KR20010053053A - 디스크들을 위한 서보 포맷, 바람직하게는 하드디스크 - Google Patents

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KR20010053053A
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코피 에이. 에이. 마킨와
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요트.게.아. 롤페즈
코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

새로운 매입형 서보 포맷은 디스크 드라이브들, 즉 양호하게 하드 디스크 드라이브들에서 사용하기 위해 제안된다. 이것은 2-위상 변조(일반적으로, p-위상 변조, p＞1)에 따르고, 존재하는 포맷들 이상의 SNR의 조건 및 타이밍 내용에서 의미있는 장점들을 제공한다. 이것은 통상적으로 서보 정보를 위해 이용되는 저선형 밀도들에서, 2-위상을 위해, 선형 최대 가능 실행이 풀-응답 선형 등화 및 2진법 슬라이서로 구성된 샘플의 비트 검출기에 의해 획득될 수도 있다. 일반적으로 쌍비트 신호의 기술을 이용하기 위해 최적 검출기와 비교하면, 약 4dB의 SNR 이득이 성취된다. 동일한 등화는 선형 최대 가능 위치 오류 신호(PES) 진폭 추정 및 타이밍 회복을 위한 원리로서 이용될 수도 있다. 종래의 선형 밀도들에서, 제 5차 아날로그 필터에 따라 실제의 서보 복조기를 실행하는 연구들은 그 이상의 실행에 밀접하게 접근되는 것을 보여준다. 등화는 대역 특성을 갖고, 열 어스퍼리티들 및 자석 저항(MR) 헤드 비대칭의 효과들을 뛰어나게 억제한다.

Description

디스크들을 위한 서보 포맷, 바람직하게는 하드디스크{A servo format for disks, preferably hard disks}
이러한 디스크 장치는 미국 특허 5,661,760에 개시되어 있다. 일반적으로, 하드디스크는 복수의 순환 영역들(zones)로 나누어진다. 도 20은 이러한 하드디스크의 일부를 개략적으로 도시한다. 도 20의 영역들(z1,z2,z3)과 같은 각각의 영역에서, 데이터는 실질적으로 일정한 비트율을 갖는 순환 회로의 기록/판독되지만, 하드디스크 상에 놓인 실제의 영역들을 부가하기 위해 증가된다. 하드디스크의 회전 속도 vd가 일정하기 때문에, 이러한 것은 하드디스크 상에서 실질적으로 일정한 데이터 밀도가 된다. 각각의 트랙은 데이터 필드들로 교체되는 서보 필드들을 포함한다.
서보 필드들은 하드디스크 상에 소위 서보 스포크(servo spoke)들로 형성된다. 이러한 스포크들(s1내지 s4)중 4개는 도 20에 도시된다. 스포크들은 판독/기록 헤드를 하드 디스크상에 위치시키기 위해 지원하는 미리레코딩된 서보 신호들의 포맷로 존재한다. 서보 신호들은 하드 디스크상에 2가지 방법들로 레코딩될 수 있다. 제 1 방법에 있어서, 하드디스크상에 반지름 위치(radial position)에 관계없이, 서보 신호들은 일정한 주파수로 기록된다. 이 방법은 또한 외견상 하드 디스크상에 위치하는 위치들을 위해 스포크들의 폭이 증가시킨다. 이러한 배치에서, 서보 필드들에 있어서의 신호들의 주파수는, 따라서 하드 디스크상에 기록된 데이터의 비트 전송률과는 무관하다. 제 2 방법에 있어서, 서보 필드들에 있어서의 신호들의 주파수는 영역들에서 기록되는 데이터의 비트전송률에 관련된다. 이 방법은 평균적으로, 상술된 제 1 방법에 따라 서보 필드들보다 짧은 서보 필드들이 된다. 도 20은 여러 영역들의 블록 영역들에 의한 제 2 방법에 따라 레코딩되는 서보 필드들을 도시한다. 또한, 제 1 방법에 따라 레코딩될 때, 스포크(S1)에 도시된 바와 같이, 서보 필드들은 블록 부분과 헤치된 부분에 의해 표시되는 디스크상에 일부분을 점유시킨다.
본 발명은 디스크 장치들에 관한 것으로, 특히 디스크상에 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들을 구비한 디스크, 데이터 필드들로 교체되는 서보 필드들 갖는 트랙 및 AGC필드안에 레코딩된 AGC 신호를 갖는 AGC 필드와 그레이 코드 필드안에 레코딩된 인코딩된 그레이 비트 시퀀스를 갖는 그레이 코드 필드와 데이터 필드안에 데이터 정보 신호를 레코딩하는 데이터 필드를 포함하는 서보 필드를 구비한 하드 디스크 장치에 관한 것이다.
도 1은 쌍비트 및 2-위상 신호 포맷들을 도시하는 도면.
도 2는 표준화 정보 밀도 D=0.3에서 대응하는 정합 필터(matched filter)의 쌍비트 응답 hb(t)(파선) 및 출력 -qb(t)(실선)을 도시하는 도면.
도 3은 비트 검출기의 블록도를 도시하는 도면.
도 4는 표준화 정보 밀도 D=0.3에서, 대응하는 정합 필터의 2-위상 응답 hb(t)(파선) 및 출력 -qb(t)(실선)을 도시하는 도면.
도 5는 2-위상 및 쌍비트 신호를 위한 전치검출 신호 대 잡음비들을 도시하는 도면. [실선들 : 정합 필터 한계선들; 파선들 : 최소 잡음에 대한 개선의 풀-응답 선형; 셔클들: RF 2-위상 검출기.]
도 6은 2-위상 인코딩된 신호들의 PES 복조기를 도시하는 도면.
도 7은 여러 PES 복조기들의 신호 대 잡음비들을 도시하는 도면. [22 셔클들로 구성된 PES 버스트(burst)의 처음 및 최종 셔클들은 복조되지 않는다. 실선들: MFB 및 FHB; 셔클들: RF 2-위상 서보 필터; 크로스들: 영역 검출기.]
도 8은 2-위상 부호 응답(실선)과 RF 2-위상 서보 필터(파선들)의 D=0.3에서 진폭-주파수 특성들을 도시하는 도면.
도 9는 2-위상 신호들의 최적 타이밍 회복 셔클을 도시하는 도면.
도 10은 D=0.3에서 2-위상 정합 필터(실선들) 및 RF 2-위상 필터(파선)을 위해, 예를 들어 q'(t)와 같은 등화된 시스템 응답에서의 추출(derivative)을 도시하는 도면.
도 11은 잡음의 부재(실선들) 에 있어서의 1차 타이밍 회복 루프를 위해 D=0.3와 10＾{8}의 BER(파선들)에서의 지터 대 시간비를 도시하는 도면.
도 12는 RF 2-위상 서보 필터의 입력(상부) 및 출력(하부)에서 4x 어스퍼리티(asperity)로 프리앰블(preamble)을 도시하는 도면.
도 13은 표준화 정보 밀도 D=0.3에서 2-위상 및 쌍비트 신호에 대해 아이 패턴들상의 30|%의 MR 비대칭의 효과를 도시하는 도면.
도 14a는 하이 및 로우 밀도 2-위상 포맷들을 도시하는 도면.
도 14b는 4-위상 포맷을 도시하는 도면.
도 15는 표준화 PES 밀도 즉,DPES=t50/TPES의 함수로서 여러 신호 포맷들을 위해 정합 필터 한계선들을 도시하는 도면.
도 16은 쌍비트 신호를 위한 시스템형을 도시하는 도면.
도 17은 2-위상의 RF 설명을 도시하는 도면.
도 18은 RF 2-위상 검출기를 도시하는 도면.
도 19는 서보 필드의 포맷을 도시하는 도면.
도 20은 트랙들에서 데이터 필드들로 교체되는 서보 필드들을 구비한 하드 디스크를 도시하는 도면.
도 21은 2-위상 인코딩된 신호들을 위해 서보 복조기의 회로도.
본 발명은 디스크상의, 양호하게는 하드 디스크상의 서보 필드들에서의 신호들을 위해 개선된 포맷를 제공하는 것을 목적으로 한다. 본 발명은 상술된 2개의 포맷들중 어느 한 포맷에 적용된다. 본 발명에 따라, 도입부에 정의된 바와 같이, 디스크 장치들은 AGC 신호가 주파수 fAGC를 갖고, 그레이 비트 시퀀스가 비트주파수 fGray를 갖으며, 주파수들이 다음의 관계를 만족하는 것을 특징으로 한다.
fGray/fAGC=n
n은 n≥1을 유지하기 위한 정수이고, 그레이 비트 시퀀스는 p-위상 변조 코드에 따라 인코딩되며, p는 p＞1을 유지하기 위한 정수이다.
본 발명은 후술되는 사항에 따른다. 동기 필드 및 보조 필드(어떤 출판물에서는 RROC 필드로 불림)와 같은, 그레이 코드 필드에 저장된 그레이 비트 시퀀스와 양호하게 다른 필드들에 저장된 비트 시퀀스들을 위해 p-위상 변조 코드를 사용하여, 신호 대 잡음비가 증가되고, 예를 들어, 쌍비트(dibit) 신호와 비교된다. 또한, fGray/fAGC=n의 요건에 결합하여, n은 n≥1을 유지하기 위한 정수이고, 클록 추출이 향상되어, 이러한 필드들을 통해 가능해 진다. 그 결과, AGC 필드가 단축될 수 있고, ZPR(=제로 위상 재시작)필드 없이도 실행될 수 있다. 각 청구항 2항 및 3항에 따라, fsync/fAGC및 fAUX/fAGC위해 동등한 관계가 존재한다. 비율 n은 fGray, fsync및 fAUX과 동등할 필요는 없지만, 동등한 것이 바람직하다.
2-위상(bi-phase) (p=2)에 있어서, n에 대한 양호한 값들은 1과 2이다. n 값의 선택은 높은 밀도가 지향되는지, 또는 잡음비에 대한 증가 신호가 목표인지에 따른다. 4-위상(p=4)에 있어서, n에 대한 바람직한 값은 2이다. 잡음비에 대한 n 신호의 높은 값들은 소정의 값보다 적게 감소한다. p=3인 변조 코드들은 특히 광디스크들에 적용된다
본 발명의 이들 및 다른 측면들은 도면의 설명으로 보다 명백해질 것이다.
매입형-서보 시스템들은 통상적으로 하드디스크 드라이브들에서 판독/기록 헤드 위치를 결정하기 위해 이용된다. 이러한 시스템들에 있어서, 디스크 영역은 데이터 섹터들에 분산(interspersed)된 좁은 폭의 서보 섹터들로 분할된다. 헤드 위치는 서보 섹터들 위를 통과하는 것에 따라 판독 헤드의 출력을 처리함으로써 결정된다. 하치(coarse)의 위치 정보는 데이터 필드들에 기록된 트랙 어드레스들을 판독함으로써 획득된다. 후자는 통상적으로 트랙들의 폭을 가로지르는 주기적인 자화 패턴들 오프셋 반지름(periodic magnetization patterns offset radially)으로 구성된다. 헤드가 여러 PES 버스트들 위를 통과하기 때문에, 판독-헤드 위치(트랙 센터에 대한)는 재생 신호의 진폭으로부터 결정될 수도 있다.
PES 버스트들에 있어서, 부가의 화이트 잡음을 갖는 로렌츠지안(Lorentzian) 헤드/미디어 시스템, 문서 D2를 보면, 신호 대 잡음비(SNR)은 최적의 버스트 주기 T3.281.t50에서 극대화되고, t50은 하프 진폭(half amplitude)에서 플러스 폭을 나타낸다. 동등하게는, 표준화 정보 밀도 D에서는 t50/T와 동등하고, 시스템은 밀도 D0.3에서 이상적으로 동작할 것이다. 이것은 데이터 섹터들의 표준화 정보 밀도보다 매우 낮은 수치이며, 일반적으로 1.5 내지 3 사이이다. 트랙 어드레스와 같은 서보 섹터들내의 수치의 정보를 기록하는 일반적인 방법은 도 1(상부)에 도시되고, 쌍비트 신호로써 불리어질 것이다. 여기서, 데이터의 논리 '1'비트는 예를 들어 T/2초로 떨어져 공간화된 두 개의 변이인 쌍비트에 의해 표시되고, 데이터의 논리 '0'비트는 일정한 자화에 의한 표시된다. 비트 셀들은 T초 만큼이고, 변이들간에 T/2초정도의 최소의 공간을 확보한다. (사용자)데이터의 비크 시퀀스에 대한 비트주파수는 fbit로 정의되고, 여기서, fbit=1/T이다.
재생 처리동안, 각각의 논리'1'은 예를 들어 상반된 양극단의 펄스들과 유사한 로렌츠지안인 두 개의 부분적으로 중복된 쌍비트 응답을 생산하는 반면, 논리'0'은 아무 출력도 생산하지 않는다. 1개의 2진법 부호 '캐리들'이 에너지(변이의 포맷으로)이므로, 이는 SNR의 견해에서 분명히 서브-최적조건이다. 2-위상 변조는 공지된 다른 신호법으로, 보다 적절하다.
2-위상 변조에서, 도 1(하부)에 도시된 바와 같이, 각각의 비트 셀의 제 2 하프는 단순히 제 1 하프를 역으로 하고, 비트 셀들은 T초 정도이다. 이 원리를 이용하여, 2개의 고유 비트 셀 패턴들은 2개의 2진법 부호들에 대응하여 생성될 수도 있다. 변이들 간의 최소의 간격은 쌍비트 신호에 대한 것과 동일하나, 변이들은 SNR의 획득을 표시하는 모든 2진법 부호들에 의해 바로 생성된다. PES 버스트들에 대해 요구되는 주기적인 자화 패턴은 예를 들어 "1,1,1,...1'과 같이 모두가 1인 시퀀스를 변조시키는 2-위상에 의해 확보된 2-위상의 변조된 시퀀스로 또한 여겨질 수도 있다. 그 결과에 인한 버스트는 T초의 주기를 갖는다. 2-위상 변조의 유용성은 모든 신호 펄스가 중간-비트 변이를 갖는다는 것이다. 상술된 것은 타이밍 회복(timing recovery)이 데이터 필드들보다 우선적으로 위치된 특정 프리앰블에 한정하지 않지만, 전체 서보 섹터를 걸쳐 계속될 수도 있다는 의미이다. 따라서, 임의의 이러한 프리앰블은 예를 들면, 서보 섹터 영역을 보존하기 위해 단축(연관 타이밍 회복에 대한 요구들에 대해)될 수도 있다.
다음 설명에서, 서보 비트-검출, PES 진폭 추정 및 타이밍 회복에 대하여 2-위상 변조에 근거하는 서보 포맷에 대한 관련성이 제공될 것이다. 또한, 쌍비트 신호 및 2-위상 변조를 위해 비트 검출에 대한 실행 한계들이 표시된다. 2-위상에 대해서, 근사의 최적 실행은 풀-응답 선형 등화기(FRLE; a full-response linear equalizer) 및 2진법 슬라이서를 기초로하는 단순 복조기에 의해 실현될 수 있다. 또한, 실제의 제 5 차 아날로그 필터를 기초로하는 2-위상 복조기의 실행이 표시된다. 또한, 최적의 PES 진폭 추정을 위한 실행 한계들은 실제의 FRLE를 기초로하는 복조기의 실행과 비교된다. 근사의 최적 타이밍 회복 계획이 설명되고, 다소의 시뮬레이션 결과들이 표시된다. 부가하여, 열 어스퍼리티들(TA) 및 MS-헤드 불균형으로 인한 장애들을 제거하기 위해 2-위상 FRLE의 능력이 평가된다. 최종적으로, 두 개의 대안, 즉, 고밀도 포맷들이 설명 및 평가되는데, 하나는 변경된 2-위상 포맷인 반면, 다른 하나는 4-위상로 공지되는 삽입되어 있는 다른 2-위상을 이용한다.
다음에, 쌍비트 신호의 비트 검출이 설명될 것이다. 서보 복조기들에 있어서의 D3을 보면, 재생 신호는 고차수의 저역 필터를 통해 통과된 후, 피크 검출기는 각각의 변이들에 의해 생성된 펄스들을 검출하기 위해 이용된다. 따라서, 데이터 신호를 이용하는 데이터 기록에 대해, 상반대 양극단의 2개의 연속 펄스들의 검출은 논리 '1'의 수신을 표시하는 반면, 검출된 펄스들의 부재는 논리 '0'의 수신을 표시한다. 사실상 최적의 기본적으로 보다 신뢰성 있는 쌍비트 검출 방법은 D4를 보면, 쌍비트 응답 hd(t)에 정합 필터를 이용하는 것이다. 잡음이 화이트이면, 이상의 정합 필터의 임펄스 응답은 그 다음 hd(-t)에서 주어진다. 변이 응답 g(t)를 갖는 로렌츠지안 헤드/매체 시스템에 있어서,
이고,
t50은 하프 진폭에서의 펄스 폭을 표시하고, 쌍비트 응답 hd(t)는 hd(t)=g(t)-g(t-T/2)로서 나타날 수도 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, 통상적으로 표준화된 정보 밀도 D=0.3에 대하여, 이 정합 필터는 각각의 전송된 쌍비트에 응답하여 단일의, 대칭의 펄스 qd(t)를 생산한다.
qd(t)가 대체로, 예를 들어 모든 k≠0에 대한 qd(kT)0인 나이키스트-1 펄스인 것을 보여줄 수도 있다. 제 1 전치 및 후치-커서(qd(±T))는 제로(0)에서 상당히 벗어나고, 다소의 부호간 간섭(ISI; intersymbol interference)을 발생하더라도, 필터 출력에서의 아이 패턴은 거의 완전하게 2진법이 될 것이다. 이 관측치들은 도 3에 도시된 동기 검출 구조를 발생시킨다.
여기서 2진법 데이터 시퀀스 ak에 대응하는 재생 신호 r(t)은 정합된 필터를 실현하는 임펄스 응답 p(t)로 서보 필터에 적용된다. 이 필터의 출력 y(t)는 분리 시간 시퀀스 yk를 생성하기 위해 펄스들의 피크들에서 샘플화된 일련의 펄스들(레코딩된 쌍비트들에 대응하는)로 구성된다. 이 시퀀스는 근사의 최적 결정를 생산하도록 2진법 슬라이서(제로(0)가 아닌 임계치로)로 적용된다.
다음에, 2-위상 변조에서의 비트 검출이 설명될 것이다. 도 1에 도시된 2-위상 자화 패턴 m(t)은 다음 식에 따른 2진법 데이터 시퀀스 ak의 선형 펄스 변조에 의해 획득되는 것에 따라 고려될 수도 있다.
여기서, ak는 도 1에 도시된 예를 들면, 논리 '1'에 대한 ak=+1 및 논리 '0'에 대한 ak=-1이다. 데이터 시퀀스의 '양극성(bipolar)' 버전이다. 함수 cb(t)는 양극 신호 펄스의 기본형을 표시하고, 다음 식으로 주어진다.
예를 들어, 기본 2-위상 신호 펄스 cb(t)에 대한 헤드/매체의 응답인 2-위상 부호 응답은 hb(t)에 의해 표시된 뒤, 2-위상 정합 필터 w(t)에 대응하는 임펄스 응답은 잡음이 화이트인 w(t)=hb(-t)로 주어진다. hb(t)에 응답하는 이 필터의 출력은 도 4에 도시된 바와 같이, 다시 단일 펄스 qb(t)이다. 그 뒤, 2-위상 변조된 데이터 시퀀스 ak에 응답하는 필터 출력 y(t)는 예를 들어 양과 음의 펄스들 qb(t-kT)의 선형 최고 위치는 다음식과 같다.
도 4에서, qb(t)는 니이키스트-1 펄스인 것이 도시될 것이고, 도 3 구조에서는 근사의 최적 결정를 생성하도록 재이용될 수도 있다. 서보 필드는 예를 들어 p(t)=w(t)인 2-위상 정합 필터를 실현하고, 슬라이서는 양극 샘플들 yk의 극성(polarity)을 검출하기 위한 제로(0)의 임계치를 갖는다. 여기서 부가적으로 주목해야 할 것은, 본 발명에 따른 비트 검출과 비교해서, D1은 2-위상에 대한 비트 검출을 매우 달리 실행한다.
다음에, 쌍비트 신호간의 실행에서의 비교 및 2-위상 변조가 설명될 것이다. 양쪽 포맷에 대해, 도 3의 실행에서, 검출기는 2진법 슬라이서의 입력에서 전치검출 SNR을 계산하여 값을 구할 수도 있다. 이것은 고립된 부호가 전송되는 경우(예를 들어, ISI가 경시되는 경우)를 위해 분석적으로 행해졌고, 정합 필터의 입력에서의 잡음은 화이트가 된다. 이 결과들은 비트 검출기 실행상에서 정합 필터 한계(MFB; matched-filter bound)를 표시한다. 그러나 일반적으로, 슬라이서 입력에서 다소의 ISI의 잔여가 있을 것이다. 이는 q(t)가 니이키스트-1 펄스가 되도록 서보 필터의 임펄스 응답을 변경함으로써 억제될 수도 있다. 이 경우, 서보 필터는 효율적으로 풀-응답 선형 등화기(FRLE)가 되고, q(t)는 등화된 시스템 응답으로 적용될 것이다.
D5에 5장을 보면, 전치-검출 SNR은 최소 잡음 향상으로 FRLE에 대해 수치적으로 계산될 수도 있고, 도 5에서, 여러 표준화 정보 밀도들(D)을 위한 MFB와 비교된다. 도 5의 0dB 레벨은 밀도가 제로(0)인 것에 따라 쌍비트 신호에 대한 MFB이다. 그 계산들에 대해, t50에 대한 고정값이 추정되고, D=t50/T는 비트 주기를 변화시킴으로서 변경된다. 도 5에서, 최적의 2-위상 FRLE에 대한 실행은 사실상 MFB와 일치되는 것으로 도시될 수도 있다.
또한, 예를 들어, D∈[1.15...0.6]의 범위인 실제의 서보 밀도들에 대해, 2-위상 SNR들은 쌍비트 신호에 대한 것보다 양호하게 4dB정도이다. 또한, 상술된 것은 실제의 제 5 차 아날로그 필터를 기초로하는 RF 2-위상 검출기에 실행을 보여준다. 관심의 밀도 범위에서의 이 검출기에 대한 실행은 쌍비트 신호를 위해 MFB보다 더욱 뛰어나다.
다음에, PES 복조가 설명될 것이다. PES 버스트의 최적의 진폭 추정은 전체 PES 버스트에 정합된 필터를 통해 원칙적으로 실행가능하다. 그러나, PES 버스트는 ak=+1,+1...인 모두가 1인 시퀀스로 변조되는 2-위상에 따라 간주될 수도 있다. 이 관측치들을 사용하여, 완전히 동등한 PES 진폭 추정 X1은 버스트들이 지속시키면서, (종래의 공지된)데이터의 결과 및 2-위상 부호 응답에 정합된 필터의 샘플화된 출력을 적분시킴으로서 생산될 수도 있다. 그 결과의 복조기 구조는 도 6에 도시되고, 도 3의 검출기와 매우 유사하다.
전체의 버스트에서, 또는 그 기본 주파수에만 정합된 서보 필터들의 실행은 D2를 보면 분석적으로 계산되어 있다. 이들 정합된 필터 및 제 1 고조파 한계들(각각 MFB 및 FHB로 표시)은 도 7에 도시된다. 또한, 이하 설명되는 RF 2-위상 검출기의 서보 필터를 이용하는 복조기의 유사한 실행이 도시된다. 이 복조기의 실행은 사실상 FHB와 동일하다. 이는 필터가 대역 특성들(도 8에 도시)을 갖기 때문에 밀도 감소로 크기상에서 증가하는 PES의 기본 주파수의 기수의 고조파들을 거부한다.
PES 진폭 추정의 통상으로 이용되는 방법은 D3 및 D6을 보면, 영역 검출이다. 동기 정류기(a synchronous rectifier)에 의해 발생되는 중단 주파수 1.8/T를 갖는 제 5 차 저역 필터로 이루어진 영역 검축기의 실행은 또한 도 7에 도시된다. 저역 필터는 FHB에 유사한 실행을 유발하는 PES 버스트의 더 높은 고조파들을 효율적으로 억제한다.
다음에, 타이밍 회복이 설명될 것이다. 상술된 비트 검출 및 PES 변조 계획은 샘플링 위상에 대한 정확한 지식을 필요로 한다. 수신기의 입력에서 잡음이 화이트인 경우, 이 지식은 2-위상 정합 필터에 따라 타이밍 회복 루프에 의해 최적의 포맷로 획득될 수도 있다. 기본적인 형태는 도 9에 도시된다. 여기서, 임펄스 응답 p(t)를 갖는 서보 필터는 2-위상 정합 필터를 실현한다. 도 3에서 비트 결정들를 생산하기 위해 이용되는, 주된 출력 y(t) 외에, 필터는 또한 y(t)에서의 추출 y'(t)를 제공하는 제 2 출력을 갖는다. 이 추출은 샘플링되어, 비트 결정로 승산된다. 이 결과의 외적(cross-product)은 전압 제어 발지기(VCO; voltage-controlled oscillator)를 위해 제어 신호를 제공하는 루프 필터(LF)를 발생시킨다. VOC를 위한 적절한 초기 위상은 예를 들어, y'(t)에서 작동하는 제로 위상 시작 회로에 의해 프리앰블의 개시에서 획득될 수도 있다.
말하자면, 도 9의 계획은 y(t)가 그의 극도의 값들 추정하거나 동등하게 y'(t)가 제로(0)인 샘플링 위상을 구하도록 시도한다. 9, 10장의 D5를 보면, 계획은 최대의 가능성 변화이고, 이는 재생 신호 r(t)에서 기본적으로 나타나는 모든 타이밍 정보를 근본적으로 추출하는 판단에 대한 최적조건이다. 이것은 실재 데이터 ak에 상관없이, 비트 결정들이 정확하다고 제공할 뿐이다. 이와 같이, 타이민 회복은 서보 섹터를 통해 계속될 수도 있다. 프리앰블 및 PES 버스트들은 적절한 특례이다. 이 필드들에서, 데이터가 공지되어져를 갖는 곱셈은 결정 오류들에 무관한 계획이 생략될 수 있다.
샘플링에서, tk=(k+△)T이고, 여기서 △는 단위들 T에 표시된 샘플링 위상 오류이고, 루프는 외적(결정 오류들의 부재에서)에 의해 구동된다.
여기서, q(t)는 초기에 정의된 등화된 시스템 응답이다. 이 외적은 루프에서 무작위 지터를 발생시키는 잡음 구성요소 uk=ak(n*p)(tk) 및 소망의 제어 정보를 제공하는 데이터-종속 구성요소를 갖는다. 명백하게,
이 신호는 루프에 의해 평균화될 것이며, 이와 같이, j=0조건이 제어 정보를 제공하는 무관한 무작위 데이터를 위해, 그 루프는 예를 들어, q(t)가 그의 피크를 추정하는 샘플링 위상에서 정착될, 제로에 q'(△T)를 강요하려고 할 것이다.
프리앰블 및 PES 버스트들이 ak=1인 동안, 이와 같이,이다. 무작위 데이터와 동일한 샘플링 위상에서의 루프 정착인 소망의 요구는 q'(t)가 t=0에 대해 반대칭일 경우와 교차한다. 도 10과 설계에 의하면, 이는 정합 필터에 대한 사실이고, 또한, RF 2-위상 서보 필터를 유지시킨다. 그러나, 무작위 데이터에 대해, j≠0 때, q'(jT)≠0이 되는 사실은 이것이 트캑킹 모드에서조차 루프에서 지터에 의존하는 임의의 패턴이 될 것이라는 것을 함축한다.
시뮬레이션들은 예를 들어, D=0.3의 밀도에서 RF 2-위상 서보 필터를 이용하는 루프 필터 없이도 한 루프 즉, 제 1 차 타이밍 회복 루프를 실행한다. 그 루프는 작은 위상 오류들에 대해서 대략적으로 선형이므로, 시간 상수 1/Kt를 갖는 지수의 스텝 응답을 갖고, Kt는 루프 이득이다. 서보 섹터의 개시에 있어서, 타이밍 루프는 프리앰블동안, 락(lock)을 획득하며, 통상 30 내지 40 사이클정도이며, 약 10 부호 간격들의 루프 시간 상수들은 실제 관심의 것이다. 프리앰블은 일반적으로 무작위 데이터(예를 들어, 트랙 어드레스, 동기 워드 등)의 여러 비트들을 따르며, 루프에서의 지터 의존의 패턴을 발생시킬 것이다. 루프 이득이 적당히 선택되는 경우, 그러나(도 11을 도시), 이러한 지터는 루프에 의해 효율적으로 억제될 것이다.
타이밍 회복 루프의 입력에서의 잡음은 또한 루프에서의 지터를 상승시킬 것이다. 오류 정정 코드에 의해 검출되지 않은 서보 데이터에 대한 적당한 요구는 10-8보다 적은 비트 오류율(BER)이다. RF 2-위상 서보 필터에 따른 비트 검출기의 입력에서의 화이트 잡음에 대해, 이것은 15.8의 전치검출 SNR에 대응한다. 루프 이득(도 11을 도시)의 적절한 선택에 대해, 이 잡음 레벨에서의 총 루프 지터는 패턴 의존 지터의 효과들에 의해 약간만 제한될 것이다. 다음에, 열 어스퍼리티 핸들링이 설명될 것이다.
RF 2-위상 필터는 DC에서 더블 제로를 갖고, 효율적으로 열 어스퍼리티들(TA)을 억제하도록 기대될 수도 있다. 이는 표준화 정보 밀도 D=0.3 및 25MHz의 서보 주파수에서 각각 25 와 800 ns의 상승 및 하락 시간 상수들로 4X TA에 필터의 응답을 도시하는 도 12에서 확인한다.
다음에, MS 비대칭 핸들링이 설명될 것이다. MR 헤드 비대칭들은 헤드/매체 시스템의 양과 음의 변이 응답들에 대한 다른 진폭들 Ap및 An을 이용함으로써 개략적으로 모형화될 수 있다. 실제 시스템들에서, 비대칭의 정도는 약 30%까지 될 수 있다. 전체의 복조기가 그런 비대칭들에 영향받지 않는 것은 분명히 바람직하다. 종래의 서보 복조기들은 양과 음의 펄스들을 분리하여 검출하고, 그러한 비대칭에 본래 민감하다. 비교하면, 검토중의 방법은 한 개의 샘플링 위상에서 각 비트 셀내의 모든 변이 응답들의 혼합 효과를 근본적으로 집중시키는 본질적으로 정합 필터를 포함한다. 이 집중 처리는 선형 최고위치에 대한 한 포맷이고, 비대칭의 효과를 크게 없앤다. 제 5 차 2-위상 FRLE 전과 후의 잡음-프리 아이-패턴들이 도 13에 도시된다. 비록 약간의 불균형이 필터후 아이-패턴에서 여전히 보이지만, 아이는 충분히 잡음의 존재상에서 신뢰할 수 있는 비트 검출을 허용하도록 오픈된다.
다음에, 임의의 다른 고밀도 포맷들이 설명될 것이다. 전술된 바와 같이, PES 버스트는 도 14a(상부)에 도시된 것에 따라 2-위상 변조 시퀀스 ak=1,1,1...로 간주될 수도 있고, PES 버스트는 데이터 시퀀스 ak=1.0,1,0...를 2-위상으로 변조시킴으로써 또한 획득될 수도 있다. 그 결과의 버스트는 두 개의 부호 간격들에 동등한 주기를 갖는다. 따라서, 주어진 PES 주기(일반적으로 PES SNR를 최대화하도록 선택된)에 대해, 요구되는 부호율은 두 개의 버스트 주파수기 될 것이다. 이는 부호율이 버스트 주파수와 등등한, PES 버스트를 위해 시퀀스 ak=1,1,1..를 이용하는 포맷과 대조된다. 2개의 가능 포맷들은 부호율들의 차를 각각 반영하는 고밀도 및 저밀도 포맷들로 언급될 것이다.
TPES인 주어진 PES 주기에 대해, 고밀도 포맷의 용도는 표준화 데이터 정보 밀도의 두배인 것을 함축한다. 이것은 전치 검출 SNR(도 15를 도시)의 상당히 증가되는 비용에서, 데이트 필드(들)의 길이를 반감한다.
도 14B를 도시하면, 향상된 실행은 4-위상으로 공지된 다소 더 복잡한 신호 포맷을 이용하여 획득될 수도 있다. 서보 영역상에 비트 시퀀스를 인코딩하는 4-위상의 일예는 도 14b에 도시된 AGC 필드의 주파수의 생성과 결합하여, 등식 fbit=2.fAGC을 만족하고, 후에 보면, fbit는 비트주파수 fGray, fsync또는 fAUX중 하나와 같다. 4-위상은 본질적으로 2-위상에 다르게 게재된 것이고, 또한 dc-프리이다. 비트들의 각 쌍은 하나이상의 변이들이 되고, 타이밍 내용의 존재는 여전히 확보된다. 고밀도 2-위상에 위해, 주기 TPES=2T를 갖는 PES 버스트가 생성될 수도 있고, 이는 모두 1(또는 0)로 이루어진 시퀀스를 인코딩하는 4-위상에 의해 발생된다. 4-위상을 위한 정합 필터 한계는 이하 계산되고, 도 15에 도시된다. 실제 관심의 밀도들을 위해, 최적 밀도 D=0.32로부터 2의 요인내에 있는, 4-위상은 2개의 선형 밀도 및 확보된 타이밍 내용을 제외한 쌍비트 신호의 그것과 유사한 실행을 제공한다. 4-위상을 위한 근사의 최적 수신기 구조들은 예를 들어 D7 및 D8을 보면, 여기에서 개발되는 것과 유사하지만 다소 더 복잡하다.
결론적으로 4-위상 변조에 따른 서보 포맷이 제안된다. 서보 정보를 위해 일반적으로 이용되는 저선형의 밀도에서, 근사의 최대 가능성 PES 복조, 비트-검출 및 타이밍 회복은 2-위상 부호 응답에 개략적으로 정합된 등화기에 따라 단일 수신기로 가능한다. 등화기는 또한 MR 비대칭 및 열 어스퍼리스의 효과들을 뛰어나게 억제시키는 것을 제공한다. 쌍비트 신호에 따른 포맷을 비교할 때, 전치 검출 SNR(약 4dB)의 상당한 이득들 및 타이밍 내용이 성취된다. 제5 차 아날로그 필터에 따른 수신기의 시뮬레이션들은 그런 실행이 실행시 밀접하게 접근될 수도 있는 것을 도시한다.
서보 데이터 밀도들은 고밀도 2-위상 포맷을 채택함으로써 배가될 수도 있고, 그러나 이는 SNR w.r.t 쌍비트 신호에서의 상당한 손실을 유발시킨다. 개선된 실행은 증가된 수신기 복잡성의 비용을 제외한 포맷에 따른 4-위상으로 획득된다.
다음에, 쌍비트 신호를 위해 SNR 분석들이 제공될 것이다. 정치 필터 비트 검출을 위한 시스템 모형은 도 16에 도시된다. 여기서, 2진법 데이터 부호들 ak∈{1,0}은 부호 응답으로 선형 펄스 변조기를 통해 전달된다.
잡음 n(t)은 파워 스펙트럼 밀도 N0을 갖는 화이트로 추정된다. 헤드/매체 시스템의 쌍비트 응답은 hd(t)=2[g(t)-g(t-T/2)]이고, g(t)는 Eq.1로 정의된 로렌츠지안 펄스이다. hd(t)의 푸리에 변환 Hd(Ω)는
이다.
여기서, Ω는 신호율 1/T에 대응하는 Ω=1를 갖는 주파수의 표준화된 측정이다. 전달된 쌍비트에 응답하여, 정합 필터의 출력은 피크값 A를 갖는 대칭 펄스이고, 파스벌스 이론(Parsevals Theorem)을 이용하여 다음 식으로 표현될 수도 있다.
정합 필터의 출력에서의 잡음 변화는 다음식과 같다.
부호 '0'이 전송될 때, 어떤 출력도 없고, 비트 결정들은 임계치 A/2로 2진법 슬라이서로 이루어질 수도 있다. 슬라이서의 입력에서의 전치검출 신호 대 잡음비 SNRd는 다음식이다.
임의의 단일화 후, 다음식을 획득할 수 있다.
다음에, 2-위상 변조를 위한 SNR 분석이 설명될 것이다.
Eq.3을 이용하면, 2-위상 기호 응답 hb(t)는 다음식에 의해 주어진다.
푸리에 변환 Hb(t)는 다음식과 같다.
2-위상 정합 필터의 출력은 양 및 음의 펄스로 이루어지고, 논리 '1' 및 '0'을 위해 2-위상 부호들에 대응한다. 따라서, 2진법 슬라이서는 제로(0)의 임계치를 갖게된다. 이 경우, 전치검출 신호 대 잡음비 SNRb는 다음식에 의해 주어진다.
이는 획득되도록 적분 테이블들을 위해 평균화될 수도 있다.
다음에, 4-위상 변조의 SNR 분석이 주어질 것이다. D9 및 D10을 도면, 4-위상은 자성 레코딩을 위해 소정의 프로퍼티들을 갖는 선형 2진법 변조 코드로 공지된다. 부호율 1/T를 우수 및 기수 스트림들 a0m=a2m및 a1 m=a2m+1로 세분화되는 부호율 1/T를 갖는 2진법 스트림으로 간주하자. 데이터율 2/T에서의 2진법 데이터 신호 bn을 인코딩하는 4-위상은 다음식에 의해 주어진다.
cqp(t)로 표시되는 4-위상 신호 펄스의 기본형은 다음식과 같이 표현될 수도 있다.
4-위상 부호 응답 hqp(t), 예를 들어 4-위상 신호 펄스에 채널의 응답은 다음에 의해 주어진다.
이것의 푸리에 변환 Hqp(t)는 다음식과 같다.
2-위상에 따라, 전치검출 신호 대 잡음비 SNRqp는 다음식에 의해 주어진다.
임의의 단일화 후, 다음식과 같이 된다.
다음에, RF 2-위상 검출기에 대해 설명될 것이다.
도 17에 도시된 바와 같이, 이 접근에 기초가 되는 기본 관측치는 NRZ의 'RF 변조된' 버전으로 간주될 수 있다는 것이다. 여기서, NRZ 신호 d(t)는 2-위상 신호 m(t)를 산출하기 위해 주기 T의 동기, 2진법, 클록 신호 ci(t)에 의해 승산된다. 2-위상에 대한 상술된 설명은 복조/검출이 다음의 방법(D11를 보면)에서 실행될 수 있다는 것을 나타낸다: 먼저, 수신된 2-위상 신호는 클록 신호 ci(t)로의 승산에 의해 '동기적으로 복조된'것이고, n.fAGC(후에 보면)에 동등한 클록 주파수를 갖으며, 그 뒤 비트 검출은 NRZ에 적합한 방법으로 실행된다. 후자의 단계는 기본적으로 적분 및 덤프 필터를 필요로한다. 이것은 도 18의 검출 형태를 발생시킨다. 재생 신호 r(t)는 임펄스 응답 w2(t)를 갖는 서보 필터에 의해 필터링된다. 필터 출력은 인-위상 클록 ci(t)로 동기적으로 승산되고, T초 폭의 간격들을 연속 거쳐 적분된다. 각각의 간격의 끝에서, 적분의 기호는 결정되어 비트 결정으로 기능한다. 수치적으로, 결정 변동 Z2,k는 다음식과 같이 표현된다.
kT의 경우 신호 펄스 센터들에 대응한다. 이는 Eq.3에 정의된 요소의 2-위상 부호 cb(t)에
대해 부가적으로 단일화될 수도 있다.
'*'는 회선(convolution)을 표현한다. 이 분석은 도 18 형태가 임펄스 응답들 w2(t)과 p(t)가 p(t)=(w2 *cb(-t))(t)에 관련되는 것이 제공되는 도 3의 것과 동등하다. 이 상태가 계속되면, 도 18 형태(슬라이서를 제외)는 임펄스 응답 p(t)를 갖는 서보 필터를 실현하는 대안의 방법이 될 수도 있다. 이 동등한 서보 필터는 RF 2-위상 서보 필터로 지징될 것이다.
서보 필터가 2-위상 부호 응답에 정합되면, 예를 들어 p(t)=hb(-t)인 경우, 2개의 형태들의 등가성은 w2(t)=f(-t)일 때 획득되고, f(t)는 자성 레코딩 채널의 임펄스 응답이다. 다른 블록들이 상대적으로 정확히 실현될 수도 있기 때문에, 도 18 형태의 실행은 w2(t)=f(-t)가 실현될 수도 있는 정확성에 의존하게 된다. 그러나, 도 18 형태의 동기 복조기의 직렬 및 적분 및 덤프 필터가 소망의 응답의 부분을 효율적으로 실현할 수도 있기 때문에, 이 작업은 hb(t)를 직접 실현하는 것보다 상대적으로 덜 복잡하다. w2(t)을 실현하는 하나의 방법은 제 1차 고역 필터 및 두 개의 제 2차 저역 필터들로 구성된 제 5차 아날로그 필터를 이용한다. 최적 필터 파라미터들은 단일 검색(테이블 1을 보면)을 통해 전채검출 SNR를 최적화하는 컴퓨터 프로그램에 의해 결정된다.
테이블 I. 여러 표준화 정보 밀도들 D을 위한 최적 필터 파라미터들. 표기: Ωc는 제 1차 섹션에 대한 컷-오프 주파수를 표시하고, 제 2차 섹션들에 대한 공진 주파수(resonance frequency)는 신호율 1/T에서 Ω=1가 같이 표준화된다; Q는 양질의 요인을 나타낸다.
다음에, 최적 PES 복조가 설명될 것이다. PES 버스트의 자화 패턴은 다음식과 같이 모형화된다.
ak는 PES 버스트를 생성하기 위해 이용된 (양극) 데이터 시퀀스이다. N은 PES 버스트에서 사이클의 수를 나타낸다. c(t)는 2-위상 또는 쌍비트 부호 응답이다. 통신 재생 신호 r(t)는 r(t)=A×(t)n(t)에 따른 m(t)의 필터링된 잡음 버전이고, A는 버스트 증폭이며,
최적 PES 복조는 r(t)를 임펄스 응답이 전체 PES 버스트에 정합된 필터에 적용함으로서 가능해진다. n(t)가 화이트이면, 이것은 d(t)=x(-t)을 함축한다. 정합 필터 출력 v(t)는 최적 PES 추정 v(0)을 획득하기 위해 t=0일 때 샘플링된다.
y(t)는 r(t)에서 동작하는 임펄스 응답 h(-t)을 갖는 필터의 출력으로 인식된다. 이것은 이하 설명될 정합 필터이다.
다음에, 발명에 따른 하드디스크 서보 필드의 형식이 설명될 것이다. 도 19는 이러한 형식의 일례를 나타낸다. 서보 필드는 AGC 신호가 저장된 AGC 필드(190), 부호화 동기 비트 시퀀스가 저장된 동기 필드(192), 부호화 그레이 비트 시퀀스가 저장된 그레이 코드 필드(194), 위치 추적 기호가 저장된 PES 필드(196), 반복적 런-아웃 및 디스크 헤드 특성에 대한 데이터등과 같은 보조기억에 대한 데이터가 저장된 보조 필드(198)를 포함한다. AGC 필드는 쌍비트 시퀀스 포맷에서 AGC 신호를 포함한다.
소정의 회전속도를 회전하는 하드디스크의 AGC 필드에 AGC 신호를 기록하는 것은 상기 필드에서 주파수 fAGC를 포함하는 정방 웨이브 신호를 기록함으로써 이루어진다. 동일한 소정의 회전속도로 회전하는 하드디스크에서 AGC 신호를 판독할 때, 정현형 재생 신호는 주파수 fAGC를 갖게 실현된다.
동기 필드(192)는 본 발명에 따라 양호하게 2-위상 인코딩되거나 4-위상 인코딩된 동기 비트 시퀀스인 인코딩된 동기 비트 시퀀스를 포함한다. 특히, 동기 비트 시퀀스가 인코딩된 p-위상의 상태가 될 수 있고, p＞2이다. 또한, 서보 필드의 인코딩된 동기 비트 시퀀스는 다음 관계를 만족하는 비트주파수 fsync를 갖는다.
fsync/fAGC=n1
n1은 n1＞1인 정수이다. 특히, n1은 1 또는 2와 동일하다. 일예에 따라, 도 1에서, n1=1이고, 반면에 도 14(상부)에서, n1=2이다.
그레이 코드 필드(194)는 서보 필드가 존재하는 트랙을 식별하는 인코딩된 그레이 비트 시퀀스를 포함한다. 그레이 비트 시퀀스는 다시 바람직하게 2-위상 인코딩된 포맷 또는 4-위상 인코딩된 포맷이다. 또한 일반적으로, 인코딩된 그레이 비트 시퀀스는 비트주파수(fGray)를 가지며, 다음 관계를 만족한다.
fGray/ fAGC= n2
여기서, n2는 n2≥1을 유지하기 위한 정수이다. 특히, n2는 상기에 설명된 것과 같이 다시 1 또는 2와 동일하다. 일반적으로, n1=n2이다.
PES 필드(196)는 일반적으로 AGC 필드(190)와 같은 주파수를 갖는다. AUX 필드(198)는 그레이 코드 필드(194) 및 동기 필드(192)와 같은 방법으로 인코딩된다. 그러한 것은 보조 비트 시퀀스가 바람직하게 2-위상으로 인코딩된 포맷 또는 4-위상으로 인코딩된 포맷일 수 있다는 것을 의미한다. 일반적으로, 인코딩된 보조 비트 시퀀스가 비트주파수(fAUX)를 갖는 다는 것이 언급될 수 있으며, 다음의 관계를 만족한다.
fAUX/ fAGC= n3
여기서, n3은 n3≥1을 유지하기 위한 정수이다. 특히, n2는 상기에 설명된 것과 같이 다시 1 또는 2와 동일하다. 일반적으로, n1=n2=n3이다.
상기에 설명된 비트-검출, 타이밍-회복 및 PES-복조를 병합함으로써, 도 21의 서보 복조기 회로가 획득될 수 있다. 도 21의 회로도는 단지 원리들을 나타내는 것을 의미하고, 실제 복조기에서 필요하게 될 모든 기능성을 반영하지 않으며 실제 복조기의 블록도를 정확히 반영하지도 않는다.
도 21의 2개의 스위치들(214, 216)은 서보 버스트(또는 서보 필드)의 가변 필드들 간의 위치를 변경하며, 그 초기 위치(AGC 필드를 의미함)가 표시된다. 재생 신호(r)는 AGC 루프의 부분을 형성하는 변동-이득 증폭기(VGA)(210)에 인가된다. 서보 필터(212)는 VGA 출력 상에서 동작하고, 타이밍을 회복하기 위해 사용되는 보조 출력(y') 뿐만 아니라 자동 이득 제어, 비트-검출 및 PES 복조를 위해 사용되는 주요 출력(y)을 갖는다. 0-위상 시작(ZPS) 회로(220)는 AGC 필드의 시작에서 적당한 초기 VCO 위상을 제공하기 위해 y'에서 동작한다. 상기 관점에서 VCO 제어는 y의 샘플링된 추출에 기초한다.
AGC 필드동안, y는 AGC에 대한 제어 신호를 얻기 위해 추출된 클록 신호인 이진 VCO 출력(s(t))과 승산된다. AGC 필드의 끝에서, 2개의 스위치들(214, 216)은 '데이터(data)' 위치에 놓인다. 결과적으로, VGA 이득은 고정되고, VCO 제어는 y'의 샘플링된 버전과 검출된 데이터()의 외적에 기초한다. 후자의 시퀀스는 소거된 지역(또는 3진법 슬라이서(ternary slicer))의 비트-검출기(224)를 거쳐 얻어지며, 결정들이 신뢰할 수 없을지라도 0이 된다.에서 동작하는 프레임-동기 검출기(FSD)(226)는 프레임-동기 마크를 식별하게 위해 사용한다.
제 1 PES 버스트의 시작에서, 스위치(214)는 디지털 PES 추정을 형성하기 위해 적분 DAC(228)를 허가하는 'PES' 위치에 놓인다. 상기 적분 DAC는 AGC 루프에서 적분기(230)에 정확하게 정합된다. 제 2 PES 추정은 동일한 방법으로 얻어진다. PLL은 AGC 필드를 넘어선 결정-규제 모드에서 동작하기 위해 계속된다.
등가 회로도는 서보 필드들에 저장된 4-위상 인코딩된 신호들을 검출하기 위해 얻어질 수 있다. 주요한 차이점은 2개의 3진법 슬라이서들이 다음의 이유를 위해 필요하다는 것이다. 4-위상 인코딩된 신호들의 검출은 데이터 시퀀스에서 우수 및 기수를 개별적으로 검출하고 처리함으로써 실행된다. 이것은 병렬 처리되며, 우수 비트들에 비교되는 기수 비트들에 대해 시간적으로 이동되어 처리된다. 한가지 주목할 것은 2개의 3진법 슬라이서들이 필요로된다.
가변 차이들은 D1과 본 별명 사이에서 한정될 수 있다. 첫 번째로, D1은 '와이드 2-위상(wide bi-phase)'과 관련되지만, 본 발명은 2-위상과 관련된다. 또한, 본 발명에 따라서, 그레이 코드 필드의 비트주파수와 주파수(fAGC), 동기 필드 및 보조 필드 사이에 관계가 설정된다. D1에서, 그레이 코드 필드의 비트주파수와 데이터 필드들에서 사용자 데이터의 비트주파수 사이에 관계가 설정된다. 또한, D1에서, 데이터 필드들에서 사용자 데이터를 검출하기 위한 존재 판독 채널 회로는 서보 필드들에서 2-위상 인코딩된 데이터를 검출하기 위한 회로로 변환된다. 그러나, 본 발명에 따라서 특별히 만들어진 회로는 서보 필드들에서 p-위상 인코딩된 데이터를 검출하고 서보 필드들 전체에서 클록 신호를 구동하기 위한 가능성과 같은 부가 이점들을 야기시키기 위해 개발되었다. 이것은 D1과 비교해서 다른 것들 사이에서 도 21의 서보 필터(212)에 대한 대역 필터의 사용을 허가하며, 같은 위치에서 저역 필터를 사용한다. 따라서, 도 21의 회로는 DC 오프세트들에서 덜 민감하고 어스퍼리티들을 야기시킴으로써, 더 높은 신호 대 잡음비를 나타낸다.
본 발명은 바람직한 실시예들과 관련하여 설명되었지만, 이것은 제한적인 예들이 아니라는 것이 이해되어야 한다. 따라서, 청구항에 의해 한정되는 것과 같이 본 발명의 범위를 벗어나지 않는 다양한 변형들이 이 기술 분야에 숙련된 사람들에게 명백해질 것이다. 도한, 임의의 참조 기호들은 청구항의 범위를 한정하지 않는다. 판독 장치에 통합되는 한, 본 발명은 하드웨어 및 소프트웨어 모두의 수단으로 구현될 수 있으며, 다양한 "수단"이 하드웨어의 동일한 항목으로 표현될 수 있다. 단어 '포함하는(comprising)'는 청구항에 나타낸 것들 외의 다른 요소들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다. 또한 요소에 선행하는 단어 "a 또는 an"은 다수의 상기 요소들의 존재를 배제하지 않는다. 또한, 본 발명은 각각의 및 모든 새로운 특징 또는 특징들의 조합에 놓여있다.
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(D11) 미국 특허 5,175,507

Claims (18)

  1. 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 디스크상에 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들을 구비한 상기 디스크를 포함하고, 트랙은 데이터 필드들로 교체되는 서보 필드들을 포함하며, 서보 필드는 AGC 필드안에 레코딩된 AGC 신호를 갖는 AGC 필드와 그레이 코드 필드안에 레코딩된 인코딩된 그레이 비트 시퀀스를 갖는 그레이 코드 필드와 데이터 필드안에 데이터 정보 신호를 레코딩하는 데이터 필드를 포함하는, 상기 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치에 있어서,
    상기 AGC 신호는 주파수 fAGC를 가지며, 상기 그레이 비트 시퀀스는 비트주파수 fGray를 가지며, 주파수들은 다음의 관계를 만족하며,
    fGray/fAGC=n,
    n은 n≥1을 유지하기 위한 정수이고,
    상기 그레이 비트 시퀀스는 p-위상 변조 코드에 따라 인코딩되고, p는 p＞1을 유지하기 위한 정수인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  2. 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 디스크상에 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들을 구비한 상기 디스크를 포함하고, 트랙은 데이터 필드들로 교체되는 서보 필드들을 포함하며, 서보 필드는 AGC 필드안에 레코딩된 AGC 신호를 갖는 AGC 필드와 동기 필드안에 레코딩된 인코딩된 동기 비트 시퀀스를 갖는 동기 필드와 데이터 필드안에 데이터 정보 신호를 레코딩하는 데이터 필드를 포함하는, 상기 디스크 장치에 있어서,
    상기 AGC 신호는 주파수 fAGC를 갖고, 상기 동기 비트 시퀀스는 다음의 관계를 만족하는 비트주파수 fsync를 갖으며,
    fsync/fAGC=n,
    m은 n≥1을 유지하기 위한 정수이고,
    상기 동기 비트 시퀀스는 p-위상 변조 코드에 따라 인코딩되고, p는 p＞1을 유지하기 위한 정수인 것을 특징으로 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  3. 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치로서, 디스크상에 서로 평행하게 주행하는 복수의 트랙들을 구비한 상기 디스크를 포함하고, 트랙은 데이터 필드들로 교체되는 서보 필드들을 포함하며, 서보 필드는 AGC 필드안에 레코딩된 AGC 신호를 갖는 AGC 필드와 보조 필드안에 레코딩된 인코딩된 보조 필드 비트 시퀀스를 갖는 보조 필드와 데이터 필드안에 데이터 정보 신호를 레코딩하는 데이터 필드를 포함하는, 상기 디스크 바람직하게는 하드 디스크 장치에 있어서,
    상기 AGC 신호는 주파수 fAGC를 갖고, 상기 보조 비트 시퀀스는 다음의 관계를 만족하는 비트주파수 fAUX를 갖으며,
    fAUX/fAGC=n,
    m은 n＞1을 유지하기 위한 정수이고,
    상기 보조 비트 시퀀스는 p-위상 변조 코드에 따라 인코딩되어 왔고, p는 p＞1인 정수인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  4. 제 1 내지 3항중 어느 한 항에 있어서,
    n=1 또는 2인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 인코딩된 그레이 비트 시퀀스는 2-위상 인코딩된 비트 시퀀스(p=2)인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  6. 제 2 항에 있어서,
    상기 인코딩된 동기 비트 시퀀스는 2-위상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 인코딩된 보조 비트 시퀀스는 2-위상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 인코딩된 그레이 비트 시퀀스는 4-위상 인코딩된 비트 시퀀스(p=4)인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  9. 제 2 항에 있어서,
    상기 인코딩된 동기 비트 시퀀스는 4-위상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  10. 제 3 항에 있어서,
    상기 인코딩된 보조 비트 시퀀스는 4-위상 인코딩된 비트 시퀀스인 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  11. 제 1 항 내지 10 항중 어느 한 항에 있어서,
    상기 서보 필드는 제로 위상 재시작 필드가 없는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  12. 제 5 항또는 8 항에 있어서,
    상기 장치는,
    상기 디스크상의 트랙에서 정보를 판독하는 판독 수단,
    상기 트랙에서 판독한 상기 정보를 대역 필터링하는 대역 필터 수단,
    상기 대역 필터링된 정보에서 상기 그레이 비트 시퀀스를 검출하는 검출 수단를 구비하는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 장치는 상기 그레이 코드 필드안에 저장된 상기 인코딩된 그레이 비트 시퀀스로부터 클록 신호를 추출하는 수단을 더 구비하는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 추출 수단은 상기 동기 필드안에 저장된 상기 인코딩된 동기 비트 시퀀스로부터 상기 클록 신호를 추출하기 위해 더 적합한 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  15. 제 13 항 또는 14항에 있어서,
    상기 서보 필드는 위치 오류 신호(PES) 필드를 더 포함하고, 상기 추출 수단이 상기 PES 필드안에 저장된 상기 신호로부터 상기 클록 신호를 추출하기 위해 더 적합하게 되는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 추출 수단은 적어도 1개의 3진법 슬라이서를 포함하는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  17. 제 5 항 또는 8 항에 있어서,
    상기 장치는,
    상기 디스크상의 트랙에서 정보를 판독하는 판독 수단,
    상기 트랙에서 판독한 상기 정보를 대역 필터링하는 대역 필터 수단,
    상기 대역 필터링된 정보를 동기적으로 복조시키는 동기 복조기 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 동기 복조기 수단은 n.fAGC와 동일한 주파수를 갖는 클록 신호를 생성하는 클록 생성기 수단을 포함하는 상기 트랙에서 판독한 상기 정보를 대역 필터링하는 대역 필터 수단,
    상기 대역 필터링된 정보에서 상기 그레이 비트 시퀀스를 검출하는 검출 수단를 구비하는 것을 특징으로 하는 디스크 장치 바람직하게는 하드 디스크 장치.
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