DE69024947T2 - Impedanz-Synthese durch vielfache Schleife, die filternde Mittel verwendet - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine Mehrfachschleife mit Filtermitteln zur Impedanzsynthese kombiniert mit einer gemeinsamen Schleife und mit separaten Gleichstrom- und Wechselstrom-Schleifenabschnitten, wobei die Filtermittel einen Wandler umfassen, der vom gemeinsamen Schleifenabschnitt gespeist wird, und über eine Eingangsstufe verfügt, die mit einer Ausgangsstufe in Reihe angeordnet ist, wobei die Mittel eine negative Gesamt-Rückkopplungsschleife beinhalten, die vom Ausgang der Ausgangssstufe zum Eingang der Eingangsstufe verläuft, und wobei eine der Stufen dem Wechselstrom-Schleifenabschnitt ein Ausgangssignal ohne Niederfrequenzkomponenten, z.B. Gleichstrom, bereitstellt, wobei letzteres nur am Ausgang der anderen Stufe auftritt, die den Gleichstrom-Schleifenabschnitt speist.
• Eine solche Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese ist bereits aus dem Europäischen Patent EP-A-0402360 B1 (D1) bekannt, das nach dem Datum der Erstanmeldung der vorliegenden Patentanmeldung veröffentlicht wurde. Darin wird der Wandler als Leseverstärker in einer Anpassungsschaltung für Anschlußleitungen (SLIC) für die Verarbeitung von Sprach- und Rufsignalen verwendet.
• Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese des oben beschriebenen Typs bereitzustellen, die auch in einem SLIC eingesetzt werden kann, mit dem sowohl Fernmeßsignale oberhalb des Sprachfrequenzbereichs als auch Wählimpulse mit niedriger Frequenz verarbeitet werden können. Ein solcher SLIC wird beispielsweise in dem Europäischen Patent EP-A-0201635 B1 (D2) verwendet. Dabei ist ein Filterschaltkreis im Gleichstrom-Schleifenabschnitt so ausgelegt, daß er Meßsignalbündel bei 12 kHz oder 16 kHz eliminiert. Die Teilung der oben erwähnten Tiefpaß- und Hochpaßausgänge bei einer verhältnismäßig niedrigen Frequenz, d.h. zwischen Gleichstrom und der niedrigsten Sprachsignalfrequenz, um Niederfrequenzwählimpulse zu erkennen, läßt sich nicht mit einer adäquaten Wiedergabe dieser Unterbrechungen der Gleichstromleitung vereinbaren. Vielmehr sollte bei 10 oder 20 Hertz eine ausreichende Anzahl von Oberwellen der Grundfrequenz so an einen solchen Detektor weitergeleitet werden, daß die Rechteckwählimpulse nicht zu stark verzerrt werden. Außerdem führt eine Frequenzteilung durch einen Leseverstärker mit einer einzigen Kapazität, z.B. 100 nF, als externe Komponente, auch nicht zu einer ausreichenden Eliminierung der Signalbündel von Meßimpulsen mit einer großen Amplitude bei 12 oder 16 kHz.
• Gemäß einem ersten Merkmal der Erfindung werden die Ausgänge der Eingangs- und Ausgangsstufen mit den betreffenden Eingängen eines Doppeleingangs-Tiefpaßfilters gekoppelt, das über eine höhere Ausgangsgrenzfrequenz verfügt als dasjenige, das die Frequenzkomponenten an den Ausgängen der Eingangs- und Ausgangsstufen voneinander trennt.
• Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß einer der Filtereingänge die Grundfrequenz der Telefonwählimpulse bereitstellt, während der andere Filtereingang die Oberwellen der Grundfrequenz bereitstellt, wobei das Filter an seinem Ausgang nachweisbare Telefonwählimpulse zur Verfügung stellt und einen Durchgangsbereich unrerhalb der Signalbündelfrequenzen der Telefonmeßimpulse aufweist.
• Ein solches Rekombinations-Tiefpaßfilter kann gewinnbringend mit einem Doppeleingangs-Tiefpaßfilter erster Stufe mit geschalteten Kapazitäten, z.B. mit 400 Hz, realisiert werden, das Meßsignalbündel ausreichend reduziert und eine korrekte Erkennung der Wählimpulse gestattet.
• Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die Verlustleistung des SLIC zu reduzieren, da dies eine wichtige Voraussetzung für die Entwicklung von LSI-Chips darstellt.
• Wie in D1 beschrieben, kann die Eingangsstufe des Wandlers aus einem Operationsverstärker bestehen, wobei bestimmte Gleichstrom-Vorspannungen an seinen invertierenden und nichtinvertierenden Eingängen eine Begrenzung der Werte des Gleichtaktsignals an diesen Eingängen ermöglichen, die durch die Hochspannungs- Telefonrufsignale auf der Teilnehmerleitung erzeugt werden. Solche bestimmten Vorspannungen implizieren sowohl bestimmte Gleichstrom-Vorspannungspotentiale als auch bestimmte Vorspannungswiderstände, wenn nicht nur die Spannung während eines Rufs auf der Teilnehmerleitung begrenzt, sondern auch die Bedingungen berücksichtigt werden sollen, die es Leseverstärkersignalen, die ausschließlich von den Leitungssignalen abhängig sind, ermöglichen, die Vorspannungsquellen an den Eingängen dieses Verstärkers auszuschließen.
• Gemäß einem dritten Merkmal der Erfindung erhalten die Eingangsanschlußpunkte der Eingangsstufe jeweils eine Vorspannung durch ein Potentiometer, wobei beide Potentiometer mittels gesteuerter Durchschaltmittel an einer gemeinsamen Gleichstrompotentialquelle verzweigt werden, die für jedes der beiden Potentiometer die gleichzeitige Trennung eines Pols der Quelle gestattet.
• Auf diese Weise konnte der Stromverbrauch des Chips bei abgenommenem Hörer oder in ausgeschaltetem Zustand erheblich verringert werden, während gleichzeitig geeignete Bedingungen für die Chip- Entwicklung beibehalten wurden. Daneben wird durch die Trennung eines der beiden Potentiometerwiderstände für jedes der Paare, die für die Vorspannung der beiden Eingänge eines Operationsverstärkers, der die Eingangsstufe darstellt, verwendet werden, das Rauschverhalten des Leseverstärkers verbessert.
• In D1 wurde zwar mindestens ein Vorspannungspotentiometer sowie ein Vorspannungspotential, das sich von denjenigen an den Batteriepolen der Telefonvermittlung unterscheidet, bereits eingesetzt, diese waren jedoch permanent verbunden. Dies gilt auch für die beiden Vorspannungspotentiometer, die von einer Gleichstrompotentialquelle, die von der Vermittlungsbatterie getrennt ist, verzweigt werden und Gleichtaktsignale dämpfen und im IBM Technical Disclosure Bulletin, Bd. 20, Nr. 3, August 1977, S. 1045/46 beschrieben werden, sowie für die permanenten Vorspannungseinrichtungen, die in der Patentanmeldung Nr. 3815417 beschrieben werden, die zuerst in Frankreich am 25. November 1988 angemeldet wurde, wobei die gesteuerten Durchschaltmittel in diesem letzten Schaltkreis nur enthalten sind, um einen Kapazitätsabschnitt eines Filters zur Eliminierung von Rufsignalen am Eingang des Leseverstärkers zu trennen.
• Im Hinblick auf eine Struktur, wie sie in D1 beschrieben wird, besteht eine weitere Aufgabe der Erfindung darin, die Anzahl der externen Komponenten zu reduzieren, die einem Chip zugeordnet sind, der das grundlegende Element eines SLIC darstellt. Eine solche externe Komponente ist ein Parallel-Kapazitätsabschnitt eines Tiefpaßfilters mit 470 nF, das in den Gleichstrom-Schleifenabschnitt integriert ist und in D2 eingesetzt wird. Dieses Filter ist Teil eines Schaltkreises für die Rufabschaltung, das einen Zustand bei abgenommenem Hörer erkennt, und ist vor einem Komparator angeordnet, wodurch es verhindert, daß letzterer auf Spikes anspricht. Diese Parallelkapazität wird durch zwei in Reihe geschaltete Durchgangsgatter isoliert, die durch ein Rufbitsignal, das die Steuerung übernimmt, freigegeben werden, und wird durch ein drittes Durchgangsgatter kurzgeschlossen, wenn das Rufbit nicht vorliegt.
• Andererseits können Meßsignale mit 12 bzw. 16 kHz bei manchen Telefonsystemen eine Gruppe von Meßsignalbündeln und bei anderen ein kontinuierliches Meßsignal sein, das, gesteuert durch ein Meßformbit, in Signalbündel geteilt werden sollte. Bei der in der veröffentlichten Europäischen Patentanmeldung Nr. EP-A-0145038 beschriebenen Art und Weise werden die Sinuskurven mit 12 oder 16 kHz mittels einer ansteigenden Kapazität in Meßimpulsfolgen mit abfallenden Flanken umgewandelt.
• Gemäß einem vierten Merkmal der Erfindung wird der Ausgang der Ausgangsstufe mit einem Tiefpaßfilter gekoppelt, das eine Kapazität beinhaltet, bei der mindestens ein Anschluß mit einem Paar von gesteuerten Durchschaltmitteln verbunden ist, wobei das erste die Kapazität wirksam in den Tiefpaßfilter und das zweite sie in eine Impulsformerschaltung für den Telefonmeßimpuls einfügt.
• Wenn der frequenzabhängige Wandler unterschiedlich auf den Tiefpaß- und Hochpaßausgang anspricht, kann die Kapazität des darauffolgenden Tiefpaßfilters, z.B. 220 nF, auch für die Formung der Meßimpulse verwendet werden, d.h. auf einer Zeitmultiplexbasis, wie sie in der veröffentlichten Französischen Patentanmeldung Nr. 2597279 für Filter mit geschalteten Kapazitäten beschrieben wird, wobei der Kapazitätswert auch mit einer Gruppe von Kapazitäten mit binär gewichteten Werten variiert werden kann; bei diesem Verfahren können jedoch keine Komponenten gespeichert werden, wenn lediglich zwei Werte benötigt werden.
• Die oben erwähnten sowie weitere Aufgaben und Merkmale der Erfindung werden deutlicher, und die Erfindung selbst wird mit Bezug auf die folgende Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform am besten verständlich, die eine Herter-Brücke für die Speisung eines zweistufigen Leseverstärkers umfaßt und über separate Ausgänge für die Wechselstrom- und Gleichstrom-Syntheseschleifen verfügt.
• Diese Herter-Brücke entspricht dem klassischen, in D1 beschriebenen Modell und ist generell auf dieselbe Art und Weise in ein SLIC eingebettet. Es ist also prinzipiell ein sechspoliges Netzwerk mit sechs Impedanzen in einem geschlossenen Ring und drei verschiedenen Anschlüssen, wobei die beiden Anschlußpunkte pro Anschluß durch zwei parallele Gruppen von drei in Reihe geschalteten Impedanzen voneinander getrennt sind. Der erste Anschluß entspricht den Signalspannungen v1 und v2 und ist mit einem übrigbleibenden Abschnitt LC eines Telefonleitungsschaltkreises verbunden; der zweite Anschluß entspricht den Signalspannungen V'2 und V'1 und ist mit einer entfernten Telefonnebenstelle oder einem anderen Gerät (nicht abgebildet) verbunden, während die beiden Anschlußpunkte des dritten Anschlusses durch ein Gleichtaktspannungssignal e gekennzeichnet sind, das sowohl am invertierenden als auch am nichtinvertierenden Eingangsanschlußpunkt eines Operationsverstärkers A1 anliegt, der die Eingangsstufe eines Leseverstärkers darstellt, und mit dem dieser dritte Anschluß verbunden ist. Der Abschnitt LC mit dem Rest der Mehrfachschleife ermöglicht auch den Zugriff auf eine Telefonvermittlungsstelle über vier Drähte im Gegensatz zu der Zweiwege- Telefonleitung am anderen Ende.
• Im folgenden werden die sechs Impedanzen, aus denen die sechspolige oder Herter-Brücke besteht, im Hinblick auf die Admittanz beschrieben, so daß eine Teilnehmerleitung eine Potentialdifferenz v'2 - v1 für die Speiseadmittanz Y0 und die andere Teilnehmerleitung entsprechend eine Potentialdifferenz v2 - v'1 für die Speiseadmittanz Y'0 aufweist. Diese Speiseadmittanzen sind verhältnismäßig hoch (niedrige Widerstände) im Gegensatz zu den übrigen vier Admittanzen mit relativ niedrigen Werten, d.h. die Potentiometer mit hohen Widerständen, die von den Admittanzen Y1 und Y'1, in Reihe zwischen den Anschlußpunkten liegend, gebildet werden, haben die Potentiale v1 und v'1, während die Potentiale der in Reihe liegenden Admittanzen Y2 und Y'2 entsprechend v2 und v'2 aufweisen; die Potentiometerabgriffe stellen die Eingänge der ersten Stufe A1 des Leseverstärkers dar.
• Der invertierende Eingang dieser Stufe wird mit einem Potential V1 vorgespannt, das am Signalabgriff eines weiteren Potentiometers anliegt, das mit Erde und negativem Batteriepol verbunden ist und die Reihenschaltung der Leitwerte G3 und G5 sowie des Durchgangsgatters PG5 umfaßt. Entsprechend ist der nichtinvertierende Eingang mit einem Potential V2 vorgespannt, das am Signalabgriff eines weiteren Potentiometers anliegt, das ebenfalls mit Erde und negativem Batteriepol verbunden ist und die Reihenschaltung der Leitwerte G4 und G6 sowie des Durchgangsgatters PG6 umfaßt. PG5 und PG6 werden bei einer Telefonrufphase durch ein Signal RP an ihren gemeinsamen Steueranschlußpunkten freigegeben. Die Verstärkereingangsstufe A1 erzeugt ein Ausgangssignal va an ihrem Ausgang, der über die Admittanz Y3 mit dem invertierenden Eingang von A1 sowie mit LC verbunden ist, um so einen Abschnitt der Mehrfachschleife zurück zur Herter-Brücke (v1, v2) zu vervollständigen. A1 speist eine zweite Verstärkerstufe A2 und, da es sich um einen Operationsverstärker handelt, insbesondere deren invertierenden Eingang; dies erfolgt über die Reihenadmittanz Ya. Der nichtinvertierende Eingang dieser zweiten Stufe A2 wird mit einem geeigneten Wert vorgespannt, z.B. mit Erde verbunden, während ihr Ausgang, der ein Signal vb erzeugt, über die Admittanz Yb mit ihrem invertierenden Eingang verbunden ist. Im Gegensatz zu den beiden anderen Elementen mit zwei Anschlußpunkten, z.B. Ya, bei denen es sich um Widerstände handelt, ist Yb eine Kapazität. Zusätzlich zu der Rückkopplungsverbindung zwischen dem Ausgang von A2 und seinem invertierenden Eingang besteht eine weitere negative Rückkopplungsverbindung über die Admittanz Y4 zum nichtinvertierenden Eingang von A1.
• Auf diese Weise kann ein Hochpaßausgang va, aus dem die Gleichstromkomponente eliminiert wurde, erzeugt und über den verbleibenden Schaltkreisabschnitt LC im Wechselstromabschnitt der Schleife verwendet werden. Andererseits besteht am Ausgang von A2 die Antwort vb in einer Tiefpaßfunktion, die ein Gleichstromsignal erzeugt, das ebenfalls über LC den Gleichstromabschnitt der Schleife speist.
• Die Spannungen va und vb werden außerdem an ein Tiefpaßfilter LP mit Doppeleingang angelegt, dessen Ausgangsanschlußpunkt DI mit LC verbunden ist, so daß Signale für aufgelegten bzw. abgenommenen Hörer, z.B. beim Wählvorgang, darin auf die allgemeine, in D2 beschriebene Art und Weise an einen Komparator angelegt werden können. Anders ausgedrückt, rekombiniert LP die Hochpaßausgänge (Wechselstromschleife) und Tiefpaßausgänge (Gleichstromschleife) von A1 und A2, um so eine korrekte Reproduktion der Rechteckwählimpulse bereitzustellen, d.h. die Grundfrequenz und eine geeignete Anzahl an Oberwellen. Gleichzeitig dämpft LP Frequenzen über 400 Hz, um Signalbündel von Fernmeßimpulsen zu eliminieren. Eine bevorzugte Ausführungsform für LP besteht aus einem Doppeleingangsfilter erster Stufe mit geschalteten Kapazitäten. Indem seine Ausgangsparallelkapazität an einem Eingang mit einem geeigneten Reihenwiderstand gespeist wird, der den doppelten Wert hat wie derjenige für den anderen Eingang, können schwache LP-Verstärkungen erzeugt werden, so daß vb lediglich halb so stark gedämpft wird wie va. Dies erzeugt jedoch eine zusätzliche Dämpfung sowohl für va als auch für vb, die vermieden werden kann, indem ein übliches Filter mit geschalteten Kapazitäten und einfachem Eingang verwendet wird, das seinen Eingang über einen Doppeleingangs-Multiplikator-/Summierschaltkreis erhält, der durch va und vb gespeist wird und den korrekten Wert va + 2vb für das Filter erzeugt.
• Zwischen dem Ausgang von A2 und LC gibt es einen weiteren Schaltkreis, so daß der darin enthaltene Komparator auch Rufabschaltsignale erkennen kann, wenn der angerufene Teilnehmer während der Rufphase den Hörer abnimmt. Wie in D2 beschrieben, erfolgt dies mit einem Tiefpaßfilter mit 3 Hz, das einen Reihenwiderstand R1 zwischen dem Ausgang von A2 und dem Anschlußpunkt RT von LC sowie ein Reihendurchgangsgatter PG1 zwischen RT und einem Anschlußpunkt der Parallelkapazität C1 umfaßt, deren anderer Anschlußpunkt über ein weiteres Durchgangsgatter PG2 mit Erde verbunden ist, das, entsprechend PG1, durch den Anschlußpunkt RM gesteuert wird. Im Gegensatz zur Freigabe der Gatter lediglich durch das Rufbit besteht das an RM angelegte Freigabesteuersignal aus der Kombination des vorhandenen Rufbits zusammen mit dem nicht vorhandenen Meßformbit.
• Bei der komplementären Bedingung mit C1 von RT und Erde getrennt, anstelle dessen mit dem Anschlußpunkt ME von LC verbunden und führt über das Durchgangsgatter PG3 zu einem Impulsformerschaltkreis und über das Durchgangsgatter PG4 zu einem geeigneten Vorspannungspotential an Anschlußpunkt V3, wobei beide Durchgangsgatter von gesteuert werden.
• Wie in D1 beschrieben, und unter Verwendung derselben Ziffern für die Beziehungen wird es deutlich, daß va direkt proportional zu dem Strom ist, der durch die erste Leitung der Teilnehmerleitung zugeführt wird und über die zweite Leitung zurückkehrt, ohne daß eine andere Komponente von va von den Vorspannungen V1 und V2 abhängig ist, wenn gilt:
• Y1 = Y'1 (5)
• Y2 = Y'2 (6)
• Y1 (G2 + Y4) = Y2 (G1 + Y3) (7)
• G1 Y2 V1 = G2 Y1 V2 (8)
• Wenn (7) und (8) die Beziehungen zwischen V1, V2, G1 und G2 mit den Potentiometern G3, G5 und G4 darstellen und G6 an der Vermittlungsbatterie verzweigt wird, gilt:
• Y1 (G4 + Y4) = Y2 (G3 + Y3) (7')
• G5Y2 = G6Y1 (8')
• Daraus ergibt sich, daß (8') automatisch wahr ist, wenn PG5 und PG6 gesperrt sind, um den Stromverbrauch zu reduzieren. Wenn also (7') und (8') gelten, bleibt die obige Analyse sowohl gültig, wenn G5 und G6 verbunden als auch getrennt sind. Im symmetrischen gelegenen Fall mit Y1 = Y2, zeigt (8'), daß lediglich erforderlich ist, daß die zusätzlich geschalteten Widerstände der Leitwerte G5 und G6 gleich sein müssen, während aus (7) und (7') hervorgeht, daß G3 und G4 in D1 an die Stelle von G1 bzw. G2 treten. Bei Widerstandswerten von 60 kOhm für die Admittanzen Y1, Y'1, Y2, Y'2, Y3 sowie von 30 kOhm für Y4 sollten G3 und G4 z.B. Widerstände von 30 kOhm bzw. 60 kOhm aufweisen, wie dies für G1 und G2 wahr war.
• Abgesehen von der Reduzierung des Stromverbrauchs bei einer Sperrung von PG5 und PG6 sind dann auch die Gesamtvorspannungswiderstände an den beiden Eingängen des Eingangsoperationsverstärkers A1 größer, d.h. die Leitwerte G3+G5 und G4+G6 werden auf G3 bzw. G4 reduziert. Dies verbessert das Rauschverhalten, da z.B. für ein Rauschsignal am invertierenden Eingang von A1 die Rauschverstärkung eine lineare Funktion des Gesamteingangsleitwertes dividiert durch den Rückkopplungsleitwert Y3 ist.
• Wenn der Widerstand der freigegebenen Durchgangsgatter PG5 und PG6 im Hinblick auf den gemeinsamen Wert für G5 und G6, z.B. 20 kOhm, nicht vernachlässigbar klein ist, geht aus (8') hervor, daß ein solcher Widerstandswert von PG5 und PG6, sofern diese leitend sind, berücksichtigt werden muß, wenn der Gesamtreihenwiderstand von G5 und PG5 mit demjenigen von G6 und PG6 abgeglichen wird. Dieser Angleich von PG5 und PG6 läßt sich vermeiden, indem sie durch ein einziges Durchgangsgatter sowohl für G5 als auch für G6 ersetzt werden. Dies hat jedoch den Nachteil, daß letztere über einen gemeinsamen Anschlußpunkt verfügen würden. Dies impliziert, daß, wenn das gemeinsame Durchgangsgatter PG5/6 in nicht gesperrtem Zustand einen nicht vernachlässigbaren Widerstandswert aufweist, dies einen nicht unendlich großen Widerstand zwischen den beiden Eingängen von A1 bedeutet. Nachteiliger noch gilt im umgekehrten Fall, wenn PG5/6 gesperrt sind, daß, auch wenn der Widerstand unendlich groß ist, der Störnebenschluß zwischen den beiden Eingängen von A1 gleich der Summe der Widerstände von G5 und G6 ist, die permanent an einem Ende verbunden sind und zusammen z.B. 40 kOhm betragen. Aus diesem Grund sind zwei separate Durchgangsgatter PG5 und PG6 vorzuziehen; dies gilt hauptsächlich vor dem Hintergrund, daß ein gemeinsames Durchgangsgatter keinen Chip-Platz sparen würde, da es doppelt so viel Strom leiten müßte.
• Obwohl (5) und (6) implizieren, daß Y1, Y'1, Y2 und Y'2, die zusätzlich bei einer symmetrischen Herter-Brücke alle gleich sein und z.B. einen gemeinsamen Widerstandswert von 60 kOhm aufweisen sollten, als externe Komponenten mit sehr engen Toleranzbereichen realisiert werden sollten, wobei dennoch eine geringfügige Verschiebung von (5) und (6) in Betracht gezogen werden kann, d.h.
• In diesem Fall hat die Abweichung von den strengen Bedingungen aus (5) und (6) ein Gegenstück in (5') und (6'), so daß sich ein vollkommener Gleichgewichtszustand für die Herter-Brücke zwischen dem Anschluß v1/v2 auf der einen Seite und dem Anschluß e auf der anderen Seite ergibt, vorausgesetzt, am Anschluß v'1/v'2 liegt keine Ladung an, d.h. es ist eine offene Teilnehmerleitung. Daher entsprechen (5') und (6') der klassischen Bedingung einer abgeglichenen Wheatstone-Brücke mit zwei Anschlüssen und bieten den Vorteil, daß für eine solche offene Leitung kein Gleichstrom-Offset vom Nullpegel am Ausgang des Leseverstärkers vorhanden ist. Umgekehrt betrachtet führt dies im Hinblick auf die Umkehrungen der Leitungspolarität je nach der Polarität des Leitungsstroms zu gleichen positiven oder negativen Gleichstromausgängen. Bei in der Praxis angewandten Widerstandswerten von lediglich 60 kOhm für Y'1 und Y'2 würde sich zwar für Y1 und Y2 ein Wert von 60,05 kOhm ergeben, gemäß (5') und (6') für eine abgeglichene Herter-Brücke mit 50 Ohm für Y0 und Y'0 würde die Abweichung von (5) und (6) jedoch weniger als 0,1 % betragen.
• Schließlich erhält Ya über das Durchgangsgatter PG7 einen Nebenschluß. Letzteres wird durch ein Signal für die Verbesserung der Ansprechzeit an einem Anschlußpunkt RE freigegeben, so daß R (der reine Widerstand entsprechend Ya, wie oben beschrieben wurde) drastisch abnimmt, wodurch die Frequenz, die die Hochpaß- und Tiefpaßantworten von A1 und A2 trennt, entsprechend zunimmt. Dieses Signal an RE kann erzeugt werden, nachdem erkannt wurde, daß der Hörer abgenommen ist, z.B. während 5 ms, um so die Gleichstrompegelerkennung durch die daraus folgende drastische Abnahme der Zeitkonstante CR zu beschleunigen (wobei C die reine Kapazität entsprechend Yb ist, wie ebenfalls oben beschrieben wurde), während vor dem Kurzschließen der Teilnehmerleitung effektiv keine störenden schnellen Gleichstromschwankungen vorhanden sein sollten.
• Die grundsätzlichen Merkmale der Erfindung wurden hier zwar im Hinblick auf eine bestimmte Vorrichtung beschrieben, es wird jedoch darauf hingewiesen, daß diese Beschreibung nur beispielhaft zu verstehen ist und keine Beschränkung des Anwendungsbereichs der Erfindung darstellt.

Claims (8)

1. Mehrfachschleife mit Filtermitteln zur Impedanzsynthese kombiniert mit einer gemeinsamen Schleife und mit separaten Gleichstrom- und Wechselstrom-Schleifenabschnitten, wobei die Filtermittel einen Wandler umfassen, der von dem gemeinsamen Schleifenabschnitt gespeist wird und über eine Eingangsstufe (A1) verfügt, die mit einer Ausgangsstufe (A2) in Reihe angeordnet ist, wobei die eine negative Gesamt-Rückkopplungsschleife (Y4) beinhalten, die vom Ausgang der Ausgangsstufe zum Eingang der Eingangsstufe verläuft, und wobei eine der Stufen dem Wechselstrom-Schleifenabschnitt ein Ausgangssignal ohne Niederfrequenzkomponenten, z.B. Gleichstrom, bereitstellt, wobei letzteres nur am Ausgang der anderen Stufe auftritt, die den Gleichstrom- Schleifenabschnitt speist, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Eingangsstufen (A1) und Ausgangsstufen (A2) mit den entsprechenden Eingängen eines Doppeleingangs-Tiefpaßfilters (LP) gekoppelt sind, das über eine höhere Ausgangsgrenzfrequenz verfügt als dasjenige, das die Frequenzkomponenten an den Ausgängen der Eingangs- und Ausgangsstufen voneinander trennt.

2. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß einer der Filtereingänge die Grundfrequenz der Telefonwählimpulse bereitstellt, während der andere Filtereingang Oberwellen der Grundfrequenz bereitstellt, wobei das Filter an seinem Ausgang nachweisbare Telefonwählimpulse bereitstellt und über einen Durchgangsbereich unterhalb der Signalbündelfrequenzen der Telefonmeßimpulse verfügt.

3. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Unterschiede in den schwachen Verstärkungen der hohen und tiefen Frequenzen der beiden Stufen durch unterschiedliche Antworten für das Doppeleingangs-Tiefpaßfilter in Abhängigkeit von dem Eingang kompensiert werden.

4. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Doppeleingangs-Tiefpaßfilter aus einem Doppeleingangs-Multiplikator-/Summierschaltkreis besteht, der ein Tiefpaßfilter erster Stufe mit geschalteten Kapazitäten speist.

5. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Ausgangsstufe (A2) mit einem weiteren Tiefpaßfilter (R1, C1) gekoppelt ist, das eine Kapazität (C1) umfaßt, bei der mindestens ein Anschlußpunkt mit einem Paar von gesteuerten Durchschaltmitteln verbunden ist, wobei das erste (PG1 und PG2) die Kapazität wirksam in das Tiefpaßfilter und das zweite (PG3 und PG4) sie in eine Impulsformerschaltung für den Telefonmeßimpuls (ME) einfügt.

6. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsanschlußpunkte der Eingangsstufe (A1) durch erste (G3, G5) bzw. zweite (G4, G6) Potentiometer vorgespannt werden, die durch erste und zweite gesteuerte Durchschaltmittel (PG5 und PG6) an einer gemeinsamen Gleichstrompotentialquelle verzweigt werden, die die gleichzeitige Trennung eines Pols der Quelle für jedes der beiden Potentiometer ermöglichen.

7. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufe einen ersten Operationsverstärker (A1) umfaßt, der über eine erste Admittanz Y3 zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang verfügt, wobei der Ausgang über eine zweite Admittanz Ya mit dem invertierenden Eingang eines zweiten Operationsverstärkers (A2) gekoppelt ist, der über eine dritte Admittanz Yb zwischen seinem Ausgang und seinem invertierenden Eingang verfügt, und wobei eine vierte Admittanz Y4 den Ausgang des zweiten Operationsverstärkers mit dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers koppelt, um so die negative Rückkopplungsschleife bereitzustellen, ferner dadurch, daß die Schleife Teil einer Fernmeldeteilnehmerschaltung ist, einschließlich einer Herter-Brücke mit einem ersten Paar von Anschlußpunkten (v'2, v'1), die mit einer Zweiwege-Doppelleitung gekoppelt sind, einem zweiten Paar von Anschlußpunkten (v1, v2), die mit den separaten Gleichstrom- und Wechselstrom-Schleifenabschnitten gekoppelt sind, und einem dritten Paar von Anschlußpunkten (e), die mit der Eingangsstufe gekoppelt sind, wobei die Admittanzen Y1 und Y'1 der Herter-Brücke, die mit dem invertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers verbunden sind, einen gemeinsamen Wert aufweisen und die Admittanzen Y2 und Y'2 der Herter-Brücke, die mit dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers verbunden sind, einen gemeinsamen Wert aufweisen, dabei gilt

Y1 (G4 + Y4) = Y2 (G3 + Y3)

G5Y2 = G6Y1

wobei G3 und G4 diejenigen Admittanzen der Potentiometer sind, die mit einem Pol der Quelle verbunden bleiben, und G5 und G6 diejenigen Admittanzen sind, die über gesteuerte Durchschaltmittel mit dem anderen Pol verbunden sind.

8. Mehrfachschleife zur Impedanzsynthese nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufe ein Ausgangssignal ohne Niederfrequenzkomponenten, z.B. Gleichstrom, bereitstellt, daß die ersten, zweiten und vierten Admittanzen ohmisch sind, während die dritte Admittanz frequenzabhängig ist, daß der Wert der zweiten ohmischen Admittanz Ya vorübergehend und in erheblichem Umfang reduziert werden kann (PG7), sowie, daß der Ausgang des Filters einem Detektor für einen Telefonleitungsschluß zugeführt wird, so daß letzterer schneller ansprechen kann, wenn ein erstes Schließen erkannt wurde.