KR100639525B1

KR100639525B1 - 디스크용 서보 포맷

Info

Publication number: KR100639525B1
Application number: KR1020007014512A
Authority: KR
Inventors: 요한네스 더블류.엠. 베르크만스; 코피 에이. 에이. 마킨와; 보오르만요한네스오.
Original assignee: 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date: 1999-04-20
Filing date: 2000-04-14
Publication date: 2006-10-31
Also published as: EP1090393A1; WO2000063904A1; DE60030653T2; EP1090393B1; TW476933B; US6515812B1; DE60030653D1; KR20010053053A; JP2002542567A

Abstract

새로운 임베딩된 서보 포맷은 디스크 드라이브들, 바람직하게는 하드 디스크 드라이브들에서 사용하기 위해 제공된다. 이는 2상 변조(일반적으로, p상 변조, 여기서 p>1)에 근거하며, SNR 및 타이밍 내용에 대하여 기존의 포맷들 이상의 중요한 장점들을 제공한다. 이것은 2상에 대하여, 전형적으로 서보 정보에 이용되는 저선형 밀도들에서, 근사의 최대가능 선능이 전-응답 선형 등화기 및 2진 슬라이서로 구성된 간단한 비트 검출기에 의해 달성될 수 있음을 보여준다. 통상 이용되는 쌍비트 시그널링의 기술을 위해 최적의 검출기와 비교하면, 약 4dB의 SNR 이득이 달성된다. 동일한 등화기는 근사의 최대가능 위치 오류 신호(PES) 진폭 추정 및 타이밍 회복을 위한 기본으로서 이용될 수도 있다. 제5 차 아날로그 필터에 근거하여 실제의 서보 복조기를 실행하는 연구들은, 종래의 선형 밀도들에서 이 이상의 성능이 가깝게 접근되는 것을 보여준다. 등화기는 대역통과 특성을 갖고, 열 어스퍼리티들 및 자석 저항(MR) 헤드 비대칭의 효과들을 뛰어나게 억제한다.

대역통과 필터, 최적 검출기, 근사의 최대가능 위치 오류 신호, 동기 복조기

Description

디스크용 서보 포맷{A servo format for disks, preferably hard disks}

본 발명은 디스크 장치, 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들이 제공된 디스크를 포함하고, 하나의 트랙은 데이터 필드들과 교대되는 서보 필드들을 포함하고, 하나의 서보 필드는 AGC 신호가 기록되는 AGC 필드와, 인코딩된 그레이 비트 시퀀스가 기록되는 그레이 코드 필드를 포함하며, 하나의 데이터 필드에는 데이터 정보 신호가 기록되는, 상기 디스크 장치, 바람직하게는 하드 디스크 장치에 관한 것이다.

그러한 디스크 장치는 미국특허 제5,661,760호 즉, 이하에서 확인될 수 있는 관련문헌들의 목록에서의 문헌 D1에 공지되어 있다. 일반적으로, 하드 디스크는 복수의 원형 구역들(circular zones)로 나뉘어진다. 도 20은 그러한 하드 디스크의 일부를 개략적으로 도시하고 있다. 도 20의 구역들(z₁,z₂,z₃)과 같은 각 구역에서, 데이터는 실질적으로 일정하지만, 하드 디스크상에서 외관상 더 위에 놓인 구역들을 위해 증가하는 비트 전송률로 원형 트랙들에 기록/판독된다. 이로 인해 하드 디스크상의 데이터 밀도는 실질적으로 일정해 지는데, 그 이유는 하드 디스크의 회전 속도 v_d가 일정하기 때문이다. 각 트랙은 데이터 필드들과 교대되는 서보 필드들을 포함한다.

이 서보 필드들은 하드 디스크상에 소위 서보 스포크(servo spoke)들을 형성한다. 4개의 그러한 스포크들(s₁ 내지 s₄)은 도 20에 도시되어 있다. 이 스포크들은 하드 디스크상에 판독/기록 헤드를 위치시키는 기능을 하는 미리기록된 서보 신호들의 포맷으로 되어 있다. 서보 신호들은 하드 디스크상에 2개의 방법으로 기록될 수 있다. 제 1 방법에 있어서, 서보 신호들은 하드 디스크상의 반경 위치(radial position)에 관계없이 일정한 주파수로 기록된다. 이로 인해 외견상 하드 디스크상에서 외관상 더 위에 놓인 위치들을 위해 스포크들의 폭이 증가하게 된다. 그러한 배치에서, 서보 필드들에서의 신호들의 주파수는 이리하여 하드 디스크상에 기록된 데이터의 비트 전송률와는 관련이 없다. 제 2 방법에 있어서, 서보 필드들에서의 신호들의 주파수는 구역들에 기록된 데이터의 비트 전송률에 관련이 있다. 이로 인해 평균적으로 서보 필드들이 상술된 제 1 방법에 따른 서보 필드들보다 더 짧게 된다. 도 20은 여러 구역들에서 블랙 영역들에 의해 제 2 방법에 따라 기록된 서보 필드들을 도시하고 있다. 또한, 제 1 방법에 따라 기록될 때, 서보 필드들은, 스포크(S₁)에 도시된 바와 같이, 블랙 부분과 헤치된 부분에 의해 표시된 디스크상의 부분을 점유한다.

본 발명은 디스크, 바람직하게는 하드 디스크상의 서보 필드들의 신호들을 위해 개선된 포맷을 제공하는 것을 목적으로 한다. 본 발명은 상술된 2개의 포맷들중 어느 한 포맷에 적용가능하다. 본 발명에 따르면, 개시부에 정의된 바와 같은 디스크 장치는, AGC 신호가 주파수 f_AGC를 갖고, 그레이 비트 시퀀스가 비트주파수 f_Gray를 갖고, 상기 주파수들은 하기의 관계:

f_Gray/f_AGC=n를 만족하며,

여기서 n은 n≥1을 유지하는 정수이고, 그레이 비트 시퀀스는 p상 변조 코드(p-phase modulation code)에 따라 인코딩되며, 여기서 p는 p>1을 유지하는 정수이다.

본 발명은 다음과 같은 인식에 근거한다. 동기 필드(synchronization field) 및 보조 필드(어떤 출판물에서는 RROC 필드라고도 칭함) 등의 그레이 코드 필드에 저장된 그레이 비트 시퀀스를 위해 그리고 바람직하게 다른 필드들에 저장된 비트 시퀀스들을 위해 p상 변조 코드를 사용함으로써, 신호 대 잡음비가 증가되며, 예를 들면, 쌍비트(dibit) 신호에 비교된다. 또한, f_Gray/f_AGC=n(여기서 n은 n≥1을 유지하는 정수임)인 요건과 협력하여, 클록 추출이 개선되어, 이 필드들 전체에 가능하게 된다. 결과로서, AGC 필드가 더 짧아질 수 있고, 소위 ZPR(=제로 위상 재시작; zero phase restart)필드가 불필요해질 수 있다. 동등한 관계들이 청구항 2항 및 3항에 따라 비율 f_sync/f_AGC 및 f_AUX/f_AGC을 위해 존재한다. 비율 n이 반드시 f_Gray, f_sync 및 f_AUX를 위해 같아질 필요는 없지만, 같은 것이 바람직하다.

2상(bi-phase)(p=2)에 있어서, n에 대한 바람직한 값들은 1 및 2이다. n 값에 대한 선택은, 더 높은 밀도가 지향되는지, 또는 증가하는 신호 대 잡음비가 목표인지에 의존한다. n의 더 높은 값들은 더 높은 밀도를 야기하지만, 신호 대 잡음비의 감소를 야기한다. 4상(p=4)에 있어서, n에 대한 바람직한 값은 2이다. n의 더 높은 값들에 있어서, 신호 대 잡음비는 더 소망하지 않는 값으로 감소한다. p=3인 변조 코드들은 특히 광디스크들에 적용가능하다

도 1은 쌍비트 및 2상 시그널링 포맷들을 도시하는 도면.

도 2는 정규화된 정보 밀도 D=0.3에서 대응하는 정합 필터의 쌍비트 응답 h_b(t)(파선) 및 출력 -q_b(t)(실선)을 도시하는 도면.

도 3은 비트 검출기의 블록도를 도시하는 도면.

도 4는 정규화된 정보 밀도 D=0.3에서 대응하는 정합 필터의 2상 응답 h_b(t)(파선) 및 출력 -q_b(t)(실선)을 도시하는 도면.

도 5는 2상 및 쌍비트 시그널링을 위한 전치검출 신호 대 잡음비들을 도시하는 도면. [실선들 : 정합 필터 한계선들; 파선들 : 최소 잡음 개선을 갖는 전-응답 선형 등화기; 원들: RF 2상 검출기.]

도 6은 2상 인코딩된 신호들의 PES 복조기를 도시하는 도면.

도 7은 여러 PES 복조기들의 신호 대 잡음비들을 도시하는 도면. [PES 버스트는 22개의 원들로 구성되고, 이 원들 중 첫번째 및 마지막 원들 복조되지 않는다. 실선들: MFB 및 FHB; 원들: RF 2상 서보 필터; 교차들: 영역 검출기.]

도 8은 2상 부호 응답(실선)과 RF 2상 서보 필터(파선들)의 D=0.3에서 진폭 주파수 특성들을 도시하는 도면.

도 9는 2상 신호들에 대한 최적의 타이밍 회복 회로를 도시하는 도면.

도 10은 D=0.3에서 2상 정합 필터(실선들) 및 RF 2상 필터(파선)에 대해, 예를 들어 q'(t)와 같은 등화된 시스템 응답의 추출을 도시하는 도면.

도 11은 잡음의 부재(실선들)에 있어서의 1차 타이밍 회복 루프에 대해 D=0.3와 10＾{8}의 BER(파선들)에서의 지터 대 시간 상수(1/K_t)를 도시하는 도면.

도 12는 RF 2상 서보 필터의 입력(상부) 및 출력(하부)에서 4x 어스퍼리티(asperity)를 갖는 프리앰블을 도시하는 도면.

도 13은 정규화된 정보 밀도 D=0.3에서 2상 및 쌍비트 시그널링에 대해 아이 패턴들(eye patterns)상의 30＼%의 MR 비대칭의 효과를 도시하는 도면.

도 14a는 하이 및 로우 밀도 2상 포맷들을 도시하는 도면.

도 14b는 4상 포맷을 도시하는 도면.

도 15는 정규화된 PES 밀도 즉, D_PES=t₅₀/T_PES의 함수로서 여러 시그널링 포맷들에 대한 정합 필터 한계선들을 도시하는 도면. [실선들 : 고밀도 포맷들; 파선들: 저밀도 포맷들]

도 16은 쌍비트 시그널링을 위한 시스템 모델을 도시하는 도면.

도 17은 2상의 RF 해석을 도시하는 도면.

도 18은 RF 2상 검출기를 도시하는 도면.

도 19는 서보 필드의 포맷을 도시하는 도면.

도 20은 트랙들에서 데이터 필드들과 교대되는 서보 필드들을 구비한 하드 디스크.

도 21은 2상 인코딩된 신호들에 대한 서보 복조기의 회로도를 도시하는 도면.

본 발명의 상기 및 다른 양상들은 도면의 설명으로 보다 명백해질 것이다.

임베딩된-서보 시스템들은 일반적으로 하드 디스크 드라이브들에서 판독/기록 헤드 위치를 결정하기 위해 사용된다. 그러한 시스템들에서, 디스크 영역은 데이터 섹터들에 분산된 좁은 폭의 서보 섹터들로 나뉘어진다. 다음에, 헤드 위치는 서보 섹터들 위를 통과하는 판독 헤드의 출력을 처리함으로써 결정된다. 조악한 위치 정보는 데이터 필드들에 기록된 트랙 어드레스들을 판독함으로써 얻어지며, 정확한 위치 정보는 다수의 PES(위치 오류 신호) 버스트들로부터 얻어진다. 후자는 전형적으로 트랙들의 폭을 가로질러 방사상 주기적인 자화 패턴들 오프셋(periodic magnetization patterns offset)으로 구성된다. 헤드가 여러 PES 버스트들 위를 통과하기 때문에, 판독-헤드 위치(트랙 중심에 대한)는 재생 신호(replay signal)의 진폭으로부터 결정될 수 있다.

PES 버스트들에 있어서, 문헌 D2를 참조하면, 상기 PES 버스트들은 부가적인 화이트 잡음을 갖는 로렌츠지안(Lorentzian) 헤드/매체 시스템에 대해, 신호 대 잡음비(SNR)가 최적의 버스트 기간 T

3.281.t₅₀에서 최대화되며, 여기서 t₅₀은 하프 진폭(half amplitude)에서 플러스 폭을 표시한다고 나타나 있다. 동등하게, t₅₀/T와 동등한 정규화된 정보 밀도 D에 대하여, 시스템은 밀도 D

0.3에서 이상적으로 동작해야 한다. 이는 데이터 섹터들의 정규화된 정보 밀도보다 매우 낮으며, 일반적으로 1.5 내지 3 사이에 있다. 트랙 어드레스 등의 서보 섹터들내의 수치 정보를 기록하는 일반적인 방법은 도 1(상부)에 도시되며, 쌍비트 시그널링(dibit signalling)이라고 지칭될 것이다. 여기서, 데이터의 논리 '1' 비트는 쌍비트, 예를 들어 T/2초 떨어져 이격되어 있는 두 개의 천이들에 의해 나타내어지고, 데이터의 논리 '0' 비트는 일정한 자화에 의해 나타내어진다. 비트 셀들은 천이들간에 T/2초의 최소 간격을 확보하는 T초 정도로 길다. (사용자) 데이터의 비트 시퀀스의 비트주파수는 f_bit로 규정되며, 여기서, f_bit=1/T이다.

재생 처리동안, 각 논리 '1'은 예를 들어, 2개의 부분적으로 중첩되는 반대 극성의 로렌츠지안형 펄스들인 쌍비트 응답을 생성하고, 논리 '0'은 어떤 출력도 생성하지 않는다. 하나의 2진 부호에 에너지를 운송하므로(천이의 형태로), 이는 SNR의 관점에서 서브-최적임이 분명하다. 2상 변조는 또다른 널리 알려진 다른 시그널링 방법이며, 더 적합하다.

2상 변조에서, 각 비트 셀의 제2 하프는, 도 1(하부)에 도시된 바와 같이, 단순히 제1 하프의 역이며, 여기서 비트 셀들은 다시 T초 정도이다. 이 규칙을 이용하여, 2개의 고유한 비트 셀 패턴들은 2개의 2진 부호들에 대응하여 생성될 수도 있다. 천이들 간의 최소의 간격은 쌍비트 시그널링에 대한 것과 같지만, 천이들은 이때 SNR의 이득을 나타내는 2진 부호들 양자에 의해 발생된다. PES 버스트들을 위해 요구되는 주기적인 자화 패턴은 또한 이를테면 모두가 1인 시퀀스, 예를 들어 "1,1,1,..1'인 시퀀스를 2상 변조시키는 것에 의해 얻어진 2상 변조된 시퀀스로 간주될 수도 있다. 결과로서 생긴 버스트는 T초의 기간을 갖는다. 2상 변조의 유용한 특성은, 모든 시그널링 펄스가 중간-비트 천이를 갖는다는 것이다. 이는 타이밍 회복이 데이터 필드들보다 먼저 배치되는 특정 프리앰블에 제한되지 않고, 전체 서보 섹터 전체에 계속될 수 있음을 의미하다. 따라서, 그러한 어떤 프리앰블은 (연관 타이밍 회복에 대한 요구들에 대해)짧아져 서보 섹터 영역을 유지할 수 있다.

다음 설명에서, 서보 비트검출, PES 진폭 추정 및 타이밍 회복에 대하여 2상 변조에 근거하는 서보 포맷에 대한 관련성이 제공될 것이다. 또한, 쌍비트 시그널링 및 2상 변조를 위해 비트 검출에 대한 실행 한계들이 표시된다. 2상에 대해서, 근사의 최적 성능은 전-응답 선형 등화기(FRLE; a full-response linear equalizer) 및 2진 슬라이서를 기초로 하는 단순 복조기에 의해 실현될 수 있다. 또한, 실제의 제5 차 아날로그 필터를 기초로 하는 2상 복조기의 성능이 제공된다. 또한, 최적의 PES 진폭 추정을 위한 선능 한계들은 실제의 FRLE를 기초로 하는 복조기의 선능과 비교된다. 근사의 최적 타이밍 회복 구성이 설명되고, 다소의 시뮬레이션 결과들이 표시된다. 부가하여, 열 어스퍼리티들(TA) 및 MS-헤드 불균형으로 인한 장애들을 제거하기 위해 2상 FRLE의 능력이 평가된다. 최종적으로, 두 개의 대안, 즉, 고밀도 포맷들이 설명 및 평가되는데, 하나는 변경된 2상 포맷인 반면, 다른 하나는 4상으로서 공지된 삽입되는 다른 2상을 이용한다.

다음에, 쌍비트 시그널링의 비트 검출이 설명될 것이다. 서보 복조기들에서, D3을 참조하면, 재생 신호는 고차수의 저역통과 필터를 통해 통과된 후, 피크 검출기는 각각의 천이들에 의해 생성된 펄스들을 검출하기 위해 이용된다. 따라서, 데이터 신호를 이용하는 데이터 기록에 대해, 반대 극성의 2개의 연속하는 펄스들의 검출은 논리 '1'의 수신을 표시하는 반면, 검출된 펄스들의 부재는 논리 '0'의 수신을 표시한다. 사실상 최적의 기본적으로 보다 신뢰성 있는 쌍비트 검출 방법은 D4를 참조하면, 쌍비트 응답 h_d(t)에 정합 필터를 이용하는 것이다. 잡음이 화이트이면, 이상의 정합 필터의 임펄스 응답은 그 다음 h_d(-t)에서 주어진다. 천이 응답 g(t)를 갖는 로렌츠지안 헤드/매체 시스템에 있어서,

이고,

t₅₀은 하프 진폭에서의 펄스 폭을 표시하고, 쌍비트 응답 h_d(t)는 h_d(t)=g(t)-g(t-T/2)로서 나타날 수도 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 전형적으로 정규화된 정보 밀도 D=0.3에 있어서, 이 정합 필터는 각각의 전송된 쌍비트에 응답하여 단일의 대칭의 펄스 q_d(t)를 생성한다.

q_d(t)가 대체로, 예를 들어 모든 k≠0에 대한 q_d(kT)

0인 나이키스트-1 펄스암을 알 수 있다. 제 1 전치 및 후치-커서(q_d(±T))는 제로(0)에서 상당히 벗어나고, 다소의 부호간 간섭(ISI; intersymbol interference)을 발생하더라도, 필터 출력에서의 아이 패턴(eye pattern)은 거의 완전하게 2진이 될 것이다. 이 관측치들은 도 3에 도시된 동기 검출 구조를 발생시킨다.

여기서 2진 데이터 시퀀스 a_k에 대응하는 재생 신호 r(t)은 정합된 필터를 실현하는 임펄스 응답 p(t)로 서보 필터에 인가된다. 이 필터의 출력 y(t)는 분리 시간 시퀀스 y_k를 생성하기 위해 펄스들의 피크들에서 샘플링된 일련의 펄스들(기록된 쌍비트들에 대응하는)로 구성된다. 이 시퀀스는 근사의 최적 결정

를 생성하도록 2진 슬라이서(제로(0)가 아닌 임계치로)로 적용된다.

다음에, 2상 변조에서의 비트 검출이 설명될 것이다. 도 1에 도시된 2상 자화 패턴 m(t)은 다음 식에 따른 2진 데이터 시퀀스 a_k의 선형 펄스 변조에 의해 획득되는 것에 따라 고려될 수도 있다.

여기서, a_k는 도 1에 도시된 예를 들면, 논리 '1'에 대한 a_k=+1 및 논리 '0'에 대한 a_k=-1이다. 데이터 시퀀스의 '양극성(bipolar)' 버전이다. 함수 c_b(t)는 2상 시그널링 펄스의 기본형을 표시하고, 다음 식으로 주어진다.

예를 들어, 기본 2상 시그널링 펄스 c_b(t)에 대한 헤드/매체의 응답인 2상 부호 응답은 h_b(t)에 의해 표시된 뒤, 2상 정합 필터 w(t)에 대응하는 임펄스 응답은 잡음이 화이트인 w(t)=h_b(-t)로 주어진다. h_b(t)에 응답하는 이 필터의 출력은 도 4에 도시된 바와 같이, 다시 단일 펄스 q_b(t)이다. 그 뒤, 2상 변조된 데이터 시퀀스 a_k에 응답하는 필터 출력 y(t)는 예를 들어 양과 음의 펄스들 q_b(t-kT)의 선형 최고 위치는 다음식과 같다.

도 4에서, q_b(t)는 니이키스트-1 펄스인 것이 도시될 것이고, 도 3 구조에서는 근사의 최적 결정

를 생성하도록 재이용될 수도 있다. 서보 필드는 예를 들어 p(t)=w(t)인 2상 정합 필터를 실현하고, 슬라이서는 양극 샘플들 y_k의 극성을 검출하기 위한 제로(0)의 임계치를 갖는다. 여기서 부가적으로 주목해야 할 것은, 본 발명에 따른 비트 검출과 비교해서, D1은 2상에 대한 비트 검출을 매우 달리 실행한다.

다음에, 쌍비트 시그널링간의 성능에서의 비교 및 2상 변조가 설명될 것이다. 양쪽 포맷에 대해, 도 3의 실행에서, 검출기는 2진 슬라이서의 입력에서 전치검출 SNR을 계산하여 값을 구할 수도 있다. 이것은 고립된 부호가 전송되는 경우(예를 들어, ISI가 경시되는 경우)를 위해 분석적으로 행해졌고, 정합 필터의 입력에서의 잡음은 화이트가 된다. 이 결과들은 비트 검출기 성능상에서 정합 필터 한계(MFB; matched-filter bound)를 표시한다. 그러나 일반적으로, 슬라이서 입력에서 다소의 ISI의 잔여가 있을 것이다. 이는 q(t)가 니이키스트-1 펄스가 되도록 서보 필터의 임펄스 응답을 변경함으로써 억제될 수도 있다. 이 경우, 서보 필터는 효율적으로 전-응답 선형 등화기(FRLE)가 되고, q(t)는 등화된 시스템 응답으로 적용될 것이다.

D5에 5장을 참조하면, 전치-검출 SNR은 최소 잡음 향상으로 FRLE에 대해 수치적으로 계산될 수도 있고, 도 5에서, 여러 정규화된 정보 밀도들(D)을 위한 MFB와 비교된다. 도 5의 0dB 레벨은 밀도가 제로(0)인 것에 따라 쌍비트 시그널링에 대한 MFB이다. 그 계산들에 대해, t₅₀에 대한 고정값이 추정되고, D=t₅₀/T는 비트 주기를 변화시킴으로서 변경된다. 도 5에서, 최적의 2상 FRLE에 대한 성능은 사실상 MFB와 일치되는 것으로 도시될 수도 있다.

또한, 예를 들어, D∈[1.15...0.6]의 범위인 실제의 서보 밀도들에 대해, 2상 SNR들은 쌍비트 시그널링에 대한 것보다 양호하게 4dB정도이다. 또한, 상술된 것은 실제의 제5 차 아날로그 필터를 기초로하는 RF 2상 검출기에 대한 성능을 보여준다. 관심의 밀도 범위에서의 이 검출기에 대한 성능은 쌍비트 시그널링을 위해 MFB보다 더욱 뛰어나다.

다음에, PES 복조가 설명될 것이다. PES 버스트의 최적의 진폭 추정은 전체 PES 버스트에 정합된 필터를 통해 원칙적으로 실행가능하다. 그러나, PES 버스트는 ak=+1,+1...인 모두가 1인 시퀀스로 변조되는 2상에 따라 간주될 수도 있다. 이 관측치들을 사용하여, 완전히 동등한 PES 진폭 추정 X1은 버스트들이 지속시키면서, (종래의 공지된)데이터의 결과 및 2상 부호 응답에 정합된 필터의 샘플링된 출력을 적분시킴으로서 생성될 수도 있다. 그 결과의 복조기 구조는 도 6에 도시되고, 도 3의 검출기와 매우 유사하다.

전체의 버스트에서, 또는 그 기본 주파수에만 정합된 서보 필터들의 선능은 D2를 참조하면 분석적으로 계산되어 있다. 이들 정합된 필터 및 제 1 고조파 한계들(각각 MFB 및 FHB로 표시)은 도 7에 도시된다. 또한, 이하 설명되는 RF 2상 검출기의 서보 필터를 이용하는 복조기의 유사한 성능이 도시된다. 이 복조기의 성능은 사실상 FHB와 동일하다. 이는 필터가 대역 특성들(도 8에 도시)을 갖기 때문에 밀도 감소로 크기상에서 증가하는 PES의 기본 주파수의 기수의 고조파들을 거부한다.

PES 진폭 추정의 보통 이용되는 방법은 D3 및 D6을 보면, 영역 검출이다. 동기 정류기(a synchronous rectifier)에 의해 발생되는 중단 주파수 1.8/T를 갖는 제 5 차 저역통과 필터로 이루어진 영역 검출기의 성능은 또한 도 7에 도시된다. 저역통과 필터는 FHB에 유사한 성능을 유발하는 PES 버스트의 더 높은 고조파들을 효율적으로 억제한다.

다음에, 타이밍 회복이 설명될 것이다. 상술된 비트 검출 및 PES 변조 구성은 샘플링 위상에 대한 정확한 지식을 필요로 한다. 수신기의 입력에서 잡음이 화이트인 경우, 이 지식은 2상 정합 필터에 따라 타이밍 회복 루프에 의해 최적의 포맷으로 획득될 수도 있다. 기본적인 형태는 도 9에 도시된다. 여기서, 임펄스 응답 p(t)를 갖는 서보 필터는 2상 정합 필터를 실현한다. 도 3에서 비트 결정들

를 생성하기 위해 이용되는, 주된 출력 y(t) 외에, 필터는 또한 y(t)에서의 추출 y'(t)를 제공하는 제 2 출력을 갖는다. 이 추출은 샘플링되어, 비트 결정

로 승산된다. 이 결과의 외적(cross-product)은 전압 제어 발지기(VCO; voltage-controlled oscillator)를 위해 제어 신호를 제공하는 루프 필터(LF)를 발생시킨다. VOC를 위한 적절한 초기 위상은 예를 들어, y'(t)에서 작동하는 제로 위상 시작 회로에 의해 프리앰블의 개시에서 획득될 수도 있다.

말하자면, 도 9의 구성은 y(t)가 그의 극도의 값들 추정하거나 동등하게 y'(t)가 제로(0)인 샘플링 위상을 구하도록 시도한다. 9, 10장의 D5를 보면, 구성은 최대의 가능성 변화이고, 이는 재생 신호 r(t)에서 기본적으로 나타나는 모든 타이밍 정보를 근본적으로 추출하는 판단에 대한 최적조건이다. 이것은 실재 데이터 ak에 상관없이, 비트 결정들

이 정확하다고 제공할 뿐이다. 이와 같이, 타이민 회복은 서보 섹터를 통해 계속될 수도 있다. 프리앰블 및 PES 버스트들은 적절한 특례이다. 이 필드들에서, 데이터가 공지되어져

를 갖는 곱셈은 결정 오류들에 무관한 구성이 생략될 수 있다.

샘플링에서, 즉각 t_k=(k+△)T이고, 여기서 △는 단위들 T에 표시된 샘플링 위상 오류이고, 루프는 외적(결정 오류들의 부재에서)에 의해 구동된다.

여기서, q(t)는 초기에 정의된 등화된 시스템 응답이다. 이 외적은 루프에서 무작위 지터를 발생시키는 잡음 구성요소 u_k=a_k(n^*p)(t_k) 및 소망의 제어 정보를 제공하 는 데이터-종속 구성요소

를 갖는다. 명백하게,

이 신호는 루프에 의해 평균화될 것이며, 이와 같이, j=0조건이 제어 정보를 제공하는 무관한 무작위 데이터를 위해, 그 루프는 예를 들어, q(t)가 그의 피크를 추정하는 샘플링 위상에서 정착될, 제로에 q'(△T)를 강요하려고 할 것이다.

프리앰블 및 PES 버스트들이 a_k=1인 동안, 이와 같이,

이다. 무작위 데이터와 동일한 샘플링 위상에서의 루프 정착인 소망의 요구는 q'(t)가 t=0에 대해 반대칭일 경우와 교차한다. 도 10과 설계에 의하면, 이는 정합 필터에 대한 사실이고, 또한, RF 2상 서보 필터를 유지시킨다. 그러나, 무작위 데이터에 대해, j≠0 때, q'(jT)≠0이 되는 사실은 이것이 트캑킹 모드에서조차 루프에서 지터에 의존하는 임의의 패턴이 될 것이라는 것을 함축한다.

시뮬레이션들은 예를 들어, D=0.3의 밀도에서 RF 2상 서보 필터를 이용하는 루프 필터 없이도 한 루프 즉, 제 1 차 타이밍 회복 루프를 실행한다. 그 루프는 작은 위상 오류들에 대해서 대략적으로 선형이므로, 시간 상수 1/K_t를 갖는 지수의 스텝 응답을 갖고, K_t는 루프 이득이다. 서보 섹터의 개시에 있어서, 타이밍 루프는 프리앰블동안, 락(lock)을 획득하며, 통상 30 내지 40 사이클정도이며, 약 10 부호 간격들의 루프 시간 상수들은 실제 관심의 것이다. 프리앰블은 일반적으로 무작위 데이터(예를 들어, 트랙 어드레스, 동기 워드 등)의 여러 비트들을 따르며, 루프에서의 지터 의존의 패턴을 발생시킬 것이다. 루프 이득이 적당히 선택되는 경우, 그러나(도 11을 도시), 그러한 지터는 루프에 의해 효율적으로 억제될 것이다.

타이밍 회복 루프의 입력에서의 잡음은 또한 루프에서의 지터를 상승시킬 것이다. 오류 정정 코드에 의해 검출되지 않은 서보 데이터에 대한 적당한 요구는 10^-8보다 적은 비트 오류율(BER)이다. RF 2상 서보 필터에 따른 비트 검출기의 입력에서의 화이트 잡음에 대해, 이것은 15.8의 전치검출 SNR에 대응한다. 루프 이득(도 11을 도시)의 적절한 선택에 대해, 이 잡음 레벨에서의 총 루프 지터는 패턴 의존 지터의 효과들에 의해 약간만 제한될 것이다. 다음에, 열 어스퍼리티 핸들링이 설명될 것이다.

RF 2상 필터는 DC에서 더블 제로를 갖고, 효율적으로 열 어스퍼리티들(TA)을 억제하도록 기대될 수도 있다. 이는 정규화된 정보 밀도 D=0.3 및 25MHz의 서보 주파수에서 각각 25 와 800 ns의 상승 및 하락 시간 상수들로 4X TA에 필터의 응답을 도시하는 도 12에서 확인한다.

다음에, MS 비대칭 핸들링이 설명될 것이다. MR 헤드 비대칭들은 헤드/매체 시스템의 양과 음의 천이 응답들에 대한 다른 진폭들 A_p 및 A_n을 이용함으로써 개략적으로 모형화될 수 있다. 실제 시스템들에서, 비대칭의 정도

는 약 30%까지 될 수 있다. 전체의 복조기가 그런 비대칭들에 영향받지 않는 것은 분명히 바람직하다. 종래의 서보 복조기들은 양과 음의 펄스들을 분리하여 검출하고, 그러한 비대칭에 본래 민감하다. 비교하면, 검토중의 방법은 한 개의 샘플링 위상에서 각 비트 셀내의 모든 천이 응답들의 혼합 효과를 근본적으로 집중시키는 본질적으로 정합 필터를 포함한다. 이 집중 처리는 선형 최고위치에 대한 한 포맷이고, 비대칭의 효과를 크게 없앤다. 제 5 차 2상 FRLE 전과 후의 잡음-프리 아이-패턴들이 도 13에 도시된다. 비록 약간의 불균형이 필터후 아이-패턴에서 여전히 보이지만, 아이는 충분히 잡음의 존재상에서 신뢰할 수 있는 비트 검출을 허용하도록 오픈된다.

다음에, 임의의 다른 고밀도 포맷들이 설명될 것이다. 전술된 바와 같이, PES 버스트는 도 14a(상부)에 도시된 것에 따라 2상 변조 시퀀스 a_k=1,1,1...로 간주될 수도 있고, PES 버스트는 데이터 시퀀스 a_k=1.0,1,0...를 2상으로 변조시킴으로써 또한 획득될 수도 있다. 그 결과의 버스트는 두 개의 부호 간격들에 동등한 주기를 갖는다. 따라서, 주어진 PES 주기(일반적으로 PES SNR를 최대화하도록 선택된)에 대해, 요구되는 부호율은 두 개의 버스트 주파수기 될 것이다. 이는 부호율이 버스트 주파수와 등등한, PES 버스트를 위해 시퀀스 a_k=1,1,1..를 이용하는 포맷과 대조된다. 2개의 가능 포맷들은 부호율들의 차를 각각 반영하는 고밀도 및 저밀도 포맷들로 언급될 것이다.

T_PES인 주어진 PES 주기에 대해, 고밀도 포맷의 용도는 정규화 데이터 정보 밀도의 두배인 것을 함축한다. 이것은 전치 검출 SNR(도 15를 도시)의 상당히 증가되는 비용에서, 데이트 필드(들)의 길이를 반감한다.

도 14B를 도시하면, 향상된 성능은 4상으로 공지된 다소 더 복잡한 시그널링 포맷을 이용하여 획득될 수도 있다. 서보 영역상에 비트 시퀀스를 인코딩하는 4상의 일예는 도 14b에 도시된 AGC 필드의 주파수의 생성과 결합하여, 등식 f_bit=2.f_AGC을 만족하고, 후에 보면, f_bit는 비트주파수 f_Gray, f_sync 또는 f_AUX중 하나와 같다. 4상은 본질적으로 2상에 다르게 게재된 것이고, 또한 dc-프리이다. 비트들의 각 쌍은 하나이상의 천이들이 되고, 타이밍 내용의 존재는 여전히 확보된다. 고밀도 2상에 위해, 기간 T_PES=2T를 갖는 PES 버스트가 생성될 수도 있고, 이는 모두 1(또는 0)로 이루어진 시퀀스를 인코딩하는 4상에 의해 발생된다. 4상을 위한 정합 필터 한계는 이하 계산되고, 도 15에 도시된다. 실제 관심의 밀도들을 위해, 최적 밀도 D=0.32로부터 2의 요인내에 있는, 4상은 2개의 선형 밀도 및 확보된 타이밍 내용을 제외한 쌍비트 시그널링의 그것과 유사한 성능을 제공한다. 4상을 위한 근사의 최적 수신기 구조들은 예를 들어 D7 및 D8을 보면, 여기에서 개발되는 것과 유사하지만 다소 더 복잡하다.

결론적으로 4상 변조에 따른 서보 포맷이 제안된다. 서보 정보를 위해 일반적으로 이용되는 저선형의 밀도에서, 근사의 최대 가능성 PES 복조, 비트-검출 및 타이밍 회복은 2상 부호 응답에 개략적으로 정합된 등화기에 따라 단일 수신기로 가능한다. 등화기는 또한 MR 비대칭 및 열 어스퍼리스의 효과들을 뛰어나게 억제시키는 것을 제공한다. 쌍비트 시그널링에 따른 포맷을 비교할 때, 전치 검출 SNR(약 4dB)의 상당한 이득들 및 타이밍 내용이 성취된다. 제5 차 아날로그 필터에 따른 수신기의 시뮬레이션들은 그런 성능이 실행시 밀접하게 접근될 수도 있는 것을 도시한다.

서보 데이터 밀도들은 고밀도 2상 포맷을 채택함으로써 배가될 수도 있고, 그러나 이는 SNR w.r.t 쌍비트 시그널링에서의 상당한 손실을 유발시킨다. 개선된 성능은 증가된 수신기 복잡성의 비용을 제외한 포맷에 따른 4상으로 획득된다.

다음에, 쌍비트 시그널링을 위해 SNR 분석들이 제공될 것이다. 정치 필터 비트 검출을 위한 시스템 모형은 도 16에 도시된다. 여기서, 2진 데이터 부호들 a_k∈{1,0}은 부호 응답으로 선형 펄스 변조기를 통해 전달된다.

잡음 n(t)은 전력 스펙트럼 밀도 N₀을 갖는 화이트로 추정된다. 헤드/매체 시스템의 쌍비트 응답은 h_d(t)=2[g(t)-g(t-T/2)]이고, g(t)는 Eq.1로 정의된 로렌츠지안 펄스이다. hd(t)의 푸리에 변환 Hd(Ω)는

이다.

여기서, Ω는 시그널링 비율 1/T에 대응하는 Ω=1를 갖는 주파수의 정규화된 측정이다. 전달된 쌍비트에 응답하여, 정합 필터의 출력은 피크값 A를 갖는 대칭 펄스이고, 파스벌스 이론(Parsevals Theorem)을 이용하여 다음 식으로 표현될 수도 있다.

정합 필터의 출력에서의 잡음 변화는 다음식과 같다.

부호 '0'이 전송될 때, 어떤 출력도 없고, 비트 결정들은 임계치 A/2로 2진 슬라이서로 이루어질 수도 있다. 슬라이서의 입력에서의 전치검출 신호 대 잡음비 SNR_d는 다음식이다.

임의의 단일화 후, 다음식을 획득할 수 있다.

다음에, 2상 변조를 위한 SNR 분석이 설명될 것이다.

Eq.3을 이용하면, 2상 기호 응답 h_b(t)는 다음식에 의해 주어진다.

푸리에 변환 H_b(t)는 다음식과 같다.

2상 정합 필터의 출력은 양 및 음의 펄스로 이루어지고, 논리 '1' 및 '0'을 위해 2상 부호들에 대응한다. 따라서, 2진 슬라이서는 제로(0)의 임계치를 갖게된다. 이 경우, 전치검출 신호 대 잡음비 SNR_b는 다음식에 의해 주어진다.

이는 획득되도록 적분 테이블들을 위해 평균화될 수도 있다.

다음에, 4상 변조의 SNR 분석이 주어질 것이다. D9 및 D10을 도면, 4상은 자성 기록을 위해 소정의 프로퍼티들을 갖는 선형 2진 변조 코드로 공지된다. 부호율 1/T를 우수 및 기수 스트림들 a⁰m=a_2m 및 a¹ _m=a_2m+1로 세분화되는 부호율 1/T를 갖는 2진 스트림으로 간주하자. 데이터율 2/T에서의 2진 데이터 신호 b_n을 인코딩하는 4상은 다음식에 의해 주어진다.

c_qp(t)로 표시되는 4상 시그널링 펄스의 기본형은 다음식과 같이 표현될 수도 있다.

4상 부호 응답 h_qp(t), 예를 들어 4상 시그널링 펄스에 채널의 응답은 다음에 의해 주어진다.

이것의 푸리에 변환 H_qp(t)는 다음식과 같다.

2상에 따라, 전치검출 신호 대 잡음비 SNR_qp는 다음식에 의해 주어진다.

임의의 단일화 후, 다음식과 같이 된다.

다음에, RF 2상 검출기에 대해 설명될 것이다.

도 17에 도시된 바와 같이, 이 접근에 기초가 되는 기본 관측치는 NRZ의 'RF 변조된' 버전으로 간주될 수 있다는 것이다. 여기서, NRZ 신호 d(t)는 2상 신호 m(t)를 산출하기 위해 기간 T의 동기, 2진, 클록 신호 c_i(t)에 의해 승산된다. 2상에 대한 상술된 설명은 복조/검출이 다음의 방법(D11를 보면)에서 실행될 수 있다는 것을 나타낸다: 먼저, 수신된 2상 신호는 클록 신호 c_i(t)로의 승산에 의해 '동기적으로 복조된'것이고, n.f_AGC(후에 보면)에 동등한 클록 주파수를 갖으며, 그 뒤 비트 검출은 NRZ에 적합한 방법으로 실행된다. 후자의 단계는 기본적으로 적분 및 덤프 필터를 필요로한다. 이것은 도 18의 검출 형태를 발생시킨다. 재생 신호 r(t)는 임펄스 응답 w₂(t)를 갖는 서보 필터에 의해 필터링된다. 필터 출력은 인-위상 클록 c_i(t)로 동기적으로 승산되고, T초 폭의 간격들을 연속 거쳐 적분된다. 각각의 간격의 끝에서, 적분의 기호는 결정되어 비트 결정으로 기능한다. 수치적으로, 결정 변동 Z_2,k는 다음식과 같이 표현된다.

kT의 경우 시그널링 펄스 중심들에 대응한다. 이는 Eq.3에 정의된 요소의 2상 부호 c_b(t)에

대해 부가적으로 단일화될 수도 있다.

'*'는 회선(convolution)을 표현한다. 이 분석은 도 18 형태가 임펄스 응답들 w₂(t)과 p(t)가 p(t)=(w₂ ^*c_b(-t))(t)에 관련되는 것이 제공되는 도 3의 것과 동등하다. 이 상태가 계속되면, 도 18 형태(슬라이서를 제외)는 임펄스 응답 p(t)를 갖는 서보 필터를 실현하는 대안의 방법이 될 수도 있다. 이 동등한 서보 필터는 RF 2상 서보 필터로 지징될 것이다.

서보 필터가 2상 부호 응답에 정합되면, 예를 들어 p(t)=h_b(-t)인 경우, 2개의 형태들의 등가성은 w₂(t)=f(-t)일 때 획득되고, f(t)는 자성 기록 채널의 임펄스 응답이다. 다른 블록들이 상대적으로 정확히 실현될 수도 있기 때문에, 도 18 형태의 성능은 w₂(t)=f(-t)가 실현될 수도 있는 정확성에 의존하게 된다. 그러나, 도 18 형태의 동기 복조기의 직렬 및 적분 및 덤프 필터가 소망의 응답의 부분을 효율적으로 실현할 수도 있기 때문에, 이 작업은 h_b(t)를 직접 실현하는 것보다 상대적으로 덜 복잡하다. w₂(t)을 실현하는 하나의 방법은 제 1차 고역통과 필터 및 두 개의 제 2차 저역통과 필터들로 구성된 제 5차 아날로그 필터를 이용한다. 최적 필터 파라미터들은 단일 검색(테이블 1을 보면)을 통해 전채검출 SNR를 최적화하는 컴퓨터 프로그램에 의해 결정된다.

테이블 I. 여러 정규화된 정보 밀도들 D을 위한 최적 필터 파라미터들. 표기: Ωc는 제 1차 섹션에 대한 컷-오프 주파수를 표시하고, 제 2차 섹션들에 대한 공진 주파수(resonance frequency)는 시그널링 비율 1/T에서 Ω=1가 같이 정규화된다; Q는 양질의 요인을 나타낸다.

다음에, 최적 PES 복조가 설명될 것이다. PES 버스트의 자화 패턴은 다음식과 같이 모형화된다.

a_k는 PES 버스트를 생성하기 위해 이용된 (양극) 데이터 시퀀스이다. N은 PES 버스트에서 사이클의 수를 나타낸다. c(t)는 2상 또는 쌍비트 부호 응답이다. 통신 재생 신호 r(t)는 r(t)=A×(t)n(t)에 따른 m(t)의 필터링된 잡음 버전이고, A는 버스트 증폭이며,

최적 PES 복조는 r(t)를 임펄스 응답이 전체 PES 버스트에 정합된 필터에 적용함으로서 가능해진다. n(t)가 화이트이면, 이것은 d(t)=x(-t)을 함축한다. 정합 필터 출력 v(t)는 최적 PES 추정 v(0)을 획득하기 위해 t=0일 때 샘플링된다.

y(t)는 r(t)에서 동작하는 임펄스 응답 h(-t)을 갖는 필터의 출력으로 인식된다. 이것은 이하 설명될 정합 필터이다.

다음에, 발명에 따른 하드 디스크 서보 필드의 형식이 설명될 것이다. 도 19는 그러한 형식의 일례를 나타낸다. 서보 필드는 AGC 신호가 저장된 AGC 필드(190), 부호화 동기 비트 시퀀스가 저장된 동기 필드(192), 부호화 그레이 비트 시퀀스가 저장된 그레이 코드 필드(194), 위치 추적 기호가 저장된 PES 필드(196), 반복적 런-아웃 및 디스크 헤드 특성에 대한 데이터등과 같은 보조기억에 대한 데이터가 저장된 보조 필드(198)를 포함한다. AGC 필드는 쌍비트 시퀀스 포맷에서 AGC 신호를 포함한다.

소정의 회전속도를 회전하는 하드 디스크의 AGC 필드에 AGC 신호를 기록하는 것은 상기 필드에서 주파수 f_AGC를 포함하는 정방 웨이브 신호를 기록함으로써 이루어진다. 동일한 소정의 회전속도로 회전하는 하드 디스크에서 AGC 신호를 판독할 때, 정현형 재생 신호는 주파수 f_AGC를 갖게 실현된다.

동기 필드(192)는 본 발명에 따라 양호하게 2상 인코딩되거나 4상 인코딩된 동기 비트 시퀀스인 인코딩된 동기 비트 시퀀스를 포함한다. 특히, 동기 비트 시퀀스가 인코딩된 p상의 상태가 될 수 있고, p>2이다. 또한, 서보 필드의 인코딩된 동기 비트 시퀀스는 다음 관계를 만족하는 비트주파수 f_sync를 갖는다.

f_sync/f_AGC=n₁

n₁은 n₁>1인 정수이다. 특히, n₁은 1 또는 2와 동일하다. 일예에 따라, 도 1에서, n₁=1이고, 반면에 도 14(상부)에서, n₁=2이다.

그레이 코드 필드(194)는 서보 필드가 존재하는 트랙을 식별하는 인코딩된 그레이 비트 시퀀스를 포함한다. 그레이 비트 시퀀스는 다시 바람직하게 2상 인코딩된 포맷 또는 4상 인코딩된 포맷이다. 또한 일반적으로, 인코딩된 그레이 비트 시퀀스는 비트주파수(f_Gray)를 가지며, 다음 관계를 만족한다.

f_Gray / f_AGC = n₂

여기서, n₂는 n₂≥1을 유지하는 정수이다. 특히, n₂는 상기에 설명된 것과 같이 다시 1 또는 2와 동일하다. 일반적으로, n₁=n₂이다.

PES 필드(196)는 일반적으로 AGC 필드(190)와 같은 주파수를 갖는다. AUX 필드(198)는 그레이 코드 필드(194) 및 동기 필드(192)와 같은 방법으로 인코딩된다. 그러한 것은 보조 비트 시퀀스가 바람직하게 2상으로 인코딩된 포맷 또는 4상으로 인코딩된 포맷일 수 있다는 것을 의미한다. 일반적으로, 인코딩된 보조 비트 시퀀스가 비트주파수(f_AUX)를 갖는 다는 것이 언급될 수 있으며, 하기의 관계를 만족한다.

f_AUX / f_AGC = n₃

여기서, n₃은 n₃≥1을 유지하는 정수이다. 특히, n₂는 상기에 설명된 것과 같이 다시 1 또는 2와 동일하다. 일반적으로, n₁=n₂=n₃이다.

상기에 설명된 비트-검출, 타이밍 회복 및 PES-복조를 병합함으로써, 도 21의 서보 복조기 회로가 획득될 수 있다. 도 21의 회로도는 단지 원리들을 나타내는 것을 의미하고, 실제 복조기에서 필요하게 될 모든 기능성을 반영하지 않으며 실제 복조기의 블록도를 정확히 반영하지도 않는다.

도 21의 2개의 스위치들(214, 216)은 서보 버스트(또는 서보 필드)의 가변 필드들 간의 위치를 변경하며, 그 초기 위치(AGC 필드를 의미함)가 표시된다. 재생 신호(r)는 AGC 루프의 부분을 형성하는 변동-이득 증폭기(VGA)(210)에 인가된다. 서보 필터(212)는 VGA 출력 상에서 동작하고, 타이밍을 회복하기 위해 사용되는 보조 출력(y') 뿐만 아니라 자동 이득 제어, 비트-검출 및 PES 복조를 위해 사용되는 주요 출력(y)을 갖는다. 0-위상 시작(ZPS) 회로(220)는 AGC 필드의 시작에서 적당한 초기 VCO 위상을 제공하기 위해 y'에서 동작한다. 상기 관점에서 VCO 제어는 y의 샘플링된 추출에 기초한다.

AGC 필드동안, y는 AGC에 대한 제어 신호를 얻기 위해 추출된 클록 신호인 2진 VCO 출력(s(t))과 승산된다. AGC 필드의 끝에서, 2개의 스위치들(214, 216)은 '데이터(data)' 위치에 놓인다. 결과적으로, VGA 이득은 고정되고, VCO 제어는 y'의 샘플링된 버전과 검출된 데이터(

)의 외적에 기초한다. 후자의 시퀀스는 소거된 지역(또는 3진법 슬라이서(ternary slicer))의 비트-검출기(224)를 거쳐 얻어지며, 결정들이 신뢰할 수 없을지라도 0이 된다.

에서 동작하는 프레임-동기 검출기(FSD)(226)는 프레임-동기 마크를 식별하게 위해 사용한다.

제 1 PES 버스트의 시작에서, 스위치(214)는 디지털 PES 추정을 형성하기 위해 적분 DAC(228)를 허가하는 'PES' 위치에 놓인다. 상기 적분 DAC는 AGC 루프에서 적분기(230)에 정확하게 정합된다. 제 2 PES 추정은 동일한 방법으로 얻어진다. PLL은 AGC 필드를 넘어선 결정-규제 모드에서 동작하기 위해 계속된다.

등가 회로도는 서보 필드들에 저장된 4상 인코딩된 신호들을 검출하기 위해 얻어질 수 있다. 주요한 차이점은 2개의 3진법 슬라이서들이 다음의 이유를 위해 필요하다는 것이다. 4상 인코딩된 신호들의 검출은 데이터 시퀀스에서 우수 및 기수를 개별적으로 검출하고 처리함으로써 실행된다. 이것은 병렬 처리되며, 우수 비트들에 비교되는 기수 비트들에 대해 시간적으로 이동되어 처리된다. 한가지 주목할 것은 2개의 3진법 슬라이서들이 필요로된다.

가변 차이들은 D1과 본 발명 사이에서 한정될 수 있다. 첫 번째로, D1은 '와이드 2상(wide bi-phase)'과 관련되지만, 본 발명은 2상과 관련된다. 또한, 본 발명에 따라서, 그레이 코드 필드의 비트주파수와 주파수(f_AGC), 동기 필드 및 보조 필드 사이에 관계가 설정된다. D1에서, 그레이 코드 필드의 비트주파수와 데이터 필드들에서 사용자 데이터의 비트주파수 사이에 관계가 설정된다. 또한, D1에서, 데이터 필드들에서 사용자 데이터를 검출하기 위한 존재 판독 채널 회로는 서보 필드들에서 2상 인코딩된 데이터를 검출하기 위한 회로로 변환된다. 그러나, 본 발명에 따라서 특별히 만들어진 회로는 서보 필드들에서 p상 인코딩된 데이터를 검출하고 서보 필드들 전체에서 클록 신호를 구동하기 위한 가능성과 같은 부가 이점들을 야기시키기 위해 개발되었다. 이것은 D1과 비교해서 다른 것들 사이에서 도 21의 서보 필터(212)에 대한 대역통과 필터의 사용을 허가하며, 같은 위치에서 저역통과 필터를 사용한다. 따라서, 도 21의 회로는 DC 오프세트들에서 덜 민감하고 어스퍼리티들을 야기시킴으로써, 더 높은 신호 대 잡음비를 나타낸다.

본 발명은 바람직한 실시예들과 관련하여 설명되었지만, 이것은 제한적인 예들이 아니라는 것이 이해되어야 한다. 따라서, 청구항에 의해 한정되는 것과 같이 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 다양한 변형들이 이 기술 분야에 숙련된 사람들에게 명백해질 것이다. 도한, 임의의 참조 기호들은 청구항의 범위를 한정하지 않는다. 판독 장치에 통합되는 한, 본 발명은 하드웨어 및 소프트웨어 모두의 수단으로 구현될 수 있으며, 다양한 "수단"이 하드웨어의 동일한 항목으로 표현될 수 있다. 단어 '포함하는(comprising)'는 청구항에 나타낸 것들 외의 다른 요소들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다. 또한 요소에 선행하는 단어 "a 또는 an"은 다수의 상기 요소들의 존재를 배제하지 않는다. 또한, 본 발명은 각각의 및 모든 새 로운 특징 또는 특징들의 조합에 놓여있다.

Claims

디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들이 제공된 디스크를 포함하고, 하나의 트랙은 데이터 필드들과 교대되는 서보 필드들을 포함하고,

하나의 서보 필드는 AGC 신호가 기록되는 AGC 필드와, 인코딩된 그레이 비트 시퀀스가 기록되는 그레이 코드 필드를 포함하며,

하나의 데이터 필드에는 데이터 정보 신호가 기록되는, 상기 디스크 장치에 있어서,

상기 AGC 신호는 주파수 f_AGC를 갖고, 상기 그레이 비트 시퀀스는 비트주파수 f_Gray를 갖고, 상기 주파수들은 하기의 관계:

f_Gray/f_AGC=n을 만족하며,

여기서 n은 n≥1을 유지하는 정수이고,

상기 그레이 비트 시퀀스는 p상 변조 코드(p-phase modulation code)에 따라 인코딩되며, 여기서 p는 p>1을 유지하는 정수인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들이 제공된 디스크를 포함하고, 하나의 트랙은 데이터 필드들과 교대되는 서보 필드들을 포함하고,

하나의 서보 필드는 AGC 신호가 기록되는 AGC 필드와, 인코딩된 동기 비트 시퀀스가 기록되는 동기 필드를 포함하며,

하나의 데이터 필드에는 데이터 정보 신호가 기록되는, 상기 디스크 장치에 있어서,

상기 AGC 신호는 주파수 f_AGC를 갖고, 상기 동기 비트 시퀀스는 비트주파수 f_sync를 가지며, 상기 주파수들은 하기의 관계:

f_sync/f_AGC=n을 만족하며,

여기서 m은 n≥1을 유지하는 정수이고,

상기 동기 비트 시퀀스는 p상 변조 코드에 따라 인코딩되며, 여기서 p는 p>1을 유지하는 정수인 것을 특징으로, 디스크 장치.
디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들이 제공된 디스크를 포함하고, 하나의 트랙은 데이터 필드들과 교대되는 서보 필드들을 포함하고,

하나의 서보 필드는 AGC 신호가 기록되는 AGC 필드와 인코딩된 보조 필드 비트 시퀀스가 기록되는 보조 필드를 포함하며,

하나의 데이터 필드에는 데이터 정보 신호가 기록되는, 상기 디스크 장치에 있어서,

상기 AGC 신호는 주파수 f_AGC를 갖고, 상기 보조 비트 시퀀스 비트주파수 f_AUX를 가지며, 상기 주파수들은 하기의 관계:

f_AUX/f_AGC=n을 만족하며,

여기서 n은 n≥1을 유지하는 정수이고,

상기 보조 비트 시퀀스는 p상 변조 코드에 따라 인코딩되며, 여기서 p는 p>1인 정수인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서,

n=1 또는 2인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제1항에 있어서,

상기 인코딩된 그레이 비트 시퀀스는 2상 인코딩된 비트 시퀀스(p=2)인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제2항에 있어서,

상기 인코딩된 동기 비트 시퀀스는 2상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제3항에 있어서,

상기 인코딩된 보조 비트 시퀀스는 2상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제1항에 있어서,

상기 인코딩된 그레이 비트 시퀀스는 4상 인코딩된 비트 시퀀스(p=4)인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제2항에 있어서,

상기 인코딩된 동기 비트 시퀀스는 4상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제3항에 있어서,

상기 인코딩된 보조 비트 시퀀스는 4상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제1항 내지 제3항 또는 제5항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 서보 필드는 제로 위상 재시작 필드(zero phase restart field)가 없는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제5항 또는 제8항에 있어서,

상기 장치는:

상기 디스크상의 트랙에서 정보를 판독하는 판독 수단과,

상기 트랙에서 판독된 상기 정보를 대역통과 필터링하는 대역통과 필터 수단과,

상기 대역통과 필터링된 정보에서 상기 그레이 비트 시퀀스를 검출하는 검출 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제12항에 있어서,

상기 장치는 상기 그레이 코드 필드에 저장된 상기 인코딩된 그레이 비트 시퀀스로부터 클록 신호를 추출하는 추출 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제13항에 있어서,

상기 추출 수단은 상기 동기 필드에 저장된 상기 인코딩된 동기 비트 시퀀스로부터 상기 클록 신호를 추출하도록 더 적응되는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제13항에 있어서,

상기 서보 필드는 위치 오류 신호(PES; position error signal) 필드를 더 포함하며, 상기 추출 수단은 상기 PES 필드에 저장된 상기 신호로부터 상기 클록 신호를 추출하도록 더 적응되는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제15항에 있어서,

상기 추출 수단은 적어도 하나의 3진 슬라이서(ternary slicer)를 포함하는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제5항 또는 제8항에 있어서,

상기 장치는:

상기 디스크상의 트랙에서 정보를 판독하는 판독 수단과,

상기 트랙에서 판독한 상기 정보를 대역통과 필터링하는 대역통과 필터 수단과,

상기 대역통과 필터링된 정보를 동기적으로 복조시키는 동기 복조 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.
제17항에 있어서,

상기 동기 복조 수단은 n.f_AGC와 동일한 주파수를 갖는 클록 신호를 발생시키는 클록 신호 발생 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는, 디스크 장치.