DE69310507T2

DE69310507T2 - Breitband teilnehmerleitungsschnittstelleschaltung

Info

Publication number: DE69310507T2
Application number: DE69310507T
Authority: DE
Inventors: Reinhard W Rosch; Stanley Rosenbaum
Original assignee: Northern Telecom Ltd
Current assignee: Nortel Networks Ltd
Priority date: 1992-04-16
Filing date: 1993-03-17
Publication date: 1997-09-11
Anticipated expiration: 2013-03-18
Also published as: EP0636295A1; JP3185146B2; JPH07503832A; CA2131294C; EP0636295B1; DE69310507D1; US5274702A; WO1993021722A1; CA2131294A1

Description

Technisches Gebiet und industrielle Anwendbarkeit

Diese Erfindung bezieht sich auf Leitungschnittstellenschaltungen für Telekommunikations leitungen. Leitungsschnittstellenschaltungen werden allgemein mit Zweidraht-Telefonteilnehmerleitungen an einer Fernsprechvermittlungsstelle oder einem abgesetzten Endgerät verbunden, um eine Vielzahl gut bekannter gewünschter Funktionen zu liefern.

Stand der Technik

Es sind verschiedene Formen von Leitungsschnittstellenschaltungen und verschiedene wünschenswerte Merkmale von Leitungsschnittstellenschaltungen bekannt. Im einzelnen ist es beispielsweise aus dem US-Patent 4 484 032 vom 20. November 1984 auf den Namen Rosenbaum mit dem Titel 'Active Impedance Transformer Asisted Line Feed Circuit' bekannt, eine Leitungsschnittstellenschaltung zu schaffen, bei der die Ausgänge von zwei Verstärkern mit den a- und b-Adern einer Zweidraht- Telefonleitung über Speisewiderstände und die Primärwicklungen eines sehr kleinen Transformators verbunden sind. Bei dieser Anordnung ermäglichen eine Sekundärwicklung des Transformators und ein Widerstandsnetzwerk, das mit den Speisewiderständen gekoppelt ist, eine Messung der Wechselspannungs- und Gleichspannungsbedingungen an der Leitung.
Mit der Entwicklung von Telefonsystemen wird es wünschenswert, verbesserte Leitungsschnittstellenschaltungen zu schaffen, die insbesondere eine Bandbreite aufweisen, die ausreichend groß ist, um ISDN- (dienstintegrierte digitale Netz-) Dienste zu ermöglichen, beispielsweise eine Signalbandbreite in der Größenordnung von 200kHz. Gleichzeitig ist es wünschenswert, Verbesserungen von Leitungsschnittstellenschaltungen hinsichtlich solcher Merkmale wie Größe, Kosten, Vielseitigkeit und Betriebsweise, insbesondere bei Fehlerbedingungen, Gleichtakt-Signalunterdrückung sowie Leistungsverbrauch und Verlustleistung zu erzielen.
Allgemein betrachtet besteht ein Bedarf an einer Leitungsschnittstellenschaltung, die für einen Betrieb in Verbindung mit einer irgendeiner beliebigen Telefonkommunikationsleitung verwendet werden kann, um beliebige Sprach- und Datenkommunikationsdienste zu erzielen, die zu irgendeiner bestimmten Zeit erwünscht sein können, wobei diese Dienste sehr einfach unter Software-Steuerung von einem Prozessor an der Fernsprechvermittlungsstelle aus geändert werden können, ohne das irgendwelche Hardware-Änderungen der Leitungsschnittstellenschaltung erforderlich sind.
Obwohl die Leistungsschnittstellenschaltung, die in dem US- Patent 4 484 032 beschrieben ist, erhebliche Vorteile gegenüber anderen Leitungssschnittstellenschaltungen ergibt, insbesondere dahingehend, daß sie eine präzise Längssymmetrie und die Verwendung eines sehr kleinen Transformators ermöglicht, wodurch ein verbessertes Rauschverhalten und eine verbesserte Bandbreite erzielt wird, die unabhängig von den in dem Widerstandsnetzwerk verwendeten Widerstandswerten ist und entsprechend groß sein kann, wobei gleichzeitig der Leistungsverbrauch und die Verlustleistung zu einem Minimum gemacht werden, verbleiben dennoch gewisse Nachteile, insbesondere hinsichtlich der Störempfindlichkeit, einer verbleibenden Ungleichförmigkeit des Frequenzganges und der Unmöglichkeit, den Gleichtaktstrom unabhängig von dem differentiellen oder Schleifenstrom zu messen, wie dies bei einer sehr vielseitigen Leitungsschnittstellenschaltung wünschenswert ist. Diese Nachteile werden weiter in der ausführlichen Beschreibung dieser Anmeldung erläutert.
Um eine Aufhebung von Gleichtaktsignalen zu erzielen und um einen im wesentlichen konstanten Schwellenwert für die Erdfehler-Strombegrenzung zu erzielen, ist es aus dem US-Patent 4 764 956 vom 16. August 1988 auf den Namen Rosch et al mit dem Titel 'Active Impedance Line Feed Circuit' bekannt, einen Potentialteiler zwischen den a- und b-Ader-Spannungsanzapfungen des Widerstandsnetzwerkes in einer transformatorlosen Leitungsschnittstellenschaltung anzuschalten und einen Gleichspannungsverstärker mit dem Anzapfpunkt des Potentialteilers zu verbin den. Der Ausgang des Gleichspannungsverstärkers ist mit den Spannungsanzapfungen über entgegengesetzt gepolte parallele Dioden und Widerstände gekoppelt, und die Spannungsanzapfungen sind weiterhin mit einem Steuerschaltungs-Differenzverstärker und mit einem Kompensationsschaltungs-Differenzverstärker ver bunden. Obwohl eine derartige Anordnung gewisse Vorteile im Betrieb der Leitungsschnittstellenschaltung ergibt, trägt jede der mehrfachen Verstärkerstufen zu einer Phasenverschiebung bei, was zu einer möglichen Instabilität und zu einer begrenzten Bandbreite führt. Für eine Breitband-Leitungsschnittstellen schaltung ist es erforderlich, die Anzahl der verwendeten kaskadierten Verstärkerstufen zu einem Minimum zu machen.
In dem US-Patent 4 947 427 vom 7. August 1990 auf den Namen Rosch et al mit dem Titel 'Protection Arrangement for A Subscriber Line Interface Circuit' ist eine Anordnung zum Schutz einer Leitungsschnittstellenleitung gegen Fehler auf der Leitung dadurch beschrieben, daß Kontakte eines Trennrelais geöffnet werden, über das die Leitungsschnittstellenschaltung mit der Leitung verbunden ist. Bei dieser Anordnung wird der Strom auf der Leitung bei geschlossenen Relaiskontakten über ein mit den Speisewiderständen gekoppeltes Widerstandsnetzwerk festgestellt, und die Spannung wird auf der Telefonleitungsseite der Relaiskontakte festgestellt, so daß die Leitungsspannung unabhängig davon festgestellt wird, ob die Relaiskontakte geschlossen sind oder nicht. Ein Kondensator wird in Abhängigkeit von der festgestellten Leitungsspannung während positiver Halbperioden und in Abhängigkeit von dem festgestellten Leitungsstrom, der einen Schwellenwertpegel überschreitet, während negativer Halbperioden einer Wechselspannungsschwingungsform auf der Leitung geladen, und die Kondensatorspannung wird mit einem Schwellenwert verglichen, um das Relais zu steuern.
Ein Ziel dieser Erfindung besteht in der Schaffung einer verbesserten Leitungsschnittstellenschaltung.

Offenbarung der Erfindung

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Leitungschnittstellenschaltung für eine Zweidraht-Telekommunikationsleitung geschaffen, die eine Gleichspannungs-Speiseeinrichtung, die zwei Speisewiderstände und einen Transformator mit zwei Primärwicklungen in Serie mit den Speisewiderständen zum Anschluß der beiden Adern der Leitung einschließt, und Strommeßeinrichtungen umfaßt, die mit den Speisewiderständen gekoppelt sind, um an einem Paar von Drähten ein symmetrisches Ausgangssignal in Abhängigkeit von dem durch die Speisewiderstände fließenden Strom zu liefern, wobei die Schaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß zwei Differenzverstärker in einer symmetrischen Anordnung vorgesehen sind, wobei jeder Verstärker einen Ausgang zur Lieferung eines Signais, das vom dem Differenzstrom durch die Speisewiderstände abhängt, invertierende und nichtinvertierende Eingänge, die mit einem jeweiligen Draht des Paares von Drähten und mit einem Punkt eines Bezugspotentials gleichspannungsgekoppelt sind, und Gleichspannung- und Wechselspannungs-Rückführungspfade vom Ausgang zum invertierenden Eingang des Verstärkers aufweist, wobei der invertierende Eingang mit einem jeweiligen Ende einer Sekundärwicklung des Transformators wechselspannungsgekoppelt ist.
Die symmetrische Anordnung der beiden Differenzverstärker vermeidet das Problem, daß Rauschen und Störungen aufgrund von unterschiedlichen Erdpotentialen bei einer bekannten Anordnung, bei denen eine Seite der Sekundärwicklung des Transformators geerdet ist, verstärkt werden.
Vorzugsweise umfaßt der Gleichspannungs-Rückführungspfad für jeden Verstärker einen Gleichspannungs-Rückführungswiderstand zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers, während der Wechselspannungs-Rückführungspfad einen Wechselspannungs-Rückführungswiderstand umfaßt, der von dem Ausgang des Verstärkers in Serie mit einem Kondensator geschaltet ist, der mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden ist, und das jeweilige Ende der Sekundärwicklung des Transformators ist mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Wechselspannung-Rückführungswiderstand und dem Kondensator verbunden. Der Kondensator dient dann sowohl zur Sperrung von Gleichspannung in dem Wechselspannungs-Rückführungspfad und zur Wechselspannungskopplung der Transformator-Sekundärwicklung mit dem Differenzverstärker
Um den endlichen Widerstand der Sekundärwicklung des Transformators zu kompensieren und damit eine Diskontinuität im Frequenzgang zu beseitigen, umfaßt für jeden Verstärker vorzugsweise der Gleichspannungs-Rückführungswiderstand einen ersten Widerstand, der mit dem Ausgang des Verstärkers verbunden ist, in Serie mit einem zweiten Widerstand, der mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden ist, wobei der Kondensator mit einem Verbindungspunkt zwischen den ersten und zweiten Widerständen verbunden ist, so daß der Wechselspannungs-Rückführungspfad den Wechselspannungs-Rüvckführungswiderstand, den Kondensator und den zweiten Widerstand in Serie umfaßt, und wobei ein Verhältnis des Widerstandswertes des zweiten Widerstandes zum Widerstandswert des ersten Widerstandes angenähert gleich einem Verhältnis des halben Widerstandswertes der Sekundärwicklung des Transformators zum Widerstandswert des Wechselspannungs-Rückführungswiderstandes ist.
Zweckmäßigerweise ist bei jedem Verstärker der invertierende Eingang mit dem jeweiligen Draht des Paares von Drähten verbunden, und der nicht invertierende Eingang ist mit dem Punkt des Bezugspotentials verbunden.
Um Gleichtaktsignale an den Eingängen und Ausgängen der beiden Differenzverstärker zu verringern, schließt die Leitungsschnittstellenschaltung vorzugsweise einen Potentialteiler, der zwischen den Ausgängen der beiden Differenzverstärker angeschaltet ist, einen weiteren Verstärker mit invertierenden und nicht invertierenden Eingängen, die mit einem Bezugspotentialpunkt beziehungsweise mit einem Anzapfpunkt des Potentialteilers verbunden sind, und zwei Widerstände ein, die jeweils zwischen einem Ausgang des weiteren Verstärkers und einem jeweiligen Draht des Paares von Drähten angeschaltet sind. Diese Anordnung führt dazu, daß der Breitband-Differenzstromausgang bei einer Gleichtaktsignalreduzierung der Phasenschiebung lediglich eines Verstärkers unterworfen ist, wodurch sich eine größere Bandbreite und Stabiltiät ergibt, als bei der Anordnung, wie sie in dem oben erwähnten US-Patent 4 764 956 beschrieben ist, bei der ein Differenzstromausgang am Ausgang von zwei kaskadierten Verstärkerstufen mit einer entsprechend größeren Phasenverschiebung erzeugt wird.
Die Leitungsschnittstellenschaltung schließt in vorteilhafter Weise einen Widerstand, der zwischen dem Ausgang des weiteren Verstärkers und einem Summierknoten angeschaltet ist, und einen Potentialteiler ein, der so angeordnet ist, daß er zwischen den Adern der Telekommunikationsleitung angeschlossen werden kann und Anzapfpunkt aufweist, der mit dem Summierknoten verbunden ist, wobei die Anordnung derart ist, daß eine Gleichtakt- Spannungskomponente am Ausgang des weiteren Verstärkers am Summierknoten aufgehoben wird, um ein Signal zu erzeugen, das den Gleichtaktstrom durch die Speisewiderstände darstellt.
Die Leitungsschnittstellenschaltung schließt vorzugsweise weiterhin eine Schaltereinrichtung zum Verbinden der Telekommunikationsleitung mit den Gleichspannungs-Speiseeinrichtungen ein, wobei der Potentialteiler, der einen Anzapfpunkt aufweist, der mit dem Summierknoten verbunden ist, an der Leitungsseite der Schaltereinrichtung angeschlossen ist, wodurch ein an dem Summierknoten bei offener Schaltereinrichtung erzeugtes Signal die Gleichtaktspannung auf der Leitung darstellt. Damit dient der Summierknoten dem doppelten Zweck der Lieferung eines Signals, das lediglich den Gleichtaktstrom durch die Speisewiderstände darstellt, wenn die Schaltereinrichtung geschlossen ist, und der Lieferung eines Signals, das die Gleichtaktspannung darstellt, wenn die Schaltereinrichtung offen ist, um den Stromfluß zu unterbrechen, beispielsweise um die Leitungsschnittstellenschaltung gegen übermäßige Ströme zu schützen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die Erfindung wird aus der folgenden Beschreibung anhand der beigefügten Zeichnungen weiter verständlich, in denen:
Figur 1 ein Blockschaltbild ist, das die Bauteile einer programmierbaren Telefonleitungsschnittschaltung zeigt, und
Figuren 2 und 3 Schaltbilder sind, die Teile der Leitungsschnittstellenschaltung nach Figur 1 zeigen.

Ausführungsformen der Erfindung

In Figur 1 ist ein Blockschaltbild gezeigt, das die Hauptbestandteile einer programmierbaren Telefonleitungs-Schnittstellenschaltung zeigt, von der in der folgenden Beschreibung angenommen wird, daß sie einen Teil einer (nicht gezeigten) Fernsprechvermittlungsstelle oder CO bildet und an dieser angeordnet ist, wobei die Leitungsschnittstellenschaltung jedoch alternativ einen Teil eines abgesetzten Endgerätes bilden kann, das mit einer CO über einen multiplexierten Kommunikationspfad gekoppelt ist.
Diese Hauptkomponenten der Leitungsschnittstellenschaltung umfassen eine Leitungstreiberschaltung 10, ein Meß-Netzwerk 12, über das die Leitungstreiberschaltung 10 mit der a-Ader T und der b-Ader R einer Telefonleitung 14 gekoppelt ist, eine Übertragungsschnittstelle 16, die mit dem übrigen Teil der CO über Sende- und Empfangssignalpfade 20 bzw. 22 in Verbindung steht, und eine Leistungs- und Zeichengabe-Steuerschnittsteile 18, die Signale an andere Teile der CO überträgt und von dieser Programmierbefehle von diesen über jeweilige Pfade 24 bzw. 26 empfängt. Wie dies weiter unten beschrieben wird, liefert das Meß-Netzwerk 12 gemessene Strom- und Spannungssignale an die Schnittstellen 16 und 18 über Pfade 28 bzw. 30, und die Schnittstelle 18 liefert Steuer- und andere Signale an die Leitungstreiberschaltung 10 und die Übertragungs-Schnittstelle 16 über Pfade 32 beziehungsweise 34. In den Zeichnungen unter Einschluß von Figur 1 sind, soweit es aus Gründen der Einfachheit und Klarheit wünschenswert ist, mehradrige Pfade durch eine einzige Leitung mit einem Querstrich dargestellt.
Die Leitungsschnittstellenschaltung nach Figur 1 ist dazu bestimmt, daß sie mit geeigneten Befehlen unter Einschluß von heruntergeladener Programmiersoftware, die der Schnittstelle 18 von der CO zugeführt und für Steuerzwecke und zur Einstellung der Übertragungsschnittstelle 14 in irgendeiner gewünschten Weise verwendet werden, so betreibar ist, das sie irgendeinen eines weiten Bereiches von Kommunikationsdiensten für irgendeines eines weiten Bereiches von (nicht gezeigten) Kommunikationsgeräten liefert, die mit der Telefonleitung 14 gekoppelt sind. Entsprechend kann diese einzige Form einer Leitungsschnittstellenschaltung für umfangreiche Arten von Diensten verwendet werden, ohne daß irgendwelche Hardware-Änderungen erforderlich sind, und zwar einfach unter geeigneter Softwaresteuerung von der CO. Dies führt zu beträchtlichen kommerziellen Vorteilen, weil lediglich eine einzige Konstruktion einer Leitungsschnittstellenschaltung hergestellt und installiert werden muß, um beliebige Kommunikationsdienste zu liefern, und die Leitungsschnittstellenschaltung kann in sehr einfacher Weise unter Softwaresteuerung umkonfiguriert werden, um die Dienste zu ändern, die sie liefert.
Beispiele für Kommunikationsdienste, die mit der einzigen Konstruktion der Leitungsschnittstellenschaltung erzielt werden können, schließen Privatteilnehmer-Telefondienste, wie zum Beispiel Teilnehmer-Ortsbereichs-Zeichengabe (CLASS) und Gesprächsverwaltungs- (CMS) Dienste, Gerneinschaftsanschluß-Dienste und frequenzselektives Rufen, Geschäftstelefone und Datendienste, wie zum Beispiel Einzelleitungs-Abfragestellen-, Nachrichtenspeicherungs-, Münz-, ISDN U- und vermittelte Sprachband-Datendienste ein und können vermittelte Spezialdienste, wie zum Beispiel Centrex Leitungen, WATS-Leitungen und Durchwahl umfassen.
Um diese Dienste zu schaffen, sieht die Schnittstellenschaltung eine große Anzahl von Merkmalen aufgrund der Konstruktion und Anordnung der Schnittstellen 16 und 18 vor, umter Einschluß von Rufsignalgabe, Wählimpuls-Ziffernspeicherung, Schleifenoder Erdstart, Gleichstromspeisung mit Strombegrenzung, Niedrigleistungs-Bereitschaftsbetrieb, Batterieumkehrung, Modem-übertragung, ABCD-Bit-Zeichengabe, CLASS- und DTMF-Tonübertragung, Zeichengabe für den aufgelegten und abgehobenen Zustand, und Überspannungsschutz mit automaatischer Wiederherstellung der Betriebsbereitschaft vor. Zu diesem Zweck umfaßt die Übertragungsschnittstelle 16 einen digitalen Signalprozessor und Codec (Codierer-Decodierer), für die Steuersoftware von der CO über die Schnittstelle 18 und die Pfade 14 geliefert wird. Die Schnittstelle 18 umfaßt einen Prozessor, einen Speicher, Kommunikationsschnittstellen und Steuerschaltungen zur Steuerung der Gesamtfunktionsweise der Leitungsschnittstellenschaltung. Mit Ausnahme der nachfolgend unter Bezugnahme auf Figur 3 der Zeichnungen beschriebenen Teile werden diese Schnittstellen 16 und 18 hier nicht weiter beschrieben
Figur 2 ist ein Schaltbild, das Teile des Meß-Netzwerkes 12 zeigt, und Figur 3 ist ein Schaltbild, das die Leitungstreiber schaltungg 10 und die zugehörigen Teile der Schnittstellen 16 und 18 zeigt. Die Ausgangsleitungen 36 der Leitungstreiberschaltung 10, die an der linken Seite der Figur 3 gezeigt sind, und die außerdem in Figur 1 gezeigt sind, sind mit den a- und b- Adern der Telefonleitung 14 über das Meß-Netzwerk 12 gekoppelt, wie dies weiter oben bereits erläutert wurde
In Figur 2 sind die Leitungen 36 mit den a- und b-Adern T und R der Telefonleitung über Primärwicklungen mit Wicklungsrichtungen, die durch Punkte benachbart zu den Wicklungen angezeigt sind, eines Transformators 28, über angepaßte Speisewiderstände 40 und Relaiskontakte 42 gekoppelt. Ein Widerstandsnetzwerk 44 ist mit den Speisewiderständen 40 verbunden, um an Leitungen 46 ein symmetrisches Ausgangssignal in Abhängigkeit von dem durch die Widerstände 40 und damit auch durch die Telefonleitung 14 fließenden Strom zu liefern. Eine Sekundärwicklung des Transformators 38 liefert an Leitungen 48 ein Ausgangssignal, das von dem differentiellen Wechselstrom abhängt, der durch die Primärwicklungen und entsprechend auf der Telefonleitung 14 fließt.
Die beiden Leitungen 46 sind mit den invertierenden Eingängen jeweiliger Differenzverstärker 50 verbunden, deren nichtinvertierenden Eingängen ein Bezugspotential Vr zugeführt wird. Aus Gründen der Bequemlichkeit wird die Bezeichnung Vr allgemein an verschiedenen Stellen in den Figuren 2 und 3 verwendet, um ein Bezugspotential, beispielsweise die halbe Versorgungsspannung zu bezeichnen, doch ist es verständlich, das unterschiedliche tatsächliche Werte des Bezugspotentials an verschiedenen dieser Stellen zugeführt werden können, um gewünschte Betriebszustände zu erzielen. Der Ausgang eines der Verstärker (oder alternativ die Differenzausgänge der beiden Verstärker 50) bildet in der gezeigten Weise ein Signal ID an der Leitung 28. Dieses Signal ID stellt den Differenzstrom auf der Telefonleitung 14 dar und wird der bereits beschriebenen Übertragungs schnittstelle 16 zugeführt.
Jeder der Verstärker 50 weist einen Gleichspannungs-Rückführungspfad von seinem Ausgang zu seinem invertierenden Eingang über zwei in Serie geschaltete Widerstände 52, 54 und einen Wechselspannungs-Rückführungspfad von seinem Ausgang zu seinem invertierenden Eingang über die Reihenschaltung aus einem Widerstand 56 und einem Kondensator 58 auf, der mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 52 und 54 verbunden ist. Jede Leitung 48 von der Sekundärwicklung des Transformators 38 ist mit einem jeweiligen Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 56 und dem Kondensator 58 verbunden.
Ein Potentialteiler ist durch zwei Widerstände 60 gebildet, die in Serie zwischen den Ausgängen der Verstärker 50 angeschaltet sind, wobei der Verbindungspunkt zwischen diesen Widerständen mit dem nicht invertierenden Eingang eines Verstärkers 62 verbunden ist, dessen invertierenden Eingang ein Bezugspotential Vr zugeführt wird. Der Ausgang des Verstärkers 62 ist über jeweilige Widerstände 64 mit den beiden Leitungen 46 verbunden.
Ein weiterer Potentialteiler ist durch zwei Widerstände 66 gebildet, die in Serie zwischen den a- und b- Adern T und R der Telefonleitung 14 auf der Leitungsseite der Relaiskontakte 42 angeschaltet sind. Der Verbindungspunkt zwischen diesen Widerständen 66 ist mit einem Summierknoten 68 verbunden, mit dem der Ausgang des Verstärkers 62 über einen Widerstand 70 verbunden ist. Der Summierknoten 68 ist mit dem Eingang eines Pufferverstärkers 72 verbunden, dessen Ausgang ein Gleichtaktspannungssignal VCM auf einer Leitung 74 darstellen kann, die einen der Pfade 30 in Figur 1 bildet.
Die Leitung 74 ist weiterhin über einen Widerstand 76 mit dem invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 78 verbunden, dessen nichtinvertierendem Eingang ein Bezugspotential Vr zugeführt wird, und dessen Ausgang, der über einen Rückführungs widerstand 80 mit dem invertierenden Eingang verbunden ist, ein Gleichtakt-Stromsignal ICM an einer Leitung 82 ist, die einen anderen der Pfade 30 bildet. Ein weiterer der Pfade 30 ist durch eine Leitung 84 gebildet, die ein Schleifenstromsignal IL vom Ausgang eines Pufferverstärkers 86 führt. Der Eingang des Pufferverstärkers 86 ist über einen Widerstand 88 mit der Leitung 28 und über einen Kondensator 90 mit Erde verbunden, wobei der Widerstand 88 und der Kondensator 90 zusammen ein Tiefpaßfilter mit einer Eckfrequenz von ungefähr 200 Hz bilden.
Die Anordnung des Transformators 38, der Speisewiderstände 40 und des Widerstandsnetzwerkes 44, wie sie vorstehend beschrieben wurde und Figur 2 gezeigt ist, ist beispielsweise aus dem bereits genannten US-Patent 4 484 032 bekannt. Diese Anordnung ermöglicht es, eine präzise Längssysmmetrie der Schaltung zu erzielen, wobei ein sehr kleiner Transformator in Form des Transformators 38 zur Wechselstrommessung verwendet wird und wobei Widerstände, die mit üblichen Toleranzen (beispielsweise 1 Prozent) aneinander angepaßt sind, für die Speisewiderstände 40 und das Widerstandsnetzwerk 44 verwendet werden. Hohe Widerstandswerte, die in dem Widerstandsnetzwerk 44 verwendet werden, verringern den Leistungsverbrauch im Leerlaufzustand (aufgelegter Zustand eines mit der Leitung 14 verbundenen Telefons), und der Transformator erleichtert die Erzielung eines guten Rausch- und Störverhaltens und einer Bandbreite, die unabhängig von den verwendeten Widerständen ist.
Wie dies in dem US-Patent 4 484 032 beschrieben und gezeigt ist, ist ein Anschluß der Sekundärwicklung des Transformators geerdet, während der andere Anschluß kapazitiv mit dem invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers mit Wechselspannungs- und Gleichspannungs-Rückführungspfaden gekoppelt ist. Der nicht invertierende Eingang des Differenzverstärkers bildet einen Erdbezug für den Verstärker, dessen Verstärkung durch das Verhältnis eines Wechselspannungs-Rückführungswiderstandes (96 in Figur 3 des Patentes) zum Widerstandswert der Sekundärwicklung des Transformators bestimmt ist. Weil der Letztere in wünschenswerter Weise klein ist, ist diese Verstärkung relativ groß. Irgendeine Potentialdifferenz zwischen dem geerdeten Anschluß der Transformator-Sekundärwicklung und dem Erdbezug an dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers stellt eine Rauschquelle dar, die durch diese große Verstärkung verstärkt wird. Insbesondere dann, wenn der Verstärker in Form einer integrierten Schaltung ausgeführt ist, wie dies aus Gründen der Wirtschaftlichkeit und geringen Größe erwünscht ist, ist eine derartige Potentialdifferenz und das entsprechende Rauschen nur schwierig zu vermeiden
Dieser Nachteil wird durch die Verwendung der beiden Verstärker 50 in einer symmetrischen Konfiguration in der Schaltung nach Figur 2 vermieden. Die Verstärker 50 arbeiten mit entgegengesetzter Phase symmetrisch um das Bezugspotential Vr, das ihren nichtinvertierenden Eingängen zugeführt wird, wodurch das Potential an den Leitungen 46 bestimmt wird, wobei eine Empfindlichkeit gegenuber Differenz-Erdrauschen wie beim Stand der Technik vermieden wird.
Diese Anordnung weist verglichen mit den mehrstufigen kaskadierten Verstärkern des bereits genannten US-Patents 4 764 956 den Vorteil auf, daß lediglich eine einzige Verstärkerstufe (aufgeteilt auf die beiden symmetrischen Verstärker 50) verwendet wird, um ein Differenzbetriebsarts-Ausgangssignal zu liefern, und es ist kein Kompensationsschema wie bei diesem Patent erforderlich, und zwar aufgrund der symmetrischen und ausgeglichenen Anordnung der Verstärker 50. Diese Anordnung ergibt damit eine geringere Phasenverschiebung und damit einen stabileren Betrieb über eine größere Bandbreite als beim Stand der Technik.
Wie bei dem in Figur 3 des US-Patentes 4 484 032 dargestellten Stand der Technik sind die Wechselspannungs- und Gleichspannungspfade der Meßverstärker 50 so angeordnet, daß sie die gleiche Verstärkung für Wechselspannungssignale wie bei Gleichspannung ergeben. Beim Stand der Technik ist die Sekundärwicklung des Transformators mit dem invertierenden Eingang des Meßverstärkers über lediglich einen Kopplungskondensator gekoppelt, der einen Teil des Wechselspannungs-Rückführungspfades des Verstärkers bildet. Weil jedoch die Transformator-Sekundärwicklung einen endlichen Widerstand hat, ergibt sich ein Spannungsabfall längs des Kopplungskondensators, der andererseits eine Änderung der Verstärkung und Phase im Übergangsbereich zwischen Gleichspannungs- und Wechselspannungssignalen hervorruft. Dies kann zu Verzerrungen von niederfrequenter Wechselspannung oder von impulsförmigen Gleichspannungssignalen, wie zum Beispiel Wählimpulsen, oder zu Instabilitäten führen, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers in einer Rückführungsschleife für Gleichspannungs-Steuerzwecke verwendet wird.
Dieses Problem des Standes der Technik wird bei der Schaltungsanordnung nach Figur 2 durch die Verwendung der Widerstände 54, einer für jeden der Verstärker 50, im Hinblick auf die symmetrische Anordnung, vermieden. Um dies zu verstehen, ist zu erkennen, daß die Ausgänge der Verstärker 50 in symmetrischer Weise und mit entgegengesetzter Phase um das Bezugspotential Vr schwingen, das den nicht invertierenden Eingängen zugeführt wird, so daß sich der Mittelpunkt der Transformator-Sekundärwicklung auf diesem Bezugspotential und damit auf dem gleichen Potential wie die Leitungen 46 befindet. Für jede Seite der symmetrischen Anordnung ist der Koppelkondensator 58 zwischen den Anzapfpunkten von zwei Potentialteilern zwischen dem Ausgang des Verstärkers 50 und dem Bezugspotential Vr angeschlossen, von denen einer durch den halben Widerstandswert der Sekundärwicklung in Serie mit dem Widerstand 56 gebildet ist, während der andere durch die Widerstände 54 und 52 gebildet ist. Indem das Verhältnis dieser beiden Potentialteiler gleichgemacht wird, tritt keine resultierende Spannung längs des Kondensators 58 auf, was zu einem gleichförmigeren Vestärkeransprechverhalten im Übergangsbereich von Gleichspannungs- zu Wechselspannungssignalen führt.
Dies heißt mit anderen Worten, daß, wenn die Widerstandswerte der Widerstände 52, 54 und 56 und der Transformator-Sekundärwicklung als R52, R54, R56 bzw. Rw bezeichnet werden, die Widerstandswerte so ausgewählt sind, daß R54 = Rw x R52/2 x R56 ist. Es sei jedoch festgestellt, daß diese Beziehung modifiziert werden kann, wenn dies erwünscht ist, um den Übergang des Verstärker-Ansprechverhaltens zwischen Gleichspannungs- und Wechselspannungssignalen zu steuern, beispielsweise durch Überkompensieren des Transformatorwicklungswiderstandes, um mit einem gewünschten Kapazitätswert des Kondensators 58 eine Dämpfung bei einer Frequenz von 60 Hz zu erzielen.
Der Verstärker 62 dient dazu, Gleichtaktsignale an den Leitungen 46 durch die Kopplung seines Ausganges mit diesen Leitungen über Widerstände 64 zu verringern, und zwar in ähnlicher Weise wie beim Stand der Technik, mit Ausnahme der Tatsache, daß im Hinblick auf die symmetrische Anordnung der Schaltung der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 62 mit dem Anzapfpunkt des Potentialteilers verbunden ist, der durch die Widerstände 60 gebildet ist, die zwischen den Ausgängen der Verstärker 50 angeschaltet sind, wobei der invertierende Eingang des Verstärkers 62 mit einem Bezugspotential Vr verbunden ist.
Um alle Ströme auf der Telefonleitung 14 zu bestimmen, ist es erforderlich, sowohl den Gleichtaktstrom auf der Telefonleitung als auch den Differenzstrom, der durch das Signal ID dargestellt ist, oder den Schleifenstrom, der durch das Signal IL dargestellt ist, zu überwachen. Das Schleifenstromsignal IL wird an der Leitung 48 aus dem Differenzstromsignal ID durch Filtern in den Tiefpaßfiltern, das durch den Widerstand 88 und den Kondensator 90 gebildet ist, und durch Puffern in dem Pufferverstärker 86 erzeugt. Die Tiefpaßfilterung dämpft Frequenzkomponenten oberhalb von ungefähr 200 Hz, so daß das Signal IL den Gleichstrom-Schleifenstrom darstellt. Die Ströme auf den a- und b-Adern der Telefonleitung sind jeweils die Summe und die Differenz des Gleichtaktstromes und des Schleifenstromes.
Die Ausgangsspannung des Verstärkers 62 ist (-VT -VR + 1cm x R40) x R64/R44, worin VT und VR die Spannungen der a- bzw. b-Adern T und R der Telefonleitung 14, 1cm der Gleichtaktstrom durch die Speisewiderstände 40, R40 und R64 die Widerstandswerte jedes der Widerstände 40 bzw. 64 und R44 der Widerstandswert jedes der Widerstände in dem Widerstandsnetzwerk 44 ist. Am Summierknoten 68 wird diese Ausgangsspannung mit einer Spannung summiert, die von dem durch die Widerstände 66 gebildeten Potentialteiler abgeleitet wird und die von der Gleichtaktspannung und nicht von dem Gleichtaktstrom abhängt. Diese Spannung ist durch (VT + VR) x R70/R66 gegeben, worin R70 und R66 die Widerstandswerte des Widerstandes 70 beziehungsweise jedes Widerstandes 66 sind. Die Widerstandswerte sind so ausgewählt, daß R66/R70 = R44/R74 ist, so daß an dem Summierknoten 68 die summierte Spannung unabhängig von den Gleichtakt-Spannungskomponenten VT + VR ist und lediglich den Gleichtaktstrorn darstellt. Diese summierte Spannung am Knoten 68 wird in dem Pufferverstärker 72 gepuffert und in dem Verstärker 78 verstärkt, dessen Verstärkung durch die Widerstände 76 und 80 bestimmt ist, um das Signal ICM an der Leitung 82 zu liefern, das mit einer gewünschten Empfindlichkeit den Gleichtaktstrorn an der Leitung 14 darstellt.
Wenn die Relaiskontakte 42 geöffnet werden, beispielsweise um die Leitungsschnittstellenschaltung zu schützen, so wird der Gleichtaktstrom durch die Speisewiderstände 40 zu Null. Die Ausgangsspannung des Verstärkers 62 stellt dann lediglich die Summe der Treiberspannungspegel dar, die von der Leitungstreiberschaltung 10 geliefert werden, wie dies weiter unten beschrieben wird, während die Gleichtaktspannung auf der Telefonleitung 14 weiter über die Widerstände 66 überwacht wird. Entsprechend liegt der Summierknoten 68 in diesem Fall auf einer summierten Spannung, die die Gleichtaktspannung an der Leitung 14 bezogen auf die Summe der Treiberspannungspegel darstellt. Diese summierte Spannung, die in dem Pufferverstärker 72 gepuffert wird, stellt das Gleichtaktspannungssignal VCM an der Leitung 74 dar. Daher werden die Gleichtaktspannungen auf der Leitung 14 überwacht, wenn die Relaiskontakte 42 offen sind.
Wenn nunmehr Figur 3 betrachtet wird, so ist in dieser Zeichnung ein Schaltbild der Leitungstreiberschaltung 10 zusammen mit einer Signalkoppelschaltung 100, die so betrachtet werden kann, als ob sie einen Teil der Übertragungsschnittstelle 16 in Figur 1 bildet, und einer Steuerschaltung 102 gezeigt, die als Teil der Leistungs- und Zeichengabe-Steuerschnittstelle 18 in Figur 1 betrachtet werden kann.
Die Signalkoppelschaltung 100 umfaßt zwei Differenzverstärker 104 und 106, geradzahlig bezifferte Widerstände von 108 bis 116, eine Impedanz (Z) 118 und einen Kondensator 120. Die Impedanz 118 kann feste oder geschaltete reaktive Komponenten enthalten, wie dies beim Stand der Technik bekannt sind, doch ist sie für eine vollständige Vielseitigkeit der Leitungsschnittstellenschaltung vorzugsweise eine programmierbare Irnpedanz, wie sie in der US-Patentanmeldung 868 940 vom 16. April 1992 mit dem Titel "Impedance Generator For A Telephone Line Interface Circuit" beschrieben ist.
Das Differenzstromsignal ID an der Leitung 28, das über den Kondensator 120 gekoppelt wird, stellt ein Sendepfad-Signal Tx dar und wird weiterhin an den invertierenden Eingang des Verstärkers 104 über die Impedanz 118 und den Widerstand 110 zurückgeführt. Ein Ernpfangspfad-Signal Rx wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers 104 über den Widerstand 112 zugeführt. Der Verstärker 104 ist mit seinem nicht invertierenden Eingang mit einem Bezugspotential Vr gekoppelt, und er weist einen Rückführungspfad unter Einschluß des Widerstandes 108 von seinem Ausgang zu seinem invertierenden Eingang auf. Der Widerstand 108 bestimmt zusammen mit den Widerständen 112 und 110 die Verstärkung des Verstärkers 104 für das Empfangssignal Rx beziehungsweise für das über die Impedanz 118 zurückgeführte Signal.
Der Ausgang des Verstärkers 104 wird an einer Leitung 128 an die Leitungstreiberschaltung 10 geliefert. Die Widerstände 114 und 116 und der Verstärker 106 bilden zusammen einen Inverter mit einer Verstärkung von 1, der dieses Ausgangssignal invertiert und ein komplementäres Ausgangssignal an einer Leitung 130 an die Leitungstreiberschaltung erzeugt. Die Leitungen 128 und 130 sind außerdem in Figur 1 gezeigt.
Die Gleichspannungstrennung des Signals ID durch den Kondensator 120 führt dazu, daß die Impedanz 118 und die Verstärker 104 und 106 lediglich die eine relativ niedrige Spannung aufweisenden Signale aufnehmen müssen, die ausgesandt und empfangen werden, nicht jedoch die größeren. Gleichspannungskomponenten, die auf der Telefonleitung 14 vorliegen können. Entsprechend können die Verstärker 104 und 106 so ausgelegt werden, das sie eine große Bandbreite aufweisen, wie dies erwünscht ist, wobei die Verstärker 104 immer noch eine erhebliche Verstärkung ergeben.
Die Leitungstreiberschaltung 10 umfaßt zwei Gleichspannungs- Pufferverstärker 132 und 134, deren Ausgänge mit den Leitungen 36 auf der a-Ader bzw. der b-Ader-Seite der Leitungstreiberschaltung verbunden sind. Die Ausgänge der Verstärker 132 und 134 sind weiterhin direkt mit den invertierenden Eingängen der Verstärker verbunden, um jeweils eine Verstärkung von 1 zu liefern, so daß diese Verstärker eine maximale Bandbreite und eine minimale Ausgangsimpedanz aufweisen. Die Leitung 128 ist mit dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 132 über einen Kondensator 136 wechselspannungsgekoppelt, und die Leitung 130 ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 134 über einen Kondensator 138 wechselspannungsgekoppelt.
Es sei bemerkt, daß die Verstärker 132 und 134 nicht notwendigerweise eine Verstärkung von genau 1 haben müssen, wie dies hier beschrieben wurde und wie dies in Figur 3 gezeigt ist. Sie können alternativ eine gewünschte Verstärkung liefern, wodurch sich eine proportionale Beziehung zwischen den Gleichspannungspotentialen an ihren Eingängen und Ausgängen ergibt. Weil eine derartige Verstärkung jedoch die Bandbreite verringert und die Ausgangsimpedanz der Verstärker vergrößert, wird sie in wünschenswerter Weise klein gehalten und ist einer Verstärkung von 1 angenähert.
Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 132 ist weiterhin über einen Widerstand 140 mit einer Versorgungsspannung +V und über eine gesteuerte Stromquelle 142 mit einer Versorgugsspannung -V gekoppelt. Er ist weiterhin mit der Versorgungsspannung +V über eine geschaltete Stromquelle 144 parallel zu dem Widerstand 140 gekoppelt. Umgekehrt ist der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 134 ebenfalls über einen Widerstand 146 mit der Versorgungsspannung -V und über eine gesteuerte Stromquelle 148 mit der Versorgungsspannung +V gekoppelt. Er ist weiterhin mit der Versorgungsspannung -V über eine geschaltete Stromquelle 150 parallel zu dem Widerstand 146 gekoppelt. Die Versorgungsspannungen +V und -V können zweckmäßigerweise die CO-Batteriespannungen von Erde bzw. -48 Volt sein, und dies wird in der folgenden Beschreibung angenommen, obwohl andere Spannungen verwendet werden können, wenn dies erwünscht ist.
Von den Stromquellen 142, 144, 148 und 150 weitergeleitete Ströme werden durch eine digitale Steuerschaltung 152 gesteuert, die einen Teil der Steuerschaltung 102 bildet. Die geschalteten Stromquellen 144 und 150 werden über die Leitungen 154 bzw. 156 gesteuert, um lediglich ein- oder ausgeschaltet zu sein, wie dies weiter unten beschrieben wird, wobei diese Quellen alternativ durch geschaltete Widerstände ersetzt werden knnen. Die gesteuerten Stromquellen 142 und 148 werden präzise durch 8-Bit- Digitalsignale, die von der digitalen Steuerschaltung 152 an Digital-/Analog-Wandler 158 bzw. 160 geliefert werden, und dann durch abgestufte Analogsignale an den Leitungen 162 bzw. 164 gesteuert. Die Leitungen 154, 156, 162 und 164 bilden die Pfade 34 nach Figur 1.
Die Signale IL, ICM und VCM auf den Pfaden 30 werden den Eingängen eines im Multiplex betriebenen Analog-/Digitalwandlers 166 zugeführt, dessen digitale Ausgangssignale der digitalen Steuerschaltung 152 zugeführt werden. Der digitalen Steuerschaltung werden weiterhin in der bereits anhand der Figur 1 erläuterten Weise Befehle zugeführt, in Abhängigkeit von denen die digitale Steuerschaltung die geeigneten Betriebsbedingungen für den übrigen Teil der Leitungsschnittstellenschaltung bestimmt und entsprechende Steuersignale liefert. Als Teil dieser Steuerung überwacht die digitale Steuerschaltung 152, die beispielsweise durch eine digitale Zustandsrnaschine gebildet ist, die digitalisierten Signale IL, ICM und VCM, um (möglicherweise fehlerhafte oder unerwünschte) Betriebsbedingungen festzustellen, von denen einige weiter unten erläutert werden, und sie leitet Maßnahmen ein, um die Leitungsschnittstellenschaltung bezüglich derartiger Bedingungen anzupassen. Diese Maßnahmen können insbesondere die Steuerung der Stromquellen in der nachfolgend beschriebenen Weise und die Steuerung der Relaiskontakte 42 zum Schutz der Leitungsschnittstellenschaltung einschließen.
Als Beispiel sei bemerkt, daß die Widerstände 140 und 146 Widerstandswerte von ungefähr 320 Kiloohm aufweisen können, daß die geschalteten Stromquellen 144 und 150 einen Strom von entweder 0 oder 10 mA leiten können, daß die gesteuerten Stromquellen 142 und 148 einen präzise gesteuerten Strom im Bereich von bis 150 µA leiten können, und daß die Kondensatoren 136 und 138 einen Kapazitätswert von 0,22 µF haben können.
Weil der Kondensator 136 Gleichspannung sperrt, ist der Gleichspannungspegel am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 132 durch die Versorgungsspannungen +V und -V, den Widerstandswert des Widerstandes 140 und die gesteuerten Ströme bestimmt, die von den Stromquellen 142 und 144 weitergeleitet werden. In gleicher Weise ist der Gleichspannungspegel am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 134 durch die Versorgungsspannungen +V und -V, dem Widerstandswert des Widerstandes 146 und die gesteuerten Ströme bestimmt, die von den Stromquellen 148 und 150 weitergeleitet werden. Die Verstärker 132 und 134 sind Gleichspannungsverstärker mit einer gewünschten großen Bandbreite und einer Verstärkung von 1, wie dies weiter oben beschrieben wurde, und sie weisen einen großen Gleichspannungsbereich auf, so daß die Gleichspannungspegel an ihren nichtinvertierenden Eingängen die Gleichspannungspegel an ihren Ausgängen und an den Leitungen 36 und damit auf den a- und b- Adern T und R der Telefonleitung 14 bestimmen.
Wenn die a-Ader-Seite der Leitungstreiberschaltung betrachtet wird, so ist zu erkennen, daß die Stromquelle 144 normalerweie abgeschaltet ist, so daß sie keinen Strom leitet. Die gesteuerte Stromquelle 142 wird beispielsweise in 256 diskreten Schritten gesteuert, die durch den 8-Bit-Ausgang von der digitalen Steuerschaltung 152 an den Digital-/Analog-Wandler 158 bestimmt sind, um irgendeinen gewünschten Strom im Bereich von 0 bis 150 ?A zu leiten. Dieser Strom fließt durch den Widerstand 140, an dem entsprechend eine von dem Strom abhängige Spannung abfällt, die zwischen 0 und der Differenz zwischen den Versorgungsspannungen +V und -V liegen kann. Entsprechend ermöglicht es die Steuerung der gesteuerten Stromquelle 142, die Gleichspannung an dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 132 und damit an der a-Ader T auf irgendeinen gewünschten Pegel von +V bis -V zu steuern. Wenn der Widerstand 140 einen Widerstandswert von 320 Kiloohm aufweist und die Versorgungsspannungen +V und -V Erde (0 Volt) und -48V in der oben angegebenen Weise sind, so kann die a-Ader T auf irgendeine gewünschte Spannung von 0 bis -48 Volt eingestellt werden.
In ähnlicher Weise leitet auf der b-Ader-Seite der Leitungstreiberschaltung die Stromquelle 150 normalerweise keinen Strom, und die gesteuerte Stromquelle 148 kann über den Wandler 160 so gesteuert werden, daß sie irgendeinen Strom von 0 bis 150 µA leitet, so daß eine Spannung von 0 bis 48 Volt längs des Widerstandes 146 abfällt, so daß der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 134 und damit die b-Ader R auf irgendeine Spannung von -48 bis 0 V angesteuert werden kann. Es sei bemerkt, daß die Einstellungen des Gleichspannungspegels der a- und b-Adern T und R unabhängig voneinander sind, so daß jede Ader auf irgendeine Spannung in dem gewünschten Bereich zwischen den Versorgungsspannungen +V und -V eingestellt werden kann. Es sei bemerkt, daß die Verbindungen der Widerstände 140 und 141 mit den Versorgungsspannungen +V beziehungsweise -V die am häufigsten auftretende Situation ermöglichen, bei der diese Spannungen an die a- beziehungsweise b-Ader angelegt werden, damit sich der minimale Leistungsverbrauch ergibt.
Die Stromquellen weisen eine hohe Irnpedanz auf, so daß sie nicht in nachteiliger Weise die kapazitive Kopplung von Wechselspannungssignalen von den Ausgängen der Verstärker 104 und 106 an die Verstärker 132 bzw. 134 beeinflussen. Die Verstärker 104 und 106 weisen niedrige Ausgangsimpedanzen auf, so daß der Widerstand 140 und der Kondensator 136 und in gleicher Weise der Widerstand 146 und der Kondensator 138 Tiefpaßfilter jeweils mit einer Polstelle an einer ausreichend niedrigen Frequenz, beispielsweise ungefähr 3.5 Hz, bilden, um irgendwelche restlichen Wechselspannungsstörungen auf dem Gleichspannungs-Steuersignalleitungen 162 und 164 auszufiltern. Dieser Tiefpaßfiltervorgang ist weiterhin von besonderem Vorteil im normalen Verlauf des Vorganges der Änderung der Gleichspannungspegel, weil hierdurch die diskreten Schritte geglättet oder ausgefiltert werden, wenn der Gleichspannungspegel geändert wird, so daß sich keine Verschlechterung des Übertragungsbetriebsverhaltens ergibt.
Als Ergebnis der Filterwirkung wird, wenn der von der gesteuerten Stromquelle 142 geleitete Strom verringert wird, die a-Ader- Spannung, die am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 132 eingestellt wird, mit einer relativ langsamen Rate positiver, die durch die Zeitkonstante (ungefähr 70ms) des Widerstandes 140 und des Kondensators 136 bestimmt ist. Obwohl eine derartige langsame Änderungsgeschwindigkeit für manche Betriebsbedingungen der Leitungsschnittstellen wünschenswert ist, ist eine höhere Änderungsgeschwindigkeit in anderen Fällen wünschenswert. Wenn eine schnelle Änderungsgeschwindigkeit erwünscht ist, so wird die geschaltete Stromquelle 144 unter der Steuerung durch die digitale Steuerschaltung 152 über die Leitung 154 für eine kurze Zeitperiode eingeschaltet, die durch die digitale Steuerschaltung bestimmt ist, um den Kondensator 136 mit dem höheren Strom, beispielsweise 10mA zu entladen, der von der Stromquelle 144 weitergeleitet wird. In ähnlicher Weise wird die geschaltete Stromquelle 150 von der digitalen Steuerschaltung 152 über die Leitung 156 eingeschaltet, um den b-Ader-Spannungspegel mit einer größeren Änderungsgeschwindigkeit negativer zu machen, als dies durch die Zeitkonstante des Widerstandes 146 und des Kondensators 138 ermöglicht wird.
Die unabhängige Steuerung der Gleichspannungspegel an den a- und b-Adern in der vorstehend beschriebenen Weise ist für eine Vielzahl von Zwecken nützlich, und zwar sowohl während des Normalbetriebes zum Schutz gegen Fehler, als auch zum Eigentest der Leitungsschnittstellenschaltung. Beispielsweise ermöglicht es im Normalbetrieb diese unabhängige Steuerung, Batterieumkehrbedingungen beispielsweise zu Zeichengabezwecken, ohne die Verwendung eines Relais auszubilden. Zusätzlich kann die an die Telefonleitung angelegte Gleichspannung in Abhängigkeit von dem der digitalen Steuerschaltung 152 zugeführten Schleifenstromsignal IL eingestellt werden, um den Schleifenstrom auf einen gewünschten niedrigen Pegel zu begrenzen, wodurch der Leistungsverbrauch verringert wird und die Leitungsschnittstellenschaltung in adaptiver Weise an unterschiedliche Schleifenwiderstände angepaßt wird. Zu Schutzzwecken, beispielsweise im Fall eines Erdfehlers (b-Ader gegen Erde kurzgeschlossen) kann der Spannungspegel der b-Ader in Richtung auf 0 Volt geändert werden, um den Strom während des Fehlers zu begrenzen.
Es ist in diesem Zusammenhang zu erkennen, daß die Lieferung sowohl des schleifenstromsignals IL als auch des Gleichtakt- Stromsignals ICM an die digitale Steuerschaltung 152 es dieser Schaltung ermöglicht, sowohl den a-Ader-Strom (Gleichtaktstrom plus Schleifenstrom) als auch den b-Ader-Strom (Gleichtaktstrom minus Schleifenstrom) zu bestimmen, so daß die den a- und b- Adern zugeführten Spannungspegel einzeln in Beziehung zu den a- und b-Ader-Strömen bestimmt werden können.
Obwohl eine spezielle Ausführungsform der Erfindung ausführlich beschrieben wurde, ist es zu erkennen, daß vielfältige Modifikationen, Abänderungen und Anpassungen durchgeführt werden können.

Claims

1. Leitungsschnittstellenschaltung für eine Zweidraht- Telekommunikationsleitung mit:

Gleichspannungs-Speiseeinrichtungen, die zwei Speisewiderstände (40) und einen Transformator (38) mit zwei Primärwicklungen in Serie mit den Speisewiderständen zur Verbindung mit den zwei Drähten (14) der Leitung einschließen,

Strommeßeinrichtungen (44), die mit den Speisewiderständen gekoppelt sind, um an zwei Leitungen (46) ein symmetrisches Ausgangssignal in Abhängigkeit von dem durch die Speisewiderstände fließenden Strom zu liefern,

wobei die Schaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß zwei Differenzverstärker (50) in einer symmetrischen Anordnung vorgesehen sind, wobei jeder Verstärker einen Ausgang zur Lieferung eines Signals in Abhängigkeit von dem Differenzstrom durch die Speisewiderstände, invertierende und nichtinvertierende Eingänge, die mit einer jeweiligen der beiden Leitungen und mit einem Punkt eines Bezugspotentials gleichspannungsgekoppelt sind, und Gleichspannungs- und Wechselspannungs-Rückführungspfade von dem Ausgang zum invertierenden Eingang des Verstärkers aufweist, und wobei der invertierende Eingang mit einem jeweiligen Ende einer Sekundärwicklung des Transformators wechselspannungsgekoppelt ist.

2. Leitungsschnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Verstärker der Gleichspannungs- Rückführungspfad einen Gleichspannungs-Rückführungswiderstand (52, 54) zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers aufweist, während der Wechselspannungs-Rück führungspfad einen Wechselspannungs-Rückführungswiderstand (56) umfaßt, der mit dem Ausgang des Verstärkers in Serie mit einem Kondensator (58) gekoppelt ist, der mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers gekoppelt ist, und daß das jeweilige Ende der Sekundärwicklung des Transformators mit einem Verbindungspunkt zwischen dem Wechselspannungs-Rückführungswiderstand und dem Kondensator gekoppelt ist.

3. Leitungsschnittstellenschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Verstärker der Gleichspannungs- Rückführungswiderstand einen ersten mit dem Ausgang des Verstärkers verbundenen Widerstand (52) in Serie mit einem zweiten Widerstand (54) umfaßt, der mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers verbunden ist, daß der Kondensator mit einem Verbindungspunkt zwischen den ersten und zweiten Widerständen verbunden ist, so daß der Wechselstrom-Rückführungspfad den Wechselspannungs-Rückführungswiderstand, den Kondensator und den zweiten Widerstand in Serie umfaßt, und daß das Verhältnis des Widerstandswertes des zweiten Widerstandes zum Widerstandswert des ersten Widerstandes angenähert gleich einem Verhältnis des halben Widerstandswertes der Sekundärwicklung des Transformators zum Widerstandswert des Wechselspannungs-Rückführungswiderstandes ist.

4. Leitungsschnittstellenschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden Verstärker der invertierende Eingang mit der jeweiligen der beiden Leitungen verbunden ist, während der nichtinvertierende Eingang mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden ist.

5. Leitungsschnittstellenschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Potentialteiler (60), der zwischen den Ausgängen der beiden Differenzverstärker angeschaltet ist, einen weiteren Verstärker (62) mit invertierenden und nichtinvertierenden Eingängen, die mit einem Bezugspotentialpunkt bzw. mit einem Anzapfpunkt des Potentialteilers verbunden sind, und zwei Widerstände (64) einschließt, die jeweils zwischen einem Ausgang des weiteren Verstärkers und einer jeweiligen der beiden Leitungen angeschaltet sind, wobei die Anordnung derart ist, daß Gleichtaktsignale an den Eingängen und Ausgängen der beiden Differenzverstärker verringert werden.

6. Leitungsschnittstellenschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichet, daß sie einem Widerstand (70), der zwischen dem Ausgang des weiteren Verstärkers und einem Summierknoten (68) eingeschaltet ist, und einen Potentialteiler (66) einschließt, der zwischen den Adern der Telekommunikationsleitung anschaltbar ist und einen Anzapfpunkt aufweist, der mit dem Summierknoten verbunden ist, wobei die Anordnung derart ist, daß eine Gleichtakt-Spannungskomponente am Ausgang des weiteren Verstärkers am Summierknoten aufgehoben wird, um ein Signal zu erzeugen, das den Gleichtaktstrom durch die Speisewiderstände darstellt.

7. Leitungsschnittstellenschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Schaltereinrichtung (42) zum Koppeln der Telekommunikationsleitung mit den Gleichspannungsspeiseeinrichtungen einschließt, und daß der Potentialteiler, der einen mit dem Summierknoten verbundenen Anzapfpunkt aufweist, mit der Leitungsseite der Schaltereinrichtung verbunden ist, so daß ein an dem Summierknoten bei offenen Schaltereinrichtungen erzeugtes Signal die Gleichtaktspannung auf der Leitung darstellt.