔ）によって与えられる。ｈｂ（ｔ）に応答する、このフィルタの出力も、
図４に示すように単一パルスｑｂ（ｔ）となる。この場合、２相変調したデータ
シーケンスａｋに応答するフィルタ出力ｙ（ｔ）は、次式（４）となる。
【数６】
【００２１】 すなわち、正及び負のパルスｑｂ（ｔ−ｋＴ）の線形的な重畳となる。図４か
ら、ｑｂ（ｔ）は略ナイキスト１パルスとなり、その結果、略快適な決定、
【数７】 となる、図３のアーキテクチャを再び使用することが出来る。サーボフィルタは
２相整合フィルタとして実現される。すなわち、ｐ（ｔ）＝ｗ（ｔ）となり、ス
ライサは、２極サンプルｙｋの極性を検出するために０のしきい値を有する。さ
らに、Ｄ１は、本発明によるビット検出とはかなり異なる２相に対するビット検
出を実行する。
【００２２】 次に、ダイビット信号と２相変調との間のパフォーマンスの比較について説明
する。
【００２３】 両フォーマットに対して、図３の検出器のパフォーマンスは、２値スライサの
入力部の前検出ＳＮＲを算出することによって評価される。これを、分離した符
号が送信され（すなわち、ＩＳＩが無視され）、かつ、整合フィルタの入力部の
雑音がホワイトノイズである場合の分析に基づいて処理した、その結果が、ビッ
ト検出器パフォーマンスに対する整合フィルタの制約（ＭＦＢ）を表している。
しかしながら、一般的には、スライサの入力部に幾分の差分ＩＳＩが存在する。
これは、ｑ（ｔ）がナイキスト１パルスとなるようにサーボフィルタのインパル
ス応答を変形することによって弱めることが出来る。この場合、サーボフィルタ
は実質的には全応答線形イコライザ（ＦＲＬＥ）となり、ｑ（ｔ）は、均等化さ
れたシステム応答と称される。
【００２４】 Ｄ５の第５章に示すように、予検出ＳＮＲは、最小雑音エンハンスメントを有
するＦＲＬＥに対して数値的に算出され、図５において、種々の正規化された情
報密度Ｄに対するＭＦＢと比較される。図５に示す０ｄＢレベルは、密度が０と
なるようなダイビット信号に対するＭＦＢとなる。演算に際し、ｔ５０に対する
固定値が仮定され、Ｄ＝ｔ５０／Ｔを、ビット周期Ｔを変化させることによって
変更させる。図５から、最適２相ＦＲＬＥのパフォーマンスは仮想的にＭＦＢに
一致する。
【００２５】 さらに、例えば、範囲Ｄ∈{０．１５．．０．６}の実際的なサーボ密度に対し
て、２相ＳＮＲは、ダイビット信号に対するものよりも良好な約４ｄＢとなる。
実用的な５次アナログフィルタに基づくＲＦ２相検出器のパフォーマンスも示す
。関心のある密度範囲を超えて、この検出器のパフォーマンスはダイビット信号
に対するＭＦＢよりも優れている。
【００２６】 次に、ＰＥＳ復調を説明する。
【００２７】 ＰＥＳバーストの最適振幅評価は、原理的には、全ＰＥＳバーストに整合した
フィルタを通じて可能である。しかしながら、ＰＥＳバーストを、２相変調した
全て１のシーケンス、すなわち、ａｋ＝＋１，＋１．．．とみなすことが出来る
。この観察を用いて、以下説明するように、完全に同等のＰＥＳ振幅評価χ１を
、（予め既知の）データ及び２相符号応答に整合したフィルタのバーストの持続
時間にわたってサンプリングされた出力の積を積分することによって発生するこ
とが出来る。結果的に得られる復調器構造を図６に示し、これは、図３の検出器
に類似している。
【００２８】 全バースト又はその基本周波数に整合したサーボフィルタのパフォーマンスを
、Ｄ２を参照して分析的に算出する。（ＭＦＢ及びＦＨＢをそれぞれ付した）こ
れら整合フィルタ及び１次高調波の特性を図７に示す。以下において説明するＦ
Ｒ２相検出器のサーボフィルタを用いる復調器のシミュレートされたパフォーマ
ンスも示している。この復調器のパフォーマンスは、仮想的にはＦＨＢと同一で
ある。この理由は、フィルタが帯域通過特性を有し（図８参照）、したがって、
ＰＥＳの基本周波数の奇数次高調波を除外するからである。
【００２９】 ＰＥＳ振幅評価の通常用いられる方法はエリア検出である（Ｄ３及びＤ６参照
）。後段に同期整流器が続く遮断周波数が１．８／Ｔの５次のベッセルローパス
フィルタから構成したエリア検出器のパフォーマンスを図７に示す。ローパスフ
ィルタは、ＦＨＢに近いパフォーマンスとなるＰＥＳの高次の高調波を有効に低
減する。
【００３０】 次に、タイミング回復を説明する。
【００３１】 既に説明したビット検出及びＰＥＳ復調形態は、サンプリング段階の正確な知
識を必要とする。受信器の入力側の雑音がホワイトノイズである場合、この知識
を、２相整合フィルタに基づくタイミング回復ループによって最適に取得するこ
とが出来る。基本的なトポロジーを図９に示す。ここで、インパルス応答ｐ（ｔ
）を有するサーボフィルタは、２相整合フィルタを実現する。
【００３２】 ビット決定である
【数８】 を発生させるために用いる図３に示したような主出力ｙ（ｔ）の他に、フィルタ
は、ｙ（ｔ）の微分ｙ’（ｔ）を発生する第２の出力を有している。この微分値
は、サンプルされるとともに、ビット決定、
【数９】 に乗算される。結果的に得られるクロス積によって、電圧制御発振器（ＶＣＯ）
に対する制御信号を発生するループフィルタ（ＬＦ）を動作させる。ＶＣＯの適
切な初期フェーズを、例えばゼロフェーズ始動回路をｙ’（０）で操作すること
によってプリアンブルの最初に取得することが出来る。
【００３３】 大まかに言えば、図９の形態は、ｙ（ｔ）が、この極値を仮定する、すなわち
、ｙ’（ｔ）がゼロであるときのサンプリング段階を見つけることが出来る。こ
の形態は、最もあり得る形態であり、基本的には再生信号ｒ（ｔ）に存在する全
てのタイミング情報を抽出する場合には最適である。Ｄ５の９章及び１０章参照
。これは、ビット決定である
【数１０】 が正確である場合にのみ、データａｋに関係なく正しい。したがって、タイミン
グ回復をサーボセクタ全体にわたって継続することが出来る。プリアンブル及び
ＰＥＳバーストはこの特別なケースである。そのフィールド中、データは予め既
知である。したがって、
【数１１】 との乗算を省略して、この形態に決定誤差の影響が及ぼされないようにする。
【００３４】 単位Ｔで表現されるサンプリング段階の誤差をΔとしたサンプリング瞬時ｔｋ ＝（ｋ＋Δ）Ｔにおいて、ループは、（決定誤差が存在しない場合の）クロス積
が次式（５）によって与えられる。
【数１２】
【００３５】 この場合、ｑ（ｔ）を、以前に規定した均等化されたシステムの応答とする。
このクロス積は、ループ中に任意のジッタを発生させる雑音成分ｕｋ＝ａｋ（ｎ
*ｐ）（ｔｋ）と、所望の制御情報を提供するデータに依存する成分
【数１３】 とを有する。明らかに、次式（６）となる。
【数１４】
【００３６】 この信号はループによって平均され、したがって、相関のない任意のデータに
対して、ｊ＝０項のみ制御情報を提供し、ループは、ｑ’（ΔＴ）をゼロにする
ように処理する。すなわち、ｑ（ｔ）が、そのピークを仮定するサンプリング段
階を設定する。ｔ＝０でｑ’（ｔ）＝０となるように時間軸を選択した図１０に
示すように、ｑ’（ｔ）は、小さい位相誤差に対して線形的に近似される。
【００３７】 プリアンブル中、ＰＥＳバーストａｋ＝１となり、したがって、
【数１５】 となる。ループが任意のデータに対して同一のサンプリング段階に設定される所
望の要求は、ｑ’（ｔ）がｔ＝０付近で比対象となるときに適合される。これは
、図１０に参照するように、整合フィルタに対して該当し、設計によって、ＲＦ
２相サーボフィルタに当てはまる。しかしながら、任意のデータに対して、ｊ≠
０のときにｑ’（ｊＴ）≠０であることは、トラッキングモードのときにもルー
プ中にパターンに依存する所定のジッタが存在することを意味する。
【００３８】 １次タイミング回復ループ、すなわち、ループフィルタを有さずにＤ＝０．３
の密度のＲＦ２相サーボフィルタを用いたループに対してシミュレーションを実
行した。ループは、小さい位相誤差に対して線形的な近似が行われ、時定数１／
Ｋｔに応答する指数段階を有する。ここで、Ｋｔをループ利得とする。サーバセ
クタの最初において、タイミングループは、典型的には３０−４０クロック長の
プリアンブル中に同期をとる必要がある。したがって、約１０符号間隔のループ
時定数が実用的である。プリアンブルには、通常、ループ中にパターンに依存し
た実態を発生する数ビットの任意のデータ（例えば、トラックアドレス、同期ワ
ード等）が継続する。しかしながら、ループ利得を適切に選択する場合（図１１
参照）、このようなジッタをループによって有効に抑制する必要がある。
【００３９】 タイミング回復ループの入力部の雑音によっても、ループ中にジッタが生じる
。誤差補正コードによって検出されないサーボデータの理想的な要求は、ビット
誤差速度（ＢＥＲ）を１０−８未満とすることである。ＲＦ２相サーボフィルタ
に基づくビット検出器の入力部のホワイトノイズに対して、これは１５．８ｄＢ
の予検出ＳＮＲに対応する。ループ利得の適切な選択に対して（図１１参照）、
この雑音レベルにおける全体的なループジッタは、パターンに依存するジッタの
影響によって僅かに制約される。
【００４０】 次に、サーマルアスペリティ処理を説明する。
【００４１】 ＲＦ２相フィルタは、ＤＣにおいてダブルゼロを有し、したがって、サーマル
アスペリティ（ＴＡ）を有効に抑制すると予測される。これを図１２に示した。
この場合、４×ＴＡに対するフィルタの応答は、２５ＭＨｚのサーボ周波数及び
正規化された情報密度Ｄ＝０．３で２５の上昇時間定数及び８００の下降時間定
数を有する。
【００４２】 次に、ＭＲの非対称の処理を説明する。
【００４３】 ＭＲヘッドの非対称は、ヘッド／媒体システムの正及び負の遷移に対する個別
の振幅Ａｐ及びＡｎを用いることによって概ねモデル化される。実際のシステム
において、非対称|Ａｐ−Ａｍ|／|Ａｐ＋Ａｍ|の程度を、約３０％までにするこ
とが出来る。明らかに、全体の復調器がそのような非対称に応答しないことが望
ましい。従来のサーボ復調器は、正パルス及び負パルスをそれぞれ検出し、本来
そのような非対称に応答する。比較による研究下でのアプローチは、実質的に整
合フィルタを含み、それは、基本的には、単一サンプリング段階での各ビットセ
ル内の全遷移応答の複合的な影響に集中する。線形的な重畳の形態の集中段階に
よって、非対称の影響を大幅に減少する。５次２相ＦＲＬＥ前後の雑音のないア
イパターンを図１３に示す。一部の非対称がフィルタ後のアイパターン中で可視
であるとしても、目が十分に開いた状態で、雑音の存在する信頼性のあるビット
検出を許容する。
【００４４】 次に、他の高密度フォーマットを説明する。
【００４５】 既に説明したように、ＰＥＳバーストは、２相変調されたシーケンスａｋ＝１
，１，１．．．とみなされる。図１４ａ（上側）に示すように、ＰＥＳバースト
を、データシーケンスａｋ＝１，０，１，０．．．を２相変調することによって
取得することも出来る。結果的に得られるバーストは、２シンボル間隔に等しい
周期を有する。したがって、（通常ＰＥＳ ＳＮＲを最大にするように選択され
る）所定のＰＥＳ周期に対して、要求される符号速度はバースト周波数の２倍で
ある。これは、符号速度がバースト周波数に等しいＰＥＳバーストに対するシー
ケンスａｋ＝１，１，１．．．を利用するフォーマットとは対称的である。二つ
の、あり得るフォーマットを、符号速度の差を反映する高密度フォーマット及び
低密度フォーマットとそれぞれ称する。
【００４６】 所定のＰＥＳ周期ＴＰＥＳに対して、高密度フォーマットの使用は、正規化さ
れたデータ情報密度を２倍にすることを意味する。これによって、予検出中のＳ
ＮＲを大幅に減少させながらデータフィールドの長さを半分にする（図１５参照
）。
【００４７】 向上したパフォーマンスを、４相として既知の幾分複雑な信号フォーマットを
用いることによって取得することが出来る（図１４ｂ参照）。図１４ｂのＡＧＣ
フィールドへの周波数の発生を伴うサーボエリア上の４相符号化ビットシーケン
スの一例は、この後で説明するように式ｆｂｉｔ＝２．ｆＡＧＣを満足する。こ
の場合、ｆｂｉｔを、ビット周波数ｆＧｒａｙ，ｆｓｙｎｃ又はｆＡＵＸに等し
くする。４相は、実質的には２相のインタリーブした変形であり、直流が存在し
ない。各ビット対によって一つ以上の遷移が発生し、すなわち、時定数の存在が
保証される。高密度の２相に対する場合と同様に、周期ＴＰＥＳ＝２Ｔを有する
ＰＥＳバーストを発生させることが出来る。この場合、４相の符号化によって、
全て１（又は全て０）のシーケンスとなる。４相に対する整合フィルタ範囲は、
以下のように算出され、これを図１５に示す。実用的な密度、例えば、最適な密
度Ｄ＝０．３２からの２の因子内に対して、４相では、ダイビット信号と同様な
パフォーマンスを提供するが、線形密度は２倍であり、時定数が保証される。４
相に対する略最適な受信器は、ここで展開したものと同様であるが、幾分複雑で
ある。Ｄ７及びＤ８参照。
【００４８】 結論として、２相変調に基づくサーボフォーマットを提案した。典型的にはサ
ーボ情報に対して採用される低い線形密度では、２相符号応答に略整合したイコ
ライザに基づく簡単な受信器を用いることによって、略最大のＰＥＳ復調、ビッ
ト検出及びタイミング回復が可能である。イコライザは、ＭＲ非対称及びサーマ
ルアスペリティの影響を良好に軽減する。ダイビット信号に基づくフォーマット
と比較した場合、予検出ＳＮＲにおける著しい利得（約４ｄＢ）及びタイミング
範囲が達成される。５次アナログフィルタに基づく受信器のシミュレーションは
、このようなパフォーマンスが実際には厳密に近似されていることを示している
。
【００４９】 サーボデータ密度を、高密度２相フォーマットの採用によって２倍にすること
が出来るが、これによって、ｗ．ｒ．ｔダイビット信号のＳＮＲが極めて悪化す
る。向上したパフォーマンスは、４相に基づくフォーマットによって取得される
が、受信器が複雑化する。
【００５０】 次に、ダイビット信号に対するＳＮＲ分析を説明する。
【００５１】 整合フィルタビット検出に対するシステムモデルを図１６に示す。ここで、２
値データ符号ａｋ∈{１，０}を、符号応答の次式（７）を有する線形パルス変調
器を通じて搬送する。 cd(t) = { 2 for 0<t<T/2 and （７） 0 elsewhere.
【００５２】 雑音ｎ（ｔ）を、パワースペクトル密度Ｎ０を有するホワイトノイズであると
仮定する。ヘッド／媒体システムのダイビット応答を、ｈｄ（ｔ）＝２[ｇ（ｔ
）−ｇ（ｔ−Ｔ／２）]とする。この場合、ｇ（ｔ）を、式１で規定したローレ
ンツパルスとする。また、この場合、ｈｄ（ｔ）のＨｄ（Ω）が次式（８）とな
る。 Hd(Ω) = πt50 [1-e^{-jπΩ}]e^{-π|D|} （８）
【００５３】 ここで、Ωを正規化された周波数の目安とし、Ω＝１は、信号速度１／Ｔに対
応する。送信されたダイビットに応答して、整合フィルタの出力を、ピーク値Ａ
を有する対称なパルスとする。これはパーセバルの定理を用いることによって、
次式（９）で表現される。
【数１６】
【００５４】 整合フィルタの出力の雑音変動は、次式（１０）となる。
【数１７】
【００５５】 符号‘０’が伝送されるときには出力が存在せず、しきい値がＡ／２の２値ス
ライサを用いてビットの決定を行うことが出来る。スライサの入力部で予め検出
した信号対雑音比ＳＮＲｄは、次式（１１）となる。
【数１８】
【００５６】 一部を簡単化すると、次式（１２）となる。 SNRd = πt50 /{2.N0.(1+(2D)2}. （１２）
【００５７】 次に、２相変調に対するＳＮＲ分析について説明する。
【００５８】 式３を用いると、２相符号応答ｈｂ（ｔ）が次式（１３）となる。 hb(t)=[g(t+T/2)-2g(t)+g(t-T/2)] （１３）
【００５９】 このフーリエ変換Ｈｂ（ｔ）は、次式（１４）となる。 Hb(Ω) = -4πt50 sin2(πΩ/2)e^{-πD|Ω|}.（１４）
【００６０】 ２相整合フィルタの出力は、論理‘１’および‘０’に対する２相符号にそれ
ぞれに対応する正及び負のパルスから構成される。したがって、２値スライサは
、ゼロのしきい値を有する必要がある。この場合、予め検出した信号対雑音比Ｓ
ＮＲｂが、次式（１５）によって与えられる。
【数１９】
【００６１】 これは、積分テーブルから次式（１６）で取得する。 SNRb = 3πt50 /2N0 .(1+D2)(1+(2D)2). （１６）
【００６２】 次に、４相変調のＳＮＲ解析について説明する。
【００６３】 ４相は、磁気記録に所望の特性を有する既知の線形の２値変調コードである。
Ｄ９及びＤ１０参照。偶数ストリーム
【数２０】 及び奇数ストリーム
【数２１】 に細分される符号速度１／Ｔの２値ストリームａｋを考える。この場合、データ
レート２／Ｔにおける４相符号化２値データ信号ｂｎが次式（１７）によって与
えられる。
【数２２】
【００６４】 ｃｑｐ（ｔ）を付した４相信号パルスの基本形態を、次式（１８）によって表
現することが出来る。 1 for -3T/4 < t < -T/4, cqp(t) = { -1 for T/4 < t < 3T/4, and （１８） 0 else.
【００６５】 ４相符号応答ｈｑｐ（ｔ）、すなわち、４相信号パルスに対するチャネルの応
答は次式（１９）によって与えられる。 hqp(t)=[g(t+3T/4)-g(t+T/4)-g(t-T/4)+g(t-3T/4)] （１９）
【００６６】 そのフーリエ変換Ｈｑｐ（ｔ）は、次式（２０）となる。 Hqp(Ω) =πt50(cos(3πΩ/4)) - cos(πΩ/4))e^{-πD|Ω|}. （２０）
【００６７】 ２相に対する場合と同様に、予め検出される信号対雑音比ＳＮＲｑｐが、次式
（２１）によって与えられる。
【数２３】
【００６８】 これを多少簡単にすると、次式（２２）となる。 SNRqp = (3πt50 /N0).(1/1+(2D)2).(1/1+4(2D)2.(3+32D2)/(9+4(2D)2) （２
２）
【００６９】 次に、ＲＦ２相検出器について説明する。
【００７０】 このアプローチに基づく基本的な観察では、図１７に示すような、ＮＲＺのＲ
Ｆ変調形態とみなされる。ここで、ＮＲＺ信号ｄ（ｔ）に周期Ｔの同期した２値
クロック信号ｃｊ（ｔ）が乗算されて、２値信号ｍ（ｔ）を発生させる。このよ
うな２相の説明は、復調／検出を以下のように実行できることを意味する（Ｄ１
１参照）。まず、受信した２相信号は、（後に説明する）ｎ．ｆＡＧＣに等しい
クロック周波数を有するクロック信号ｃｉ（ｔ）を乗算することによって「同期
して復調され」、その後、ビット検出を、ＮＲＺに適合したようにして実行する
。後のステップは、基本的には積分及び緩衝フィルタ(integrate-and-dump filt
er)を必要とする。これによって、図１８の検出器トポロジーとなる。ここで、
再生信号ｒ（ｔ）は、インパルス応答ｗ２（ｔ）を有するサーボフィルタによっ
てフィルタ処理される。フィルタ出力は、インフェーズクロックｃｉ（ｔ）に同
期をとって乗算され、Ｔ秒幅の連続的な間隔にわたって積分される。各間隔の終
端において、積分の符号が決定され、これはビット決定の役割を果たす。
【００７１】 算術的には、決定変数Ｚ２，ｋを次式（２３）と表現することが出来る。
【数２４】
【００７２】 この場合、瞬時ｋＴは信号パルス中心に対応する。これは、式３で規定した基
本２相符号ｃｂ（ｔ）に関して簡単化される。この場合、次式（２４）となる。
【数２５】
【００７３】 ここで、‘*’は畳み込みを表す。この分析は、インパルス応答ｗ２（ｔ）及
びｐ（ｔ）をｐ（ｔ）＝（ｗ２*ｃｂ（−ｔ））（ｔ）に関連させる場合には図
１８のトポロジーが図３のトポロジーと等価になる。この条件に当てはまる場合
、（スライサを除外した）図１８のトポロジーを、インパルス応答ｐ（ｔ）を有
するサーボフィルタを実現する他の方法とみることが出来る。このような等価の
サーボフィルタを、ＲＦ２相サーボフィルタと称する。
【００７４】 サーボフィルタを２相符号応答に整合すべき場合、すなわち、ｐ（ｔ）＝ｈｂ （−ｔ）である場合、ｗ２（ｔ）＝ｆ（−ｔ）のときに、二つのトポロジーの等
価性が得られる。ここで、ｆ（ｔ）を、磁気記録チャネルのインパルス応答とす
る。図１８のトポロジーのパフォーマンスは、ｗ２（ｔ）＝ｆ（−ｔ）を実現で
きるときの精度に依存する。その理由は、他のブロックを比較的正確に実現する
ことが出来るからである。しかしながら、このタスクは、直接的にｈｂ（ｔ）を
実現するときに比較し、極めて複雑化しなくなる。その理由は、図１８のトポロ
ジーの同期復調器及び積分及び緩衝フィルタを縦続させることによって、所望の
応答の一部を有効に実現させるからである。ｗ２（ｔ）を実現する方法の一つは
、１次のハイパスフィルタ及び２次のローパスフィルタから構成した５次のアナ
ログフィルタを用いることである。最適なフィルタパラメータは、簡単なサーチ
によって予め検出したＳＮＲを最適にするコンピュータプログラムによって決定
される（表Ｉ参照）。
【００７５】 表Ｉ．種々の正規化された情報密度Ｄに対する最適なフィルタパラメータ。表
記：Ωｃは、１次セクションに対する遮断周波数と、２次セクションに対する共
振周波数を表している（周波数は、信号速度１／ＴでΩ＝１となるように正規化
される。Ｑはクオリティファクタを表す）。
【表１】 次に、最適なＰＥＳ復調を説明する。
【００７６】 ＰＥＳバーストの磁化パターンｍ（ｔ）を、次式（２５）とモデル化すること
が出来る。
【数２６】
【００７７】 この場合、ａｋを、ＰＥＳバーストを発生させるのに用いる（２相）データシ
ーケンスとし、ＮはＰＥＳバーストのサイクル数を表し、ｃ（ｔ）を、２相又は
ダイビット符号応答とする。対応する再生信号ｒ（ｔ）は、ｒ（ｔ）＝Ａｘ（ｔ
）＋ｎ（ｔ）によってｍ（ｔ）の雑音形態をフィルタ処理し、この場合、Ａをバ
ースト振幅として、次式（２６）となる。
【数２７】
【００７８】 最適なＰＥＳ復調は、インパルス応答を全ＰＥＳバーストに整合したフィルタ
にｒ（ｔ）を供給することによって可能となる。ｎ（ｔ）がホワイトノイズであ
る場合、これはｄ（ｔ）＝ｘ（−ｔ）を伴う。整合したフィルタ出力ｖ（ｔ）は
瞬時ｔ＝０でサンプリングされて、最適なＰＥＳ評価ｖ（０）を取得する。この
場合、次式（２７）となる。
【数２８】
【００７９】 ここで、ｙ（ｔ）を、ｒ（ｔ）で動作するインパルス応答ｈ（−ｔ）のフィル
タ出力として認識することが出来る。これを、既に説明したような整合したフィ
ルタとする。
【００８０】 次に、本発明によるハードディスクのサーボフィールドのフォーマットを説明
する。図１９は、そのようなフォーマットの一例を示している。サーボフィール
ドは、ＡＧＣ信号が格納されたＡＧＣフィールド１９０と、符号化同期ビットシ
ーケンスが格納された同期フィールド１９２と、符号化グレービットシーケンス
が格納されたグレーコードフィールド１９４と、位置追跡信号が格納されたＰＥ
Ｓフィールド１９６と、繰返し可能なランアウトに関連するデータやディスクヘ
ッド特性のような補助的なサーボに関連したデータを格納した補助フィールド１
９８とを備える。
【００８１】 ＡＧＣフィールドは、ダイビットのシーケンス形態のＡＧＣ信号を備える。予
め設定された回転速度で回転するハードディスクによるＡＧＣフィールドへのＡ
ＧＣ信号の書込みは、周波数ｆＡＧＣを有する方形波信号をこのフィールドに書
き込むことによって行われる。同一の予め設定された回転速度で回転するハード
ディスクを用いてハードディスクからＡＧＣ信号を読み出す場合、周波数ｆＡＧ Ｃ を有する正弦波状の再生信号が生成される。
【００８２】 同期フィールド１９２は、好適には２相符号化又は４相符号化された本発明に
よる同期ビットシーケンスである符号化同期ビットシーケンスを備える。さらに
一般的には、同期ビットシーケンスを、符号化されたｐ相とすることが出来る。
ここでｐ＞２とする。さらに、サーボフィールド中の符号化同期ビットシーケン
スは、以下の関係を満足するビット周波数ｆｓｙｎｃを有する。 ｆｓｙｎｃ／ｆＡＧＣ＝ｎ１
【００８３】 ここで、ｎ１を、ｎ１≧１に当てはまる整数とする。さらに特定すると、ｎ１は
１又は２に等しくなる。例えば、図１において、ｎ１＝１とし、これに対して、
図１４（上側）において、ｎ１＝２とする。
【００８４】 グレーコードフィールド１９４は、サーボフィールドにあるトラックを識別す
る符号化グレービットシーケンスを備える。グレービットシーケンスも、好適に
は２相符号化又は４相符号化形態とする。さらに一般的には、符号化グレービッ
トシーケンスは、以下の関係を満足するビット周波数ｆＧｒａｙを有する。 ｆＧｒａｙ／ｆＡＧＣ＝ｎ２
【００８５】 ここで、ｎ２を、ｎ２≧１に当てはまる整数とする。さらに特定すると、既に
説明したように、ｎ２も１又は２に等しくなる。典型的には、ｎ１＝ｎ２とする
。
【００８６】 ＰＥＳフィールド１９６は、一般にＡＧＣフィールド１９０と同一の周波数を
有する。ＡＵＸフィールド１９８は、グレーコードフィールド１９４及び同期フ
ィールド１９２と同様に符号化される。これは、補助ビットシーケンスを好適に
は２相符号化又は４相符号化形態とすることを意味する。符号化補助ビットシー
ケンスが、以下の関係を満足するビット周波数ｆＡＵＸを有する。 ｆＡＵＸ／ｆＡＧＣ＝ｎ３
【００８７】 ここで、ｎ３を、ｎ３≧１に当てはまる整数とする。さらに特定すると、ｎ３ も、１又は２に等しくなる。典型的には、ｎ１＝ｎ２＝ｎ３とする。
【００８８】 上記ビット検出形態、タイミング回復形態及びＰＥＳ復調形態を組み合わせる
ことによって、図２１のサーボ復調回路が形成される。図２１の回路は、単に原
理を示すことを意図し、実際の復調器で要求される全ての機能を反映せず、かつ
、実際の復調器のブロック図を正確に反映しない。
【００８９】 図２１の２個のスイッチ２１４及び２１６は、サーボバースト（又はサーボフ
ィールド）の種々のフィールド間の位置切り換えを行い、（ＡＧＣフィールドを
意味する）初期位置を示す。再生信号ｒは、ＡＧＣループの一部を形成する可変
利得増幅器（ＶＧＡ）２１０に供給される。サーボフィルタ２１２は、ＶＧＡ出
力で動作し、自動利得制御、ビット検出及びＰＥＳ復調に使用される主出力部ｙ
と、タイミング回復に使用される副出力部ｙ’とを有する。ゼロ位相始動（ＺＰ
Ｓ）回路２２０は、ｙ’で動作して、ＡＧＣフィールドの開始で適切な初期ＶＣ
Ｏ位相を発生させる。その観点から、ＶＣＯ制御は、サンプルしたｙの微分に基
づく。
【００９０】 ＡＧＣフィールド中、ｙには、取り出されたクロック信号である２値ＶＣＯ出
力ｓ（ｔ）が乗算されて、ＡＧＣに対する制御信号を取得する。ＡＧＣフィール
ドの終了に向かって、２個のスイッチ２１４及び２１６が「データ」位置に配置
される。その結果、ＶＧＡ利得が凍結され、ＶＣＯ制御は、サンプルされたｙ’
の微分及び検出したデータ
【数２９】 のクロス積に基づく。後者のシーケンスは、消去区域（すなわちターナリスライ
サ）を有するビット検出器２２４を通じて取得され、決定が信頼性のない場合に
は常にゼロになる。これらのイベントにおいて、ＰＬＬは動的に「凍結」される
。
【数３０】 で動作するフレーム同期検出器（ＦＳＤ）２２６は、フレーム同期マークを識別
する役割を果たしている。
【００９１】 最初のＰＥＳバーストの開始で、スイッチ２１４は、積分ＤＡＣ２２８がデジ
タルＰＥＳ評価を行うことが出来る‘ＰＥＳ’位置に配置される。この積分ＤＡ
Ｃは、正確にＡＧＣループの積分器２３０に整合する。第２のＰＥＳ評価は同様
にして行われる。ＰＬＬは、ＡＧＣフィールドを超えた決定指示モードで動作す
る。
【００９２】 サーボフィールドに格納された４相符号化信号を検出する等価回路図を形成す
ることが出来る。主な相違は、２個のターナリスライサが以下の理由のために必
要とされることである。４相符号化信号の検出は、データシーケンスの偶数のビ
ット数及び奇数のビット数を個別に検出し及び処理することによって行われる。
これは並列に行われるとともに、偶数ビットに対して奇数ビットをタイムシフト
して行われる。これは、２個のターナリスライサが必要とされることを意味する
。
【００９３】 Ｄ１と本発明との間の種々の差を識別することが出来る。第１に、Ｄ１は「ワ
イド２相」に関するものであり、本発明は２相に関するものである。さらに、本
発明は、グレーコードフィールド、同期フィールド及び補助フィールドの周波数
ｆＡＧＣ及びビット周波数との間に関係を確立するとともに、グレーコードフィ
ールドのビット周波数とデータフィールドのユーザデータのビット周波数との間
に関係を確立する。さらに、Ｄ１において、データフィールドのユーザデータを
検出する現存する読出しチャネル回路は、サーボフィールドの２相符号化データ
を検出する回路に変換される。しかしながら、本発明によれば、サーボフィール
ドのｐ相符号化データを検出する特別な組立回路を開発し、その結果、サーボフ
ィールド全体にわたってクロック信号を取り出すことが出来るという追加の利点
を有するようになる。これによって、特に、同一位置でローパスフィルタを使用
するＤ１と比較した場合、図２１のサーボフィルタに対してバンドパスフィルタ
を使用することが出来るようになる。したがって、図２１の回路では、ＤＣオフ
セットに対する感度が低くなり、アスペリティが生じるおそれが少なくなる。そ
の結果、信号対雑音比が向上する。
【００９４】 本発明を、好適な実施の形態とともに説明したが、本発明はこれらに制限され
るものではない。したがって、請求項によって規定したような本発明の範囲を逸
脱することなく、種々の変更が当業者には明らかである。さらに、任意の参照符
号は請求の範囲を限定するものではない。読出装置に組み込まれるような本発明
を、ハードウェアとソフトウェアの両方によって実現することが出来るとともに
、複数の手段をハードウェアの同一アイテムで表すことが出来きる。用語「備え
る」は、請求項にリストした要素又はステップ以外の存在を除外するものではな
い。要素に付した単数形は、複数のそのような素子の存在を除外しない。さらに
、本発明は、新規の特徴の各々又はその組合せにある。 関連文献 (D1) 米国特許公報USP 5,661,760 (D2) A. Patapoutian著, `Optimal Burst Frequency Derivation for Head Positioning', IEEE Trans. Magn., Vol.32, No.5, pp.3899-3901, Sept.1
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ML read/write channel', IEEE Trans. Magn., Vol.33, No.5, pp.2617-2619, S
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tion estimator for PERM disk drives', IEEE Trans. Magn., Vol.32, No.3, p
p.1867-1872, May 1996. (D5) J.W.M. Bergmans著, Digital Baseband Transmission and Recording. Bo
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processing in a digital read channel', IEEE Trans. Magn., Vol.34, No.1,
pp.13-16, Jan.1998. (D7) J.W.M. Bergmans 及び C. Mita著, `Two new equalization schemes for
high-density digital magnetic recording systems with quad-phase modulati
on code', Electron. Letters, Vol.26, No.1, pp.13-14, Jan. 1990. (D8) J.W.M. Bergmans著, `Baud-rate data-aide timing recovery for
digital magnetic recording systems with quadra-phase modulation code', T
rans. Comm., Vol.43, No.6, pp.2012-15, June. 1995. (D9) J.A. Bixby 及び R.A. Ketcham著, `Q.P., an improved code for high d
ensity digital recording’, IEEE Trans. Magn., Vol.MAG-15, No.6, pp.1465
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digital transmission system for multi-pair cables based on crank-shaft c
oding', Electron. Letters, Vol.20, No.15, pp.619-621, July 1984. (D11) 米国特許公報USP5,175,507.
【図面の簡単な説明】
【図１】ダイビットフォーマット及び２相信号フォーマットを示す。
【図２】 正規化された情報密度Ｄ＝０．３の対応する整合フィルタのダイ
ビット応答ｈｂ（ｔ）（破線）及び出力−ｑｂ（ｔ）（実線）を示す。
【図３】 ビット検出器のブロック図を示す。
【図４】 正規化された情報密度Ｄ＝０．３の対応する整合フィルタの２相
応答ｈｂ（ｔ）（破線）及び出力−ｑｂ（ｔ）（実線）を示す。
【図５】 ２相及びダイビット信号に対する予め検出した信号対雑音比を示
す。実線は、整合フィルタ境界を表し、破線は、最小雑音エンハンスメントを有
する全応答線形イコライザを表し、円は、ＲＦ２相検出器を表す。
【図６】 ２相符号化信号に対するＰＥＳ復調器を示す。
【図７】 種々のＰＥＳ復調器の信号対雑音比を示す。ＰＥＳバーストは２
２サイクルから構成され、最初及び最後のサイクルは復調されない。実線はＭＦ
Ｂ及びＦＨＢを表し、円はＲＦ２相サーボフィルタを表し、交差はエリア検出器
を表す。
【図８】 ２相符号応答（実線）及びＲＦ２相サーブフィルタ（破線）の振
幅−周波数特性を示す。
【図９】 ２相信号に対する最適タイミング回復回路を示す。
【図１０】 Ｄ＝０．３における２相整合フィルタ（実線）及びＲＦ２相フ
ィルタ（破線）の均等化したシステム応答の微分すなわちｑ’（ｔ）を示す。
【図１１】 雑音が存在しない場合（実線）及び１０^{−８}のＢＥＲ（破
線）の１次タイミング回復ループのＤ＝０．３における時定数１／Ｋｔに対する
ジッタを示す。
【図１２】 ＲＦ２相サーボフィルタの入力（上側）及び出力（下側）の４
×アスペリティを有するプリアンブルを示す。
【図１３】 正規化された情報密度Ｄ＝０．３における２相及びダイビット
信号のアイパターンにおける３０＼％のＭＲ非対称のインパクトを示す。
【図１４ａ】 高密度２相フォーマット及び低密度２相フォーマットを示す
。
【図１４ｂ】 ４相フォーマットを示す。
【図１５】 正規化されたＰＥＳ密度ＤＰＥＳ＝ｔ５０／ＴＰＥＳの関数と
しての種々の信号形態における整合フィルタ境界を示す。実線は高密度フォーマ
ットを示し、破線は低密度フォーマットを示す。
【図１６】 ダイビット信号のシステムモデルを示す。
【図１７】 ２相のＲＦ解釈を示す。
【図１８】 ＲＦ２相検出器を示す。
【図１９】 サーボフィールドのフォーマットを示す。
【図２０】 トラックのデータフィールドと交互に配置したサーボフィール
ドを設けたハードディスクを示す。
【図２１】 ２相符号化信号のサーボ復調器の回路図を示す。
【符号の説明】
２１０：可変利得増幅器、 ２１２：サーボフィルタ、 ２１４、２１６：スイッチ、 ２２４：ビット検出器、 ２２６：フレーム同期検出器、 ２２８：積分ＤＡＣ、 ２３０：積分器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ベルグマンス ヨハネス ダブリュー エ ム オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 マキンワ コフィ エー エー オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ (72)発明者 フォールマン ヨハネス オー オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ Ｆターム(参考） 5D031 AA04 EE02 EE07 HH02 5D044 AB01 BC01 CC05 DE02 DE33 DE77

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 互いに平行に延在する複数のトラックを設けたディスクを備える
    ディスク装置、好適にはハードディスク装置であって、 トラックが、データフィールドと交互に配置されたサーボフィールドを備え、
    サーボフィールドが、記録された自動利得制御（ＡＧＣ）信号を有するＡＧＣフ
    ィールドと、記録された符号化グレービットシーケンスを有するグレーコードフ
    ィールドとを備え、データフィールドが、データ情報信号を記録するディスク装
    置において、 前記ＡＧＣ信号が周波数ｆＡＧＣを有するとともに、前記グレービットシーケ
    ンスがビット周波数ｆＧｒａｙを有し、これら周波数が、 ｆＧｒａｙ／ｆＡＧＣ＝ｎ の関係を満足し、ｎを、ｎ≧１の関係が当てはまる整数とし、 前記グレービットシーケンスが、ｐ位相変調コードによって符号化され、ｐを
    ｐ＞１の関係が当てはまる整数としたことを特徴とするディスク装置。
  2. 【請求項２】 互いに平行に延在する複数のトラックを設けたディスクを備える
    ディスク装置、好適にはハードディスク装置であって、トラックが、データフィ
    ールドと交互に配置されたサーボフィールドを備え、 サーボフィールドが、記録されたＡＧＣ信号を有するＡＧＣフィールドと、記
    録された符号化同期ビットシーケンスを有する同期フィールドとを備え、データ
    フィールドが、データ情報信号を記録するディスク装置において、 前記ＡＧＣ信号が周波数ｆＡＧＣを有するとともに、前記同期ビットシーケン
    スがビット周波数ｆｓｙｎｃを有し、これらの周波数が、 ｆｓｙｎｃ／ｆＡＧＣ＝ｎ の関係を満足し、ｎを、ｎ≧１の関係が当てはまる整数とし、 前記同期ビットシーケンスが、ｐ位相変調コードによって符号化され、ｐをｐ
    ＞１の関係が当てはまる整数としたことを特徴とするディスク装置。
  3. 【請求項３】 互いに平行に延在する複数のトラックを設けたディスクを備える
    ディスク装置、好適にはハードディスク装置であって、トラックが、データフィ
    ールドと交互に配置されたサーボフィールドを備え、 サーボフィールドが、記録されたＡＧＣ信号を有するＡＧＣフィールドと、記
    録された符号化補助ビットシーケンスを有する補助フィールドとを備え、データ
    フィールドが、データ情報信号を記録するディスク装置において、 前記ＡＧＣ信号が周波数ｆＡＧＣを有するとともに、前記補助ビットシーケン
    スがビット周波数ｆＡＵＸを有し、これらの周波数が、 ｆＡＵＸ／ｆＡＧＣ＝ｎ の関係を満足し、ｎをｎ≧１の関係が当てはまる整数とし、 前記グレービットシーケンスが、ｐ位相変調コードによって符号化され、ｐを
    ｐ＞１の関係が当てはまる整数としたことを特徴とするディスク装置。
  4. 【請求項４】 ｎ＝１又は２としたことを特徴とする請求項１，２又は３に記載
    のディスク装置。
  5. 【請求項５】 前記符号化グレービットシーケンスを、２相符号化ビットシーケ
    ンス（ｐ＝２）としたことを特徴とする請求項１に記載のディスク装置。
  6. 【請求項６】 前記符号化同期ビットシーケンスを、２相符号化ビットシーケン
    スとしたことを特徴とする請求項２に記載のディスク装置。
  7. 【請求項７】 前記符号化補助ビットシーケンスを、２相符号化ビットシーケン
    スとしたことを特徴とする請求項３に記載のディスク装置。
  8. 【請求項８】 前記符号化グレービットシーケンスを、４相符号化ビットシーケ
    ンス（ｐ＝４）としたことを特徴とする請求項１に記載のディスク装置。
  9. 【請求項９】 前記符号化同期ビットシーケンスを、４相符号化ビットシーケン
    スとしたことを特徴とする請求項２に記載のディスク装置。
  10. 【請求項１０】 前記符号化補助ビットシーケンスを、４相符号化ビットシーケ
    ンスとしたことを特徴とする請求項３に記載のディスク装置。
  11. 【請求項１１】 前記サーボフィールドからゼロ位相再開フィールドを省略した
    ことを特徴とする請求項１ないし１０のいずれか１項に記載のディスク装置。
  12. 【請求項１２】 前記装置に、 −ディスク上のトラックから情報を読み出す読出手段と、 −前記トラックから読み出した情報をバンドパスフィルタリングするバンドパス
    フィルタ処理手段と、 −前記バンドパスフィルタ処理した情報から前記グレービットシーケンスを検出
    する検出手段とを設けたことを特徴とする請求項５又は８に記載のディスク装置
    。
  13. 【請求項１３】 前記装置が、前記グレーコードフィールドに格納された符号化
    グレービットシーケンスからクロック信号を取出手段をさらに備えることを特徴
    とする請求項１２に記載のディスク装置。
  14. 【請求項１４】 前記取出手段は、前記同期フィールドに格納された符号化同期
    ビットシーケンスからクロック信号を取り出すことを特徴とする請求項１３に記
    載のディスク装置。
  15. 【請求項１５】 前記サーボフィールドが位置誤差信号（ＰＥＳ）フィールドを
    さらに有する請求項１３又は１４に記載のディスク装置において、前記取出手段
    は、前記ＰＥＳフィールドに格納された信号からクロック信号を取り出すことを
    特徴とする請求項１３又は１４に記載のディスク装置。
  16. 【請求項１６】 前記取出手段が少なくとも１個のターナリスライサを備えるこ
    とを特徴とする請求項１５に記載のディスク装置。
  17. 【請求項１７】 前記装置に、 −ディスク上のトラックから情報を読み出す読出手段と、 −前記トラックから読み出した情報をバンドパスフィルタリングするバンドパス
    フィルタ処理手段と、 −前記バンドパスフィルタリングされた情報の同期をとって復調する同期復調手
    段とを設けたことを特徴とする請求項５又は８に記載のディスク装置。
  18. 【請求項１８】 前記同期復調手段が、ｎ．ｆＡＧＣに等しい周波数を有するク
    ロック信号を発生するクロック信号発生手段を備えることを特徴とする請求項１
    ７に記載のディスク装置。
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