JP2002515695A

JP2002515695A - チップ・リング・トーン信号検出器用の整合可能な近端音声通話消去のための方法およびシステム

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Publication number: JP2002515695A
Application number: JP2000549020A
Authority: JP
Inventors: スタンレイピエトロビッツ
Original assignee: テルコーディアテクノロジーズインコーポレイテッド
Priority date: 1998-05-11
Filing date: 1999-05-07
Publication date: 2002-05-28
Also published as: CN1300498A; US6628779B1; AU3789799A; CN1205798C; KR100446585B1; KR20010034855A; WO1999059320A1; EP1086571A1; CA2331892A1; TW448677B

Abstract

(57)【要約】トーン信号検出器（２７）またはＦＳＫ復調器（２８）に対して近端音声通話エネルギーの抑制を提供する方法およびシステム（１０）。本発明によれば、システムまたは装置（１００）は、局装置（１１）に接続された加入者ループ（１２）上のチップ・リングと、その加入者局設備（１３）との間に接続される。システム（１００）は、トーン信号検出器（２６）または周波数シフトキーイング変調器（２８）のどちらかに接続された受信インタフェースを含む。システム（１００）は、ループおよび局装置のインピーダンスの整合された鏡像を有するミラー回路を備えたホイートストンブリッジを形成することにより、音声通話消去を達成する。本発明の一実施形態において、ホイートストンブリッジは、システム内に含まれた１組の平衡ネットワークによって整合されたインピーダンスとして、ループ（１２）と局装置（１１）の組み合わされたインピーダンスを用いて形成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（発明の分野）本発明は、帯域内信号音検出システムのトークオフ（talkoff）およびトーク
ダウン（talkdown）性能の改良を含む用途に限定されることのなく、近端音声通
話エネルギーの抑制を提供するための方法およびシステムに関する。より詳細に
は、本発明は、近端音声通話信号が消去済みであって、選択可能なラインブリッ
ジ回路を較正し、かつ主として遠端エネルギーを含む単一単方向通話路を引き出
すために、チップ・リング電話回線インタフェースとこれに続く通信装置との間
の相互接続を提供する方法およびシステムに関する。本方法およびシステムは、
発呼者識別データ転送のようなオンフックサービス信号へのアクセスを本来的に
提供する。

【０００２】（発明の背景）エコー消去システムは、電話網および局設装置において広く使用される。電話
網におけるエコー消去システムの通常の役割は、通話回路におけるインピーダン
ス不整合点に発生する不必要な信号反射を除去することによって、伝送チャネル
の品質を改良することであった。エコーキャンセラは、概して、高速全二重デー
タ伝送を可能にするために、局設装置においても用いられてきた。アナログ住宅
加入者を対象とした新規電話サービスの導入と共に、エコーキャンセラまたは近
端音声通話消去システムは、帯域内トーン信号検出器の性能を改良するために加
入者局設備において重要性をもつようになった。

【０００３】離散型周波数の組合せを使用する帯域内トーン信号方式は、電話システムにお
いて長期にわたって使用されている。帯域内トーン信号の主な利点は、顧客の通
話を常時搬送するスペクトルと同じスペクトルで、信号と制御情報を交互に伝送
するために使用できることである。帯域幅が限定される状況において、専用制御
チャネルがあまりに高価であるか、またはサービスの低下を要求するかどちらか
の状況おいては、音声帯域の共用は不可欠である。今日の電話網において使用さ
れる帯域内トーン信号の最も一般的な事例は、発信音、スタッタ（stutter）発
信音、可聴リンギング、話中、再呼(reorder)、呼出し待機などの呼設定（call
progress）信号、およびダイヤルするために主として使用されるデュアルトーン
・マルチ周波数（ＤＴＭＦ）信号が含まれる。

【０００４】近年、呼出識別通話中着信（ＣＩＤＣＷ）、通話中着信デラックス（ＣＷＤ）
などの新規電話サービス、およびアナログ・ディスプレイ・サービス・インタフ
ェース（ＡＤＳＩ）、インターネットまたはウェブ電話などのアドバンスド・ス
クリーン・テレフォニ・プラットホームが展開され、ストアード・プログラム制
御交換システム（ＳＰＣＳＳ）または遠端サーバによって送られた信号のための
、高信頼度の顧客構内装置（ＣＰＥ）におけるトーン信号検出を必要としている
。半導体における多くの科学技術上の進歩によって与えられたこれらのサービス
およびプラットホームは、従来型電話機を、洗練されかつ統合された通信端末に
変えつつある。この種の通信端末は、液晶ディスプレイおよびキーボードを備え
、これらの備品は、ディジタル信号プロセッサでなければ、マイクロプロセッサ
の制御下で、呼の状態を追跡し、ネットワークおよび遠端のトーン信号に反応す
ることができる。

【０００５】全ての帯域内トーン信号システムは、トーン信号を高信頼度で検出可能である
ことを前提とする。アナログ・ディスプレイ・サービス・インタフェース（ＡＤ
ＳＩ）の顧客構内装置（ＣＰＥ）に関して、ネットワークの呼設定信号を高信頼
度で検出することは、ＣＰＥにとって、呼の状態を適切に追跡するために必要で
あり、ＣＰＥに常駐するダウンロード可能なサービス・スクリプトによって処理
されるべき内部イベントを生成する。ＣＩＤＣＷおよびＣＷＤのＣＰＥに関して
、ＣＰＥアラート信号（ＣＡＳ）を高信頼度で検出することは、発呼者の番号、
名前、場所または個人識別番号を含むデータバーストを受信するための、ＣＰＥ
のオフフックデータ伝送モードを使用するために必要である。自動電話応答装置
およびボイスメールシステムに関して、ＤＴＭＦ信号を高信頼度で検出すること
は、ボイスメッセージの再生期間中であっても、加入者の編集および制御動作を
特定可能らするために必要である。

【０００６】一方において帯域内チャネルの再使用は、ネットワークから局設備へ、または
サーバから局設備への信号に対して効率的な手段を提供するが、信号識別に関す
る重大な問題が、トーン信号を検出しようと試みる局設備によって出くわすこと
があり得る。

【０００７】帯域内トーン信号検出に関する２つの通常の問題は、検出器のトークオフおよ
びトークダウンである。

【０００８】トークオフは、通話、音楽またはノイズによって生成された信号の複製を有効
なトーン信号として、トーン信号検出器が誤って受け入れたときにいつでも発生
する。研究、実験および現場経験によって、人間の音声通話がトーン信号のスペ
クトルおよび時間的性質をある程度複製できることが、決定的に確認されている
。通常の電話による会話において頻繁に発生する子音、母音、音節およびアクセ
ントの組合せは、トーン信号検出器にトークオフを起こさせることがあり得る。
電話網において帯域内トーン信号が最初に使用されて以来、信号の複製に感知し
ない信頼できるトーン信号検出システムを設計しようとする挑戦が続けられてい
る。

【０００９】トークダウンは、トーン信号検出器の別の重要な動作特性である。トークダウ
ンは、回線上に外部エネルギーが存在することに起因して、トーン信号としての
確認が遮蔽または拒否されたために、有効なトーン信号をトーン信号検出器が認
識することができなかったときにいつでもが発生する。場合によっては、トーン
信号が、音声通話、音楽および他の背景ノイズと競合することもあり得る。これ
らの複合信号の存在は、有効なトーン信号を歪め、有効なトーン信号の検出を損
なうことがあり得る。

【００１０】トークオフとトークダウンは、トーン信号検出器に関する２つの重要な性能尺
度である。これらは、それぞれ、信号の複製に抵抗し、また、音声通話、音楽ま
たはノイズによって不明瞭にされた有効トーン信号を識別する検出器の能力を示
す。トーン信号検出は、電話網において数十年にわたって普及している技術であ
ったが、極最近、実用に際して、強固なトークオフおよびトークダウン性能が同
時に必要とされるようになった。概して、従来技術によるトーン信号方式の実用
は、ＤＴＭＦ信号のように、検出器のトークダウン性能がトークオフ性能改良の
犠牲にされ得るという状況から利益を得てきた。ＣＩＤＣＷ、ＣＷＤおよびＡＤ
ＳＩの出現により、同時に堅固なトークオフとトークダウン性能が必要になった
。

【００１１】ベルコア（Bellcore）は、「Customer Premises Equipment Compatibility Co
nsiderations for the Voiceband Data Transmission Interface」（Issue 1、De
cember 1992）と題するSR-TSV-002476ベルコアドキュメントにおいてＣＰＥまた
は局設備基準と、ＣＡＳおよび呼設定信号に関するトーン信号検出器のトークオ
フおよびトークダウン性能について規定している「Testing Guidelines for Ana
log Type 1,2,and 3 CPE Described in SR-INS-002726」（January 1995）と題
するSR-3004を指定している。これらのドキュメントに含まれる勧告は、高度に
信頼できるトーン信号検出を要求している。たとえば、SR-TSV-002476は、ＣＡ
Ｓ検出器が、平均レベルの近端および遠端電話音声通話と等量の通話に４５時間
曝された場合に、せいぜい１つの信号の複製に応答することを勧告している。平
均的なループ上で平均的な近端話者に関して、このＣＡＳトーン信号検出器によ
って同時に達成されなければならないトークダウン基準は、全ての有効なＣＡＳ
のうちで９９％の認識度である。これらの性能基準の組合せは、SR-TSV-002476
に適合するＣＡＳトーン信号検出器を、間違いなくかつて電話網に配備された最
も堅固な帯域内トーン信号検出器にする。

【００１２】加入者側において使用されるトーン信号検出システムに関しては、近端加入者
の音声ならびに遠端パーティの音声の両方から信号の複製が入来し得る。近端加
入者の音声は、通常、トークオフの有力な供給源である。近端加入者の電気的音
声通話レベルは、遠端のそれよりも非常に強いからである。遠端パーティの音声
通話信号は、２つのループの損失、すなわち、遠端パーティのループおよび近端
加入者のループにおける損失と、近端加入者の局設備に現れる以前に介在するネ
ットワークの損失によって減少する。また、近端加入者は、また、信号がＣＡＳ
と同様であるのでトークダウンの優勢な原因であり、呼設定信号は、一般に中央
局ＳＰＣＳＳから伝送され、他方、遠端パーティは消音されるか、または、未だ
接続されないままである。

【００１３】信号の複製に抵抗し、トークオフに対するある程度の免疫を得るためのガード
の動作概念を採用することがトーン信号検出器の特徴である。この種の検出器は
、各音声信号周波数成分に対して特定の信号対ガード比率が満足される場合に限
りトーン信号を有効化する。信号対ガード比率は、トーン信号周波数帯域内に存
在する電力と１つまたはいくつかの指定されたガード・バンドに存在する電力の
比率である。ガード・バンドは、トーン信号の純度に関する情報を抽出するため
にトーン信号検出器が使用する音声帯域の一部分である。単一のガード・バンド
は、全てのトーン信号周波数成分に対して選択可能であるか、またはいくつかの
ガードバンドの組合せを使用しても差し支えない。

【００１４】ガードの原理を使用する検出器は、一般に大きい正の信号対ガード比率を必要
とし、トークオフを最小限化するように入来トーン信号を有効化する。大きい信
号対ガード比率は、信号周波数帯内のエネルギーが、ガードバンド内のエネルギ
ーと較べて、比較的純粋であることを要求する。音声通話は、信号帯域外周波数
において、重要なエネルギーを生成することが多いので、この状態は、検出器に
トークオフさせる可能性のある多くの位置エネルギーパターンを退け、したがっ
て、トーン信号検出器のトークオフ性能を改良する。

【００１５】この戦略は、良好なトークオフ性能を提供するが、通話、音楽またはトーン信
号と混合可能なノイズが順調に減衰されるかまたは消去されない限り、トークダ
ウン性能は、損なわれる可能性がある。２つの基礎的な方法が、新規ＣＩＤＣＷ
、ＣＷＤおよびＡＤＳＩのＣＰＥの大多数によって採用されて、満足なトーン信
号検出器の性能が得られるようになった。最も簡単な方法は、トーン信号検出器
のチップ・リングインタフェースへの直接並列接続である。さらに良好な配置構
成は、近端音声通話のレベルを本来減衰させる音声通話路分離デバイスの後方に
トーン信号検出器を配置する。さらに複合配置構成は、アナログおよびデジタル
消去技法を利用する。これら２つのカテゴリに属する既存のいくつかの従来技術
の実施態様の詳細な検討は、それらの利点、欠点および本発明の利益を明らかに
する。

【００１６】（方法１）最も簡単な方法において、音声信号検出器は、図１に示すように、局設備のチ
ップ・リングインタフェースの両端に直接ブリッジされる。この配置構成は、主
としてその回線相互接続の複雑さが最も小さい故に有利である。トーン信号検出
器は、回線を受動的に聞く。その高インピーダンスおよび並列回線接続は、それ
が同一回線上の他の局設備またはその存在点を越えて通信装置を妨害しないこと
を意味する。それは、さらに、呼出し識別着信（ＣＩＤ）のようなオンフックサ
ービス信号へのアクセスを提供する。また、その相互接続方法は、統合された電
話において通常使用される可能性のあるあらゆるタイプの回線終端回路を組み込
まない付属の通信デバイスを非常に受け入れやすい。

【００１７】ブリッジされたチップ・リング配置構成の主要な欠点は、それが最悪のトーン
信号検出環境を表すことである。この配置構成におけるトーン信号検出器は、近
端音声通話の全電力にさらされる。これは、強固なトークオフおよびトークダウ
ン性能を達成することに関して、重大な困難を生成する。局設備におけるレベル
を獲得するために調節および変換された音声通話レベルを調査すると、近端電話
音声通話が、ガウス分布による−１９ｄＢｍの平均アクティブ音声通話レベル（
ＡＳＬ）と約４ｄＢの標準偏差をもつことを示す。上限としての３シグマの例を
用いると、加入者のチップ・リングインタフェースの近端音声通話レベルは、−
７ｄＢｍＡＳＬと同じレベルに到達できる。実験および経験によると、トーン
信号検出器のトークオフおよびトークダウン性能は、音声通話のレベルが向上す
るにつれて急速に低下することを決定的に示した。トークオフレートまたは１時
間当たりのトークオフの回数は、音声通話レベルの向上と共に指数関数的に上昇
する傾向がある。−７ｄＢｍＡＳＬにおける音声通話レベルは、非常に騒々し
く、通常トークオフおよびトークダウンに関して実質的な脅威をひき起こす。相
互接続の複雑性は低いのであるが、ブリッジされたチップ・リング配置構成は、
近端音声通話のレベル低下には一切利益を提供しない。

【００１８】近端音声通話は、ＣＡＳのトーン信号検出器に対してさらに大きい脅威をひき
起こしかねない。近端音声通話は、加入者の送受話器によってプリエンファシス
され易いので、近端音声通話レベルが騒々しいだけでなくトークオフの脅威もさ
らに高められる。歴史的に、送受話器の送信機応答は、ループ損失の効果に反作
用して上側音声帯域に利得を提供する。音声通話エネルギーの大部分は、音声帯
域（＜１０００Ｈｚ）の下側部分に所在するので、心理学的研究によって、上側
音声帯域におけるエネルギーは、音声通話の了解度を維持するために、必要かつ
重要であることを決定した。その結果、電話送信機は、歴史的にエネルギーブー
ストを上側音声帯域に供給するように設計されている。市販の電話装置の調査に
よると、平均的な送信機の特性は、対数周波数尺における３００Ｈｚから３００
０Ｈｚまでの正勾配をもつ直線によって近似可能であり、３００Ｈｚにおける応
答は１０００Ｈｚと比較して５ｄＢ低く、３０００Ｈｚにおける応答は１０００
Ｈｚに比較して５ｄＢ高いことを示す。ＣＡＳ周波数２１３０と２７５０Ｈｚは
、上側音声帯域にあるので、送信機プリエンファシスは、信号帯域により多くの
音声通話エネルギーを置き、ブリッジされたチップ・リング配置構成によっては
緩和されないトークオフに対して、かえってより多くの可能性を生じる。

【００１９】近端音声通話エネルギーがトーン信号エネルギーをしばしば圧倒することもあ
るので、トーン信号検出器のトークダウンも同様にブリッジされたチップ・リン
グ配置構成に対して問題を有している。ＣＩＤＣＷの場合には、たとえば、ＣＡ
Ｓは、通常ＳＰＣＳＳからトーン当たり−１５ｄＢｍで送られる。ループ応答に
起因する減衰は、９９％の場合に、損失の１５ｄＢまで導入し得る。近端音声通
話はＣＡＳと組み合わせ可能であるので、チップ・リングＣＡＳトーン信号検出
器は、−２３ｄＢ（−１５−１５−（−７）ｄＢ）の最悪の信号対音声通話比率
にさらされることになる。信号対雑音比がこのように貧弱なトーン信号の、信頼
できる検出は難しく、信号の複製をほとんど拒絶しようと試みない寛大な検出器
であればなおさらである。前述のガード原理を用いるトーン信号検出器に関して
、信号対ガード比率の認定基準は、合法的なトーン信号の多くの場合に適合され
ないはずである。近端音声通話エネルギーは、信号を著しくだめにすることがあ
るからである。

【００２０】「Method and System for Detecting at a Selected Station an Alerting Si
gnal in the Presence of Speech」と題するバチスタ（Battista）等による特許
第５，５１９，７７４号に教示されているように、トーン信号検出器は、ブリッ
ジされたチップ・リングへの適用に対して良好なトークオフおよびトークダウン
性能を提供するように設計可能である。ただし、これらの設計において、トーク
オフとトークダウン性能の適当な平衡を達成するために必要な検出パラメータの
慎重な調整は、困難かつ時間を要する過程である。さらに、最終的に検出器設計
が特定の製造過程のためになるとの保証は一切ない。

【００２１】要約すれば、チップとリングにブリッジされたトーン信号検出器の配置構成は
、簡易であり、帯域内トーン信号およびオンフックＣＩＤデータ伝送信号のよう
なサービス信号へのアクセスにとって割込みのない方法である。ただし、音声信
号検出の観点からみれば、良好なトークオフおよびトークダウン性能を達成する
には、ほとんど困難な配置構成である。トーン信号検出器へ入る近端音声通話の
レベルを低下させるものがないからである。良好なトークオフおよびトークダウ
ン性能を備えたチップ・リングトーン信号検出器は、完成はできるが、その設計
および作成が極度に難しいことは、従来技術から既に確証済みである。

【００２２】（方法２）トーン信号検出器のアルゴリズムを変更することなしに、改良されたトークオ
フおよびトークダウン性能を提供するトーン信号検出器との関連において用いら
れる第２の一般的な配置構成を図２に示す。このシステムにおいて、トーン信号
検出器は、一般にハイブリッドと称するデバイスの後方に配置される。

【００２３】ハイブリッドは、チップ・リングインタフェース上の双方向通話路を、送信と
受信用に分離した２つの単方向通話路に変換するデバイスである。チップ・リン
グインタフェース上の遠端およびネットワーク信号は、そこにトーン信号検出器
が接続されている受信通話路に現れる。近端信号は、ハイブリッド後方の送信通
話路からチップ・リングインタフェースまで理想的に転送される。

【００２４】実際、近端音声通話エネルギーのいくらかの漏れは、ハイブリッドの両端に発
生し、トーン信号検出器への入力に現れるはずである。所与の周波数における近
端エネルギーが、ハイブリッドによって減衰される量は、トランスハイブリッド
損失として知られている。トランスハイブリッド損失は、平衡ネットワークのイ
ンピーダンスが、チップ・リングインタフェースに現れるインピーダンスにどの
程度整合しているかという関数である。

【００２５】トランスハイブリッド損失の量は、この配置構成におけるトーン信号検出器の
性能にとって非常に重要である。トランスハイブリッド損失は、トーン信号検出
器に入る近端音声通話のレベルの低下をもたらすからである。近端音声通話レベ
ルの減衰は有用である。何故なら、トークオフ発生の確率および近端音声通話が
入来ＣＡＳをだめにする確率を、両方とも減少させるからである。例えば、トラ
ンスハイブリッド損失が６ｄＢである場合に、トーン信号検出器入力に現れる近
端音声通話のレベルは、−７から−１３ｄＢｍＡＳＬまで引き下げられるはず
であり、信号対通話音声比率は、ブリッジされたチップ・リング配置構成で、−
２３から−１７ｄＢに改良されるはずである。実験および経験によると、近端音
声通話レベルの３ｄＢの低下、または信号対通話音声比率の同様の改良が、バチ
スタ（Battista）等の記載と同様に、トーン信号検出器のトークオフおよびトー
クダウン性能を劇的に改良することを実証している。さらに、ハイブリッド配置
構成の重要な設計の利点は、トークオフとトークダウン性能の間のトレードオフ
を平衡させることの困難を減らすことである。最悪の場合の音声通話レベルと最
悪の場合のトーンレベルの間のｄＢの差として定義されるトーン信号検出器の動
的スイングが減少するからである。

【００２６】回線インピーダンスと平衡ネットワークの間の整合がずれるにつれて、トラン
スハイブリッド損失は急速に減少するので、単一ネットワークは、ループ状態の
大部分において、適度な値のトランスハイブリッド損失を提供するとは限らない
。たとえば、単一平衡ネットワークの場合、最悪トランスハイブリッド損失は、
米国ネットワークにおける全てのループインピーダンスの領域にわたり、２〜６
ｄＢの範囲であり得る。さらに、近端音声通話レベルを低下させ、信号対音声通
話比率を改良するために、図３に示すように、単一平衡ネットワークは、多重の
、固定ネットワークまたは調節可能なネットワークによって置き換えられること
が可能である。この配置構成は、あるときは、アナログエコーキャンセラと称さ
れる。

【００２７】多重平衡ネットワークまたは調節可能な平衡ネットワークは、信号ネットワー
クシステム全体にわたって、トランスハイブリッド損失の重要な改良を提供する
。１５ｄＢより大きいトランスハイブリッド損失は、一般に少なくとも３つの固
定ネットワークを用いて達成可能である。複数の平衡ネットワークが利用可能で
あるので、アーキテクチャは、遭遇するループ状態に関する最適ネットワークを
選択するためのメカニズム（図示せず）も含まなければならない。

【００２８】図２および図３に示す場合のような配置構成は、トーン信号検出器性能の観点
からは好ましいが、ある種の欠点をもつ。第１に、通常のハイブリッドアーキテ
クチャは、送受話器の受話器と送話器の機能を提供するために、本質的に音声通
話路の分離が必要とされる統合された電話用途によく適する。電話付属品のよう
なデバイスに関しては、これらのシステムはあまり実用的ではない。付属デバイ
スは、通常、局設備と電気的に直列に接続され、したがって、直流電圧、線電流
、交流信号およびパワーリンギングのような基本的な電話線の特性を通過させる
ことが可能でなければならない。この範囲に限って、既に述べたチップとリング
にブリッジされた解決方法を使用することが、共通した実施要領である。チップ
・リングインタフェースは、妨げられていない付属品を物理的に通過するからで
ある。付属品に関して図２および図３の場合と同様なハイブリッド配置構成を形
成するためには、２つのハイブリッドを背中合わせに配置して、２線インタフェ
ースが加入者電話機に接続するために再生される。追加回路は、直流回線電圧お
よびパワーリンギングを再生成するか、または、背中合わせハイブリッド配置構
成の周りに、このような信号を経路指定する手段を提供するか、どちらかが必要
とされる。したがって、この配置構成は、ネットワークリピータ回路と同様にな
る。音声チャネルの品質および閉ループ利得のような係数に影響するリピータの
伝送特性は、不安定なデバイス動作を避け、透過的なラインインタフェースを提
供するために、注意深く設計されなければならない。これらの理由のために、統
合された電話機において有用な通常のハイブリッドという解決方法は、低コスト
の付属品に対してあまり実用的でない。

【００２９】図２および図３に示すハイブリッドシステムに関する他の重要な考慮すべき事
柄は、統合された局設備に側音を供給することである。通常は、ある量のトラン
スハイブリッド漏れが、電話機内に意図的に設計されており、ユーザが自身の音
声通話の減衰されたものを聞くことが可能になる。心理学的に、これは局設備が
作動可能状態にあるという印象を加入者に与える。その結果、トランスハイブリ
ッド損失は、側音に関する人的要因による必要条件を満足させるためにせいぜい
６ｄＢの損失を供給するように調節された。トーン信号検出器性能およびシステ
ム設計に関して、これは欠点を呈示する。図２および図３における配置構成のト
ランスハイブリッド損失を増大するために、二次回路が側音の代替通話路を提供
するために必要とされる。

【００３０】図２および図３の配置構成には、特に統合された局設備の用途に関して、第３
の欠点がある。局設備がオンフック状態にあるとしても、局設備の機能的エレメ
ントが、チップ・リングインタフェース上のＡＣ信号へアクセスする必要がある
場合もあり得る。このような識別可能な２つの場合には、ＣＩＤのようなマルチ
プル・エクステンション・インターワーキング（ＭＥＩ）およびオンフックサー
ビスのためのサポートが含まれる。

【００３１】ＭＥＩは、次に示す３つの機能を動作可能にする加入者回線上におけるＣＰＥ
間通信のための信号方式およびプロトコルである。すなわち、１）それら個別の
フック状態に関係なく、全ての互換性のあるＣＰＥによるＣＩＤＣＷの受信、２
）フラッシュのような顧客回線信号を生成して、呼出し制御動作の選択を示す、
および、３）多重ＣＩＤＣＷ、ＣＷＤおよびＡＤＳＩＣＰＥ間の、ＣＡＳ肯定
応答信号の対話管理である。ＭＥＩプロトコルを実施するためには、ＣＰＥは、
ＣＡＳがオンフック状態のときに、検出可能でなくてはならない。図２および図
３に示すハイブリッドシステムに関して、加入者設備がオンフック状態にあると
き、ハイブリッド機能は、一般にフックスイッチ機能によって回線インタフェー
スから接続が断たれる。したがって、ハイブリッドの受信側に在るトーン信号検
出器は、チップ・リングインタフェース上のトーン信号へのアクセスを失うはず
である。この制限を克服するために、ＣＰＥがオンフック状態にある間にチップ
・リングインタフェースに代替信号通路を提供するために、さらなる追加回路さ
えも要求される。

【００３２】図２および図３に示す配置構成において容易に識別され得る他の同様の欠点は
、ＣＩＤのようなオンフックサービスをサポートすることが困難なことである。
呼出番号着信（ＣＮＤ）、呼出名着信（ＣＮＡＭ）および視覚的メッセージ待ち
表示（ＶＭＷＩ）のようなオンフックＣＩＤサービスは、オフフックＣＩＤＣＷ
およびＣＷＤサービスと同じ周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調技術を用い
てデータを引き渡す。ベルコア（Bellcore）のドキュメントGR-30-CORE「Voiceb
and Data Transmission Interface」Issue 1、December 1994におけるオンフック
およびオフフックデータ伝送プロトコルの両方に必要な手順を実施するモジュー
ル式ＣＩＤ機能要素が必要であるために、ここではＣＩＤＡＳＩＣと称する特
定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）が作成されるようになった。これらのデバイス
は、ＦＳＫ復調とＣＡＳトーン信号検出機能とを単一デバイスに組み合わせる。
付属品と統合セットなどへの広範な適用性の提供、複雑性の最小化、および、デ
バイスピンの節減を含む理由のために、ＣＩＤＡＳＩＣの単一デバイス入力は
、オフフックとオンフックＣＩＤサービスの両方に共用されなければならない。
図２および図３に示すハイブリッド配置構成に関して、ＣＩＤＡＳＩＣｓによ
って提供される回路の複雑性を減少させることは、ＣＰＥのフック状態に応じて
チップ・リングインタフェースへのアクセスのための多重信号通話路を提供する
ための制御と外部回路が必要であるから部分的に相殺される。衝撃を与えること
または特定の回路を必要とすること、あるいは、システムアーキテクチャの他の
態様に性能上の基準を課することなしに、デバイスに任意の設計法を用いること
は、ＣＩＤＡＳＩＣにとって非常に望ましい特徴である。

【００３３】（方法３）同じく図２および図３に示すシステムに組み込まれ、近端音声通話の消去に重
要な改良を提供する第３の配置構成を図４に示す。ハイブリッドと組み合わされ
たデジタルエコーキャンセラは、トランスハイブリッド損失を２５ｄＢ以上に増
やすために使用できる。デジタルエコーキャンセラの主要な利点は、それが近端
音声通話エコーを非常に減衰させるので、近端トークオフおよびトークダウンの
あらゆる機会を実質的に除去することである。

【００３４】図２および図３のハイブリッドシステムに関する記述のほかに、この音声通話
消去システムの主要な欠点は、重要なリソースおよびインタフェース回路が必要
とされることである。デジタルエコーキャンセラの一般的実施態様は、近端エコ
ーを除去する数学的演算を実施するのに適したマイクロプロセッサ、アナログ信
号をデジタル化するインタフェース回路およびコードの記憶をサポートするメモ
リを必要とする。図４に示すように、エコーキャンセラの外部にトーン信号検出
器が実装される場合には、追加のデジタルアナログ変換器が必要である。これら
の理由により、デジタルエコーキャンセラの実施態様は、低コストの付属品およ
び統合された電話機用としては、未だ実用的になってはいない。

【００３５】（方法４）整合された（scaled）ホイートストンブリッジ回路を用いて、近端音声通話を
消去するために試みられた第４の配置構成を図５に示す。「Apparatus For Dial
ing Of Called ID Block Code and Receiving Call Waiting Caller-ID-Signal
」と題し、リム（Lim）等による１９９５年１０月１０日付で提出された米国特
許出願第０８／５４０，５３２号は、図５に示すホイートストンブリッジ回路を
開示している。この配置構成は、ホイートストンブリッジの原理を用いる。この
場合、平衡ネットワークがループのインピーダンスに完全に整合し、また、固定
抵抗器Ｒ_aおよびＲ_bが同じであれば、２つの回路の枝から差動増幅器Ｇへの入力
に到着する近端音声通話信号は、大きさと位相が同じはずである。差動増幅器は
これらの信号を相互に減算し、トーン信号検出器への入力である近端音声通話消
去プロセスの残留エネルギーを含む合成信号を生成する。実際上、抵抗Ｒ_bは、
抵抗Ｒ_aより大きい係数Ｃで整合がとられ、チップ・リングインタフェースへの
負荷による影響を軽減する。同様に、単一平衡ネットワークインピーダンスは、
同じ係数によって整合がとられる。

【００３６】この配置構成は近端音声通話を消去し、局設備のフック状態には関係なくチッ
プ・リングインタフェースへのアクセスを提供するが、実際上、ループインピー
ダンスの領域において、この配置構成は、不十分な動作をする。その不十分な動
作の理由は２つある。第１に、固定インピーダンスＲ_aおよびＲ_bは、部品許容誤
差に左右され、結果的に全く同じには整合されない。これは、差動増幅器によっ
て増幅されるブリッジにおける不均衡に帰着する。第２に、回路において用いら
れる単一固定平衡ネットワークは、可能なループインピーダンスの領域全体にわ
たり不完全な整合を供給する。実験では、図５におけるホイートストンブリッジ
配置構成の最悪状態として、近端音声通話消去性能が、約１〜２ｄＢであること
がわかっている。その不十分な性能のために、ホイートストンブリッジ配置構成
は、しばしば顧みられなかった。

【００３７】従来技術の再検討は、トーン信号検出器のトークオフおよびトークダウン性能
が入来近端音声通話のレベルを減衰することにより大幅に改良され得ることを立
証した。さらに、従来技術によるほとんどの近端音声通話消去技術は、チップ・
リングインタフェースからトーン信号検出器を除外し、局設備がオンフック状態
であって予備の信号通話路がないときに、通常、回線の信号にアクセスしない場
所にトーン信号検出器を置くシステムアーキテクチャを必要とすることも立証し
た。従来技術による消去方法は、フックの状態に無関係にチップ・リングへのア
クセスを提供するが、ただし、その消去性能は不完全である。

【００３８】（発明の概要）以上の説明の観点から、本発明の目的は、続く通信装置のフック状態に関係な
くオンフックサービス信号へのアクセスを提供する改良されたホイートストンブ
リッジ技法を使用し、チップ・リングインタフェースに接続するトーン信号検出
器に関して、近端音声通話エネルギーを消去する方法およびシステムを提供する
ことにある。本発明の方法およびシステムは、他の電話機能とは独立して機能し
、また、独立の付属装置に適用可能であり、同様に電話機にも統合され得る。近
端音声通話消去の程度は、近端音声通話の減衰の所望量を達成するようにシステ
ムへの実装を整合することによって制御することができる。

【００３９】詳細には、本システムは、チップまたはリングインタフェースのリードのどち
らかに、直列に配置された電圧または電流感知要素を使用する。感知要素と、チ
ップ・リングインタフェースによってもたらされるインピーダンスとの双方の整
合されたミラーインピーダンスが、ホイートストンブリッジを形成するためにチ
ップ・リングインタフェースの両端に配置される。２つの双方向性通話路を生成
することなく、トーン信号検出器への入力用として、ただ１つの単一受信通話路
が、ブリッジの中央部から差動的に引き出される。近端音声通話エネルギーの減
衰は、固定された１組のＲ、Ｌ、Ｃネットワークまたは調節可能なネットワーク
のいずれかより入手可能な整合の取れたミラーインピーダンス値の較正と選択に
よって制御される。制御機能は、装置が回線に接続された時、それぞれの電話の
呼の開始に際して、または呼の継続期間を通じて連続的に該当する最良のネット
ワークを選択するために記述されたいくつかの方法の１つを使用する。

【００４０】（詳細な説明）（アナログシステム）本発明の一態様による電圧感知機能の実装を用いたチップ・リングトーン信号
検出器用アナログ近端音声通話消去システム１０の一般化された構成図を図６に
示す。本発明の別の態様による電流感知機能の実装を用いた近端音声通話消去シ
ステム１１０の同様の構成図を図７に示す。これら実施態様の動作上の相違につ
いては必要に応じて以下に注記されるはずである。

【００４１】さて図６に戻って、一次チップ・リングインタフェース２９と、二次チップ・
リングインタフェース３０と、受信インタフェース３１との３点の相互接続部を
備えたシステム１０を示す。システム１０は、一次チップ・リングインタフェー
ス２９を介して電話ループ１２に接続し、この電話ループは、システム１０を中
央局または遠隔端末通信装置１１に相互接続する。二次チップ・リングインタフ
ェース３０は、図に示すように加入者局設備１３または用途に応じてつづく通話
回路１４に接続する。付属デバイスに関しては、システム１０は、付属物内に組
み込まれ、二次チップ・リングインタフェース３０は、図に示すように、外部加
入者局１４設備に相互接続する。統合された電話機に関しては、システム１０は
、一次チップ・リングインタフェース２９を電話機内のつづく通話回路１４へ相
互接続するフロントエンド回路となる。受信インタフェース３１は、図に示すよ
うに、トーン信号検出器２７またはＦＳＫ復調器２８への信号通話路を提供する
。この通話路は、主として、一次チップ・リングインタフェース２９を介して局
装置１１によってシステムへ伝送された信号エネルギーのみを含む。加入者局設
備１３または通話回路１４によって伝送された近端音声通話信号の小さな残留消
去エネルギーが、受信インタフェース３１に現れることもあり得る。

【００４２】チップ・リングトーン信号検出器用近端音声通話消去しシステム１０の目的は
、近端音声通話信号を非常に減衰させ、トークオフの確率を減少させ、信号対通
話比率を改善して、それによってトーン信号検出器の信号認識性能を改良するこ
とにある。本発明のこの態様によれば、ホイートストンブリッジを形成すること
により、近端音声通話消去がこのシステムにおいて達成される。ホイートストン
ブリッジは、ネットワークＭ１、Ｍ２、〜Ｍｎ２２によって構成されるネット
ワークによって整合されるべきインピーダンスとして、ループ１２と局装置１１
の組合せインピーダンスを用いている。ホイートストンブリッジは、未知のイン
ピーダンスと整合されたインピーダンスへそれぞれ単一的に接続された等しい値
の２つの既知の抵抗を含む共通の接点を備えた並列回路を使用する。各回路内に
おいて電圧分割が発生するはずである。整合インピーダンスによって未知インピ
ーダンスが完全に整合されたとき、センタタップは、同じ電圧と信号位相を含む
はずである。

【００４３】図６に示す電圧感知機能の実装において、既知の抵抗Ｒ１１７は、一次チッ
プ・リングインタフェース２９のどちらかのリード線と直列に配置される。Ｒ１
１７の値は小さな値（１〜１５オーム）が選定され、ＤＣ電圧降下を避けて、
電話線電流を取り出す。線電流は、一般に１８から１２０ｍＡの範囲である。ブ
リッジのミラー回路におけるＲ１１７と同じインピーダンスを使用する代わり
に、係数Ｋによる非常に大きいインピーダンスが選定される。インピーダンスが
大きければ、ブリッジのミラー回路による電話線の過負荷を防止することが必要
である。一般的に、Ｋの値は５０から１０００の範囲が実用的である。図６にお
いて、インピーダンスＲ１１７の鏡像は、インピーダンスＲ２２３とＲ３
２４とＲ４３２との並直列の組合せとして示される。これらのエレメントの組
み合わされたインピーダンスは、係数Ｋが乗算されたインピーダンスＲ１１７
に整合するように設定される。

【００４４】インピーダンスＲ１１７とその整合された鏡像の整合は、回路の消去性能に
とって重要である。係数Ｋだけ異なるＲ１１７とその鏡像の両方に単純に固定
抵抗を使用することが可能であるが、得ようとした消去性能の所望の値に依存し
て、部品の許容誤差が、容認できないインピーダンス不整合に導くこともあり得
る。図６に示す好ましい実施態様は、高価で許容誤差の小さい部品を必要とせず
、固定インピーダンスＲ２２３と切り替え可能なインピーダンス・ラダーＲ３
２４からなる調節可能なインピーダンスと並列配置された感知インピーダンス
Ｒ１１７よりわずかに大きい固定インピーダンスを使用する。インピーダンス
の並列組合せの目的は、微細な段階的に調節可能なＲ１１７の鏡像を可能にす
ることにある。並列抵抗の実効抵抗は、最も小さい並列抵抗の実効抵抗より小さ
いので、インピーダンスＲ４３２は、Ｒ１＊（Ｋ＋Ｙ）に設定される。ここで
係数Ｙは、１から１０の範囲である。鏡像インピーダンスの微調整は、抵抗ラダ
ーＲ３２４におけるスイッチを開閉することによって達成される。固定インピ
ーダンスＲ２２３は、抵抗ラダーに直列に配置され、抵抗ラダーに使用できる
小さく実用的な抵抗エレメントを得る。固定インピーダンスＲ２２３は、それ
自体および抵抗ラダーによって提供される組合せ並列抵抗にオフセットを与える
。固定インピーダンスＲ２２３と抵抗ラダーＲ３２４の組合せインピーダン
スは、いくら大きくてもＲ１＊Ｋ＊（Ｋ＋Ｙ）／Ｙに等しくなくてはならない。
抵抗ラダーは、種々の方法で実装され得るが、図６に示すように抵抗値が二進デ
ータワードによって制御されるデジタル的に制御可能な抵抗であることが好まし
い。二進データワードの値は、後で述べる方法に従ってシステムコントローラ１
９によって決定される。

【００４５】そのミラーインピーダンスに対するインピーダンスＲ１１７の比率が１／Ｋ
に等しいとすれば、ブリッジの完成には、ミラー回路上の整合のとれたインピー
ダンスがループ１２と局装置１１の組合せインピーダンスに整合するように選定
されなければならない。整合ミラーインピーダンスの整合係数も係数Ｋであるこ
とが要求される。Ｍ１およびＭ２からＭｎ２２までに示す平衡ネットワークの
セットは、抵抗性、容量性、および、誘導性エレメントを含む、直列、並列、直
並列などの１つまたは複数の回路構成からなる固定または可変インピーダンスを
表す。これらの要素の値およびセットに含まれるネットワークの個数は、一次チップ・リングインタフェース２９において対向することができ、かつ、最
悪の場合にも近端消去の目的に適合可能なインピーダンスの領域に、最もよく整
合することができる整合のとれたミラーインピーダンスが得られるように選択さ
れる。平衡ネットワーク構成に応じて、抵抗性および誘導性エレメントは、一般
に一次チップ・リングインタフェース２９によって表されるインピーダンスのＫ
倍大きい。容量性エレメントは、Ｋ倍小さい。実験と経験によれば、単一ネット
ワークは、あるループ条件の下で、６ｄＢの消去を与えるのみであり、他方では
、賢明に選ばれた２つのネットワークは、最大１２ｄＢを与えることが実証され
ている。追加ネットワークは同様に、ループと局装置のインピーダンスの領域に
わたって、最悪の場合の消去を改善するであろう。

【００４６】図６において、二次チップ・リングインタフェースへ平衡ネットワークを接続
する際のスイッチＳ２〜Ｓｎ３０を示しているが、メタリック線のサージから
より良く保護され得る場所にスイッチＳ２〜Ｓｎ３０を配置する代替実施態様
が存在する。メタリック線のサージは、雷などの事象によって生成される高圧ス
パイクである。電話網用に設計された顧客構内装置は、FCC Part68に記載のメタ
リック線サージから守ることができなければならない。たとえば、スイッチＳ２
〜Ｓｎ３０は、差動増幅器２５の入力または出力どちらかの場所に移動させる
ことができる。両方の場合に、平衡ネットワークＭ１からＭｎまでは、チップ・
リングインタフェースへ永久的に接続されたままである。各平衡ネットワークは
、それ自身整合した鏡像の感知インピーダンス２３、２４、３２、および、後述
する独立の較正を必要とする。差動増幅器２５への入力に配置された場合には、
スイッチＳ２〜Ｓｎ３０は、平衡ネットワークとその鏡像の感知インピーダン
ス２３、２４、３２によって形成されるミラー回路の１つから導出される信号を
選択するために用いられる。その代りに、各ミラー回路は、それぞれ差動増幅器
を備え、スイッチＳ２からＳｎまでは、受信信号３１を生成するために適切な増
幅器出力を選択するために使用可能である。これらの方法は、平衡ネットワーク
Ｍ１からＭｎまでの個数が少ないままであるとき、すなわち３個以下のままであ
るときには、チップ・リングインタフェースの過剰負荷を防止するために実用的
である。

【００４７】受信信号通話路３１は、ブリッジのセンタタップにおいて信号を差動的に増幅
することによって達成される。差動増幅器２５への一入力は、直流阻止コンデン
サＣ２２０を介して、感知要素Ｒ１１７を含む一次チップ・リングインタフ
ェース２９上のリード線に接続される。その他の入力は、Ｍ１〜Ｍｎ２２の平
衡ネットワークと感知インピーダンスＲ１１７のミラーインピーダンスとの間
の、共通ノードにコンデンサＣ１２１を介して容量的に結合される。ループ１
２と局装置１１との組合せインピーダンスと、選定された平衡ネットワークとの
間の整合が十分に密接であれば、差動増幅器２５への入力に現れる電圧信号は、
それらの大きさおよび位相がほとんど同じはずである。共通モード除去比が６０
ｄＢよりも良好である状態において、差動増幅器は相互に信号を減算し、近端音
声通話エネルギーが消去された受信信号３１を作成する。

【００４８】スイッチＳ２〜Ｓｎ３０における少なくとも１つのスイッチポイントは閉じ
たままであり、他方では、加入者局１３または通話回路１４がオンフックであっ
て、チップ・リングインタフェースへのアクセスを提供する。この平衡ネットワ
ークは、特にオンフック状態において使用するように選定可能であり、インピー
ダンスおよび法的必要条件を満足する。スイッチＳ１からＳｎまでは、限定的意
味をもつことなく、トランジスタ、電気機械的またはソリッドステートまたはフ
ォトモスのリレー、電界効果トランジスタ、または、オプトカプラデバイスなど
の技術を用いて実装可能である。

【００４９】オンフック期間中、差動増幅器２５は、一次チップ・リングインタフェースに
接続された状態を維持するので、ＣＩＤおよびＶＭＷＩＦＳＫのような信号が
受信可能である。差動増幅器２５の利得は、平衡ネットワークの選択に基づいて
システムコントローラ１９によって設定される。利得は次の方程式によって決定
される：利得＝［Ｒ１（Ｋ＋１）＋Ｚｂ］／Ｒ１（Ｋ＋１）（１）ここで、Ｚｂ＝１／ｊｗＣ１＋Ｍｎであり、Ｍｎは、選定された平衡ネットワー
クのインピーダンスである。平衡ネットワークとして使用されるべき各ネットワ
ークおよびネットワークの各組合せに関する利得の値は、事前に算定されて、シ
ステムコントローラメモリに記憶されている。ｎが整数であるときに、ネットワ
ーク識別子Ｎｎは、それが適用されるネットワークを示すために各利得値に割り
当てられる。各単一ネットワークＭ１からＭｎまで、およびネットワークの組合
せ体は一意的識別子を所有するものとする。

【００５０】システムの中心的手順実行要素は、システムコントローラ１９である。システ
ムコントローラの機能を次に示す、すなわち、１）線電圧感知機能３４を監視す
ること、２）校正信号源１５および直流終端１６を供給すること、３）Ｒ２２
３、Ｒ３２４、および、Ｒ４３２からなる組み合わされたミラーインピーダ
ンスに最もよく整合するように抵抗器ラダーを感知インピーダンスＲ１１７に
調整すること、４）エネルギー推定器２６を監視すること、５）スイッチＳ２〜
Ｓｎ３３内の１つまたは複数のスイッチを選択的に閉じて、１つまたは複数の
平衡ネットワークを二次チップ・リングインタフェース３０に接続すること、６
）平衡ネットワークの選択に基づいて、差動増幅器２５の利得を設定すること、
７）エネルギー推定器２６からのフィードバックを使用して、どの平衡ネットワ
ークが、校正信号の消去に最適かを決定する。

【００５１】最良の利用可能な平衡ネットワークを選択する方法は、音声通話消去システム
を含むデバイスが電話ループ１２へ最初に接続されたときに開始する。その最も
簡単な形式において、ライン感知機能３４は、二進信号をシステムコントローラ
へ出力して、一次チップ・リングインタフェース２９におけるライン電圧に基づ
きラインが空いているかまたは使用中であるかを表示する。一般に、電圧が２３
ボルト以上であって、パワーリンギングが存在しないならば、当該ラインは空き
であるものと見なされる。実装されてシステムにライン電圧が最初に供給される
と、サービス中断の後または所定のインターバルの後に、ライン電圧が復元して
、当該ラインが空きであれば、システムコントローラ１９は、スイッチＳ１１
８を介して、直流終端１６を用いてラインを終端して、オフフックライン状態を
生成する。次に、システムコントローラは、１）較正用信号を伝送するか、２）
複合信号ソース１５を用いて少なくとも１つのＤＴＭＦ数字をダイヤルし、較正
信号の伝送以前に、発信音を除去するか、または、３）安定した呼出し状態を作
る保守番号をダイヤルし、その後で較正信号の伝送を開始する。全ての場合に、
システムコントローラは、先ず、一次チップ・リングインタフェース２９上の発
信音の存在を感知するか、または、何らかの数字をダイヤルしあるいは消去回路
を較正する以前に、発信音の供給が推定することができるまでの所定時間ｔ１だ
け待機する。発信音エネルギーの検出は、エネルギー推定器機能２６または任意
の発信音検出器２７を使用して実施できる。

【００５２】まず第１に、較正信号は、回線の終端後に開始できる。ただし、その次の較正
手順は、発信音が供給されるか、または、所定のインターバルｔ１が満了するま
で遅れさせるべきである。一般に、３秒間の発信音遅延時間ｔ１は、米国ネット
ワークにおける９９％をカバーしなければならない。発信音の供給を待つ目的は
、局装置１１がループ１２に適切に終端したことを保証することにある。このオ
プションは、較正のための安定した呼出し状態を作り、呼出し開始状態で用いら
れる局装置１１は、安定した呼状態と異なることがあり得るので、消去システム
の性能は、このオプションを用いてさらに良好に機能することができる。

【００５３】複合信号ソース１５は、単一または複合のトーン発生器、平坦またはスペクト
ル状に整形されたノイズ発生器、またはＤＴＭＦ発生器で構成することができる
。呼設定信号の検出に関係する用途に使用するためには、３００〜７００Ｈｚの
周波数範囲の、単一の較正トーンが適切である。ＣＡＳの検出に関係した用途で
の使用には、２１００〜２９００の間の周波数の、単一またはデュアルトーンが
適切である。好ましい実施形態におけるＤＴＭＦＤまたはＤＴＭＦＡのよう
なＤＴＭＦ信号も適切かつ実用的である。これらの信号は、ＣＩＤＣＷ／ＣＷＤ
およびＡＤＳＩＣＰＥにおける、GR-30-COREオフフックデータ伝送ハンドシェ
ークを、既に利用可能であるからである。また、これらの用途その他には複合ノ
イズ信号であっても十分である。

【００５４】既に述べたように較正信号の使用方法に応じて、エネルギー推定器２６は、発
信音に敏感であるか、または、そうでないことがあり得る。エネルギー示度の誤
差を最小化するために較正信号が存在するときは、一般にエネルギー推定器２６
は発信音に敏感であってはならない。較正信号または較正が発信音の除去を引き
起こす以前に、１つまたは複数の数字がダイヤルされるならば、発信音に敏感な
エネルギー推定器２６は、発信音の存在を検出するためにも役立つ。エネルギー
推定器２６は、受信通話路３１上のエネルギーレベルに比例するアナログまたは
デジタル出力をシステムコントローラに供給する。

【００５５】較正信号源１５が適用されるか、または、インターバルｔ１が満了した後で、
システムコントローラは、Ｒ２２３とＲ３２４とＲ４３２の組み合わされ
たインピーダンスの較正を開始する。組織的進行に際して、システムコントロー
ラ１９は、抵抗器ラダーのタップを開閉することによってＲ３２４のインピー
ダンスを変化させる。これは、正確に等しくなければ、感知インピーダンスＲ１
１７の値のＫ倍の値に、密接に整合するＲ２２３とＲ３２４とＲ４３２
とを組み合わせたインピーダンスを作成する試行において行われる。

【００５６】好ましい実施態様において、システムコントローラ１９は、抵抗値範囲の最低
、最高または中央いずれかの値に、デジタル的に制御可能な抵抗をプログラミン
グすることによって探索を開始する。次に、ラダーを順に上げるかまたは下げる
かして、最小の受信インタフェース３１のレベルを提供するＲ３２４の抵抗値
を探索する。各ステップにおいて、コントローラは、エネルギー推定器２６の出
力を読み取り、新規エネルギー推定値が直前のステップより多いかまたは少ない
かを決定する。

【００５７】新規エネルギー推定値が少ないならば、システムコントローラ１９は、直前の
抵抗値の記録と、バッファ位置Ｌ１およびＥ１に保持されているエネルギーレベ
ルとを、それぞれ、新規抵抗値およびエネルギーレベルによって更新する。好ま
しい実施態様において、抵抗値およびエネルギー推定値は、二進ワードである。
次に、システムコントローラ１９は、その以前の通話路と同じ方向における抵抗
値の変更を継続する。

【００５８】新規エネルギー推定値が、前のレベルより大きかった場合には、システムコン
トローラ１９は、バッファ位置Ｌ１およびＥ１を更新してはならない。エネルギ
ー推定値内にノイズのスプリアスピークが生じるかもしれないことを予想して、
システムコントローラ１９は、同じ方向における抵抗値の変更を継続しなければ
ならない。いくつかのステップの後で、エネルギー推定値が依然としてＥ１より
大きく、増大しているように思われる場合には、Ｒ３２４の較正を完全にする
ために、抵抗値をＬ１にリセットしなければならない。一方、エネルギー推定値
がより低い場合には、システムコントローラ１９は、同じ方向において抵抗値を
変えることによって最小値の探索を継続しなければならない。

【００５９】この方法に対する１つの例外は、システムコントローラ１９が、ラダー２４の
最初の抵抗値を、その中間の値である最小または最大値以外の点において開始す
るときに適用される。この場合、第１ステップ直後においてバッファＥ１に記憶
されている値より大きいいくつかのエネルギー推定値を獲得する際に、システム
コントローラ１９は、その通話路の方向を逆にして、最初の開始点から再び始め
なければならない。中間値において開始することによって、探索の収斂がさらに
迅速に進行し得る。

【００６０】いずれにせよ、エネルギー推定値が直前の指示値Ｅ１と異なり不定の場合には
、システムコントローラ１９は、バッファ位置Ｌ１およびＥ１を更新してはなら
ず、決定可能になるまで同じ方向に抵抗を進めることを継続しなければならない
。

【００６１】いったん抵抗ラダーＲ３２４の較正が完了すると、最良の平衡ネットワーク
をネットワークＭ１〜Ｍｎ２２の中から選択し、ループ１２および局装置１１
インピーダンスに整合する選択プロセスが始まる。いくつかの固定ネットワーク
の場合には、システムコントローラ１９は、スイッチＳ２〜Ｓｎ３４の中から
、単一つの方法で残りのスイッチを閉じることを整然と続行する。各スイッチを
閉じると、平衡ネットワークを二次チップ・リングインタフェース３０に接続す
る。

【００６２】スイッチの設定を変更する以前に、システムコントローラ１９は、差動増幅器
の利得を選択し、設定して、たとえば、ネットワークのセットの最低、最高、ま
たは中央の利得値などの所定の値に設定する。スイッチＳ２〜Ｓｎ３４の中か
ら１つのスイッチを閉じると、システムコントローラはエネルギー推定器２６の
出力を読み取る。エネルギー推定値がバッファＥ１に記憶されている値未満であ
れば、システムコントローラ１９は、ラインに接続されている現行ネットワーク
の識別子Ｎｎに関して、ベストネットワークバッファ（a best_network buffer
）ＢＮを更新する。同様に、システムコントローラ１９は、新規エネルギー推定
値を用いてバッファＥ１を更新する。次に、システムコントローラ１９は現行ネ
ットワークを除去し、ネットワークの残りのサブセットから別のネットワークを
接続する手順を進める。システムコントローラ１９は、全てのネットワークのテ
ストが完了するまで、この方法で手順を進める。最終ネットワークＭｎのテスト
に際して、ＢＮバッファは、ネットワークＭ１からＭｎにわたり受信インタフェ
ース３１のレベルを最小限化する個別ネットワークの識別を含む。次に、システ
ムコントローラ１９は、オプションとして、ネットワークＭ１からＭｎまでの組
合せを試行し、ネットワークの組合せがさらに低い受信インタフェース３１のレ
ベルを生成するかどうかを決定する。ネットワークＭ１〜Ｍｎ２２の全ての組
合せがテストされ得る。

【００６３】ネットワークＭ１〜Ｍｎ２２で最良の単一ネットワークまたは組合せネット
ワークを決定した後で、システムコントローラ１９は、スイッチＳ２〜Ｓｎ３
４まで全てのスイッチを開き、バッファＢＮの内容によって識別されるネットワ
ークを生成するのに必要とされるスイッチのみを閉じる。複合信号ソース１５お
よび直流終端１６は、スイッチＳ１１８を開くことによって除去される。次に
、システムコントローラ１９は、選定された平衡ネットワークの識別子と関連し
、メモリ内に記憶されている予め算定された利得の値を検索する。次に差動増幅
器２５の利得が、この値に設定され、それによって較正手順を完了する。

【００６４】ネットワーク選択プロセス期間中の任意の時点において、エネルギー推定値が
エネルギー推定器２６の範囲を超えるか、または、それに届かない場合には、シ
ステムコントローラ１９は、段階的に、例えば６ｄＢごとに差動増幅器２５の利
得を調節し、ネットワークの全てまたは一部分に対して選択手順を繰り返すこと
ができる。また、システムコントローラ１９は、差動増幅器２５の利得を増やす
ことを選択することができ、２つ以上のネットワークがほぼ同じエネルギー推定
値を生成した場合に、どちらがさらに良好なネットワークであるかを解決する。

【００６５】平衡ネットワークＭ１〜Ｍｎ２２が、調節可能な抵抗性、容量性または誘導
性要素によって、全体的または部分的に実装されれば、選択プロセスは、抵抗ラ
ダーＲ３２４に対して記述される要素に類似のプログラマブル要素に対して較
正手順を用いることができる。

【００６６】加入者局１３または通話回路１４がオンフックして、空き状態になろうとする
と、システムコントローラは、既存の平衡ネットワークを二次チップ・リングイ
ンタフェース３０に接続されたままにしておくか、または、オンフック時のイン
ピーダンス規制を満足するように設計された特殊ネットワークに助けを求めるこ
とができる。また、空きＣＰＥ状態に起因する平衡ネットワークの選択の変更は
、差動増幅器２５の利得を適宜調節可能にするはずである。システムコントロー
ラ１９は、回線感知機能３４を用いてオンフック状態を感知する。実際に、加入
者局設備１３または通信回線１４について空き状態と考える前に、少なくとも１
．５５秒間のオンフック継続期間を、システムコントローラ１９によって計時す
る必要があり、フラッシュのような間違って解釈された直流信号を防止する。加
入者局設備１３または通話回路１４が続いてオフフック状態に進むとき、システ
ムコントローラは、バッファＢＮにおいて特定された平衡ネットワークの選択に
変更し、差動増幅器利得２５を適宜調節する。

【００６７】チップ・リング近端音声通話消去システムは、多重平衡ネットワークまたは調
節可能なネットワークの使用を可能にするので、システムの消去性能は必要に応
じて改良されまたは整合が取られる。追加の平衡ネットワークは、インピーダン
ス整合の観点から、ループ１２および局装置１１のインピーダンスの領域全体に
わたってさらに良好な適応性を提供する。

【００６８】本発明の別の態様による電流感知機能の実装を用いる近端音声通話消去システ
ム１１０の構成図を図７に示す。このシステムの動作は、図６の電圧感応機能の
実装に類似する。目的は、依然として、ループおよび局装置のインピーダンスと
整合された鏡像を有するミラー回路を備えたホイートストンブリッジを形成する
ことにある。Ｒ１１７のような受動エレメントを用いて、回線インピーダンス
を感知することを試みるよりも、図７に示す実施態様は、能動部品を使用する。
詳細には、インピーダンスＲ１１７と、インピーダンスＲ２２３、Ｒ３２
４およびＲ４３２の組合せとが、ミラー電流源１１７および１２４として構成
されるトランジスタ対によって置き換えられる。詳細には、トランジスタＱ１は
、インピーダンスＲ１１７に置き換わり、トランジスタＱ２および抵抗器Ｒｗ
はインピーダンスＲ２２３、Ｒ３２４およびＲ４３２に置き換わる。

【００６９】近端音声通話消去システム１１０の電流感知機能の実装は、トランジスタ電流
源の構成の特性を使って、これによって、同一対の各トランジスタのベースと共
通グランド（アース）の間の共通電圧に起因して、ベースがコレクタに接続され
たダイオードとして構成されたトランジスタを流れる基準電流は、大きさと位相
の双方において、その相対物によってミラーリングされる。二次チップ・リング
インタフェース上の加入者局設備を通る電流すなわち基準電流は、トランジスタ
Ｑ２によってミラーリングされ、平衡ネットワークを流れる鏡像電流を生成する
はずである。基準電流源において、トランジスタのエミッタ領域が同じであれば
、基準電流は鏡像電流と同じであるはずである。

【００７０】ブリッジのミラー回路による一次チップ・リングインタフェースへの過剰負荷
を防止するために、平衡ネットワークインピーダンスの値は、係数Ｋによって適
切に整合がとれなければならない。電圧感知機能の実装によりインピーダンスの
整合をとる代わりに、電流感知機能の実装は、係数Ｋによってミラー電流Ｉｍの
整合をとる。既に述べたネットワーク選択手順を用いて、ループと局装置の組合
せインピーダンスと、ネットワークＭ１からＭｎまでの平衡ネットワークとの間
の整合がとられ、平衡ネットワークのインピーダンスが、係数Ｋだけ大きくなり
、トランジスタ電流源は、ブリッジの中央タップに同じ電圧を生成する。

【００７１】この構成が、受信通話路上の二次チップ・リングインタフェースから近端音声
通話をどのように消去するかを例示するために、一次チップ・リングインタフェ
ースから信号へのアクセスを提供する状態のままで、ループと局装置の組合せイ
ンピーダンスがＲｓであり、平衡ネットワークがＫ＊Ｒｓの整合インピーダンス
をもつものと仮定する。Ｖｄｃの直流電圧源およびＶｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ）の交流
電圧源を、ループおよび局装置の抵抗Ｒｓに直列に配置する。さらに、二次チッ
プ・リングインタフェースは、Ｒｘのインピーダンスをもつものと仮定する。

【００７２】電流源トランジスタＱ１のダイオード降下を無視すると、基準電流Ｉｒｅｆは
、（Ｖｄｃ＋Ｖｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ））／（Ｒｓ＋Ｒｘ）に等しい。したがって、
ミラー電流は、（Ｖｄｃ＋Ｖｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ））／（Ｋ＊（Ｒｓ＋Ｒｘ））で
ある。したがって、平衡ネットワーク両端の電圧は、（Ｖｄｃ＋Ｖｘ＊ｓｉｎ（
ｗｔ））＊Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｒｘ）である。ループおよび局装置両端の電圧は、（
Ｖｄｃ＋Ｖｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ））＊Ｒｘ／（Ｒｓ＋Ｒｘ）である。差動増幅器を
用いてこれらの電圧を合計すると、Ｖｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ）＊（Ｒｘ−Ｒｓ）／（
Ｒｓ＋Ｒｘ）の電圧を受信通話路に提供する。したがって、一次チップ・リング
インタフェース上の信号は、受信通話路上に現れる。

【００７３】ここで、二次チップ・リングインタフェースがそのインピーダンスＲｘと直列
に接続されたＶｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ）の交流電圧源を有し、局装置からの交流源は
オフ、すなわち、Ｖｓ＝０であるものと仮定する。基準電流は、（Ｖｄｃ−Ｖｘ
＊ｓｉｎ（ｗｔ））／（Ｒｓ＋Ｒｘ）に等しいはずである。ミラー電流Ｉｍは、
（Ｖｄｃ−Ｖｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ））／（Ｋ＊（Ｒｓ＋Ｒｘ））に等しい。平衡ネ
ットワーク両端の電圧は（Ｖｄｃ−Ｖｘ＊ｓｉｎ（ｗｔ））＊Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｒ
ｘ）に等しいはずである。ループおよび局装置両端の電圧は、（Ｖｄｃ−Ｖｘ＊
ｓｉｎ（ｗｔ））＊Ｒｓ／（Ｒｓ＋Ｒｘ）である。差動増幅器を用いてこれらの
電圧を合計すれば、ゼロ電圧が受信通話路に得られる。二次チップ・リングイン
タフェースからの交流信号は、受信通話路上において効果的に消去された。

【００７４】電流感知機能の実装は、少なくとも３点で電圧感知機能の実装よりも優れてい
る。第１に、トランジスタ電流源の両端における電圧降下は、ほぼ０．５から０
．７ボルトで固定され、電圧降下は、加入者局設備の電流が増大するにつれて、
線形的に増大しない。これは、感知インピーダンスに生成されるライン電圧にお
ける増加を抑制し、局装置に対してシステムを透過的にする。第２に、電流感知
機能の実装は、集積回路の製造プロセスにとっていっそう有利である。インピー
ダンスＲ１１７のために必要とされる高電力抵抗が排除されるからである。第
３に、電流源の実施態様は、類似した特性のトランジスタを使用することによっ
て、調節可能な抵抗ラダーＲ３２４の必要性を排除する。抵抗ラダーは、既に
述べた手順と同様の手順を用いて、ミラー電流Ｉｍを微調整するために使用でき
るが、差動増幅器に供給される電圧は、抵抗Ｒｗの値に対してさほど敏感でない
ので、おそらくその必要はないはずである。

【００７５】当技術分野における業者は、図７および添付の記述が、集積回路に関する本発
明を実行するための単なる手段であることに留意されたい。したがって、図６お
よび図７に示される機能を達成することの可能な集積回路要素の他の配置構成が
あり得る。詳細には、図７のトランジスタは、たとえば、二極電流源を供給する
トランジスタの他の組合せによって置き換え可能である。

【００７６】（デジタル強調システム）図６に示した近端音声通話消去システムにおいて、近端音声通話の消去は、整
合のとれたインピーダンスを電話回線のインピーダンスと整合させることによっ
て達成される。２つの信号がホイートストンブリッジの中央部から取り出され、
差動増幅器２５の入力へ供給される。インピーダンスが適切に整合されていると
き、取り出された各信号は、等量の振幅および同期した位相の近端音声通話信号
を含む。差動増幅器２５は、取り出された２つの信号を減算し、それによって近
端音声通話成分を消去し、局装置１１およびループ１２からシステム１０に入る
これらの信号のみを含む合成受信信号３１を生成する。この技術は、アナログ的
であり、最小限度のインタフェース回路を用いて電話回線に接続することが必要
で、高価ではない付属デバイスに対しては有益である。

【００７７】図６に示す消去システムは、ホイートストンブリッジを完成するようにミラー
ネットワークを接続する１組のスイッチング要素２２の使用について教示する。
場合によっては、これらのスイッチング要素の必要性を除去すること、または、
追加ネットワークを加えることなしに消去性能をさらに改良することが望ましい
。本出願において既に開示済みの一代替案は、各ネットワークをミラー感知イン
ピーダンス２３、２４、３２、および、一次チップ・リングインタフェース２９
に永久的に接続することである。この構成において、多重平衡ネットワークの使
用は、複数の永久的に接続されたホイートストンブリッジのミラー節点を生成す
る。この場合、各平衡ネットワークは、それ自身のミラー感知インピーダンス２
３、１４、３２を有する。ただし、この構成の実際的な使用は、少数のネットワ
ークに限られる。理由は、複数の永久的に接続されたミラーネットワークの存在
は、装置のオンフックのインピーダンスを下げるからである。使用されるネット
ワークが多すぎると、システム１０のオンフックインピーダンスは、信頼できる
発信および発呼者ＩＤのようなオンフックデータの受信に対して、望ましくない
状態を引き起こす。

【００７８】スイッチング要素２２を任意の状態にするか、または、近端音声通話消去性能
をさらに改良するために、数学的方法が図８に示す構成を用いて中央処理装置に
より実行可能である。図８は、スイッチング要素２２は存在するが、単一または
複数の永久的なネットワークによって置き換えることができる。図１０のシステ
ム１００は、デジタルワードを加算および乗算可能な中央処理装置１９０を有し
、位相シフタ１０１および利得制御装置１０３を含む。大部分のエコー消去シス
テムとは異なり、このシステム１００の一意的な属性は、それが低い処理能力を
要求することである。これは、簡単なマイクロコントローラが、ディジタル信号
プロセッサの代りに、近端音声通話消去を実施することを可能にする。このシス
テム１００のさらに別の一意的属性は、付属品などの装置にとって適したデジタ
ルの消去能力を提供し、最小限のインタフェース回路を用いて電話回線に接続す
ることが必要なことである。近端音声通話消去システム１０に関して既に記述し
た全ての利点は、図８に示すデジタルシステム１００へ適用される。さらに、デ
ジタル消去システム１００は、中央処理装置１９０によって、ＣＡＳ検出器２７
またはＦＳＫ復調器２８がシミュレートされる（すなわち、数学的に実施される
）ような用途に理想的に適する。

【００７９】高いレベルにおいて、数学的消去方法は、１）複合信号ソース１５を較正信号
として供給し、２）ホイートストンブリッジの中央部から引き出された信号１０
４と１０５とをサンプリングし、３）ミラー信号１０５を基準信号１０４と整合
させる最良の位相シフトおよび利得係数を決定する位相シフタ１０１および利得
制御装置１０３を利用し、４）複合信号ソースを除去し、サンプルされたミラー
信号１０５に最良の位相シフトおよび利得係数を適用し、５）基準信号１０４お
よび操作されたミラー信号が相互に減算される定常状態の操作を開始し、トーン
信号検出およびＦＳＫ復調を実施する数学的アルゴリズムか、または、アナログ
合成信号を生成するデジタルアナログ変換器１０２のどちらかへ接続可能なデジ
タル表現の合成信号を生成する。

【００８０】アナログシステム１０と同様に、数学的消去方法は、システム１００を適応さ
せる較正期間を必要とする。較正方法は、複合信号ソース１５を回線へ供給する
ことによって開始される。複合信号ソース１５は、正弦波のような簡単な信号ソ
ースであり、中央処理装置１９０が、このソースをオンまたはオフすることがで
きる。しかしながら、複合信号ソース１５は、振幅および位相の両方が中央処理
装置１９０によって制御される信号であっても差し支えない。この種の信号は、
一連のシフトレジスタによって数学的に生成された疑似ノイズシーケンスであり
得る。この場合、複合信号ソース１５は、直接のデジタル合成による信号生成の
ために中央処理装置１９０によってデジタルワードが供給されるデジタルアナロ
グ変換器であることが多い。この方法は、消去システム１００のさらに正確な較
正を可能にする。

【００８１】数学的消去システム１００は、ホイートストンブリッジの中央部から引き出さ
れた信号１０４と１０５とを、サンプリングするためのアナログデジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１０２を含む。これらの引き出された信号のサンプリングされたバー
ジョンは、合成信号を生成するために中央処理装置１９０によって操作され、こ
の場合、近端音声通話信号が消去される。較正プロセスの開始に際して、引き出
された信号の各々に存在する複合信号の位相および振幅が同じである可能性は小
さい。較正期間中、中央処理装置１９０は、最適な位相シフトおよび振幅係数を
決定しようと試みる。これらの信号の１つが操作され、合成信号を最小限化する
ことを目標として合成信号の測定結果のフィードバックを得る。操作される信号
は、ホイートストンブリッジから引き出されたミラー信号１０５のサンプリング
されたバージョンである。ホイートストンブリッジの他方の脚から取り出された
信号１０４のサンプリングされたバージョンは、基準信号として作用するはずで
ある。

【００８２】中央処理装置１９０が複合信号ソース１５に接続し、これを作動させ、アナロ
グデジタル変換器１０２を用いて、引き出された信号１０４および１０５両方を
サンプリングすることによって、システム適合プロセスが開始する。信号は、複
合信号の最高周波数の２０倍以上のレートでサンプリングされることが好ましい
。ミラー信号１０５は、基準信号１０４より、位相外れであること、時間的にシ
フトしていること、および、振幅が異なるであろう。数学的キャンセラの較正に
おける第１ステップは、引き出された信号１０４と１０５の間の位相差および時
間的シフトを決定することである。これは、先ず、引き出された信号の３周期［
３／（１０００Ｔ）ｍｓ］以上を収集して記憶することによって達成される。各
信号のサンプルは、同時に収集されることが好ましい。サンプリングされて記憶
されることが必要な信号の全体量は、引き出された信号間の予測される時間シフ
トの約２倍である。

【００８３】メモリまたは記憶装置１０６にいったん収集されると、次に、中央処理装置１
９０は、組織的なアルゴリズムに従い、サンプリングされたミラー信号１０５に
必要とされる最適時間シフトを決定する。いくつかの探索アルゴリズムが適用可
能である。最も簡単な方法は、固定された増分ステップで、時間シフトレンジを
使用する。中央処理装置１９０は、サンプリングされたミラー信号１０５のコピ
ーを作成し、時間シフトレンジの下側端部から開始して、ミラー信号１０５に時
間シフトを適用する。時間シフトは、信号遅延、容量性位相遅れおよび誘導性位
相進みに対して、正負両方であり得る。時間シフトはいくつかの方法で実行され
得るが、最も簡単な方法は、１サンプルの固定された増分によって、全ての点を
シフトすることである。

【００８４】図９に示すように時間シフトが適用された後で、変更されたミラー信号１０５
は、サンプリングされた基準信号１０４から差し引かれる。減算プロセスは、サ
ンプリングされて引き出された信号の継続期間内に所在するウィンドウ全体にわ
たって行われる。比較的小さなウィンドウが用いられ、ミラー信号１０５内にシ
フトが起きるにつれて、減算の計算を実施するために十分なサンプルポイントが
存在するようにする。ウィンドウは、サンプリングされる基準信号１０４の中心
部分に確立されることが好ましい。ウィンドウのサイズは、信号遅れおよび信号
進み両方の状況に対して計算可能である、サンプリングされた基準信号の長さの
４分の１であることが好ましい。

【００８５】減算プロセスの後で、合成ディジタル信号は、信号電力の平均二乗推定値を生
成するように、信号レベル推定アルゴリズム１０７によって処理される。信号レ
ベル推定器は、時間シフト係数を推定するに値する数値として用いられる単一の
電力推定値を生成する。信号電力推定値は、Lowest_power_estimateと呼ばれる
記憶された値と比較される。最初に、Lowest_power_estimate変数は、最大のデ
ジタル値に設定される。測定された信号電力推定値が、Lowest_power_estimate
値よりも低ければ、Lowest_power_estimate値は、新しく測定された信号電力推
定値に更新され、ミラー信号に提供される時間シフト係数は、Best_time_shift_
estimateと呼ばれる変数内に記憶される。ここで、アルゴリズムは、ループして
から、時間シフトレンジ内における次のステップに進む。それは、サンプリング
されたミラー信号１０５の複製に、時間シフトの適用を繰り返し、減算および信
号電力推測プロセス、ならびに、記憶されている信号電力推定値との比較を繰り
返す。時間シフトレンジ全体がカバーされるまで、このプロセスは繰り返される
。

【００８６】信号電力推定値における勾配変化を追跡するさらに高度のアルゴリズムを使用
できる。勾配がさらに大きくなると、発散が発生し、さらにプロセスを継続する
必要がなくなる。この場合、この種のアルゴリズムは、さらに短い時間でプロセ
スを収斂するために役立つ。

【００８７】いったん最良の時間シフトが決定されると、サンプリングされたミラー信号の
記憶されている複製は、Best_time_shift_estimateを表わすために操作される。
Lowest_power_estimateは、最大のデジタル値に再び設定される。較正プロセス
における次のステップは、最も低い複合信号の戻りである利得率または減衰率を
見付けることである。

【００８８】さらにもう一度、いくつかの探索アルゴリズムが適用可能である。最も簡単な
方法は、固定された振幅レンジを使用し、好ましくはデジタルアナログ変換器の
１段階に等しい増分段階をもつ。この方法において、時間シフトされたミラー信
号は、振幅係数が乗算され、中央処理装置１９は、既に述べたのと同様に、サン
プリングされた基準信号１０４からシフトされ、振幅調節されたミラー信号の減
算へ進む。手順を図１０に示す。信号電力推定が実施され、最低の電力推定値の
探索が進行する。ただし、測定された信号電力推定値がLowest_power_estimate
より低いときは、変数Best_time_shift_estimateを更新する代りに、変数Best_a
mplitude_estimateが、シフトされたミラー信号を乗算するために用いられる係
数を記憶する。次に、アルゴリズムはループし、振幅レンジにおける次の段階へ
進む。このプロセスは、振幅レンジ全体がカバーされるまで繰り返される。同様
に、高度のアルゴリズムを使用して、最良の振幅係数をさらに迅速に収斂させる
ように信号電力推定値における勾配変化を追跡する。

【００８９】振幅レンジは、サンプリングされた基準信号のピークレベルおよびミラーリン
グされたまたはシフトされたミラー信号を比較することによって決定され得る。
振幅係数は、基準信号のピーク振幅対シフトされたミラー信号のピーク振幅比（
ＲＳＰ／ＳＭＳＰ）を用いることにより推定することが可能である。基準信号の
ピーク振幅が、シフトされたミラー信号ピーク振幅より高ければ、追加の信号利
得が良好な消去のために必要とされる。ただし、信頼性を向上させるには、振幅
レンジは、上側端部において２^*ＲＳＰ／ＳＭＳＰに設定され、下側端部におい
てＳＭＳＰ／（ＲＳＰ）に設定されなければならない。シフトされたミラー信号
のピーク振幅が、基準信号ピーク振幅より大きければ、反対の状態が存在し、減
衰が良好な消去のために望まれる。この場合、振幅レンジは、下側端部において
ＲＳＰ／（２^*ＳＭＳＰ）に設定され、上側端部においてＳＭＳＰ／ＲＳＰに設
定されなければならない。あるいは、振幅レンジは、１／１２８から１２８のよ
うな固定レンジであってもよい。

【００９０】いったん時間シフトおよび振幅係数が既知になれば、中央処理装置１９０は、
複合信号ソース１５をオフにして、電話回線から接続を遮断することによって較
正ルーチンから出る。次に、中央処理装置１９０は、振幅係数をBest_amplitude
_estimateとして確立し、時間シフト係数をBest_time_shift_estimateとして確
立する。次に、引き出された信号１０４および１０５の連続的なサンプリングを
開始し、時間シフトおよび振幅係数をリアルタイムでミラー信号のサンプリング
されたバージョンへ適用する。同様にリアルタイムで、中央処理装置１９０は、
シフトされ、振幅調節されたミラー信号を基準信号から引き算して、合成信号を
生成する。合成信号は、図６に示す受信信号３１のサンプリングされた等価信号
である。手順は、図１１に示される。この信号上で、近端音声通話は消去される
。次に、トーン信号検出器２７またはＦＳＫ復調器２８のデジタル実施態様へ渡
されるか、または、既に述べたようにアナログに再構成するためにデジタルアナ
ログ変換器へ渡されることが可能である。

【００９１】前述のアルゴリズムは、最低の信号電力推定値の合成信号を生成する時間シフ
トおよび振幅係数を見付けるために試行する。ほとんどの場合に、このアルゴリ
ズムで十分である。ただし、使用される複合信号に応じて、合成信号に対して局
部的に最小の電力推定条件に帰着するよう組み合わされた最良の時間シフトおよ
び振幅係数を見付けることは、前述のアルゴリズムにとって可能である。このよ
うな場合、二次元格子（振幅係数対時間シフト係数からなる）を系統的に処理す
る力任せの方法が推奨される。これらの係数を相互に無関係に識別しようと試行
する代りに、トライアルと誤差の結果が、図１２に示すように格子内の各点にお
いて試行することによって得られる。最低の信号電力推定値を生成する組合せは
、定常状態で運用中に使用されるべき係数の対である。

【００９２】このアルゴリズムの収斂をさらに速くするためには、図１３に示すように各点
を評価する代りに、格子内の第２点または第３点ごとに、初めに評価されること
ができる。しかし、各点における信号電力推定値は、記憶されなければならない
。初回のラウンドが完了した後で、中央処理装置１９は、その四隅の点が最低の
合成信号電力推定値をもつ矩形である格子を探索する。四隅の点の信号電力推定
値が平均され、局所変数として記憶される。次に、中央処理装置１９は、四隅の
点の座標を使用して、新規の振幅および時間シフトレンジを決定する。次に、そ
の空間に焦点を絞り、そのプロセスを所望回数だけ繰り返す。四隅の電力推定値
の新規と平均の差が、前回の四隅の電力推定値の平均からの２％差未満である点
において、プロセスが終了し、定常状態の運用へ切り替えを開始する。

【００９３】以上の記述は、本発明を例示しかつ解説するためにのみ呈示されたものである
。以上の記述は、網羅的であること、または、本発明を開示されたあらゆるの精
密な形式に限定することを意図するものではない。前述の教示の観点から見れば
多くの修正および改変が可能である。当技術分野における他の業者が、意図する
特定の用途に適する種々の修正を施して本発明を種々の実施形態において利用で
きるように、本発明の原理およびその実用的な適用を最もよく説明するために実
施形態が選定された。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来技術によるチップ・リングトーン信号検出器の接続方法の構成図である。

【図２】トーン信号検出のために近端音声通話を減衰させるように使用される従来技術
による電話ハイブリッドの構成図である。

【図３】トーン信号検出のために近端音声通話を減衰させるように多重平衡ネットワー
ク、および／または、調節可能なネットワークを使用する従来技術による電話ハ
イブリッドの構成図である。

【図４】トーン信号検出のために近端音声通話を減衰させるようにデジタルエコー消去
装置と関連して用いられる従来技術による電話ハイブリッドの構成図である。

【図５】トーン信号検出のために近端音声通話を減衰させる従来技術による固定ホイー
トストンブリッジ配置構成の構成図である。

【図６】電圧感知機能の実装を用いる本発明の近端音声通話消去システムの一実施形態
の構成図である。

【図７】電流感知機能の実装を用いる本発明の近端音声通話消去システムの別の実施形
態の構成図である。

【図８】デジタル的に強調された近端音声通話消去システムを例示的に示す図である。

【図９】本発明の一態様に関するタイムシフティングおよびウィンドウの典型的構想を
示す図である。

【図１０】本発明の一態様に関するタイムシフティングおよび振幅調節の典型的構想を示
す図である。

【図１１】図１１に示した実施形態に関して消去された信号を得る方法を示す図である。

【図１２】本発明の一態様に関する典型的な時間シフトおよび振幅グリッドを示す図であ
る。

【図１３】本発明の一態様に関する典型的な時間シフトおよび振幅グリッドを示す図であ
る。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】チップ・リングインタフェースのリード線の１つと直列な第
１のインピーダンス要素であって、前記第１のインピーダンス要素と、前記チッ
プ・リングのリード線に接続されたループおよび局装置のインピーダンスとが、
ホイートストンブリッジの有する中心部から半分の一方に形成した第１のインピ
ーダンス要素と、ネットワークと、該ネットワークと直列に接続され、かつ、前記ホイートスト
ンブリッジの他方の半分に形成した整合可能なインピーダンス要素とであって、
前記チップ・リングのリード線に接続された前記ループおよび局装置の前記イン
ピーダンスに係数Ｋを乗じたインピーダンスに整合する前記ネットワークのイン
ピーダンスと、前記第１のインピーダンス要素のインピーダンスに係数Ｋを乗じ
たインピーダンスに整合する前記整合可能なインピーダンス要素と、前記ホイートストンブリッジの前記中心部の両端に接続された検出器であって、
前記ホイートストンブリッジの前記一方の半分において、前記第１のインピーダ
ンス要素と前記ループおよび局装置のインピーダンスとの間の接続点に接続され
、かつ、前記ネットワークと前記ホイートストンブリッジの前記他方の半分の前
記整合可能なインピーダンス要素との間の接続点に接続される前記検出器とを備えたことを特徴とする局装置に接続されたループのチップ・リングインタフ
ェースのリード線に接続された近端音声通話消去のための結合体。
【請求項２】前記ネットワークは、異なるインピーダンスの複数のネット
ワークと、前記ループおよび局装置のインピーダンスを鏡映する前記ネットワー
クの１つを選択する手段とを備えたことを特徴とする請求項１に記載の結合体。
【請求項３】前記第１のインピーダンス要素は、既知の小さな抵抗値の抵
抗器であり、前記整合可能なインピーダンスは、既知の値の抵抗器であることを
特徴とする請求項２に記載の結合体。
【請求項４】前記第１のインピーダンス要素は、既知の小さな抵抗値の抵
抗器であり、前記整合可能なインピーダンス要素は、スイッチング可能な抵抗ラ
ダーを含む抵抗器の直並列の組合せであることを特徴とする請求項２に記載の結
合体。
【請求項５】前記第１のインピーダンス要素は、第１のトランジスタまた
はトランジスタの組合せであり、前記整合可能なインピーダンス要素は、第２の
トランジスタまたはトランジスタの組合せであり、前記第２のトランジスタまた
はトランジスタの組合せを通る電流に、前記第１のトランジスタまたはトランジ
スタの組合せを通る電流を係数１／Ｋによって鏡映させる手段をさらに備えたこ
とを特徴とする請求項２に記載の結合体。
【請求項６】前記検出器は、トーン信号検出器またはデータ受信器に、前
記ループから発出されるトーン信号と共に減衰または消去された近端音声通話を
供給する差動増幅器であることを特徴とする請求項１に記載の結合体。
【請求項７】前記整合可能なインピーダンス要素のインピーダンスを変更
し、前記整合可能なインピーダンス要素に前記第１のインピーダンス要素のイン
ピーダンスを係数Ｋによって鏡映させるシステムコントローラをさらに備えたこ
とを特徴とする請求項１に記載の結合体。
【請求項８】前記第１のインピーダンス要素は、既知の小さな抵抗値の抵
抗器であり、前記整合可能なインピーダンス要素は、固定抵抗器と並列の感知抵
抗器と調節可能な抵抗ラダーとを有し、前記システムコントローラは、前記抵抗
ラダーのタップを開閉し、前記整合可能なインピーダンス要素に、既知の小さな
抵抗値の前記抵抗器のインピーダンスを係数Ｋによって鏡映させることを特徴と
する請求項７に記載の結合体。
【請求項９】前記ネットワークは、異なるインピーダンスの複数のネット
ワークと、ホイートストンブリッジにおける前記ネットワークの１つと接続する
ためのスイッチング手段とを有し、前記結合体は、前記ネットワークのうちどの
ネットワークが前記ループおよび局装置のインピーダンスを係数Ｋによって鏡映
するかを決定する手段を備え、前記システムコントローラは、前記決定手段に応
答して、前記ネットワークの前記１または複数のスイッチング手段を操作するこ
とを特徴とする請求項８に記載の結合体。
【請求項１０】前記ネットワークは、異なるインピーダンスの複数のネッ
トワークを有し、各々は前記チップ・リングインタフェースのリード線の１つと
その整合可能なインピーダンスとに永久的に接続され、それにより前記ホイート
ストンブリッジの複数の半分を形成することを特徴とする請求項８に記載の結合
体。
【請求項１１】検出器は、前記第１のインピーダンス要素と前記ホイート
ストンブリッジの一方の半分における前記ループおよび局装置のインピーダンス
との間に接続され、かつ、各ネットワークと前記ホイートストンブリッジの各半
分におけるその整合可能なインピーダンス要素との間の接続点に単独で接続され
ることを特徴とする請求項１０に記載の結合体。
【請求項１２】前記ネットワークは、異なるインピーダンスの永久的に接
続された複数のネットワークを有し、前記結合体は、前記ネットワークのうちど
のネットワークが前記ループおよび局装置のインピーダンスを係数Ｋによって鏡
映するかを決定する手段を備え、前記システムコントローラは、前記決定手段に
応答して、スイッチング手段を操作することにより検出器出力を選択する前記ス
イッチング手段を操作することを特徴とする請求項１１に記載の結合体。
【請求項１３】前記第１のインピーダンス要素は、第１のトランジスタま
たはトランジスタ組合せであり、前記整合可能なインピーダンス要素が第２のト
ランジスタまたはトランジスタ組合せであり、前記結合体は、前記システムコン
トローラに応答して、前記第２のトランジスタを通る電流に、前記第１のトラン
ジスタを通る電流を係数１／Ｋによって鏡映させる手段をさらに備えることを特
徴とする請求項７に記載の結合体。
【請求項１４】前記ネットワークは、異なるインピーダンスの複数のネッ
トワークと、前記ホイートストンブリッジにおける前記ネットワークの１つと接
続するためのスイッチング手段を有し、前記結合体は、前記ネットワークのうち
どのネットワークが前記ループおよび局装置のインピーダンスを係数Ｋにより鏡
映するかを決定する手段を備え、前記システムコントローラは、前記決定手段に
応答して、前記ネットワークの前記の１つのスイッチング手段を操作することを
特徴とする請求項１３に記載の結合体。
【請求項１５】ループおよび二次チップ・リングインタフェースからリー
ド線を有する一次チップ・リングインタフェースに接続され、チップ・リングト
ーン検出器における近端音声通話または信号を消去する装置であって、前記一次チップ・リングインタフェースのどちらかのリード線と直列に接続さ
れたセンサであって、前記センサと前記ループは、第１および第２のセンタタッ
プを有するホイートストンブリッジの半分の一方に形成したセンサと、前記センサのインピーダンスよりＫ倍大きいインピーダンスを有するミラー回
路と、前記二次チップ・リングに接続された平衡ネットワークであって、前記一次チ
ップ・リングインタフェースにおいて遭遇するインピーダンスに最も良く整合す
るような前記ミラー回路のインピーダンスを得るために選択可能であり、かつ、
前記ミラー回路に接続され、前記ミラー回路および前記平衡ネットワークが前記
ホイートストンブリッジの半分の他方からなる前記平衡ネットワークと、前記ホイートストンブリッジのセンタタップの両端に接続された近端音声通話
の消去を検出する手段を備えたことを特徴とする装置。
【請求項１６】前記センサは、小さな抵抗値を有する感知抵抗器を備えた
ことを特徴とする請求項１５に記載の装置。
【請求項１７】前記ミラー回路は、スイッチング可能な抵抗ラダーと並列
の前記感知抵抗器よりわずかに大きいインピーダンスを有する第１の抵抗器を備
え、前記抵抗ラダーは、第２の抵抗器と前記抵抗ラダーで組合わされた並列抵抗
を、相殺するインピーダンスを有する前記第２の抵抗器と直列であることを特徴
とする請求項１６に記載の装置。
【請求項１８】前記ミラー回路は、前記感知抵抗器よりＫ倍大きいインピ
ーダンスを有する第１の抵抗器を備えたことを特徴とする請求項１６に記載の装
置。
【請求項１９】前記平衡ネットワークは、インピーダンスの異なる複数の
ネットワークを有することを特徴とする請求項１７に記載の装置。
【請求項２０】前記平衡ネットワークは、前記チップ・リングインタフェ
ースのリード線の１つとその整合可能なインピーダンス要素とに、永久的に接続
されていることを特徴とする請求項１９に記載の装置。
【請求項２１】前記ホイートストンブリッジに前記ネットワークの１つま
たは複数のネットワークを接続するスイッチング手段を有することを特徴とする
請求項１９に記載の装置。
【請求項２２】前記検出器手段は、出力と第１入力と第２入力とを有する
差動増幅器を備え、前記第１入力は、前記感知抵抗器に接続された前記一次チッ
プ・リングインタフェースの前記リード線に容量的に結合され、前記第２入力は
、前記平衡ネットワークと前記ミラー回路との間の共通ノードへ容量的に結合さ
れ、前記出力は、トーン検出器またはデータ受信機に結合され、前記ループから
発出されるトーン信号と共に減衰または消去された近端音声通話を、前記トーン
検出器またはデータ受信機へ供給することを特徴とする請求項１９に記載の装置
。
【請求項２３】複数の検出器の各々は、出力と第１入力と第２入力とを有
し、各々の検出器の前記第１入力は、前記感知抵抗器に接続された前記一次チッ
プ・リングインタフェースの前記リード線に容量的に結合され、前記検出器の前
記第２入力は、前記平衡ネットワークと前記ミラー回路との間の共通ノードにそ
れぞれ容量的に結合され、いくつかのホイートストンブリッジの各々の半分の回
路１つについて１つの検出器を有し、前記検出器出力は、トーン検出器と、デー
タ受信機と、前記ループから発出されるトーン信号を含む近端音声通話の消去の
減衰を望む装置のいずれかに選択的に結合されることを特徴とする請求項１９に
記載の装置。
【請求項２４】バッファと、前記感知抵抗器を監視する手段と、前記抵抗
ラダーを調整し、係数Ｋによって前記感知抵抗器に整合させる手段と、前記平衡
ネットワークを前記二次チップ・リングインタフェースに接続する手段と、前記
差動増幅器の利得を設定する手段と、前記平衡ネットワークのうちどの平衡ネッ
トワークが前記一次チップ・リングインタフェースに現れるインピーダンスに最
も良く整合するかを決定する手段とを有するシステムコントローラをさらに備え
たことを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２５】バッファと、前記感知抵抗器を監視する手段と、前記差動
増幅器の利得を設定する手段と、前記１組の差動増幅器のうちどの出力が近端信
号の最も消去するかを決定する手段とを有するシステムコントローラをさらに備
え、それによって前記一次チップ・リングインタフェースに現れる前記インピー
ダンスに最も良く整合する前記平衡ネットワークを有する前記ホイートストンブ
リッジの前記半分の回路を選択することを特徴とする請求項２２に記載の装置。
【請求項２６】回線の状態を決定するために前記一次チップ・リングイン
タフェースの両端に接続された電圧回線感知手段をさらに備えたことを特徴とす
る請求項２５に記載の装置。
【請求項２７】較正プロセスの間、前記局装置によって発信音を除去する
手段をさらに備えたことを特徴とする請求項２６に記載の装置。
【請求項２８】前記検出器手段は、前記ホイートストンブリッジの第１および第２センタタップに結合されたアナ
ログデジタル変換器と、デジタルワードを操作する手段と、メモリとを有する処理ユニットであって、
前記アナログデジタル変換器に結合された処理ユニットとを備えたことを特徴とする請求項１５に記載の装置。
【請求項２９】前記処理ユニットの制御の下にある複合信号ソースをさら
に備えたことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
【請求項３０】前記複合信号ソースは、前記処理ユニットによってデジタ
ルワードが供給されるデジタルアナログ変換器を備えたことを特徴とする請求項
２９に記載の装置。
【請求項３１】前記処理ユニットのデジタルワード操作手段は、前記複合
信号の約２０倍またはそれ以上のレートでアナログ信号をサンプリングする手段
を備えたことを特徴とする請求項２８に記載の装置。
【請求項３２】前記処理ユニットのデジタルワード操作手段は、前記第１
と第２センタタップに現れる信号の間の位相および時間シフトの差を決定する手
段と、第２センタタップにおける時間シフトを最適化する手段とを有することを
特徴とする請求項３１に記載の装置。
【請求項３３】前記処理ユニットのデジタルワード操作手段は、前記第１
と第２センタタップに現れる信号の間の振幅の差を決定する手段と、前記第２セ
ンタタップにおける振幅を最適化する手段とを有することを特徴とする請求項３
１に記載の装置。
【請求項３４】前記処理ユニットのデジタルワード操作手段は、前記第１
タップに現れる信号と前記第２センタタップから引き出された最適化された信号
とを引き算する手段を有することを特徴とする請求項３１に記載の装置。
【請求項３５】前記チップ・リングインタフェースのリード線の１つと直
列であり、前記ループおよび局装置と共に、第１および第２センタタップを有す
るホイートストンブリッジの半分の一方を形成する第１のインピーダンス手段と
、既知のネットワークと直列であり、前記第１手段のインピーダンスよりＫ倍大
きいインピーダンスを有し、前記ループと共に前記ホイートストンブリッジの前
記第２の半分を形成する第２のインピーダンス手段と、前記第１のインピーダンス手段および前記ループのインピーダンスに最も良く
整合する前記第２のインピーダンス手段のミラーインピーダンスを決定するプロ
セッサと、近端信号を消去するための前記ホイートストンブリッジの前記センタタップの
両端に接続された手段とを備えたことを特徴とするループからのチップ・リングインタフェースのリー
ド線に接続されたトーン信号検出器の近端音声通話消去のための装置。
【請求項３６】前記プロセッサは、回線バッファと、エネルギーバッファ
と、ネットワーク要素識別バッファとを含むことを特徴とする請求項３５に記載
の装置。
【請求項３７】前記プロセッサ手段は、位相シフト回路と、利得制御回路
と、メモリと、信号レベル推定回路または機能的に等価であるデジタルアルゴリ
ズムを含むことを特徴とする請求項３５に記載の装置。
【請求項３８】第１のインピーダンス要素をチップ・リングインタフェ
ースのリード線の１つと直列に接続するステップであって、前記第１のインピー
ダンス要素と、前記ループと局装置のインピーダンスとが、第１および第２セン
タタップを有するホイートストンブリッジの半分の一方を形成するステップと、可変インピーダンス要素をネットワークと直列に結合し、前記ホイートストン
ブリッジの半分の他方を形成して、前記可変インピーダンスとネットワークとが
、前記第１のインピーダンスのインピーダンスと係数Ｋを乗じた前記ループの前
記インピーダンスに整合するようにしたステップと、前記第１のインピーダンス要素と前記ホイートストンブリッジの前記第１の半
分における前記ループの前記インピーダンスとの間の接続点と、前記ネットワー
クと前記ホイートストンブリッジの前記他方の半分の前記可変インピーダンス要
素との間の接続点とにおいて前記ホイートストンブリッジの両端の前記信号を検
出するステップとを備えることを特徴とする局装置が接続されたループからのチップ・リングの
リード線に接続されたトーン信号検出器の近端音声通話消去方法。
【請求項３９】前記接続するステップは、前記チップ・リングのリード線の両端の電圧を監視するサブステップと、前記の監視された電圧に基づいて前記ループの前記チップ・リングのリード線
の状態をシステムコントローラに示すサブステップとを備えることを特徴とする請求項３８に記載の方法。
【請求項４０】前記結合するステップは、前記表示された状態に応答して、前記ループの前記チップ・リングのリード線
の両端に、直流回線の終端および較正信号を供給するサブステップと、前記トーン信号検出器におけるエネルギーに比例するアナログまたはデジタル
出力をシステムコントローラに供給するサブステップと、前記システムコントローラに供給された前記アナログまたはデジタル出力に応
答して、前記可変インピーダンスを選択的に調節し、前記可変インピーダンスが
前記第１のインピーダンスの約Ｋ倍であるサブステップと、近端音声通話エネルギーを最小化する前記ネットワークを、前記システムコン
トローラによって選択的に選定するサブステップと、前記接続されたネットワークに基づいて差動増幅器の出力を設定するサブステ
ップとを備えることを特徴とする請求項３９に記載の方法。
【請求項４１】前記結合するステップは、前記表示された状態に応答して、前記ループの前記チップ・リングのリード線
の両端に、直流回線の終端および較正信号を供給するサブステップと、前記較正信号に応答して、前記ホイートストンブリッジの前記第１および第２
センタタップをサンプリングして基準信号を得るサブステップと、前記基準信号を前記可変インピーダンスの両端に現れる信号に整合させる位相
シフトおよび利得制御手段を使用して、整合された位相シフトおよび利得制御係
数を生成するサブステップと、前記整合された位相シフトおよび利得制御係数を前記可変インピーダンスの両
端に現れる前記信号に適用し、操作された信号を生成するサブステップと、前記操作された信号から前記標準信号を減算し、合成ディジタル信号を生成す
るサブステップであって、近端信号は減衰または消去されているサブステップとを備えることを特徴とする請求項３９に記載の方法。