JP3185146B2 - 広帯域電話ライン・インタフェース回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野及び産業上の応用 本発明は、電気通信線用ライン・インタフェース回路
に関するものである。ライン・インタフェース回路は、
種々の公知の所望の機能を供給するために、通常、電話
局あるいは遠隔端末の２線式電話加入者線に接続され
る。

背景技術 ライン・インタフェース回路の種々の形式、およびラ
イン・インタフェース回路の種々の特徴は公知である。
特に、たとえば1984年11月20日に特許されたローゼンバ
ームの米国特許4,484,032「アクティブインピーダンス
変圧器を用いたライン供給回路」によりインタフェース
回路は公知である。このインタフェース回路は２つの増
幅器を有し、その増幅器の出力は供給抵抗器及び非常に
小さい変圧器の１次巻線を介して、２線式電話線のチッ
プ及びリング・ワイヤに結合される。この構成において
は、変圧器の２次巻線および供給抵抗に結合された抵抗
ネットワークは、ライン上の交流および直流条件を検出
するために供給される。

電話システムの発展と共に、ISDN（総合サービスディ
ジタルネットワーク）サービスを行うために十分なバン
ド幅、例えば200kHzのオーダの通信帯域幅を有するライ
ン・インタフェース回路の改善が望まれている。同時
に、ライン・インタフェース回路において、そのサイ
ズ、コスト、多機能性、特に故障条件、及び共通モード
信号に関する動作、消費電力および放熱に関する特性の
改善が望まれる。

一般的に、任意の電話通話線に関して動作できるライ
ン・インタフェース回路は、任意の音声およびデータ通
信サービスを如何なる時にでも供給できるようにする必
要がある。そのようなサービスは、ライン・インタフェ
ース回路のハードウェアの変更をすることなく、電話局
の処理装置からソフトウェアを制御することによって容
易に変更することができる。

米国特許4,484,032に記述されたライン・インタフェ
ース回路は、他のライン・インタフェース回路に対して
かなり有利な点を有する。特に、正確なラインバランス
と、非常に小さい変圧器の使用によって、ノイズ特性
と、抵抗ネットワーク中で使われる抵抗値から独立した
帯域幅の改良が容易になり、そのために消費電力及び放
熱を最小にすることができる。しかし、特にノイズ妨
害、周波数応答における残留非均一性、非常に多機能な
ライン・インタフェース回路に所望される差動またはル
ープ電流から分離して共通モード電流を別にモニタでき
ない等の不利な点がある。これらの不利な点について
は、実施例においてさらに検討する。

1988年８月16日に特許されたRosch等の米国特許4,76
4,956「アクティブインピーダンスライン供給回路」で
は、共通モード信号をキャンセルし、接地故障電流を制
限するためのほぼ一定の閾値を供給するため、変圧器の
ないライン・インタフェース回路において、抵抗ネット
ワークのチップ・ワイヤ電圧タップとリング・ワイヤ電
圧タップとの間に分圧器を接続し、そして直流増幅器を
この分圧器のタップ点へ接続する。

直流増幅器の出力は、逆極性の平行ダイオード及び抵
抗器を介して電圧タップに結合され、その電圧タップは
また制御回路差動増幅器、及び補償回路差動増幅器に結
合される。そのような構成はこのライン・インタフェー
ス回路の動作にいくらかの利点を与えるが、複数の増幅
器の各ステージに位相シフトが生じ、結果として電位が
不安定となり、帯域幅が制限される。広帯域ライン・イ
ンタフェース回路のためには、使用される縦続接続の増
幅器の段数を最小にする必要がある。

1990年８月７日に特許されたRosch等の米国特許4,94
7,427「加入者線インタフェース用保護装置」において
は、ラインに接続されるライン・インタフェース回路の
絶縁リレー接点を開放し、ライン上の故障からライン・
インタフェース回路を保護する構成が記述されている。
この構成においては、リレー接点が閉じたとき、供給抵
抗に結合された抵抗ネットワークによってライン上に電
流が検出される。また、電圧はこのリレー接点の電話線
側に検出されるため、そのライン電圧はこのリレー接点
が閉じていても閉じていなくても検出される。コンデン
サは、ライン上の交流波形の正の0.5のサイクルの間検
出されたライン電流に従って、および負の0.5サイクル
の間当の閾値を超えて検出されたライン電流に従って充
電される。コンデンサ電圧は、このリレーを制御するた
めに閾値と比較される。

本発明の目的は、改良されたライン・インタフェース
回路を供給することにある。

発明の開示 本発明の一側面によれば、本発明は、２線式電気通信
ライン用のライン・インタフェース回路が供給され、そ
のライン・インタフェース回路は、２つの供給抵抗と２
つの１次巻線を有する変圧器とを有し、２線式電気通信
ラインの各々とその供給抵抗とを直列に接続する直流供
給手段と、供給抵抗を流れる電流に応じて、一対のワイ
ヤ上に平衡出力を供給するために供給抵抗に結合された
電流検出手段と、平衡状態にある２つの差動増幅器とを
有し、その差動増幅器はそれぞれ、供給抵抗を流れる差
動電流に応じた信号を供給するための出力と、一対の非
反転及び反転入力を有し、その非反転入力は基準電位に
結合され、その反転入力は各ワイヤと直流結合され、増
幅器の出力から直流及び交流フィードバックパスで結合
され、および変圧器の２次巻線の各端から交流結合され
る。

２つの差動増幅器の平衡構成により、変圧器の２次巻
線の一方が接地される公知の構成において増幅される異
なる接地電位から生じるノイズの問題を回避できる。

好ましくは、第１および第２の各差動増幅器の直流フ
ィードバックパスは、各差動増幅器の出力とその反転入
力間に接続された第１の抵抗と第２の抵抗の直列回路で
形成され、各差動増幅器の交流フィードバックパスは、
差動増幅器の出力と変圧器の２次巻線の一端間に接続さ
れた第３の抵抗と、第３の抵抗と変圧器の２次巻線間の
接続点と前記第１および第２の抵抗の接続点との間に接
続されたコンデンサと、前記第２の抵抗との直列回路で
形成され、前記第２の抵抗と前記コンデンサは、前記増
幅器の反転入力と前記変圧器の２次巻線の一端間で、交
流結合される。この両方のコンデンサは、交流フィード
バックパス中の直流をブロックし、差動増幅器に変圧器
２次巻線を交流結合させるように動作する。

変圧器の２次巻線の有限の抵抗を補い、それにより、
周波数応答における不連続を除去するために、好ましく
は、各増幅器において、第２の抵抗の抵抗値と第１の抵
抗の抵抗値の比は、変圧器の２次巻線の抵抗値の半分と
第３の抵抗の抵抗値の比に等しくなるように設定され
る。

便宜的には、各増幅器の反転入力は各一対のワイヤに
接続され、非反転入力は基準電位に接続される。

２つの差動増幅器の入力及び出力点において共通モー
ド信号を減らすため、ライン・インタフェース回路は、
好ましくは、２つの差動増幅器の出力間に接続された第
１の分圧器と、基準電位に接続された反転入力と前記第
１の分圧器の接合点とに接続された非反転入力を有する
第３の差動増幅器と、その第３の差動増幅器の出力と２
線ラインの各一端間に接続された各抵抗とを含む。この
構成の結果、唯一つの増幅器の位相シフトによって、共
通モード信号が減少した広帯域差動電流出力を生じ、米
国特許4,764,956の中の差動電流出力よりも大きい帯域
幅と安定性が得られる。この米国特許においては、２つ
の縦続増幅器の出力においてより大きい位相シフトを発
生する。

このライン・インタフェース回路は、さらに有利な点
として、第３の増幅器の出力と加算ノードの間に接続さ
れた抵抗と、２線式電気通信ライン間に接続される第２
の分圧器とを有し、前記第２の分圧器の接合点は前記加
算ノードに接続され、そのような構成によって第３の差
動増幅器の出力の共通モード電圧成分は加算ノードでキ
ャンセルされ、供給抵抗を流れる共通モード電流を表す
信号を発生する。

このライン・インタフェース回路は、また、好ましく
は、２線式電気通信ラインを直流供給手段へ結合するた
めの切替手段を有し、前記第２の分圧器は切替手段のラ
イン側に接続される。それにより切替手段がオープンで
あるとき加算ノードに発生する信号は共通モード電圧を
表す。従って、加算ノードは、切替手段が閉じていると
きには共通モード電流のみを表わす信号を供給抵抗を通
して供給し、切替手段がオープンになり、たとえば、超
過電流からライン・インタフェース回路を保護するため
に電流を流さないときは、共通モード電圧を表わす信号
を供給するという２つの目的を有する。

図面の簡単な説明 図１は、プログラマブル電話ライン・インタフェース
回路の回路構成を示すブロック図である。

図２および図３は、図１のライン・インタフェース回
路の部分を示す回路図である。

実施例 図１は、プログラマブル電話ライン・インタフェース
回路の主な構成要素を示すブロック図である。このライ
ン・インタフェース回路は、以下に記述するように、電
話局（図示されていない、以下COと表記する）の一部を
形成するか、またはその中に位置すると考えられる。一
方そのライン・インタフェース回路は、多重通信パスを
介してCOに接続される遠隔端末の一部を形成することも
できる。

このライン・インタフェース回路の主な構成要素は、
ライン駆動回路10、検出ネットワーク12（それを介して
ライン駆動回路10が電話線（２線式電気通信ラインまた
は単にラインともいう）14のチップ・ワイヤＴ及びリン
グ・ワイヤＲに結合される）、各送受信信号パス20及び
22を介してCOの他の部分と通信する伝送インタフェース
16、各パス24及び26を介してCOの他の部分に信号を送
り、COの他の部分からのプログラミング・コマンドを受
信する電源・信号制御インタフェース18である。さらに
以下に記述するように、検出ネットワーク12は各パス28
及び30を介して検出電流及び電圧信号をインタフェース
16及び18に供給し、インタフェース18は各パス32及び34
を介してライン駆動回路10及び伝送インタフェース16に
制御信号及び他の信号を供給する。図面では、図１も含
め、単純化、明確化のために、複数のライン・パスが１
本の横線によって表されている。

図１のライン・インタフェース回路は、COからインタ
フェース18に供給されるダウンロードされたプログラミ
ング・ソフトウェアを含む適切なコマンドにより動作可
能であり、また伝送インタフェース16を所望の通りに制
御し、設定するために用いられる。そして、広範囲のサ
ービスは電話線14に連結されどれかの通信装置（図示さ
れていない）を供給することによって行われる。

従って、１つの形式のライン・インタフェース回路
は、ハードウェアを変更することなく、COからソフトウ
ェアで適切に制御することによって広範なタイプのサー
ビスに使用できる。これにより、かなりの商業的利益が
得られる。ただ１つのライン・インタフェース回路の設
計のみを製作し、インストールするだけで任意のサービ
スを供給でき、ライン・インタフェース回路は、ソフト
ウェア制御の下に簡単に再構成され、供給されるサービ
スを変更できる。

ライン・インタフェース回路のただ１つの設計により
供給できる通信サービスの例を挙げると、顧客ローカル
エリア信号（CLASS）、呼管理（CMS）サービス、会議サ
ービス、周波数選別呼出しのような住宅電話通話、また
は専用線、受け付けコンソール、待機メッセージ、硬
貨、ISDN Ｕ、音声帯データ交換サービスのようなビジ
ネス電話・データサービス、及びセントレックスライ
ン、WATSライン、ダイレクトダイヤルというような特殊
交換サービスがある。

そのようなサービスを提供するために、ライン・イン
タフェース回路は、インタフェース16及び18を介して多
くの設計、構成の特徴を提供する。たとえば、呼出、ダ
イヤルパルス・ディジット収集、ループまたはグラウン
ド起動、電流制限によるDC供給、低電力スタンバイ、バ
ッテリ反転、モデム送信、ABCDビット信号、CLASS及びD
TMFトーン送信、オンフック及びオフフック信号、自動
回復によるサージ保護等がある。このために、伝送イン
タフェース16はディジタル信号処理装置およびコーデッ
ク（コーダ・デコーダ）を有し、そのための制御ソフト
ウェアはCOからインタフェース18およびパス34を介して
供給される。インタフェース18は処理装置を有し、メモ
リ、通信インタフェース、及びライン・インタフェース
回路の全機能を制御するための制御回路から構成され
る。図３で記述される部分を除いて、インタフェース16
及び18についてはこれ以上の記述はしない。

図２は検出ネットワーク12の部分を示す回路図であ
り、図３はライン駆動回路10とインタフェース16及び18
に関連する部分を示す回路図である。ライン駆動回路10
の出力ライン36は、図３の左側及び図１に示されてお
り、上述のように検出ネットワーク12を介して電話線14
のチップ及びリング・ワイヤに結合される。

図２において、ワイヤ36は、卷線に隣接する点で示さ
れる向きに検出を行う変圧器38の１次巻線、整合供給抵
抗40、及びリレー接点42を介して、電話線のチップ及び
リング・ワイヤＴ及びＲに連結される。抵抗ネットワー
ク44は供給抵抗40に結合され、供給抵抗40と電話線14を
流れる電流に応じて平衡出力をライン46上に供給する。
変圧器38の２次巻線は、ライン48上に１次巻線、すなわ
ち、電話線14、上を流れる交流の差動電流に応じた出力
を供給する。

２つのライン46は、各差動増幅器50の反転入力に接続
され、非反転入力は基準電位Vrに接続される。便宜上、
Vrは図２及び図３の種々の場所で共通に使用され、基準
電位（たとえば、供給電圧の半分）を示す。しかし、所
望の動作条件を提供するために、基準電位の値はこれと
異なる値を供給できる。増幅器50内の１つの出力（ある
いは、増幅器50内の２つの差動出力）は、図示されるよ
うにライン28上に信号IDを供給する。この信号IDは、電
話線14上の差動電流を表し、そして上述のように伝送イ
ンタフェース16に供給される。

各増幅器は、その出力から２つの直列抵抗器52および
54を介して反転入力へ直流フィードバックパスを行い、
その出力から抵抗器52と54間の接合点に接続された直列
抵抗器56及びコンデンサ58を介して反転入力へ交流フィ
ードバックを行う。変圧器38の２次巻線からの各ライン
48は、抵抗器56およびコンデンサ58間の各接合点に接続
される。

分圧器は、増幅器50の出力間に直列に接続された２つ
の抵抗器60により形成され、抵抗器間の接合点は増幅器
62の非反転入力に接続され、その反転入力には基準電位
Vrが供給される。増幅器62の出力は、各抵抗器64を介し
て２つのライン46に結合される。

他の分圧器は、電話線14のチップ及びリング・ワイヤ
Ｔ及びＲの間に直列に接続された２つの抵抗器66によっ
て、リレー接点42のライン側に形成される。これら抵抗
器66間の接合点は、加算ノード68に接続され、そこに増
幅器62の出力が抵抗70を介して接続される。加算ノード
68はバッファ増幅器72の入力に接続され、その出力は共
通モード電圧信号VCMを図１のパス30の１つを構成する
ライン74上に構成される。

ライン74は、抵抗器76を介して差動増幅器78の反転入
力へ接続され、その非反転入力には基準電位Vrが供給さ
れ、フィードバック抵抗器80を介して反転入力へ接続さ
れる。差動増幅器78の出力は、ライン82上の共通モード
電流信号ICMであり、他のパス30を構成している。さら
にパス30の１つは、バッファ増幅器86の出力からのルー
プ電流信号ILを運ぶライン84により構成される。バッフ
ァ増幅器86の入力は、抵抗器88を介してライン28へ、及
びコンデンサ90を介して接地される。抵抗器88およびコ
ンデンサ90は約200Hzのコーナ周波数を有するローパス
フィルタを形成している。

上述の図２に示した変圧器38、供給抵抗40、抵抗器ネ
ットワーク44の構成は、既に述べたとおり、たとえば、
米国特許4,484,032により公知である。この構成によ
り、交流検出用変圧器38のように非常に小さい変圧器を
使用し、供給抵抗器40及び抵抗ネットワーク44用の通常
の許容範囲（たとえば、１％）の抵抗器を使用して、こ
の回路の正確な電話線上のバランスが可能となった。抵
抗器ネットワーク44で使われる高抵抗値により、アイド
ル状態（ライン14に接続された電話のオンフック状態）
の間の消費電力が減り、変圧器は、使用される抵抗値と
は無関係に良好なノイズ特性及び帯域幅を供給する。

米国特許4,484,032に記述及び図示されたように、変
圧器の２次巻線の一つの端子は接地され、他の端子は交
流及び直流フィオードバックパスを有する差動増幅器の
反転入力に容量的に結合される。差動増幅器の非反転入
力は、増幅器用の接地基準を形成し、そのゲインは交流
フィードバック抵抗（この特許の図３中の96）と変圧器
の２次巻線の抵抗との比によって決定される。後者は非
常に小さいため、このゲインは比較的大きい。変圧器２
次巻線の接地された端子と、増幅器の非反転入力におけ
る接地基準との間の電位差は、この大きなゲインによっ
て増幅され、ノイズ源となる。特に、集積回路中に増幅
器を組み込む場合、経済的かつ小型のものが望まれるた
め、そのような電位差及びノイズを回避するのは難し
い。

この問題点は、図２の平衡状態にある２つの増幅器50
を使用によって回避できる。増幅器50は、非反転入力に
供給された基準電位Vrについて対称な逆相で動作する。
それはライン46の電位を決定し、先行技術のような差動
接地ノイズへは除去される。

既述の米国特許４、764、956の多段に縦続接続された
増幅器と比較して、本発明の構成には利点がある。すな
わち、単に１段の増幅器のみ（２つの平衡増幅器50の間
で分離された）が差動モード出力信号を供給するために
使用され、増幅器50は平衡または対称の構成であるた
め、この米国特許のように補償の必要ない。従って、こ
の構成は位相シフトが少なく、先行技術よりもより安定
した動作及びより大きい帯域幅を得ることができる。

先行技術の米国特許4,484,032の図３に図示されるよ
うに、検出増幅器50の交流及び直流フィードバックパス
は、交流信号に対しても直流信号と同じゲインが供給さ
れるように構成される。この先行技術では、変圧器の２
次巻線は、増幅器の交流フィードバックパスの１部を形
成する結合コンデンサのみを介して検出増幅器の反転入
力に結合される。しかし、変圧器２次巻線の抵抗は有限
であるため、結合コンデンサにおいて電圧降下が生じ、
それによって直流と交流信号間の遷移時にゲイン及び位
相が変化する。増幅器の出力が直流制御のためにフィー
ドバックループ中で使用される場合、低周波の交流また
はダイヤルパルスのようなパルス直流信号に歪みあるい
は不安定さを与える。

先行技術のこの問題は、図２の回路構成の抵抗54を平
衡構成を考慮して各増幅器50に１つ設置することによっ
て回避できる。増幅器50の出力は平衡法によって振ら
れ、非反転入力に供給された基準電圧Vrに対して逆相と
なり、従って変圧器２次巻線の中点は基準電位、つまり
ライン46と同じ電位となる。平衡構成の各側において、
結合コンデンサ58は、増幅器50の出力と基準電位Vrとの
間の２つの分圧器の接合点間に接続され、一方は抵抗56
と直列に形成された２次巻線の半分で構成され、他方は
抵抗54および52によって形成される。これら２つの分圧
器の分圧比を同じにすることによって、コンデンサ58の
両端には電圧がなく、それによって直流信号から交流信
号への遷移中の増幅器応答はより均一化される。

言い替えると、抵抗器52、54,56および変圧器２次巻
線の抵抗をそれぞれR52、R54,R56,およびRwと表わす
と、各抵抗値の関係は、R54/R52＝（Rw/2）/R56とな
る。しかし、直流及び交流信号間で増幅器応答の変化を
制御したい場合は、この関係を修正できる。たとえば、
変圧器の卷線抵抗を過度補償することにより、コンデン
サ58の所望の静電容量を用いて、60Hzの周波数で減衰さ
せることができる。

増幅器62は、先行技術と同様な方法で、抵抗64を介し
てその出力をこれらのラインへ結合することにより、ラ
イン46上の共通モード信号を減らすように動作する。し
かしながら、回路の平衡構成から見て、増幅器62の非反
転入力は増幅器50の出力の間に接続された抵抗60によっ
て形成された分圧器の接合点に接続され、増幅器62の反
転入力は基準電位Vrに接続される点が本発明と異なる。

電話線14上のすべての電流を決定するため、電話線上
の共通モード電流を信号IDで表された差動電流あるいは
信号ILで表されたループ電流と同様にモニタする必要が
ある。ループ電流信号ILは、差動電流信号IDを、抵抗8
8、コンデンサ90およびバッファ増幅器86中のバッファ
によって構成されたローパスフィルタにより濾波し、ラ
イン84上に得られる。ローパス・フィルタリングは約20
0Hzより大きい周波数成分を減衰させるので、信号ILは
直流ループ電流を表す。電話線のチップとリング・ワイ
ヤ上の電流はそれぞれ、共通モード電流とループ電流と
の和と差である。

増幅器62の出力電圧は、（−VT−VR＋Icm×R40）×R6
4/R44であり、ここでVTとVRはそれぞれ、電話線14のチ
ップ・ワイヤＴとリング・ワイヤＲの電圧であり、Icm
は供給抵抗40を通る共通モード電流であり、R40及びR64
は抵抗40と64の各抵抗であり、R44は抵抗ネットワーク4
4の各抵抗器の抵抗である。加算ノード68において、こ
の出力電圧は抵抗66によって形成された分圧器からの電
圧で加算され、それは共通モード電流ではなく共通モー
ド電圧に依存する。この電圧は（VT＋VR）×R70/R66に
よって与えられ、R70とR66は抵抗70と抵抗66の各抵抗で
ある。その抵抗値はR66/R70＝R44/R64となるように選択
され、それによって加算ノード68において加算された電
圧は共通モード電圧成分VT＋VRから独立し、単に共通モ
ード電流を表す。ノード68において加算された電圧は、
バッファ増幅器72によってバッファされ、増幅器78によ
って増幅される。そのゲインは、抵抗76及び80によって
決定され、所望の感度により、ライン14上の共通モード
電流を表す信号ICMをライン82上に供給する。

リレー接点42が、たとえば、ライン・インタフェース
回路の保護のために開いた場合は、供給抵抗40を通る共
通モード電流はゼロになる。増幅器62の出力電圧は、従
って、以下に記述するようにライン駆動回路10によって
供給された駆動電圧レベルの単なる和を表す。一方、電
話線14上の共通モード電圧は、抵抗66を介してモニタさ
れ続ける。従って、この状態における加算ノード68は、
ライン14上の共通モード電圧を表す加算電圧であり、駆
動電圧レベルの和に関係する。この加算電圧は、バッフ
ァ増幅器72によりバッファされ、ライン74上の共通モー
ド電圧信号VCMを構成する。このように、ライン14上の
共通モード電圧は、リレー接点42がオープンであるとき
モニタされる。

図３は、ライン駆動回路10と信号結合回路100の回路
図が示されており、図１の伝送インタフェース16の部分
である。また、制御回路102は図１の電源および信号制
御インタフェース18の部分を表わす。

信号結合回路100は、２つの差動増幅器104および106
と、108から116までの偶数番号の抵抗と、インピーダン
ス（Ｚ）118と、コンデンサ120とを有する。インピーダ
ンス118は、固定あるいは切り換えリアクティブ成分に
よって構成されることは先行技術によって公知である
が、1992年４月16日出願の米国特許出願868、940「電話
ライン・インタフェース回路用インピーダンス発生器」
において記述されているように、ライン・インタフェー
ス回路の完全な多機能性を得るためには、プログラマブ
ルインピーダンスが望ましい。

ライン28上の差動電流信号IDは、コンデンサ120を介
して結合され、送信パス信号Txを構成し、インピーダン
ス118および抵抗110を介して増幅器104の反転入力へフ
ィードバックされる。受信パス信号Rxは、抵抗112を介
して増幅器104の反転入力に結合される。増幅器104は、
基準電位Vrに結合された非反転入力を有し、その出力か
ら反転入力へ抵抗108によってフィードバックされる。
抵抗108は、抵抗112及び110を用いて、受信パス信号Rx
に対して、及びインピーダンス118を介してフィードバ
ックされた信号に対して、増幅器104のゲインをそれぞ
れ決定する。

増幅器104の出力は、ライン128上のライン駆動回路10
へ供給される。抵抗114、116及び増幅器106は単位ゲイ
ン・インバータを形成し、出力を反転させ、ライン130
上を介してライン駆動回路へ補完的出力を発生させる。
ライン128及び130は図１に示されている。

コンデンサ120による信号IDの直流ブロッキングの結
果、インピーダンス118を生じ、増幅器104及び106は、
電話線14上に存在する大きな直流成分ではなく、送受信
される比較的低電圧の信号のみに応答する。したがっ
て、増幅器104と106は、所望の大きい帯域幅を有するよ
う設計でき、増幅器104はさらに大きなゲインを供給で
きる。

ライン駆動回路10は、２つの直流バッファ増幅器132
及び134を有し、それらの増幅器の出力はライン駆動回
路のチップ・ワイヤ及びリング・ワイヤ上のワイヤ36へ
それぞれ接続される。増幅器132および134の出力は、ま
た各増幅器の反転入力に直接接続され、単位ゲインを供
給することにより、これらの増幅器は最大帯域幅と最少
出力インピーダンスとを有する。ライン128は、コンデ
ンサ136を介して増幅器132の非反転入力に交流結合さ
れ、ライン130はコンデンサ138介して増幅器134の非反
転入力に交流結合される。

増幅器132および134は、図３に示されるように正確な
単位ゲインを必ずしも必要としないことが分かってい
る。一方、所望のゲインを供給することもでき、入出力
の直流電位間の電圧に比例する電圧を供給できる。しか
し、そのような場合、ゲインと帯域幅を減少させ、増幅
器の出力インピーダンスを増加させるため、ゲインの値
は小さく保たれ、単位ゲインに近いゲインが望まれる。

増幅器132の非反転入力は、また、抵抗140を介して供
給電圧＋Ｖへ結合され、制御電流源142を介して供給電
圧−Ｖへ結合される。また、抵抗140と並列に接続され
たスイッチ電流源144を介して供給電圧＋Ｖに結合され
る。逆に、増幅器134の非反転入力は、抵抗146を介して
供給電圧Ｖに結合され、制御電流源148を介して供給電
圧＋Ｖへ結合される。また、抵抗146と並列に接続され
たスイッチ電流源150を介して供給電圧−Ｖに結合され
る。供給電圧＋Ｖ及び−Ｖは、便宜上それぞれ電話局の
接地電圧及びバッテリ電圧の−48ボルトであってもよ
く、また他の電圧であってもよい。

電流源142、144、148、150を流れる電流は、制御回路
102の部分を形成するディジタル制御回路152によって制
御される。スイッチ電流源144及び150は、以下にさらに
記述するように、各ライン154、156を介して単にオンオ
フ制御され、これらの電流源は切換え抵抗によって置き
換えることもできる。制御電流源142、148はディジタル
制御回路152から各ディジタル／アナログ変換器158、16
0に供給される８ビットのディジタル信号によって、す
なわち、各ライン162、164上のステップ・アナログ信号
によって精密に制御される。ライン154、156、162、164
は、図１のパス34を構成する。

パス30上の信号IL、ICM、およびVCMは、多重化アナロ
グ／ディジタル変換器166の入力に供給され、そのディ
ジタル出力はディジタル制御回路152に供給される。図
１において既に説明したように、ディジタル制御回路に
は、ライン・インタフェース回路の他の適当な動作条件
を決定し、制御信号を供給するコマンドも供給される。
この制御の一部として、たとえば、ディジタル状態装置
によって構成されるディジタル制御回路152は、ディジ
タルIL、ICM、及びVCMをモニタして（不良、または不
要）動作条件を検出し、ライン・インタフェース回路を
その条件に適するように動作させる。この動作は、以下
に記述するように、特に電流源の制御と、ライン・イン
タフェース回路を保護するためのリレー接点42の制御と
を含む。

たとえば、抵抗140及び146は約320kΩの抵抗を有する
ことが既知であり、スイッチ電流源144及び150は０また
は10mAの電流を供給することができ、制御電流源142及
び148は、０から150μＡの範囲の正確に制御された電流
を供給することができ、コンデンサ136及び138は、約0.
22μＦの静電容量を有する。

コンデンサ136は直流をブロックするため、増幅器132
の非反転入力における直流電圧レベルは、供給電圧＋Ｖ
及び−Ｖ、抵抗140の抵抗値、電流源142および144によ
って供給される制御電流によって決定される。同様に、
増幅器134の非反転入力における直流電圧レベルは、供
給電圧＋Ｖ及び−Ｖ、抵抗146の抵抗値、電流源148およ
び150によって供給される制御電流によって決定され
る。増幅器132及び134は直流増幅器であり、所望の大き
な帯域幅、上述の単位ゲイン、および大きな直流電圧範
囲を有するため、その非反転入力における直流電圧レベ
ルがワイヤ36上の出力直流電圧、すなわち、電話線14上
のチップとリング・ワイヤＴ及びＲ間の電圧を決定す
る。

ライン駆動回路のチップ側においては、電流源144は
通常オフであるため電流を生じない。制御電流源142
は、たとえば、ディジタル制御回路152からディジタル
／アナログ変換器158への８ビットの出力によって決定
される256の離散的ステップによって制御され、０から1
50μＡの範囲の所望の電流を供給する。この電流は抵抗
140を通して流れ、その電流によって電圧降下を生じ、
その電圧降下を０から供給電圧＋Ｖ及び−Ｖの間の電圧
に制御することができる。従って、この制御電流源142
を制御することによって、増幅器132の非反転入力にお
ける直流電圧をチップ・ワイヤＴ上で、＋Ｖから−Ｖま
でのいかなる所望のレベルにも制御することができる。
320kΩの抵抗を有する抵抗140と、上述のように接地さ
れた（０ボルト）および−48ボルトの供給電圧＋Ｖ及び
−Ｖとによって、チップ・ワイヤＴを０から48ボルまで
所望の電圧に調整することができる。

同様に、ライン駆動回路のリング側においては、電流
源150は通常電流を供給せず、制御電流源148は変換器16
0を介して０から150μＡの電流を供給し、抵抗146を通
して０から48ボルトまでの電圧降下を生じる。それによ
り、増幅器134の非反転入力を調整し、リング・ワイヤ
Ｒを−48から０ボルトの電圧に調整することができる。
チップとリング・ワイヤＴ及びＲの直流電圧レベルの設
定は、互いに独立していることをに留意すべきである。
従って、各ワイヤは供給電圧＋Ｖと−Ｖの間の所望の範
囲で電圧を設定することができる。各抵抗140と146をそ
れぞれ供給電圧＋Ｖと−Ｖへ接続することは普通のこと
であり、それぞれチップ及びリング・ワイヤにこれらの
電圧を加えることにより、消費電力が最小限になること
に留意すべきである。

電流源は、高インピーダンスを有するため、増幅器10
4および106の出力から各増幅器132及び134への交流信号
の容量結合に悪影響を及ぼさない。増幅器104及び106
は、低出力インピーダンスのため、抵抗140とコンデン
サ136、そして同様に抵抗146とコンデンサ138は、たと
えば、約3.5Hzという十分に低い周波数の極を有するロ
ーパスフィルタを形成し、直流制御信号ライン162およ
び164上にの残留交流ノイズ全てを濾波する。このロー
パスフィルタの動作は、直流電圧レベルを変更する通常
動作においても特に利得がある。なぜなら、直流電圧レ
ベルが変化するにつれ、離散的ステップを濾波して円滑
にし、伝送動作の劣化をなくすからである。

フィルタリング動作の結果、制御電流源142によって
供給される電流が減少すると、増幅器132の非反転入力
におけるチップ電圧設定は、抵抗140およびコンデンサ1
36の時定数（約70ms）によって決定される比較的遅いレ
ートでより正になる。そのような遅いレートでの変化は
ライン・インタフェース回路のある動作にとっては好ま
しいが、他の動作に対しては高いレートでの変化が好ま
しい場合もある。高いレートでの変化が好ましい場合
は、ディジタル制御回路152の制御の下にライン154を介
して、スイッチ電流源144がオンになり、それによっ
て、ディジタル制御回路によって決められる短い期間
に、電流源144を流れる、たとえば、10mAの大きな電流
でコンデンサ136を放電する。同様に、スイッチ電流源1
50はライン156を介してディジタル制御回路152によって
オンにされ、リング電圧レベルを抵抗146およびコンデ
ンサ138で決定される時定数よりも早い速度でより負に
する。

チップ及びリング・ワイヤ上の直流電圧レベルを独立
して制御することは、上述のように、通常の動作の間、
事故からの保護、またはライン・インタフェース回路の
自己テストのような種々の目的に対して役立つ。たとえ
ば、通常動作におけるこの独立した制御により、たとえ
ば、信号化の目的のために、リレーを使用せずにバッテ
リ反転状態の設定ができる。さらに、電話線に印加され
る直流電圧を、ディジタル制御回路152に供給されるル
ープ電流信号ILに従って設定することができ、ループ電
流を所望の低レベルに制限できる。これにより消費え力
は減り、ライン・インタフェース回路は異なるループ抵
抗に適応して調節される。保護の目的から、たとえば、
接地事故（リング・ワイヤの接地）の場合、その事故の
間、電流を制限するために、リング・ワイヤの電圧レベ
ルを０ボルトの方向へ変化できる。

ループ電流信号ILおよび共通モード電流信号ICMの双
方を供給することによって、この回路は、チップ・ワイ
ヤ電流（共通モード電流＋ループ電流）とリング・ワイ
ヤ電流（共通モード電流−ループ電流）との両方を決定
し、チップ及びリング・ワイヤに供給された直流電圧レ
ベルを、チップ及びリング・ワイヤ電流に関して個々に
決定できる。

本発明の特殊な実施例を詳細に記述したが、多くの修
正、改良、応用が可能である。

フロントページの続き (72)発明者 ローゼンバウム・スタンレー・ディー カナダ国，ケイ２ビー ６エヌ１，オン タリオ，オタワ，エルダー ストリート 2208 (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04M 19/00 - 19/08 H04Q 3/42

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】２線式電気通信ライン用のライン・インタ
   フェース回路において、 ２つの供給抵抗と２つの１次巻線を有する変圧器とを有
   し、各１次巻線は各供給抵抗を介して２線式電気通信ラ
   インの各一つと接続される直流供給手段と、 前記供給抵抗に結合され、供給抵抗を流れる電流に応じ
   て、一対のワイヤに平衡出力を供給するための電流検出
   手段と、 平衡状態にある第１および第２の差動増幅器とを有し、
   その差動増幅器はそれぞれ、供給抵抗を流れる差動電流
   に応じた信号を供給するための出力と、一対の非反転及
   び反転入力を有し、各差動増幅器の反転入力は一対のワ
   イヤの１つに直流結合され、非反転入力は基準電位に直
   流結合され、各差動増幅器はその出力からその反転入力
   に直流フィードバックパスおよび交流フィードバックパ
   スを有し、各差動増幅器の反転入力は変圧器の２次巻線
   の各一端に交流結合されることを特徴とする２線式電気
   通信ライン用のライン・インタフェース回路。
2. 【請求項２】請求項１記載のライン・インタフェース回
   路において、 第１および第２の各差動増幅器の直流フィードバックパ
   スは、各差動増幅器の出力とその反転入力間に接続され
   た第１の抵抗と第２の抵抗の直列回路で形成され、 各差動増幅器の交流フィードバックパスは、差動増幅器
   の出力と変圧器の２次巻線の一端間に接続された第３の
   抵抗と、第３の抵抗と変圧器の２次巻線間の接続点と前
   記第１および第２の抵抗の接続点との間に接続されたコ
   ンデンサと、前記第２の抵抗との直列回路で形成され、 前記第２の抵抗と前記コンデンサは、前記増幅器の反転
   入力と前記変圧器の２次巻線の一端間で、交流結合を形
   成することを特徴とするライン・インタフェース回路。
3. 【請求項３】請求項２記載のライン・インタフェース回
   路において、 各増幅器において、第２の抵抗の抵抗値と第１の抵抗の
   抵抗値の比は、変圧器の２次巻線の抵抗値の半分と第３
   の抵抗の抵抗値の比に等しいことを特徴とするライン・
   インタフェース回路。
4. 【請求項４】請求項１、２または３記載のライン・イン
   タフェース回路において、 各差動増幅器の反転入力は一対のワイヤの各一端に接続
   され、各非反転入力はそれぞれ基準電位に接続されるこ
   とを特徴とするライン・インタフェース回路。
5. 【請求項５】請求項１から４のいずれかの一つに記載の
   ライン・インタフェース回路において、 ２つの差動増幅器の出力間に接続された第１の分圧器
   と、基準電位に接続された反転入力と前記第１の分圧器
   の接合点とに接続された非反転入力を有する第３の差動
   増幅器と、その第３の差動増幅器の出力と一対のワイヤ
   の各一端間に接続された各抵抗とを含むことを特徴とす
   るライン・インタフェース回路。
6. 【請求項６】請求項５記載のライン・インタフェース回
   路において、 第３の増幅器の出力と加算ノードの間に接続された抵抗
   と、２線式電気通信ライン間に接続される第２の分圧器
   とを有し、前記第２の分圧器の接合点は前記加算ノード
   に接続されることを特徴とするライン・インタフェース
   回路。
7. 【請求項７】請求項６記載のライン・インタフェース回
   路において、 ２線式電気通信ラインを直流供給手段へ結合するための
   切替手段を有し、前記第２の分圧器は切替手段のライン
   側に接続されることを特徴とするライン・インタフェー
   ス回路。