KR100446585B1 - 팁 및 링 톤신호 검출기용 근거리 종단 음성 제거 방법 및시스템 - Google Patents

팁 및 링 톤신호 검출기용 근거리 종단 음성 제거 방법 및시스템 Download PDF

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텔코디아 테크놀로지스, 인코포레이티드
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Abstract

본 발명은 톤 신호 검출기(27) 및 FSK 복조기(28)에 대하여 근거리 종단 음성 에너지의 억제를 제공하는 방법 및 시스템(10)을 제공한다. 본 발명에 따라, 시스템 또는 장치(100)는 가입자 루프(12)상의 팁 및 링과, 상기 가입자 스테이션(13) 사이에 접속되며, 상기 가입자 루프(12)는 전화국 장비(11)에 접속된다. 시스템(100)은 톤 신호 검출기(26) 또는 FSK 변조기(28)에 접속된 수신 인터페이스를 포함한다. 시스템은, 루프 및 전화국 장비 임피던스의 스케일링된 이미지를 처리하는 미러 회로를 구비한 휘스톤 브리지를 형성함으로써, 음성 제거를 달성한다. 본 발명의 일 실시예에 있어서, 루프(12)와 전화국 장비(11)의 조합된 임피던스를 시스템내에 포함된 평형 네트워크의 세트에 의해 매칭되어질 임피던스로 사용하는 휘스톤 브리지가 형성된다.

Description

팁 및 링 톤신호 검출기용 근거리 종단 음성 제거 방법 및 시스템 {A METHOD AND SYSTEM FOR SCALEABLE NEAR-END SPEECH CANCELLATION FOR TIP AND RING TONE SIGNAL DETECTORS}
에코 제거 시스템은 전화망 및 스테이션 세트 장비에서 널리 사용된다. 전화망에서 에코 제거 시스템의 일반적인 역할은 통신 회로내에서의 임피던스 부정합시에 발생하는 원치 않은 신호 반향을 제거함으로서 전송 채널의 질을 향상시키기 위한 것이다. 에코 제거기는 또한 스테이션 세트 장치에서 주로 고속의 완전 이중(full duplex) 데이터 전송을 가능케 하기 위해 사용된다. 아날로그 댁내 가입자를 겨냥한 새로운 전화 서비스의 도입으로, 에코 제거기 또는 근거리 종단 음성 제거 시스템은 최근 대역내 톤 신호 검출기의 성능을 향상시키기 위하여 가입자 스테이션 세트에서 상당한 중요성을 가지게 되었다.
이산 주파수의 조합을 이용한 대역내 톤 신호 체계는 전화 시스템에서 오래 사용되었다. 대역내 톤 신호 체계에 대한 주요 장점은, 일반적으로 고객의 음성을 이송하는 동일한 스펙트럼이 신호 및 제어 정보를 번갈아 전달하는 데에 사용될 수 있다는 것이다. 음성 대역을 공유하는 것은, 대역폭이 한정되고 전용 제어 채널이 매우 비싸거나 서비스에 대한 열화를 일으키는 경우에 중요하다. 요즈음 전화망에서 사용되는 대역내 톤 신호체계에 대한 가장 일반적인 예의 일부는 다이얼 톤, 스터터(stutter) 다이얼 톤, 가청 링잉(ringing), 통화중 신호, 재주문, 통화 대기 등과 같은 통화 진행 신호 및 다이얼링을 위해 주로 사용되는 듀얼 톤 다중 주파수(DTMF) 신호를 포함한다.
최근, CIDCW(Calling Identity Delivery on Call Waiting), CWD(Call Waiting Deluxe)와 같은 새로운 전화 서비스 및, ADSI(Analog Display Service Interface)와 인터넷 또는 웹폰과 같은 향상된 스크린 전화 플랫폼이 개발되었으며, 이는 SPCSS(Stored Program Control Switching System) 또는 원거리 종단 서버에 의해 전송되는 신호에 대한 안정적인 CPE(Customer Premises Equipment) 톤 신호 검출을 요구한다. 반도체에 있어서 많은 기술적 향상에 의해 촉진된 이러한 서비스 및 플랫폼은 종래의 전화기 세트를, 디지털신호프로세서가 아니면 마이크로프로세서하에서 제어가 통화 상태를 트랙킹하고 네트워크 및 원거리 종단 톤 신호에 반응할 수 있는 액정 디스플레이 및 키보드를 가지는 정교하고 집적된 통신 단말기로 전환시키고 있다.
모든 대역내 톤 신호 시스템은 톤 신호가 안정적으로 검출된다는 믿음에 전제한다. ADSI CPE에 대하여, 네트워크 통화 진행 신호의 안정적인 검출은, CPE가 통화 상태를 적절하게 트랙킹하고 CPE 내에 내재하는 다운로드가능한 서비스 스크립트에 의해 처리되어져야 하는 내부 이벤트를 생성하는 데에 필수적이다. CIDCW 및 CWD CPE에 대하여, CPE 경고 신호(CAS)의 안정적인 검출은, 통화 당사자의 번호, 이름, 위치 또는 개인 식별 전호를 포함하는 데이터 버스트의 수신을 위해 CPE의 오프후크 데이터 전송 모드를 사용하는데 필요하다. 전화 응답 장치 및 음성 메일 시스템에 대하여, DTMF 신호의 안정적인 검출은, 가입자가 음성 메시지를 재생하는 동안에도 편집 동작및 제어 동작을 지정하도록 하는데 있어서 중요하다.
대역내 채널의 재사용이 네트워크 대 스테이션 세트 또는 서버 대 서버 세트의 시그널링을 위한 효율적인 수단을 제공하지만, 신호 인식과 관련된 중요한 문제가 톤 신호의 검출을 시도하는 스테이션 세트에서 발생될 수 있다.
대역내 톤 신호 검출과 관련된 두 가지의 종래 문제점은 검출기 토크오프 및 토크다운이다.
토크오프는 톤 신호 검출기가 음성, 음악 또는 노이즈에 의하여 발생된 모방 신호를 유효한 톤 신호로 그릇되게 수용할 때마다 발생한다. 학습, 실험 및 현장 경험은 모두 결정적으로 인간의 음성이 톤 신호의 일부 스펙트럼 및 일시적인 특성을 나타낼 수 있다는 것을 입증하였다. 일상적 전화통화에서 빈번하게 발생하는 자음, 모음, 음절 및 액센트의 조합은 톤 신호 검출기가 토크오프하게 할 수 있다. 전화망에서 대역내 톤신호를 처음 사용한 이후, 모방 신호에 반응하지 않는 안정적인 톤 신호검출 시스템을 설계하는 것이 희망사항이 었다.
토크다운은 톤 신호 검출기의 다른 중요한 성능 특성이다. 토크 다운은 라인 상에 외부적인 에너지의 존재로 인하여 톤 신호가 톤 신호로서의 유효성이 방해되거나 부정되어, 톤 신호 검출기가 유효한 톤 신호를 인지하는 데에 실패할 때마다 발생한다. 일례로, 톤 신호는 음성, 음악 및 다른 배경 잡음과 경합될 수 있다. 이러한 합성 신호의 존재는 유효한 톤 신호를 왜곡시키고 그들의 검출을 악화시킬 수 있다.
토크오프 및 토크다운은 톤 신호 검출에 대한 두 가지의 중요한 특성 척도가 된다. 이들은 각각, 모방 신호에 견디고 음성, 음악 또는 잡음에 의해 불명료하게 된 유효한 톤 신호를 인지할 수 있는 검출기의 능력을 나타낸다. 지난 십년간 톤 신호검출이 전화망에서 널리퍼져 있는 기술일 지라도, 단지 최근에야 강력한 토크오프 및 토크다운 성능에 대한 요구가 어플리케이션에 대해 동시에 요구되었다. 대부분의 경우에, DTMF 다이얼링과 같은 종래 기술의 톤 신호 어플리케이션은 검출기 토크다운 성능이 토크오프 성능을 개선하기 위해 희생되는 환경에서 이득을 얻는다. CIDCW, CWD 및 ADSI의 출현으로 인해, 동시적인 강력한 토크오프 및 토크다운 성능이 필수적인 것이 되었다.
벨코어는, CAS 및 통화 진행 신호에 대한 톤 신호 검출기의 토크오프 및 토크 다운 성능을 설명하는, 1992년 12월 1일 발행된 "음성 대역 데이터 전송 인터페이스를 위한 고객 필수 장비 양립성 고려(Customer Premises Equipment Compatibility Consideration for the Voiceband Data Transmission Interface)" 벨코어 문서 SR-TSV-002476 및 1995년 1월의 "SR-INS-002726에 기술된 아날로그 타입 1,2 및 3 CPE에 대한 테스트 가이드라인(Testing Guidelines for Analog Type 1, 2, and 3 CPE Described in SR-INS-002726)"에서 CPE 또는 스테이션 세트 기준을 기술하였다. 이러한 문서에 포함된 권고사항은 매우 안정적인 톤 신호 검출을 요구한다. 예를 들어, SR-TSV-002476은, CAS 검출기가 동일한 량의 평균 레벨의 근거리 종단 및 원거리 종단 전화 음성에 45시간 노출된 상태에서 하나 이상의 어떠한 모방 신호에 반응하지 않아야 한다는 것을 권했다. 평균 루프상의 평균 근거리 종단의 화자에 대하여 이러한 CAS 톤 신호 검출에 의해 달성되어야 하는 토크다운 기준은 99%의 모두 유효한 CAS의 인식이 된다. 이러한 성능 기준의 조합은 SR-TSV-002476를 반드시 따르는 CAS 톤 신호 검출기가 전화망에서 전에 배치된 가장 강력한 대역내 톤신호 검출기로 되도록 한다.
가입자의 위치에서 사용되는 톤 신호 검출 시스템에 대하여 모방 신호는 근거리 종단 가입자의 음성뿐만 아니라 원거리 종단 당사자의 음성 모두에서 발생할 수 있다. 근거리 종단 가입자의 음성은 대게 근거리 종단 가입자의 전기적 음성 신호 레벨이 원거리 종단의 것보다 상당히 강하기 때문에 토크오프의 주요 소오스가 된다. 원거리 당사자의 음성 신호는 두 루프, 즉 원거리 상대방의 루프 및 근거리 가입자의 루프 상의 손실 및 근거리 종단 가입자 스테이션 세트에서 발생하기 이전의 소정의 간섭 네트워크 손실에 의해 감소된다. 근거리 종단 가입자는 또한 원거리 당사자가 음제거되거나(mute) 아직 접속되지 않은 동안에 CAS 및 통화 진행 신호와 같은 신호가 일반적으로 중앙전화국(SPCSS)으로부터 전송되기 때문에 토크다운의 주요 원인이 된다.
모방 톤신호에 대해 저항력을 가지며 토크오프에 대한 면역 정도를 증가시키는 가드 동작(guard action)의 개념을 사용하는 것이 톤신호 검출기의 특성이다. 이같은 검출기는 각각의 톤 신호의 주파수 성분에 대하여 소정의 신호 대 가드의 비가 각각의 톤 신호에 대하여 만족되는 경우에만 톤 신호를 유효화한다. 이러한 신호대 가드 비는, 톤 신호 주파수 대역내에 존재하는 전력 대 하나 또는 여러개의 지정된 가드 대역 내에 존재하는 전력의 비이다. 가드 대역은 톤신호 검출기가 여러 톤 신호에 대한 정보를 추출하는 데에 사용하는 음성 대역의 일부이다. 단일의 가드 대역이 모든 톤 신호 주파수 성분에 대하여 선택될 수 있거나, 또는 여러 가드 대역의 조합이 사용될 수 있다.
가드 원리를 사용하는 검출기는 대개 토크오프를 최소화하기 위하여 입력되는 톤 신호를 유효화시키는 데에 큰 양(+)의 신호 대 가드 비를 요구한다. 큰 신호 대 가드 비는 신호 주파수 대역내의 에너지가 가드 대역의 에너지에 비해 상대적으로 단순해야 한다는 것을 요구한다. 신호 대역 이외의 주파수에서 음성이 상당한 에너지를 형성하기 때문에, 이러한 조건은 검출기를 토크오프시키는 많은 잠제적인 에너지 패턴을 거부하여, 이에 따라 톤 신호 검출기 토크오프 성능을 향상시킨다.
이러한 방책이 양호한 토크오프 성능을 제공할 지라도, 토크다운 성능은 톤 신호와 혼합될 수 있는 음성, 음악 또는 잡음이 성공적으로 감소되거나 제거되지 않은 경우에 손해를 입기 쉽다. 대부분의 새로운 CIDIW, CWD 및 ADSI CPE에 의해 만족스런 톤 신호 검출기 성능을 제공하기 위하여 두가지 기본적인 방법이 사용되었다. 가장 간단한 방법은 톤 신호 검출기를 인터페이스의 팁 및 링에 직, 병렬로 접속하는 것이다. 양호한 배치는 근거리 종단 음성의 레벨을 내제적으로 감소시키는 음성 경로 분산 장치 뒤에 톤 신호 검출기를 배치시키는 것이 였다. 보다 복잡한 장치에서는 아날로그 및 디지털 제거 기술이 사용된다. 이러한 두 가지 범주에 속하는 종래 기술 구현에서의 여러 유사한 경험이 본 발명에 대한 이들의 장점, 단점 및 이득을 제시한다.
방법 1
가장 간단한 방법으로, 톤 신호 검출기는 도 1에 도시된 스테이션 세트의 팁인터페이스의 팁 및 링 양단에 직접적으로 브리지된다. 이러한 장치는 라인 상호접속이 복잡하지 않아 기본적으로 유용하다. 톤 신호 검출기는 라인 사이에서 수동적으로 경청하게 된다. 높은 임피던스 및 병렬 라인 접속은 현재 포인트 이상에서 통신 장비 또는 동일한 라인 상의 다른 스테이션 세트를 간섭하지 않는다는 것을 의미한다. CID(Calling Identity Delivery)와 같은 온후크 서비스 신호에 대한 액세스를 추가로 제공한다. 이러한 상호 접속 방법은 또한 통합된 전화에서 일반적으로 사용될 수 있는 소정 타입의 단말 회로와 통합되지 않는 부속 통신 장치에 적합하다.
브리지된 팁 및 링 장치에 대한 제 1의 단점은 그것이 최악의 톤 신호검출 환경을 제공한다는 것이다. 이러한 장치의 톤 신호 검출기는 근거리 종단 음성의 전체 전력에 노출된다. 이것은 강력한 토크오프 및 토크다운 성능을 달성하는 데에 상당히 곤란하게 한다. 스테이션 세트에서의 레벨을 얻기 위해 조정 및 변환되는 음성 레벨에 대한 조사는 근거리 종단 전화 음성이 -19dBm의 평균 ASL(Active Speech Level) 및 4dB의 가우시안 분포 및 표준 편차를 가지는 것을 가리킨다. 상한치로서 세 개의 시그마 케이스를 사용하면, 가입자의 인터페이스의 팁 및 링에서의 근거리 종단 음성 레벨은 -7dBm ASL의 레벨에 도달할 수 있다. 실험 및 경험은 결정적으로, 음성 레벨이 증가함에 따라 톤 신호검출기의 토크오프 및 토크다운 성능이 빠르게 열화된다는 것을 보여준다. 토크오프의 비 또는 시간 당 토크오프의 수는 음성 레벨의 증가에 대해 지수적으로 상승하는 경향이 있다. -7dBm ASL의 음성 레벨은 극도로 큰 음성이며, 대게 토크오프 및 토크 다운에 대하여 실제적인 위협이 된다. 낮은 상호접속 복잡성을 가지더라도, 브리지된 팁 및 링 배치는 근거리 종단 음성의 레벨을 감소시키는 데에는 이득을 제공하지 못한다.
근거리 종단의 음성은 CAS 톤신호 검출기에 대하여 꽤 상당한 위협이 된다. 근거리 종단의 레벨이 커질 뿐만 아니라, 토크오프에 대한 위협은 근거리 종단 음성이 가입자 전화 핸드셋에 의해 프리엠파시스되기 쉽기 때문에 추가로 강화된다. 역사적으로, 핸드셋의 송신 응답은 루프 손실에 대한 영향을 해소하기 위하여 상부 음성 대역에서 이득을 제공한다. 대부분의 음성 에너지가 음성 대역의 하부 부분(<1000Hz)에 존재할 지라도, 심리학적 연구는 상부 음성대역에서의 에너지가 음성의 이해력을 유지하는 데에 필수적이고 중요하다는 것을 밝혀냈다. 결과적으로, 전화 송신기는 역사적으로 상부 음성대역내 에너지 부스트(boost)를 제공하도록 설계되었다. 상업적으로 유용한 전화기에 대한 조사 결과, 평균 송신기 특성은 로그-주파수 스케일에서 300 내지 3000Hz의 양의 기울기, 즉 1000Hz에 대해 5dB낮은 300Hz에서의 응답 및 1000Hz에 대해 5dB 높은 3000Hz에서의 응답을 가진 직선으로 근사화될 수 있다는 것을 나타낸다. CAS 주파수, 즉 2130 및 2750Hz가 상위 음성대역내에 존재하기 때문에, 송신기 프리엠파시스는 많은 음성 에너지를 신호 대역내에 위치시키고, 브리지된 팁 및 링 배열에 의해 완화되지 않은 토크오프에 대한 보다 많은 가능성을 생성한다.
근거리 종단 음성 에너지가 톤 신호 에너지를 종종 초과하기 때문에, 톤 신호 검출기의 토크다운도 역시 브리지된 팁 및 링 배열에 대해 문제가 된다. CIDCW의 경우, CAS는 일반적으로 톤당 -15dBm으로 SPCSS에서 전송된다. 루프 응답에 기인한 감쇠는 99 퍼센트 최고 15dB 손실을 유도할 수 있다. 근거리 종단 음성이 CAS와 조합되기 때문에, 팁 및 링 CAS 톤 신호 검출기는 -23dB(-15-(-7)dB)의 최악의 신호 대 음성 비에 노출될 수 있다. 모조 신호에 대한 거부를 거의 시도하지 않는 관대한 검출기에 대해서조차, 이러한 미약한 신호대 잡음비로 톤 신호를 안정적으로 검출하는 것이 어렵다. 상술한 가드 원리를 사용한 톤 신호 검출기를 사용하면, 근거리 종단 음성 에너지가 신호를 상당히 손상시키기 때문에, 신호대 가드 비의 제한 기준은 많은 경우의 규정된 톤 신호에 적합하지 않다.
바티스타 등의, "Methode and System for Detecing at a Selected Station an Alerting Signal in the Presence of Speech"라는 명칭의 미국 특허 제 5,519,774호에서 개시된, 톤 신호 검출기는 브리지된 팁 및 링 어플리케이션에 대하여 양호한 토크오프 및 토크다운을 제공하기 위하여 설계될 수 있다. 그러나, 이러한 설계에서 토크오프 및 토크다운 성능에 대한 적절한 균형을 달성하기 위해 필수적인 검출 파라미터를 지나치게 소심하게 조정하는 것은 어려우며 시간소모적인 작업이다. 게다가, 최종 검출기 설계가 특정 제작 처리에 대해 도움이 된다는 것에 대한 어떠한 보장도 없다.
요약하면, 브리지된 팁 및 링 톤 신호 검출기 구성은, 대역내 톤 신호 및 온후크 CID 데이터전송 신호와 같은 서비스 신호를 액세스하는 데에 대한 간단하며 비강요적인 방법이다. 그러나, 톤 신호 검출의 관점에서, 톤 신호 검출기에 입력되는 근거리 종단 음성의 레벨을 전혀 감소시키지 못하기 때문에 양호한 토크오프 및 토크다운을 달성하는 데에 가장 어려운 구성이 된다. 종래 기술은 양호한 토크오프 및 토크다운 성능을 가진 팁 및 링 톤신호 검출기를 설계 및 조립하기에 극도로 어렵다는 것을 이미 인식하였다.
방법 2
톤 신호 검출기의 알고리즘에 대한 어떠한 수정도 없이 향상된 토크오프 및 토크다운을 제공하는 톤 신호 검출기와 함께 사용되는 제 2의 일반적인 구성이 도 2에 도시되었다. 이러한 시스템에 있어서, 톤 신호 검출기는 일반적으로 하이브리드라고 하는 장치 뒤에 배치된다.
상기 하이브리드는 인터페이스의 팁 및 링의 양방향 경로를 송신 및 수신을 위한 두 개의 분리된 단방향경로로 변환하는 장치이다. 인터페이스의 팁 및 링상의 원거리 종단 및 네트워크 신호는 톤 신호 검출기가 접속된 수신 경로상에서 나타난다. 근거리종단 신호는 이상적으로 송신 경로로부터 하이브리드를 지나 인터페이스의 팁 및 링으로 전송된다.
실제로, 근거리 종단 음성 에너지의 약간의 누설이 상기 하이브리드사이에 발생하며, 톤 신호 검출기의 입력에서도 나타난다. 소정 주파수에서의 근거리 종단 에너지가 하이브리드에 의해 감쇠되는 량을 트랜스하이브리드 손실이라고 한다. 트랜스하이브리드 손실은 평형 네트워크의 임피던스가 인터페이스의 팁 및 링이 얼마나 잘 매칭되는지와 관련된다.
트랜스하이브리드 손실이 톤 신호 검출기에 유입되는 근거리 종단 음성 레벨의 감소에 영향을 미치기 때문에, 트랜스하이브리드 손실 량은 이러한 장치 내의 톤 신호 검출기의 성능에 대한 기준이 된다. 근거리 종단 음성레벨의 감쇠는, 토크오프 발생 가능성 및 근거리 종단 음성이 입력되는 CAS 손상 가능성을 이중으로 감소시키기 때문에 유용하다. 예를 들어, 6dB 트랜스하이브리드 손실의 경우, 톤 신호 검출기 입력에서 나타나는 근거리 종단 음성 레벨은 -7 내지 -13dBm ASL이며, 신호대 음성 비율은 브리지된 팁 및 링 장치를 능가하여 -23 내지 -17dB까지 향상된다. 경험 및 실험은 근거리 종단 음성레벨에서의 3dB 감소 또는 신호 대 음성 비율에서의 유사한 향상이 바티스타 등에 의해 개시된 바와 유사하게 상당히 톤 신호 검출기의 토크오프 및 토크다운 성능을 향상시킨다는 것을 증명하였다. 게다가, 하이브리드 장치의 핵심적인 설계상 장점은, 최악의 음성 레벨과 최악의 톤레벨 사이의 dB차로 정의되는 톤 신호 검출기의 능동적인 스윙이 감소되기 때문에, 토크오프와 토크다운 성능 사이의 밸런싱을 용이하게 한다는 것이다.
라인 임피던스와 평형 네트워크 사이의 매칭이 어긋남에 따라 트랜스하이브리드 손실이 빠르게 감소하기 때문에, 단일 네트워크는 상당한 대부분의 루프 조건에 대하여 적합한 정도의 트랜스하이브리드 손실을 제공할 수 없다. 예를 들어 단일의 평형 네트워크를 사용한 경우, 최악의 트랜스하이브리드 손실은 US 네트워크내의 모든 루프 임피던스 영역에 대하여 2에서 6dB의 범위를 가질 수 있다. 근거리 종단 음성 레벨을 추가로 감소시키고 향상된 신호대 음성비를 얻기 위하여, 단일의 평형 네트워크는 도 3에 도시된 바와 같이 다수의 고정된 네트워크 또는 조정가능한 네트워크로 대체될 수 있다. 이러한 구성은 종종 아날로그 에코 제거기로 불린다.
다수의 평형 네트워크 또는 조정 가능한 평형 네트워크는 트랜스하이브리드 손실에 있어서 단일 네트워크 시스템을 능가하는 상당한 향상을 제공한다. 15dB보다 큰 트랜스하이브리드 손실은 대게 적어도 3개의 고정된 네트워크를 사용하여 얻어질 수 있다. 하나 이상의 평형 네트워크가 사용가능하기 때문에, 상기 구조는 발생될 수 있는 루프 조건에 대하여 최적의 네트워크를 선택하기 위한 메카니즘(도시되지 않음)도 역시 포함되어야 한다.
톤신호 검출기 성능의 관점에서 선호될지라도, 도 2 및 도 3에 도시된 장치들은 몇가지 단점을 가진다. 첫째, 종래의 하이브리드 구조는 음성 경로의 분리가 핸드셋에 수신기 및 송신기 기능을 제공하기 위하여 본질적으로 요구되는 통합 전화 어플리케이션에 대해 매우 적합하다. 전화 부속물과 같은 장치에 대하여, 이같은 시스템은 덜 실제적이다. 부속장치는 대게 스테이션 세트와 전기적으로 직렬로 접속되며, 이에 따라, DC 전압, 라인 전류, AC 신호 및 파워 링잉(power ringing)과 같은 기본적인 전화선 속성을 전달할 수 있어야 한다. 이 정도까지,인터페이스의 팁 및 링이 방해받지 않은 부속장치를 물리적으로 통과하기 때문에 앞서 언급한 브리지된 팁 및 링 해결책을 사용하는 것이 일반적인 관례이다. 부속장치에 대하여 도 2 및 도3에 도시된 것과 같은 하이브리드 장치를 적용하기 위하여, 두 개의 와이어 인터페이스가 가입자 전화기 세트로의 접속을 위해 개조되어, 두 개의 하이브리드가 연속되어 위치되어야 한다. 추가의 회로가 DC 라인 전압 및 파워 링잉을 재생하거나 연속된 하이브리드 구성 둘레로 이같은 신호를 경로 설정하기 위한 수단을 제공하기 위하여 요구된다. 이러한 장치는, 음성 채널의 질 및 폐쇄 루프 이득과 같은 인자에 영향을 미치는 중계기의 전달 특성이 불안정한 장치 동작을 회피하고 투명한 라인 인터페이스를 제공하기 위해 신중히 처리되어야 하는, 네트워크 중계 회로와 유사하게 된다. 이러한 이유로, 통합된 전화 세트에서 사용한 종래의 하이브리드 해결책은 낮은 비용의 부속장치에 대하여 실용적이지 않다.
도 2 및 도 3에 도시된 하이브리드 시스템에 대하여 다른 중요한 고려사항은 통합된 스테이션 세트에서의 사이드톤(sidetone)의 제공이다. 일반적으로, 소정 량의 하이브리드 누설은 사용자가 감쇠된 버전의 자신의 음성을 듣는 것을 허용하도록 전화기 세트에 의도적으로 설계되었다. 심리적으로, 이것은 가입자에게 스테이션 세트가 동작하고 있다는 인상을 준다. 결과적으로, 트랜스하이브리드 손실은 사이드톤에 대한 인간 요인의 요구를 만족시키기 위해 6dB 보다 많지 않는 손실을 제공하도록 조정된다. 톤 신호 검출기 성능 및 시스템 설계에 대하여 이것은 단점을 제공한다. 도 2 및 도 3의 장치의 하이브리드 손실을 증가시키기 위하여, 부수적인 회로가 사이드톤에 대한 대안적인 경로를 제공하기 위해 요구된다.
통합된 스테이션 세트 어플리케이션에 대하여 도 2 및 도 3의 장치의 세 번째 단점이 존재한다. 스테이션 세트가 온후크 상태가 될지라도, 스테이션 세트의 기능 엘리먼트가 팁 및 링 인터레이스 상의 AC 신호에 대한 액세스를 요구할 때가 있다. 이같은 두가지의 식별가능한 순간은 MEI(Multiple Extension Interworking) 및 CID와 같은 온후크 서비스를 위한 지원을 포함한다.
MEI는 세가지 기능; 1) 각각의 후크 상태에 무관한 모든 양립식 CPE에 의한 CIDCW의 수신; 2)통화 제어동작의 선택을 나타내기 위한 플래시와 같은 고객 라인 신호의 생성; 및 3) 다수의 CIDCW, CWD 및 ADSI CPE 사이에서 CAS 확인응답 신호화 상호작용의 관리를 가능케하는 가입자 라인 상의 CPE 사이에서의 통신을 위한 신호화 방법 및 프로토콜이다. MEI 프로토콜을 수행하기 위하여, CPE는 온후크 상태 동안 CAS를 검출할 수 있어야 한다. 도 2 및 도 3에 도시된 하이브리드 시스템을 사용하면, 하이브리드 기능은 일반적으로 가입자 세트가 온후크 상태일 때 후크 스위치 기능에 의해 라인 인터페이스로부터 분리된다. 결과적으로 하이브리드의 수신 측에 있는 톤 신호 검출기는 인터페이스의 팁 및 링상의 톤 신호에 대한 액세스를 놓치게 된다. 이러한 한계를 극복하기 위하여, 추가의 부수적인 회로가 CPE가 온후크 상태인 동안에 인터페이스의 팁 및 링으로의 대안적인 신호 경로를 제공하기 위해 요구된다.
도 2 및 도 3에 도시된 장치에서 쉽게 식별가능한 다른 유사한 단점은, CID와 같은 온후크 서비스를 지원하는 데에 어려움이다. CND(Calling Number Delivery), CNAM(Calling Name Delivery) 및 VMWI(Visual Message Waiting Indicator)와 같은 온후크 CID 서비스는 오프후크 CIDCW 및 CWD 서비스와 같은 동일한 FSK(Frequency Shift Keying) 변조 기술을 사용하여 데이터를 전달한다. 1994년 12월 1일 발행된 벨코어의 문서 GR-30-CORE "음성 대역 데이터 전송 인터페이스(Voiceband Data Transmission Interface)"에서 온후크 및 오프후크 데이터전송 프로토콜의 모든 필수적인 절차를 수행하는, 모듈러 CID 기능 엘리먼트에 대한 요구는 본 명세서에서 CID ASIC로 언급한, AISC의 제조를 유도한다. 이러한 장치는 FSK 변조 및 CAS 톤 신호 검출 기능을 하나의 장치에 조합하였다. 부속장치 및 유사한 통합 세트에 대한 범용의 응용력 제공, 복잡도의 최소화 및 장치 핀수 감소를 위하여, CID ASIC 상의 단일 장치 입력은 온후크 및 오프 후크 CID 서비스 모두에 대하여 공유되어야 한다. 도 2 및 도 3에 도시된 하이브리드 장치를 사용한 경우, CID AISC에 의해 제공되는 회로 복잡도에 있어서의 감소는, CPE의 후크 조건에 의존하여 인터페이스의 팁 및 링으로의 액세스를 위한 다수의 신호 경로를 제공하는 외부회로 및 제어에 대한 요구 때문에 부분적으로 상쇄된다. CID ASIC가 특정 회로에 영향을 미치지 않거나 특정회로를 요구하지 않고 또는 시스템 구조의 다른 특징에 성능 기준을 부과하지 않고, 소정의 설계내에 상기 장치가 삽입되는 것을 허용하는 것은 매우 바람직한 특징이다.
방법 3
도 2 및 도 3에 도시된 시스템에 기초하여 근거리 종단 음성의 제거에 있어서 상당한 향상을 제공하는 제 3의 장치가 도 4에 도시된다. 하이브리드와 조합하여, 디지털 에코 제거기가 25dB 또는 이상까지 하이브리드 손실을 증가시키기 위해 사용될 수 있다. 디지털 에코 제거기의 제 1 장점은, 그것이 근거리 종단 음성 에코를 상당히 감소시키기 때문에 근거리 종단의 토크오프 및 토크다운의 발생 기회를 실제적으로 제거한다는 점이다.
도 2 및 도 3에 도시된 하이브리드 시스템에 대하여 언급된 것 이외에, 이같은 음성 제거 시스템의 주요 단점은 상당한 리소오스 및 인터페이스 회로가 요구된다는 것이다. 디지털 에코 제거기의 일반적인 구현은 근거리 종단 에코를 제거하는 수학적인 연산을 수행하기 위해 최적화된 마이크로프로세서, 아날로그신호를 디지털화하기 위한 인터페이스 회로 및 메모리 코드저장 지원을 요구한다. 톤 신호 검출기가 도5에 도시된 것과 같은 에코 제거기 외부에 구현된다면, 추가의 디지털 아날로그 변환기가 요구된다. 이러한 이유로, 디지털 에코 제거기 구현은 낮은 비용의 부속장치 및 통합 전화기에 대하여 아직 실용화되지 않았다.
방법 4
스케일링된 휘스톤 브리지 회로를 사용하여 근거리 종단 음성을 제거하고자 하는 제 4의 장치가 도 5에 도시되었다. 림 등에 의해 1998년 8월 18일에 허여된, "Apparatus For Dialing Of Called ID Block Code and Receiving Call Waiting Caller-ID-Signal"라는 제하의 미국특허번호 제5,796,810호에서 도 5에 도시된 휘스톤 브리지 회로가 개시되었다. 이러한 장치는, 평형 네트워크가 루프의 임피던스를 정확하게 매칭시키고 고정된 저항Ra및 Rb가 동일하다면, 두 개의 회로 레그로부터 차동 증폭기G의 입력에 도달하는 근거리종단 음성 신호는 위상 및 크기에 있어서 동일하다는 휘스톤브리지 원리를 이용한다. 차동 증폭기는 이러한 신호를 서로로부터 감산하여 근거리 종단 음성 제거처리의 잔여 에너지를 포함하는 톤 신호 검출기로의 입력이 되는 결과신호를 생성한다. 실제로, 저항Rb은 저항Ra보다 큰 비율C까지 스케일링되어, 인터페이스의 팁 및 링에 대한 부하 영향을 감소시킨다. 유사하게, 단일의 평형 네트워크 임피던스는 동일한 비율로 스케일링된다.
이러한 장치가 근거리종단 음성을 제거하고, 스테이션세트의 후크상태에 무관하게 인터페이스의 팁 및 링으로의 액세스를 제공할지라도, 실제로 루프 임피던스의 영역에 대하여 열악하게 수행한다. 열악한 수행에 대한 이유는 두 가지이다. 우선 고정된 임피던스Ra및 Rb는 소자 공차를 가지고 있어 결과적으로는 결코 동일하게 매칭되지 않는다. 이는 차동 증폭기에 의해 증폭되는 브리지에서의 불균형을 야기한다. 둘째, 상기 회로에서 사용된 고정된 평형 네트워크는 가능한 루프 임피던스의 영역에 대하여 열악한 매칭을 제공한다. 실험은 최악의 경우의 도 5의 휘스톤 브리지 장치의 근거리 종단 음성 제거 성능이 약 1 내지 2dB가 되는 것을 증명하였다. 부적절한 성능으로 인해, 휘스톤 브리지 장치는 종종 무시된다.
종래 기술에 대한 고찰은 톤 신호 검출기의 토크오프 및 토크다운 성능이 입력되는 근거리 종단 음성을 감쇠시킴에 의해 상당히 향상된다는 것을 규정하였다. 그것은 대부분의 종래 기술의 근거리 종단 음성 제거 기술이 인터페이스의 팁 및 링에서 톤 신호 검출기를 제거하여 추가의 신호 경로를 사용하지 않고 스테이션 세트가 온후크 상태일 때 라인 신호에 액세스되지 않는 위치에 그것을 위치시킨 시스템 구조를 요구한다는 것을 추가로 규정하였다. 종래 기술의 제거 방법은 후크 상태에 무관하게 팁 및 링으로의 액세스를 제공하지만; 그것의 제거 성능은 열악하다.
본 발명은 예를 들어 대역내 신호 톤 검출 시스템(inband signal tone detection systems)의 토크오프(talkoff) 및 토크다운(talkdown) 성능을 향상시키는 것을 포함한 응용분야를 위한 근거리 종단(near-end) 음성 에너지(speech energy)를 억제하는 방법 및 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 선택가능한 라인을 설정하고 주로 원거리 종단 에너지를 포함하는 단일의 단방향 경로를 추출하여 근거리 종단 음성 신호가 제거되도록 하기 위한 목적으로 팁과 링 전화선 인터페이스 및 그에 따른 통신 장비사이를 상호접속하는 방법 및 시스템에 관한 것이다. 상기 방법 및 시스템은 본질적으로 통화 당사자의 식별 데이터 전송과 같은 온후크 서비스 신호에 대한 액세스를 제공한다.
도 1은 종래 기술의 팁 및 링신호 검출기 접속 방법에 대한 블록도이다.
도 2는 톤 신호 검출을 위해 근거리 종단 음성을 감쇠시키기 위하여 사용된 일반적인 종래 기술의 전화기 하이브리드에 대한 블록도이다.
도 3는 톤 신호 검출을 위해 근거리 종단 음성을 감쇠시키기 위하여, 여러 평형 네트워크 및/또는 조정가능한 네트워크를 사용하는 일반적인 종래 기술의 전화기 하이브리드에 대한 블록도이다.
도 4은 톤 신호 검출을 위해 근거리 종단음성을 감쇠시키기 위하여, 디지털 에코 제거장치와 함께 사용된 일반적인 종래 기술의 전화기 하이브리드에 대한 블록도이다.
도 5는 톤 신호 검출을 위해 근거리 종단 음성을 감쇠시키는 종래 기술의 고정된 휘스톤 브리지 장치에 대한 블록도이다.
도 6은 전압 감지를 사용하는 본 발명의 근거리 종단 음성 제거 시스템에 대한 실증적인 실시예의 블록도이다.
도 7a은 전압 감지를 사용하는 본 발명의 근거리 종단 음성 제거 시스템에 대한 다른 실증적인 실시예의 블록도이다.도 7b는 미러링된 전류 소오스로서 구성된 트랜지스터 쌍을 사용하여 도 7a의 전류감지를 실행하는 전형적인 구성을 나타낸 도면이다.
도 8은 디지털적으로 강화된 근거리 종단 음성 제거 시스템을 도시한다.
도 9는 본 발명의 특징에 의한 시간 시프트 및 윈도우 처리에 대한 흐름도를 도시한다.
도 10은 본 발명의 특징에 의한 시간 시프트 및 진폭 조정에 대한 흐름도를 도시한다.
도 11은 도 10에 도시된 실시예에 따라 제거된 신호를 얻는 방법을 도시한다.
도 12는 본 발명의 특징에 의한 시간 시프트 및 진폭 그리드의 예를 도시한다.
도 13은 본 발명의 특징에 의한 시간 시프트 및 진폭 그리드의 예를 도시한다.
앞의 고찰에서, 본 발명의 목적은, 다음 통신 장치의 후크 상태에 무관하게 온 후크 서비스 신호로의 액세스를 제공하는 향상된 휘스톤 브리지 기술을 사용하여 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 톤 신호 검출기용의 근거리 종단 음성 에너지를 제거시키기 위한 방법 및 시스템을 제공하는 것이다. 상기 방법 및 시스템은 다른 전화통신 기능과는 무관하게 동작하며, 단독으로 부속 장치에 적용될 수 있을 뿐만 아니라 전화기 세트에 통합될 수도 있다. 근거리 종단 음성 제거의 정도는 바람직한 량의 근거리 종단음성 감쇠를 달성하기 위하여 시스템 장비를 스케일링함에 의해 제어될 수 있다.
특히, 상기 시스템은 인터페이스의 팁 또는 링과 직렬로 배치된 전압 또는 전류 감지 엘리먼트를 사용한다. 그 다음에, 감지 엘리먼트와 인터페이스의 팁 및 링에 의해 제공된 임피던스의 스케일링된 미러 임피던스는 휘스톤 브리지를 형성하도록 인터페이스의 팁 및 링을 가로질러 위치된다. 두 개의 양방향 경로를 생성하기 보다는, 단지 단일의 수신 경로가 톤 신호 검출기로의 입력을 위해 브리지의 중심으로부터 차동적으로 추출된다. 근거리 종단 음성 에너지의 감쇠는 고정된 세트의 R,L 및 C 네트워크 또는 조정 가능한 네트워크로부터 사용가능한 스케일링된 미러 임피던스 값의 계산 및 선택에 의해 제어된다. 제어 기능은, 모든 전화통화의 초기에, 장치가 라인에 접속된 시간에 또는 연속적으로 적응하는 통화 전체 기간에, 최상의 네트워크를 선택하기 위해 개시된 여러 방법 중 하나를 사용한다.본 발명의 추가의 특징 및 장점은 실시예에 대한 다음의 설명 및 첨부된 도면으로부터 보다 명확하여 질 것이다.
본 발명의 실시예에 따라 전압 감지를 이용한 팁 및 링 톤 신호 검출기에 대한 아날로그 근거리 종단 음성 제거 시스템(100)에 대한 일반적인 블록도는 도 6에 도시되었다. 본 발명에 따라 전류 감지를 사용한 근거리 음성 제거 시스템(110)에 대한 유사한 블록도가 도 7a에 도시되었다. 이러한 장비의 동작에 있어서의 차이는 아래에서 반드시 설명될 것이다.
도 6을 참조하여, 3개의 접속 포인트; 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29), 제 2 인터페이스의 팁 및 링(30) 및 수신 인터페이스(31)를 가지는 시스템(10)이 도시되었다. 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)을 통해 시스템(10)은 전화 루프(12)에 접속되며, 이것은 차례로 시스템(10)을 전화국 또는 원거리 단말기 통신 장치(11)에 접속시킨다. 제 2 인터페이스의 팁 및 링(30)은 가입자 스테이션 세트(13) 또는 다음의 통신 회로(14)를 어플리케이션에 따라 접속시키는 것으로 도시되었다. 부속 장치에 대하여, 시스템(10)은 부속 장치 내에 구현될수 있고, 제 2인터페이스의 팁 및 링(30)은 도시된 바와 같이 외부 가입자 스테이션(13) 세트를 상호 접속시킨다. 통합된 전화 세트에 대하여, 시스템(10)은 제 1인터페이스의 팁 및 링(29)을 전화 세트내의 다음의 통신 회로(14)에 상호 접속시키는 전위(front end) 회로가 된다. 수신 인터페이스(31)는 도시된 바와 같이 톤 신호 검출기(27) 또는 FSK 복조기(28)로의 신호 경로를 제공한다. 이러한 경로는 주로 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)을 통해 전화국 장비(11)에 의해 시스템에 전달된 신호 에너지만을 포함한다. 가입자 스테이션 세트 또는 통신 회로(14)에 의해 전송된 적은 잔여 제거 에너지의 근거리 종단 음성 신호는 수신 인터페이스(31) 상에 나타나게 된다.
팁 및 링 톤 신호 검출기에 대한 근거리 종단 음성 제거 시스템(10)의 목적은, 토크 오프의 가능성을 감소시키고 신호 대 음성 비율을 향상시켜, 톤 신호 검출기의 신호 인지 성능을 향상시키기 위하여 근거리 종단 음성 신호를 상당히 감쇠시키는 것이다. 본 발명의 이러한 견해에 따라, 근거리 종단 음성 제거는 루프(12) 및 전화국 장비(11)의 조합된 임피던스를 Mn(22)을 통해 세트(M1,M2)로부터의 네트워크에 의해 매칭되어질 임피던스로서 사용하는 휘스톤 브리지를 형성함으로써, 이러한 시스템에 의해 달성된다. 휘스톤 브리지는, 알려지지 않은 임피던스와 정합된 임피던스에 각각 유일하게 접속된 동일한 값의 두 개의 알려진 저항을 포함하는 공통 종단 노드를 가지는 병렬 회로를 사용한다. 전압 분배가 각 회로를 통해 일어난다. 중앙 탭은 알려지지 않는 임피던스가 매칭 임피던스와 매칭될 때 동일한 전압 및 신호 위상을 가진다.
도 6의 전압 감지에 대하여, 알려진 저항R1(17)은 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)과 직렬로 위치된다. R1(17)의 값은 전화 라인 전류의 흐름에 의해 야기되는 과도한 DC 전압강하를 방지하기 위하여 작게(1 내지 15오옴) 선택된다. 일반적으로 라인 전류는 18 내지 120mA이다. 브리지의 미러 회로내에 R1(17)과 동일한 임피던스를 사용하는 대신에, K배만큼 상당히 큰 임피던스가 선택된다. 증가된 임피던스는 브리지의 미러 회로에 의한 전화선의 과도한 부하를 방지하는 데에 필수적이다. 일반적으로 50 내지 1000 범위 K 값이 실용적이다. 도 6에 있어서, 임피던스R1(17)의 미러 이미지는 R2(23), R3(24) 및 R4(32)의 병렬-직렬 조합으로 도시되었다. 조합된 이러한 소자들의 임피던스는 K의 비율로 곱하여진 임피던스R1(17)을 매칭시키도록 설정된다.
임피던스R1(17)과 그것의 스케일링된 미러 이미지의 매칭은 회로의 제거 성능에 있어서 중요하다. R1(17) 및 K배 만큼 다른 그것의 이미지에 대하여 간단히 고정된 저항을 사용하는 것이 가능하지만, 부품 공차가 원하는 바람직한 정도의 제거 성능에 따라 허용 불가능한 미스매칭(부정합)을 야기할 수 있다. 값비싸고 작은 공차의 부품을 요구하는 것보다, 도 6의 바람직한 구현에서 고정 임피던스 R2(23)와 스위칭가능한 임피던스 사다리 R3(24)로 이루어진 조정가능한 임피던스와 병렬로 감지 임피던스 R1(17)보다 약간 큰 고정 임피던스를 사용하였다. 임피던스의 병렬 조합의 목적은 미세한 단계로 미리 R1(17)의 미러 임피던스가 조정가능하게 되는 것을 허용하기 위한 것이다. 병렬인 레지스턴스의 실효 레지스턴스는 가장 작은 병렬 레지스턴스의 그것 보다 작기 때문에, 임피던스R4(32)는 R1*(K+Y)로 설정되며, 여기에서 인자 Y는 1 내지 10의 범위에 속한다. 미러 이미지 임피던스를 미세하게 조정하는 것은, 레지스턴스 사다리R3(24)에서의 스위치를 개방 및 단락시킴에 의해 달성된다. 고정 임피던스R2(23)는 더 작고 더 실용적인 레지스턴스 소자가 저항 사다리로 사용되는 것을 허용하기 위해 레지스턴스 사다리와 직렬로 배열된다. 고정 임피던스R2(23)는 자신 및 레지스턴스 사다리에 의해 제공된 병렬 조합 레지스턴스를 간단하게 오프세트시킨다. 고정 임피던스R2(23)와 레지스턴스 사다리R3(24)의 조합된 임피던스는 최대로 R1=K*(K+Y)/Y와 동일하게 된다. 레지스턴스 사다리가 다양한 방법으로 구현될 수 있을지라도, 이진 데이터 워드에 의해 레지스턴스 값이 조정되는, 도 6에 도시된 바와 같은 디지털적으로 제어가능한 레지스턴스가 선호된다. 이진 데이터 워드의 값은 후술되어지는 방법에 따라 시스템 제어기(19)에 의해 결정된다.
임피던스R1(17) 대 그것의 미러 임피던스의 비율은 1/K와 동일하다는 것을 가정하면, 브리지의 완성은 루프(12)와 전화국 장비(11)의 조합된 임피던스에 매칭되도록 미러 회로 상의 스케일링 임피던스를 선택할 것이 요구한다. 매칭 미러 임피던스에 대한 스케일링 인자도 역시 인자 K가 되도록 요구된다. Mn(22)의 M1 및 M2로 도시된 평형 네트워크의 세트는, 저항성, 용량성 및 유도성 소자로 이루어진 직렬, 병렬, 직-병렬 등과 같은 하나 이상의 회로 구성으로 이루어진 고정 또는 가변 임피던스를 나타낸다. 이러한 소자에 대한 값과 세트 내의 네트워크의 개수는, 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)상에 발생될 수 있고 최악의 근거리 종단 제거 객체와 만날 수 있는 임피던스의 영역을 최상으로 매칭시킬 수 있는 스케일링 된 미러 임피던스를 얻도록 선택된다. 평형 네트워크 구조에 따라, 저항성 및 유도성 소자는 일반적으로 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)에 의해 제공된 임피던스보다 K배만큼 크다. 용량성 소자는 K배 작다. 실험 및 경험은, 단일 네트워크는 소정의 루프 조건하에서 단지 6dB의 제거를 제공하는 한편, 두 개의 신중하게 선택된 네트워크는 12dB까지 제공할 수 있다는 것을 증명하였다. 유사하게 추가의 네트워크는 루프와 전화국 장비 임피던스의 영역에 대한 최악의 제거 정도를 향상시킨다.
도 6에서 스위치(S2 내지 Sn)(33)가 평형 네트워크를 제 2 인터페이스의 팁 및 링에 접속시키는 것으로 도시되었지만, 금속 라인 서지로부터 더욱 잘 보호될 수 있는 위치에 스위치(S2 내지 Sn)를 배치한 대안적인 구현이 존재한다. 금속 라인 서지는 번개와 같은 이벤트에 의해 생성된 고전압 스파이크(spike)이다. 전화망을 위해 설계된 고객 구내 장비(Customer Premises Equipment)는 FCC 부품(68)으로 묘사된 금속 라인 서지를 견딜 수 있어야 한다. 예를 들어 스위치(S2 내지 Sn)(33)는 차동 증폭기(25)의 입력 또는 출력의 위치로 이동될 수 있다. 두가지 경우, 평형 네트워크(M1 내지 Mn)는 영구적으로 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 채 유지된다. 각각의 평형 네트워크는 자기자신의 매칭 미러 감지 임피던스(23,24,32) 및 이하에 설명되는 독립적 교정을 요구한다. 차동 증폭기(25)의 입력에 위치되는 경우, 스위치(S2내지 Sn)(33)는, 평형 네트워크와 그 미러 감지 임피던스(23,24,32)에 의해 형성된 미러 회로 중 하나로부터 유도된 신호를 선택하도록 사용된다. 대안적으로 각각의 미러 회로가 자기 자신의 차동 증폭기에 제공되고 스위치(S2 내지 Sn)(33)가 수신 신호(31)를 생성하기 위해 적절한 증폭기 출력을 선택하도록 사용될 수 있다. 이러한 방법은, 인터페이스의 팁 및 링의 과도한 부하를 방지하기 위하여 평형 네트워크(M1 내지 Mn)의 개수가 작게, 즉 세게 이하로 유지될 때 실용적이다.
수신 신호경로(31)는 브리지의 중앙 탭에서 신호를 차동적으로 증폭함에 의해 얻어진다. 차동 증폭기(25)로의 한 입력은 DC 차단 캐패시터C2(20)를 통해 감지 소자R1(17)을 포함한 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)상의 단자에 접속된다. 그것의 다른 입력은 캐패시터C1(21)를 통해 평형 네트워크(M1 내지 Mn)(22)와 감지 임피던스R1(17)의 미러 임피던스 사이의 공통노드에 용량적으로 커플링된다. 루프(12)와 전화국 장비(11)의 조합된 임피던스와 선택된 평형 네트워크 사이의 매칭이, 충분하게 근접하면, 차동 증폭기(25)의 입력에 나타나는 전압 신호는 크기 및 위상면에서 가장 이상적이게 된다. 60dB 또는 그보다 양호한 공통모드의 거부 비율(rejection ratio)을 가지는 경우, 차동 증폭기는 상기 신호를 서로 감산하여 근거리 종단 음성 에너지가 제거된 수신 신호(31)를 생성한다.
상기 세트(S2 내지 Sn)(33)내의 적어도 하나의 스위치 포인트는 단락된 채 유지되는 한편, 가입자 스테이션(13) 또는 통신 회로(14)는 인터페이스의 팁 및 링의 액세스를 제공하기 위해 온 후크 상태가 된다. 이러한 평형 네트워크는 온 후크 조건에서 사용하기 위하여 임피던스 및 조절 요구를 만족시키도록 특별히 선택된다. 스위치(S1 내지 Sn)는 이에 한정되지는 않지만 트랜지스터, 전기-기계적 소자, 반도체 또는 포토모스(photomos) 릴레이, 전계 효과트랜지스터 또는 옵토커플러(optocoupler) 장치와 같은 기술을 사용하여 구현될 수 있다.
차동 증폭기(25)는 온 후크 동안 제 1 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 채 유지되기 때문에, CID 및 VMWI FSK와 같은 신호가 수신될 수 있다. 차동 증폭기(25)의 이득은 평형 네트워크의 선택에 의존하여 시스템 제어기(19)에 의해 설정된다. 상기 이득은 식(1)에 의해 결정된다.
이득 = [R1(K+1)+Zb]/R1(K+1) (1)
여기에서 Zb=1/jwC1+Mn 이고, Mn은 선택된 평형 네트워크의 임피던스이다. 각 네트워크 및 평형 네트워크로 사용될 네트워크의 각 조합에 대한 이득값은 미리계산되어 시스템 제어기 메모리내에 저장된다. 네트워크 식별자(Nn)(여기서 n은 총개수임)는 각각의 이득값에 할당되어 그것이 적용된 네트워크를 나타낸다. 각각의 단일네트워크(M1 내지 Mn) 및 네트워크의 조합은 유일한 식별자를 소유한다.
시스템의 중앙 절차 수행 소자(central procedural execution)는 시스템 제어기(19)이다. 시스템 제어기는 1) 라인 전압 감지 기능(34)을 모니터링하고; 2) 교정 소오스(15) 및 DC 단자(16)를 이용하고; 3) R2(23), R3(24) 및 R4(32)로 이루어진 조합 미러 임피던스와 감지 임피던스R1(17)를 최상으로 매칭시키기 위하여 저항 사다리를 튜닝하고; 4)에너지 추정기를 모니터링하고; 5) 하나 이상의 평형 네트워크를 제 2 인터페이스의 팁 및 링(30)에 부착시키기 위하여 세트(S2 내지 Sn)(33)내의 하나 이상의 스위치를 선택적으로 단락시키고; 6) 평형 네트워크의 선택에 기초하여 차동 증폭기(25)의 이득을 설정하고; 그리고 7) 교정 신호에 대한 최상의 제거를 야기하는 평형 네트워크를 결정하기 위해 에너지 추정기(26)로부터의 피드백을 사용하는 기능을 수행한다.
최상의 이용가능한 평형 네트워크를 선택하기 위한 방법은, 음성 제거 시스템을 포함하는 장치가 전화루프(12)에 처음 접속될 때 시작한다. 가장 간단한 형태로, 라인 감지 기능(34)은 제 1인터페이스의 팁 및 링(29)에서의 라인 전압에 기초하여 라인이 휴지상태 또는 사용 중인지를 나타내는 이진 신호를 시스템 제어기로 출력한다. 일반적으로 라인은 전압이 23 볼트이상인 경우와 파워 링잉이 존재하지 않은 경우에 휴지상태로 간주될 수 있다. 서비스 중단 이후 또는 소정의 미리 결정된 간격 이후에 라인 전압의 회복 다음에, 인스톨 동안에 시스템에 라인 전압을 처음 인가할 때, 시스템 제어기(19)는 라인이 휴지상태인 경우에 스위치 S1(18)을 통해 자신의 DC 라인 단자(16)를 사용하여 라인을 종결시키도록 실시되어 오프 후크 라인 조건을 생성한다. 다음에 시스템 제어기는 1) 교정을 위한 신호를 전송하거나, 2) 교정신호의 전송에 앞서 다이얼 톤을 제거하기 위해 합성 신호 소오스(15)를 사용하여 적어도 하나의 DTMF 디지트를 다이얼링하거나, 또는 3) 안정적인 통화 상태(이후에 교정 신호의 전송이 시작됨)를 생성할 유지 번호(maintenance number)를 다이얼링한다. 모든 경우에, 시스템 제어기는 우선 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29) 상에서의 다이얼 톤의 존재를 감지하거나, 소정의 디지트를 다이얼링 하거나 제거 회로를 교정하기 이전에 다이얼 톤의 적용이 이루어질 때까지 미리 결정된 주기의 시간(t1)을 대기한다. 다이얼 톤 에너지의 검출은, 에너지추정 기능(26)또는 선택적 다이얼 톤 검출기(27)를 사용하여 수행될 수 있다.
제 1 예로, 교정 신호는 라인의 종결 이후에 시작되지만, 연속적인 교정 절차는 다이얼 톤의 인가 또는 미리 결정된 간격(t1)의 경과까지 지연되어야 한다. 일반적으로, 3초의 다이얼 톤 지연 시간(t1)이 미국 전화망의 경우에 99%를 차지한다. 다이얼 톤의 인가를 대기하는 목적은, 전화국 장비(11)가 적절하게 루프(12)를 종결시키도록 하는 것을 보장하기 위한 것이다. 이러한 선택사항이 교정에 대하여 안정적인 통화를 생성하기 때문에, 교정 시스템의 성능은 이러한 선택사항을 사용하여보다 양호하게 수행되는데, 이는 통화 시작 상태에서 사용된 전화국 장비(11)가 안정적인 통화 상태와 다를 수 있기 때문이다.
합성 신호 소오스(15)는 단일 또는 복수의 톤 발생기, 단조롭거나 또는 스펙트럼 형태의 잡음 발생기 또는 DTMF 발생기로 구성될 수 있다. 통화 진행 신호(call progress signal)의 검출과 관련된 어플리케이션에서의 사용을 위하여, 300내지 700Hz 주파수 범위의 단일의 교정 톤이 적합하다. CAS의 검출과 관련된 어플리케이션에서의 사용을 위하여, 2100내지 2900Hz 주파수 범위의 단일톤 또는 이중톤이 적합하다. 바람직한 실시예에서 DTMF D 또는 DTMF A와 같은 DTMF 신호도 역시 적합하고 실용적인데, 이러한 신호가 CIDCW/CWD 및 ADSI CPE에서 GR-30-CORE 오프 후크 데이터 전송 핸드쉐이크를 완성하는 데에 이미 사용가능하기 때문이다. 합성잡음신호는 이들 응용 및 다른 응용을 위하여 충분하다.
상술한 바와 같이 교정신호의 적용 방법에 의존하여, 에너지 추정기(26)는 다이얼 톤에 반응하거나 그렇지 않다. 일반적으로, 에너지 추정기(26)는 에너지 독출에 있어서의 에러를 최소화하기 위하여 교정신호가 존재할 때까지 다이얼 톤에 반응하지 않아야 한다. 하나 이상의 디지트가 교정신호에 앞서 다이얼링되거나 교정이 다이얼 톤의 제거를 야기하는 경우, 다이얼 톤에 반응하는 에너지 추정기(26)는 또한 다이얼 톤의 존재를 감지하는 데에 도움이 된다. 에너지 추정기(26)는 수신 경로(31)상의 에너지 레벨에 비례하는 시스템 제어기에 아날로그 또는 디지털 출력을 제공한다.
교정 소오스(15)가 인가되거나 간격(t1)이 경과한 이후에, 시스템 제어기는 R2(23), R3(24) 및 R4(32)로 조합된 임피던스의 교정을 시작한다. 규칙적인 방식으로 진행하여, 시스템 제어기(19)는 조합된 임피던스 R2(23), R3(24) 및 R4(32)를 ,정확하게 동등하지 않을 경우에, 감지 임피던스R1(17)의 임피던스의 K배에 근사하게 매칭시키기 위하여 저항 사다리의 탭을 개방 및 단락시킴에 의해 R3(24)의 임피던스를 변화시킨다.
바람직한 실시예에 있어서, 시스템 제어기(19)는 제어 가능한 저항을 자신의 가장 낮은 저항값, 가장 높은 저항값 또는 중간 범위 저항값으로 디지털적으로 프로그래밍함으로써 검색을 시작한다. 이어 시스템 제어기는 최소의 수신 레벨을 제공하는 R3(24)의 저항값에 대한 검색을 위하여, 사다리를 연속적으로 단계적으로 내리(step down)거나 올린(step up)다. 각각의 스텝에서 제어기는 에너지 추정기(26)의 출력을 독출하여, 새로운 에너지 추정치가 이전 단계 보다 큰지 또는 적은 지의 여부를 결정한다.
새로운 에너지 추정치가 적을 경우, 시스템 제어기(19)는 이전 저항값에 대한 자신의 기록 및 버퍼 위치(L1, E1)에 각각 유지된 에너지 레벨을 새로운 저항값과 에너지 레벨로 업데이트한다. 바람직한 구현에 있어서, 저항 값 및 에너지 추정치 모두 이진 워드이다. 시스템 제어기(19)는 이어 이전 경로와 동일한 방향으로 저항 값을 계속하여 변화시킨다.
새로운 에너지 추정치가 이전 레벨보다 클 경우, 시스템 제어기(19)는 버퍼위치(L1 및 E1)를 업데이트하지 않는다. 잡음이 에너지 추정치에서의 의사 피크를 야기한다는 것을 예상하면, 시스템 제어기(19)는 동일한 방향으로 저항값을 계속하여 변화시킨다. 여러 단계 이후, 에너지 추정치가 E1보다 훨씬 크고 증가하는 것으로 나타날 경우, 저항 값은 R3(24)의 교정을 완료하기 위하여 L1으로 리세트되어야 한다. 그렇지 않을 경우, 에너지 추정치가 낮을 경우, 시스템 제어기(19)는 동일한 방향으로 저항 값을 변화시킴에 의해 최소값에 대한 검색을 계속하여야 한다.
이러한 규칙에 대한 한 예외는 시스템 제어기(19)가 그것의 최소치 또는 최대치 이외의 포인트에서 사다리(24)의 초기 레지스턴스를 시작할 때 적용된다. 이러한 경우, 제 1 단계 이후에 바로 버퍼(E1)에 저장된 값보다 큰 여러 추정치를 얻음과 동시에, 시스템 제어기(19)는 자신의 경로에 대한 방향을 반전시켜야 하고, 초기의 시작 포인트에서 다시 시작하여야 한다. 중앙 값에서 시작함에 의해, 검색의 수렴은 빠르게 진행된다.
에너지 추정치가 이전에 독출된 E1과 결정할 수 없을 만큼 다를 경우, 시스템 제어기(19)는 버퍼 위치(L1 및 E1)를 업데이트하지 않고, 결정이 이루어질 때까지 동일한 방향으로 레지스턴스를 계속하여 스텝핑한다.
레지스턴스 사다리R3(24)에 대한 교정이 완료되면, 루프(12)와 전화국 장비(11)의 임피던스에 매칭시키도록 세트(M1내지 Mn)(22)에서 최상의 평형 네트워크를 선택하기 위한 선택 과정이 시작된다. 적은 고정 네트워크의 경우, 시스템 제어기(19)는 세트(S2내지 Sn)(33)에서 유일한 방식으로 나머지 스위치들을 선택하도록 규칙적으로 진행한다. 각각의 스위치의 단락에 의해 제 2 인터페이스의 팁 및 링(30)에 평형 네트워크를 부착시킨다.
스위치 세팅을 변화시키기에 앞서, 시스템 제어기(19)는 미리 결정된 값으로, 예를 들어 네트워크 세트의 가장 낮은 값, 가장 높은 값 또는 중간 범위의 이득 값으로 차동 증폭기의 이득을 선택 및 세팅한다. 세트(S2 내지 Sn)(33)로부터의 스위치를 단락시킬 때, 시스템 제어기는 에너지 추정기(26)의 출력을 독출한다. 에너지 추정치가 버퍼(E1)내에 저장된 값보다 작을 경우, 시스템 제어기(19)는 최상의 네트워크 버퍼(BN)를 라인에 접속된 현재 네트워크의 식별(Nn)로 업데이트한다. 유사하게, 시스템 제어기(19)는 버퍼(E1)를 새로운 에너지 추정치로 업데이트한다. 이어 시스템 제어기는 현재 네트워크를 제거하고 나머지 서브세트의 네트워크로부터 다른 것에 접근하도록 진행한다. 시스템 제어기(19)는 모든 네트워크가 테스트될 때까지 이러한 방식으로 진행한다. 마지막 네트워크(Mn)를 테스트할 때, BN 버퍼는 세트(M1 내지 Mn) 전반에 대하여 수신 경로(31)의 레벨을 최소화하는 개별적인 네트워크의 식별을 포함한다. 선택적으로, 시스템 제어기(19)는 네트워크의 조합이 낮은 수신(31) 레벨을 생성하는 지의 여부를 결정하기 위하여 네트워크(M1 내지 Mn)의 조합을 시도한다. 네트워크(M1 내지 Mn)(22)의 모든 조합이 테스트된다.
세트(M1 내지 Mn)에서 최상의 단일 또는 조합의 네트워크를 결정한 이후, 시스템 제어기(19)는 S2 내지 Sn(33)로부터의 모든 스위치를 개방시키고, 버퍼(BN)의 내용에 의해 식별된 네트워크를 형성하기 위하여 요구되는 스위치들만을 단락시킨다. 합성 신호 소오스(15) 및 DC 단말기(16)는 스위치S1(18)을 개방함으로써 제거된다. 시스템 제어기(19)는 이어 선택된 평형 네트워크의 식별자와 관련된 자신의 메모리 내에 저장된 미리 계산된 이득 값을 재생시킨다. 차동 증폭기(25)의 이득이 이러한 값으로 설정되며, 이에 따라 교정 절차가 완료된다.
네트워크 선택 과정 동안에, 에너지 추정치가 에너지 추정기(26)의 스케일을 초과 또는 미달한 경우, 시스템 제어기(19)는 6dB와 같은 이산적인 스텝으로 차동 증폭기(25) 이득의 조정을 결정하며, 네트워크의 일부 또는 전체에 대하여 선택 절차를 반복한다. 시스템 제어기(19)는 또한 두 개 이상의 네트워크가 거의 동일한 에너지 추정치를 생성하는 경우에 어떠한 네트워크가 최상의 네트워크인지를 결정하기 위해 차동 증폭기(25) 이득의 증가를 결정한다.
평형 네트워크(M1 내지 Mn)(22)세트가 조정 가능한 저항성, 용량성 또는 유도성 엘리먼트의 일부 또는 전체로 구현되는 경우, 선택 처리는 저항 사다리R3(24)에 대하여 설명한 것과 유사한 각각의 프로그램가능한 엘리먼트에 대한 교정 절차를 사용한다.
가입자 스테이션(13) 또는 통신회로(14)가 온 후크 되어 휴지 상태로 진행할 때, 시스템 제어기는 현재의 평형 네트워크를 제 2 인터페이스의 팁 및 링(30)에 접속된 채 유지하거나, 온 후크 임피던스 규정을 만족시키도록 설계된 특정 네트워크로 다시 이용한다. 휴지 CPE 상태에 기인한 평형 네트워크 선택에 밸런스 네트워크 선택 변화는 또한 차동 증폭기의 이득이 그에 따라 조정되게 할 수 있다. 시스템 제어기(19)는 라인감지 기능(34)을 이용하여 온 후크조건을 감지할 수 있다. 적어도 1.55초의 연속된 온 후크 구간이, 플래시(Flash)와 같은 DC신호의 그릇된 해석을 방지하기 위하여, 가입자 스테이션세트(13) 또는 통신 회로(14)를 휴지 상태로 실질적으로 간주하기 전에 시스템 제어기(19)에 의해 타이밍되도록 요구한다. 가입자 스테이션 세트(13) 또는 통신 회로(14)가 연속적으로 오프 후크 상태로 진행할 때, 시스템 제어기는 버퍼(BN)내에 식별된 것으로 평형 네트워크를 변화시키고 이에 따라 차동 증폭기(25)의 이득을 조정한다.
팁 및 링의 근거리 종단 음성 제거 시스템이 다중 평형 네트워크 또는 조정 가능한 네트워크가 사용되는 것을 허용하기 때문에, 시스템의 제거 성능이 향상되거나, 필요에 따라 스케일링된다. 추가적인 평형 네트워크는 루프(12)와 전화국 장비(11) 임피던스의 도메인에 대하여 임피던스 매칭과 관련한 양호한 커버리지를 제공한다.본 발명의 다른 실시예에 따른 전류 감지를 이용한 근거리 종단 음성 제거 시스템(110)의 블록도가 도 7a에 도시되었다. 이러한 시스템의 동작은 도 6의 전압 감지와 동일하다. 목적은 루프 및 전화국 장비 임피던스의 스케일링된 이미지를 갖추고 있는 미러 회로를 구비한 휘스톤 브리지를 형성하는 것이다. R1(17)과 같은 수동 소자를 사용하여 라인 임피던스를 감지하기 보다는 도 7a의 구현은 능동 소자를 사용한다. 특히, 임피던스R1(17) 및, 임피던스R2(23), R3(24) 및 R4(32)의 조합은 미러링된 전류 소오스 Q1(117) 및 Q2(124)로서 구현된 트랜지스터 쌍에 의해 대체된다. 도 7b는 임피던스R1(17) 및 트랜지스터Q2(124)를 대체한 트랜지스터 Q1(117) 및 임피던스R2(23), R3(24)와 R4(32)를 대체한 저항Rw(126)을 가진 미러링된 전류 소오스의 전형적인 구성을 더 상세히 도시한다.
근거리 종단 음성 제거 시스템(110)의 전류 감지 구현은 트랜지스터 전류소오스 구조의 특성을 사용하여, 동일한 쌍의 각 트랜지스터의 공통 접지와 베이스 사이의 공통전압에 기인하여, 콜렉터와 베이스가 접속된 다이오드로서 구성된 하나의 트랜지스터를 통해 흐르는 기준 전류가 진폭 및 위상에 있어서 상대편에 의해 미러링되도록 한다. 도 7b를 참조하면, 제 2 인터페이스의 팁 및 링상의 가입자 스테이션을 통해 흐르는 기준 전류 Iref(128)는 트랜지스터Q2(124)에 의해 미러링되고, 이에 따라 평형 네트워크를 통해 흐르는 미러링된 전류Im(130)를 생성한다. 기본 전류소오스에 있어서, 기준 전류Iref(128)는 트랜지스터의 에미터 영역이 동일한 경우에 미러링된 전류Im(130)와 동일하다.
브리지의 미러 회로에 의해 제 1 인터페이스의 팁 및 링 상에서의 과도한 부하를 방지하기 위하여, 평형네트워크 임피던스 값은 K의 인자로 적절하게 업 스케일링 되어야 한다. 전압 감지에 따라 임피던스를 스케일링하는 대신에, 전류 감지 는 K의 인자에 의해 미러 전류(Im)(130)를 하향 스케일링한다. 루프 및 전화국 장비의 조합된 임피던스와 세트(M1 내지 Mn)(33)로부터의 평형 네트워크 사이의 매칭은 앞서 설명한 네트워크선택 절차를 사용하여 달성되며, 평형 네트워크의 임피던스는 K의 인자로 증가하며, 트랜지스터 전류 소오스는 브리지의 중앙 탭에서 동일한 전류를 생성한다.미러전류Im(130) 및 기준전류 Iref(128)사이의 K차이의 인자를 생성하기 위하여 미러전류Im(130)을 스케일링하는 것은 여러 방식으로 수행될 수 있다. 한가지 가능한 방법은 트랜지스터Q2(124) 및 Q1(117)의 에미터 영역의 비가 K의 인자와 동일하도록 상기 트랜지스터들을 구성하는 것이다. K의 값이 100 내지 1000의 범위에 있을 수 있기 때문에, 바람직한 실시예에서 사용된 더 실제적인 방법은 도 7b에 도시된 바와같이 위들어 보통 전류 소오스를 위들러 전류 소오스로 대체하는 것이다. Rw(126)의 값을 조절함으로서, Iref(128) 및 Im(130)사이의 관계가 설정될 수 있다.
이러한 구성에 의해 근거리 종단 음성을 수신 경로상의 제 2 인터페이스의 팁 및 링에서 제거하는 방법을 설명하기 위하여, 제 1 인터페이스의 팁 및 링으로부터의 신호에 대한 액세스를 제공하는 한편, 루프 및 전화국 장비의 조합된 임피던스가 Rs이고 평형 네트워크가 K*Rs의 매칭 임피던스를 가진다고 가정하도록 한다. Vdc의 DC 전압 소오스와 Vx*sin(wt)인 AC 전압 소오스를 루프 및 오비프 장비 레지스턴스Rs와 직렬로 배치한다. 제 2 인터페이스의 팁 및 링이 Rx의 임피던스를 가진다고 추가로 가정한다.
전류 소오스 트랜지스터Q1(117)의 다이오드 전압 강하를 무시하면, 기준 전류Iref (128)는 (Vdc+Vx*sin(wt))/(Rs+Rx)와 동일하다. 미러 전류Im(130)는 (Vdc+Vx*sin(wt))/(K*(Rs+Rx))이다. 이에 따라 평형 네트워크 양단의 전압은 (Vdc+Vx*sin(wt))*Rs/(Rs+Rx)가 된다. 루프 및 전화국 장비 양단의 전압은 (Vdc+Vx*sin(wt))*Rx/(Rs+Rx)가 된다. 차동 증폭기를 사용하여 이러한 전압을 가산하는 것은 Vx*sin(wt)*(Rx-Rs)/(Rs+Rx)의 수신 경로의 전압을 제공한다. 따라서, 제 1 인터페이스의 팁 및 링 상에서의 신호가 수신경로 상에 나타난다.
제 2 인터페이스의 팁 및 링이 자신의 임피던스 Rx와 직렬인 Vx=sin(wt)의 AC 전압 소오스를 가지고 전화국 장비로부터의 AC 소오스가 오프인 것으로, 즉 Vs=0라고 가정한다. 기준 전류Iref(128)는 (Vdc-Vx*sin(wt))/(Rs+Rx)와 동일하게 된다. 미러 전류Im(130)는 (Vdc-Vx*sin(wt))/(K*(Rs+Rx))와 동일하게 된다. 평형 네트워크 양단의 전압은 (Vdc-Vx*sin(wt))*Rs/(Rs+Rx)와 동일하게 된다. 루프 및 전화국 장비 양단의 전압은 (Vdc-Vx*sin(wt))*Rs/(Rs+Rx)와 동일하게 된다. 차동 증폭기(25)를 사용하여 이러한 전압들을 가산하는 것은, 제로의 수신 경로 전압을 제공한다. 제 2 인터페이스의 팁 및 링으로부터의 신호는 수신 경로상에서 효율적으로 제거된다.
전류 감지 구현에 대한 장점은 전압 감지 구현을 능가하는 3가지의 장점이 존재한다. 우선, 트랜지스터 전류 소오스 양단의 전압 강하는 대략적으로 0.5 내지 0.7볼트로 고정되며, 가입자 스테이션 세트의 전류 흐름이 증가할 때 선형적으로 증가하지 않는다. 이것은 감지 임피던스에 의해 생성된 라인 전압의 증가를 감소시키며, 시스템을 전화국 장비에 대해 보다 명확하게 한다. 둘째, 전류 감지 구현은 임피던스R1(17)에 대해 요구된 높은 와트의 저항이 제거되기 때문에, 집적 회로 제조에 보다 적합하다는 것이다. 셋째, 전류 감지 구현은 유사한 특성을 가지는 트랜지스터를 사용하여 조정 가능한 저항 사다리R3(24)에 대한 요구를 제거한다. 저항 사다리가 앞서 설명한 것과 유사한 절차를 사용하여 미러 전류Im(130)을 미세동조시키는 데에 사용될 수 있지만, 차동 증폭기에 제공된 전압이 레지스턴스Rw(126)의 값에 보다 덜 민감하기 때문에, 그것은 필수적인 것인 아니다.
기술 분야의 당업자는 도 7a 및 그에 따른 부수적인 설명은 집적 회로로 본 발명을 구현하기 위한 간단한 수단임을 알 수 있을 것이다. 이에 따라, 도 6 및 도 7a에 도시된 기능을 구현할 수 있는 다른 장치의 집적 회로 컴포넌트가 존재할 수 있다. 특히, 도 7a의 트랜지스터는 예를 들어 바이폴라 전류 소오스를 제공하는 트랜지스터의 다른 조합으로 대체될 수 있다.
디지털 강화 시스템
도 6에 도시된 근거리 종단 음성제거 시스템에 있어서, 근거리 종단 음성의 제거는 전화 라인의 임피던스에 대해 스케일링된 임피던스를 매칭시킴에 의해 달성된다. 두 개의 신호가 휘스톤 브리지의 중심으로부터 탭핑되어, 차동 증폭기(25)의 입력에 제공된다. 임피던스가 적절하게 매칭될 때, 각각의 탭핑된 신호는 동등한 진폭 및 동기적인 위상의 근거리 종단 음성 신호를 포함한다. 차동 증폭기(25)는 두 개의 탭핑된 신호를 감산하며, 이에 따라 근거리 종단 음성 성분을 제거하여, 전화국 장비(11) 및 루프(12)로부터 시스템에 인가되는 신호들만을 포함하는 수신 신호(31)를 형성한다. 이러한 기술은 본질적으로 아날로그이며, 최소의 인터페이스 회로를 사용하여 전화 라인에 접속되는 것을 요구하는 비싸지 않은 부속장치에 대한 장점을 가진다.
도 6에 도시된 제거 시스템은 휘스톤 브리지를 완성하기 위해 미러 네트워크를 접속시키는 스위칭 엘리먼트(22) 세트의 사용을 보인다. 소정의 경우에 있어서, 이러한 스위칭 엘리먼트에 대한 요구를 제거하거나, 추가의 네트워크를 첨가하지 않고 제거 성능을 더욱 향상시키는 것이 바람직하다. 이러한 응용에서 상술된 대안은, 각각의 네트워크를 미러 감지 임피던스(23,24,32) 및 제 1 인터페이스의 팁 및 링(29)에 영구적으로 접속시키는 것이다. 이러한 구조에 있어서, 다수의 평형 네트워크의 사용은, 평형 네트워크가 자기 자신의 미러 감지 임피던스(23,24,32)를 가지는 휘스톤 브리지의 영구적으로 접속된 다수의 미러 레그를 생성한다. 그러나, 이러한 구조의 실제적인 사용은 작은 개수의 네트워크에 한정된다. 이유는 다수의 영구적으로 접속된 미러 네트워크의 존재가 장치의 온후크 임피던스를 낮추기 때문이다. 너무 많은 네트워크가 사용된다면, 시스템(10)의 온 후크 임피던스는 통화자 ID와 같은 온후크 데이터의 수신 및 신뢰할 만한 다이얼링에 대하여 부적절한 조건을 생성한다.
스위칭 엘리먼트(22)를 선택적이게 하거나, 근거리 종단 음성 제거 성능을 추가로 향상시키기 위하여, 도 8에 도시된 구조를 사용하는 중앙처리 유닛에 의해 수학적인 방법이 구현될 수 있다. 도 8은 스위칭 엘리먼트(22)를 도시하였지만, 그들은 단일 또는 다수의 영구적인 네트워크로 대체될 수 있다. 도 10의 시스템(100)은 디지털워드를 가산 및 승산할 수 있고 위상 시프터(101)와 이득 제어(103) 포함하는 중앙 처리 유닛(190)를 가진다. 대부분의 에코 제거 시스템과는 달리, 이러한 시스템(100)의 독특한 속성은 그것이 낮은 처리 능력만을 요구한다는 것이다. 이것은 디지털 신호 처리기 대신에 간단한 마이크로콘트롤러가 근거리 종단 음성제거를 수행하는 것을 허용한다. 이러한 시스템(100)에 대한 추가의 독특한 속성은, 이것은 최소의 인터페이스 회로를 사용하여 전화 라인에 접속하도록 요구되는 부속 장치와 같은 장치에 알맞은 디지털 제거 능력을 시스템이 제공한다는 것이다. 근거리 종단 음성 제거 시스템(10)에 대하여 설명된 앞의 모든 장점은 도 8에 도시된 디지털시스템(100)에 적용된다. 추가로, 디지털 제거 시스템(100)은 CAS 검출기(27) 또는 FSK 복조기(28)가 중앙 처리 유닛(190)에 의해 시뮬레이트(즉 수학적으로 수행)될 수 있는 경우의 응용에 대하여 매우 적합하다.
높은 레벨에서, 수학적 제거 방법은, 1) 합성 신호 소오스(15)를 교정신호로서 인가하는 단계; 2) 휘스톤 브리지로부터의 탭핑된 두 신호(104 및 105) 모두를 샘플링하는 단계; 3) 미러 신호(105)를 기준 신호(104)에 매칭시키는 최상의 위상 시프트 및 이득 인자를 결정하는 데에 위상 시프터(101) 및 이득 제어(103)를 사용하는 단계; 4) 합성 신호 소오스를 제거하고 최상의 위상 시프트 및 이득 인자를 샘플링된 미러 신호(105)에 적용하는 단계; 및 5) 기준 신호(104) 및 조작된 미러 신호가 서로로부터 감산되어, 톤 신호 검출 및 FSK 복조를 수행하는 수학적 알고리즘에 인가되거나, 아날로그 결과 신호를 생성하는 디지털-아날로그 변환기(102)에 인가될 수 있는 디지털 형식의 결과 신호를 생성한다.
아날로그 시스템(10)과 유사하게, 수학적 제거 방법은 시스템(100)을 적응시키기 위한 교정 주기를 요구한다. 교정 방법은 합성 신호 소오스(15)를 라인에 인가함으로써 시작된다. 합성 신호 소오스(15)는 사인파와 같은 간단한 신호 소오스일 수 있으며, 여기에서 중앙 처리 유닛(190)는 단지 소오스를 턴 온 또는 턴 오프시킬 수 있다. 그러나, 합성 신호 소오스(15)는 또한 진폭 및 위상 모두에 있어서, 중앙 처리 유닛(190)에 의해 제어되는 신호 일 수 있다. 이같은 신호는 일련의 시스트 레지스터에 의해 수학적으로 생성된 의사 잡음 시퀀스일 수 있다. 이러한 경우, 합성 신호 소오스(15)는 직접 디지털 합성에 의한 신호 생성을 위해 중앙 처리 유닛(190)에 의해 디지털 워드가 인가되는 디지털-아날로그 변환기이기 쉽다. 이러한 방법은 제거 시스템(100)의 보다 정확한 교정을 허용한다.
수학적 제거 시스템(100)은 휘스톤 브리지의 중앙으로부터 탭핑된 두 신호(104, 105) 모두를 샘플링하기 위한 아날로그-디지털 변환기(102)를 포함한다. 이러한 탭핑된 신호의 샘플링된 버전은 중앙 처리 유닛(190)에 의해 조작되어, 근거리 종단 음성신호가 제거된 결과 신호를 생성한다. 교정 처리의 시작에서, 각각의 탭핑된 신호상에 나타난 합성 신호의 위상 및 진폭은 동일하지 않을 수 있다. 교정 주기 동안에, 중앙 처리 유닛(190)는 최적의 위상 시프트 및 진폭 인자를 결정하기 위한 시도를 한다. 그것은 이러한 신호들 중 하나를 조작하여, 결과 신호를 최소화하기 위한 목적으로 결과 신호의 피드백 측정을 수행한다. 조작된 신호는 휘스톤 브리지로부터 탭핑된 미러 신호(105)의 샘플링된 버전이다. 휘스톤 브리지의 다른 레그로부터의 샘플링된 버전의 탭핑된 신호(104)는 기준 신호로서의 역할을 한다.
중앙 처리 유닛(190)가 합성 신호 소오스(15)를 접속 및 활성화시킨 이후, 시스템 적응 처리가 아날로그-디지털 변환기(102)를 사용하여 탭핑된 두 신호(104, 105) 모두를 샘플링함으로써 시작한다. 신호는 바람직하게 20배 또는 합성 신호의 최상의 주파수 보다 높게 샘플링된다. 미러 신호(105)는 위상에 있어서 벗어나서 시간 시프트되고 기준신호(104)와는 다른 진폭이 되기 쉽다. 수학적 제거기를 교정하는 제 1 단계는, 탭핑된 신호(104,105) 사이에서의 위상 및 시간 시프트의 차이를 결정하는 것이다. 이것은 우선 3개 이상의 주기[3/(1000T)ms]에 맞먹는 탭핑된 신호를 수집 조장함에 의해 달성된다. 바람직하게, 각 신호에 대한 샘플은 동시에 수집된다. 샘플링되어 저장되기를 요구하는 신호의 총 량은 탭핑된 신호들 사이에서의 예상된 시간 시프트의 약 두 배가 된다.
메모리 또는 저장기(106)내에 수집될 때, 중앙 처리 유닛(190)는 샘플링된 미러 신호(105)내에 요구된 최적의 시간 시프트를 결정하기 위해 시스템적인 알고리즘을 수행한다. 여러번의 검색 알고리즘이 적용될 수 있다. 가장 간단한 방법은 고정된 증가적인 스텝을 가지는 시간 시프트 범위를 사용하는 것이다. 중앙 처리 유닛(190)는 샘플링된 미러 신호(105)의 카피를 형성하고, 낮은 끝의 시간 시프트 범위에서 시작하여 시간 시프트를 미러 신호(105)에 적용한다. 시간 시프트는 신호 지연, 용량성 위상 지연 및 유도성 위상 지연을 고려하기 위하여 양 및 음 모두가 될 수 있다. 시간 시프트는 여러 방법으로 구현될 수 있지만 가장 간단한 방법은 한 샘플에 대해 고정된 증가분 만큼 모든 포인트를 시프트시키는 것이다.
시간 시프트가 도 9에 도시된 것처럼 적용된 이후에, 수정된 미러 신호(105)는 샘플링된 기준 신호(104)에서 감산된다. 감산 처리는 샘플링되고 탭핑된 신호의 구간내에 해당하는 윈도우에 대하여 발생한다. 미러 신호(105)내에서 시프트가 발생하고 충분한 샘플 포인트가 감산 계산을 수행하기 위해 존재하도록 작은 윈도우가 사용된다. 바람직하게, 윈도우는 샘플링된 기준 신호(104)의 중앙 부분에 설정된다. 윈도우의 크기는 바람직하게 두 신호 지연 및 신호 진행 상황에 대한 계산을 허용하기 위해 샘플링된 기준 신호 길이의 1/4이 된다.
감산처리 이후의 결과적인 디지털 신호는 신호 전력의 제곱 평균을 생성하는 것과 같은 신호 레벨 추정 알고리즘(107)에 의해 처리된다. 신호 레벨 추정기는 시간 시프트 인자를 평가(rate)하는 장점의 특징으로 사용되는 신호 전력 추정치를 생성한다. 신호 전력 추정치는 저장된 값, 소위 최저_전력_추정치(Lowest_power_estimate)와 비교된다. 초기에 최저_전력_추정치 변수는 가장 높은 디지털 값으로 설정된다. 계산된 신호 전력 추정치가 Lowest_power_estimate보다 작을 경우, Lowest_Power_estimate 값은 새로운 계산된 신호 전력 추정치로 업데이트되고, 미러 신호에 적용된 시간 시프트 인자는 Best_time_shift_estimate로 불리는 변수로 저장된다. 알고리즘은 시간 시프트범위내의 다음 단계를 루프 수행하여 진행한다. 알고리즘은 샘플링된 미러 신호(105)의 카피에 대한 시간 시프트의 적용, 감산 및 신호 전력 추정 처리뿐만 아니라 저장된 전력 추정치와의 비교를 반복한다. 이러한 처리는 전체 시간 시프트가 커버될 때까지 반복된다.
신호 전력 추정치에서 기울기 변화를 따르는 보다 진보된 알고리즘이 사용될 수 있다. 경사도가 커진다면, 발산이 발생하고, 처리를 추가로 계속할 필요가 없다. 이러한 경우, 이같은 알고리즘은 적은 시간내에 처리가 수렴하는 것을 도울 수 있다.
최상의 시간 시프트가 결정되면, 샘플링된 미러 신호에 대한 저장된 카피는Best_time_shift_estimate를 나타내도록 조작된다. Lowest_power_estimate는 다시 그것의 가장 높은 디지털 값으로 설정된다. 교정 처리의 다음 단계는 가장 낮은 합성 신호 리턴을 야기하는 이득 또는 감쇠 인자를 찾는 것이다.
다시, 여러번의 검색 알고리즘이 적용될 수 있다. 가장 간단한 방법은, 바람직하게 아날로그-디지털 변환기의 한 스텝과 동일한 고정된 증가 스텝을 가지는 진폭 범위를 사용한다. 이러한 방법에 있어서, 시간 시프트된 미러 신호는 진폭인자에 의해 승산되고, 중앙 처리 유닛(19)는 앞서 설명한 것과 유사하게 시프트된 진폭 조정된 미러 신호를 샘플링된 기준 신호(104)에서 감산하도록 진행한다. 상기 절차는 도 10에 도시되었다. 신호 전력 추정이 수행되고, 최저 전력의 추정치에 대한 검색이 수행된다. 그러나, 측정된 신호 전력 추정치가 Lowest_power_estimate보다 낮을 때 변수(Best_time_shift_estimate)를 업데이트하는 대신에, 변수(Best_amplitude_estimate)는 시프트된 미러 신호를 승산하는 데에 사용된 인자를 저장한다. 이어 알고리즘은 진폭 범위내의 다음 단계를 루프 수행 및 진행한다. 이러한 처리는 전체 진폭 범위가 커버링될 때까지 반복된다. 유사하게 최상의 진폭 인자에 대한 빠른 수렴을 위해, 보다 진전된 알고리즘이 신호 전력 추정치에서의 경사도 변화를 트랙킹하는 데에 사용될 수 있다.
진폭 범위는 샘플링된 기준신호와 미러 또는 시프트된 미러 신호의 피크값을 비교함으로써 결정될 수 있다. 진폭 인자는 기준 신호 피크 진폭대 시프트된 미러 신호 피크 진폭(RSP/SMSP)의 비를 얻음으로써, 추정될 수 있다. 기준신호 피크 진폭이 시프트된 미러 신호 피크 진폭보다 크다면, 추가적인 신호 이득이 양호한 제거를 위해 요구된다. 그러나, 신뢰도을 높이기 위하여, 진폭 범위는 상부의 끝에서는 2*RSP/SMSP로 설정되고 하부 끝에서는 SMSP/RSP로 설정되어야 한다. 시프트된 미러 신호 피크 진폭이 기준 신호 피크 진폭보다 크다면, 반대의 조건이 나타나며, 감쇠가 양호한 제거를 위해 요구된다. 이러한 경우, 진폭 범위는 하부의 끝에서는 RSP/(2*SMSP)로 상부의 끝에서는 SMSP/(RSP)로 설정되어야 한다. 대안적으로 진폭범위는 1/128 내지 128과 같이 고정된 범위가 될 수 있다.
시간 시프트 및 진폭 인자가 알려지면, 중앙 처리 유닛(190)는 합성 신호 소오스(15)를 턴오프시키고 전화라인으로부터 그것을 단절시킴으로써 교정 루틴을 빠져나온다. 중앙 처리 유닛(190)는 이어 진폭 인자를 Best_amplitude_estimate로 시간 시프트인자를 Best_time-shift_estimate로 설정한다. 이어, 연속하여 탭핑된 신호(104,105)를 샘플링하고 시간 시프트 및 진폭 인자를 샘플링된 버전의 미러 신호에 실시간으로 적용한다. 또한 실시간으로, 중앙 처리 유닛(190)는 시프트되고 진폭 조정된 미러 신호를 기준 신호에서 감산하여, 결과적인 신호를 생성한다. 결과 신호는 도 6의 수신 신호(31)의 샘플링된 신호이다. 이러한 절차는 도 11에 도시되었다. 근거리 종단 음성은 이러한 신호에서 제거된다. 톤 신호 검출기(27) 또는 FSK 복조의 디지털 형태 로 전달되거나 앞서 설명된 것과 같은 아날로그 구현을 위한 디지털-아날로그 변환기로 전달된다.
전술한 알고리즘은 가장 낮은 신호 전력 추정치를 가지는 결과 신호를 생성하는 시간 시프트 및 진폭 인자를 찾는 것을 시도한다. 대부분의 경우, 이러한 알고리즘은 충분하다. 그러나, 사용된 합성 신호에 의존하여, 상술한 알고리즘이,조합되었을 때 결과 신호에 대하여 지역적인 최저의 전력 추정 조건을 야기하는 최상의 시간 시프트 및 최상의 진폭인자를 찾는 것이 가능하다. 이러한 경우, (진폭 인자대 시간 시프트 인자를 포함한) 이차원 그리드를 시템적으로 처리하는 강압적인 방법이 요구된다. 이러한 인자들을 서로에 대하여 독립적으로 구별하는 시도 대신에, 시험 및 에러 결과는 도 12에 도시된 그리드내의 각 포인트에 대하여 시도함으로써 이루어진다. 최저의 신호전력 추정치를 생성하는 조합은 준비 상태 동작 동안에 사용되어지는 인자의 쌍이다.
이러한 알고리즘의 수렴을 빠르게 하기 위하여, 도 13에 도시된 바와 같이 모든 포인트를 평가하는 대신에 그리드 내의 모든 제 2 및 제 3 포인트가 초기에 평가될 수 있다. 그러나, 각 포인트에 대한 신호 평가는 저장되어야 한다. 초기 라운드가 종료된 이후, 중앙 처리 유닛(19)는 코너 포인트가 최저의 결과 신호 전력 추정치를 가지는 사각형에 대하여 그리드를 검색한다. 4개의 코너 포인트의 신호 전력 추정치는 지역 변수로 저장된다. 중앙 처리 유닛(19)는 이어 이러한 4개의 포인트의 좌표를 사용하여 새로운 진폭 및 시프트 범위를 계산한다. 이어, 상기공간에 대하여 포커싱하여 요구된 회수만큼 상기 처리를 반복한다. 새로운 4개의 포인트 전력 추정치들 평균 사이의 차이가 이전 4개의 포인트 전력 추정치로부터 2% 차 미만인 경우의 포인트에서, 상기 처리는 종료되고, 준비 상태 동작으로의 스위칭이 시작된다.
상술한 설명은 본 발명을 단지 설명하고 기술하기 위한 것이다. 본 발명을 개시된 소정의 형태에 한정하거나 포괄화되는 것이 의도된 것은 아니다. 많은 변형 및 수정물이 상술한 것에 따라 가능하여진다. 실시예는 본 발명의 원리를 잘 설명하기 위해 선택 및 기술되었으며, 그것의 특정한 응용이 기술 분야의 당업자가 고려되는 특정한 사용에 적합한 다양한 실시예 및 다양한 수정물로 본 발명을 이용하는 것을 가능케한다.

Claims (41)

  1. 전화국 장비에 부착된 루프의 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 근거리 종단 음성 제거를 위한 시스템으로서,
    상기 인터페이스의 팁 및 링중 하나와 직렬로 접속된 제 1임피던스 엘리먼트를 포함하는데, 상기 제 1 임피던스 엘리먼트 및 상기 팁 및 링에 접속된 루프 및 전화국 장비의 임피던스는 중심을 가지는 휘스톤 브리지의 제 1 절반을 형성하며;
    네트워크 수단 및 상기 네트워크 수단에 직렬로 접속된 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트를 포함하는데, 상기 네트워크 수단 및 상기 스케줄링 가능한 임피던스 엘리먼트는 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반을 형성하며, 상기 네트워크 수단의 임피던스는 K의 인자로 승산된, 팁 및 링에 접속된 루프 및 전화국 장비의 임피던스와 매칭되고, 상기 스케일링 가능한 임피던스는 K 의 인자로 승산된 제 1 임피던스 엘리먼트의 임피던스와 매칭되며, 상기 K는 1보다 크며;
    상기 휘스톤 브리지의 중심 양단에 접속된 검출기를 포함하며, 상기 검출기는 휘스톤 브리지의 제 1절반을 형성하는 상기 제 1 임피던스 엘리먼트와 상기 루프 및 전화국 장비의 임피던스 사이의 접속 포인트 및 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반을 형성하는 상기 네트워크 수단과 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트 사이의 접속 포인트에 접속되며;
    상기 제 1 임피던스 엘리먼트는 제 1 트랜지스터 또는 트랜지스터 조합이며, 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트는 제 2 트랜지스터 또는 트랜지스터 조합이며,
    상기 시스템은 상기 제 2 트랜지스터 또는 트랜지스터 조합을 통한 전류흐름이 1/K의 인자에 의하여 상기 제 1트랜지스터 또는 트랜지스터 조합을 통한 전류흐름과 미러링되도록 하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  2. 전화국 장비에 부착된 루프의 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 근거리 종단 음성 제거를 위한 시스템으로서,
    상기 인터페이스의 상기 팁 및 링중 하나와 직렬로 접속된 제 1임피던스 엘리먼트를 포함하는데, 상기 제 1 임피던스 엘리먼트 및 상기 팁 및 링에 접속된 루프 및 전화국 장비의 임피던스는 중심을 가지는 휘스톤 브리지의 제 1 절반을 형성하며;
    네트워크 수단 및 상기 네트워크 수단에 직렬로 접속된 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트를 포함하는데, 상기 네트워크 수단 및 상기 스케줄링 가능한 임피던스 엘리먼트는 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반을 형성하며, 상기 네트워크 수단의 임피던스는 K의 인자로 승산된, 상기 팁 및 링에 접속된 루프 및 전화국 장비의 임피던스와 매칭되고, 상기 스케일링 가능한 임피던스는 K 의 인자로 승산된 제 1 임피던스 엘리먼트의 임피던스와 매칭되며, 상기 K는 1보다 크며;
    상기 휘스톤 브리지의 중심 양단에 접속된 검출기를 포함하며, 상기 검출기는 휘스톤 브리지의 제 1절반을 형성하는 상기 제 1 임피던스 엘리먼트와 상기 루프 및 전화국 장비의 임피던스 사이의 접속 포인트 및, 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반을 형성하는 상기 네트워크 수단과 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트 사이의 접속 포인트에 접속되며;
    상기 시스템은 상기 스케일링 가능 임피던스 엘리먼트가 K의 인자에 의하여 상기 제 1 임피던스 엘리먼트의 임피던스와 미러링되도록 상기 스케일링 가능 임피던스 엘리먼트의 임피던스를 변경하는 시스템 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 네트워크 수단은 상이한 임피던스로 이루어진 다수의 네트워크를 포함하며, 상기 시스템 제어기는 상기 루프 및 전화국 장비의 임피던스를 미러링하는 상기 네트워크 중 하나를 선택하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 제 1 임피던스 엘리먼트는 알려진 작은 저항값의 저항기이며, 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트는 스위칭 가능한 저항 사다리을 포함한 저항기의 직렬-병렬 조합을 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  5. 제 2 항에 있어서, 상기 검출기는 차동 증폭기이며, 상기 차동증폭기의 출력은 상기 루프로부터 출력된 톤 신호와 함께 근거리 종단 음성이 감쇠 또는 제거되며;
    상기 시스템은 상기 차동증폭기의 출력을 수신하는 데이터 수신기 또는 하나 이상의 통 신호 검출기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  6. 제 2 항에 있어서, 상기 제 1 임피던스 엘리먼트는 알려진 작은 저항 값의 저항기이고 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트는 고정 저항기 및 조정가능한 저항기 사다리와 병렬인 감지 저항기를 포함하며, 상기 시스템 제어기는 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트가 상기 K의 인자에 의하여 상기 알려진 작은 저항값의 저항기의 임피던스와 미러링되도록 상기 저항기 사다리상의 탭을 개방 및 단락시키는 것을 특징으로 하는 시스템.
  7. 제 6항에 있어서, 상기 네트워크 수단은 상이한 임피던스로 이루어진 다수의 네트워크 및 상기 휘스톤 브리지내의 상기 네트워크중 하나를 접속하기 위한 스위칭 수단을 포함하며;
    상기 시스템은 상기 네트워크 중 어떠한 네트워크가 K의 인자에 의하여 루프 및 전화국 장비의 임피던스와 미러링되는지를 결정하기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 시스템 제어기는 상기 결정 수단에 응답하여 상기 하나 이상의 네트워크에 대하여 상기 스위칭 수단을 구동하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  8. 제 6항에 있어서, 상기 네트워크 수단은 상이한 임피던스로 이루어진 다수의 네트워크를 포함하며, 각각의 네트워크는 상기 팁 및 링중 하나 및 자신의 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트에 영구적으로 접속되어 휘스톤 브리지의 여러 절반을 형성하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  9. 제 8항에 있어서, 상기 검출기는 상기 휘스톤 브리지의 제 1절반을 형성하는 상기 제 1임피던스 엘리먼트와 루프 및 전화국장비의 임피던스 사이에 접속되고, 상기 휘스톤 브리지의 각각의 절반에 대한 각 네트워크와 그것의 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트 사이의 접속 포인트에 접속되는 것을 특징으로 하는 시스템.
  10. 제 9항에 있어서, 상기 시스템은 상기 네트워크 중 어떠한 네트워크가 K의 인자에 의하여 상기 루프 및 전화국 장비의 임피던스와 미러링되는 지를 결정하기 위한 수단을 더 포함하며;
    상기 시스템 제어기는 상기 결정 수단에 응답하여 상기 스위칭 수단을 구동시킴에 의해 상기 검출기의 출력을 선택하도록 상기 스위칭 수단을 구동하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  11. 제 2항에 있어서, 상기 제 1 임피던스 엘리먼트는 제 1 트랜지스터 또는 트랜지스터 조합이고 상기 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트는 제 2 트랜지스터 또는 트랜지스터 조합이며;
    상기 시스템은 상기 시스템 제어기에 응답하여 상기 제 2 트랜지스터를 통한 전류흐름이 상기 1/K 인자에 의하여 제 1 트랜지스터를 통한 전류 흐름과 미러링되도록하는 수단을 더 포함하는 것 특징으로 하는 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 네트워크 수단은 상이한 임피던스의 다수의 네트워크 및 상기 휘스톤 브리지내의 상기 네트워크 중 하나를 접속하기 위한 스위칭 수단을 포함하며;
    상기 시스템은 상기 네트워크 중 어떠한 네트워크가 K의 인자에 의하여 루프 및 전화국 장비의 임피던스와 미러링되는지를 결정하기 위한 수단을 더 포함하며, 상기 시스템 제어기는 상기 결정 수단에 응답하여 상기 네트워크 중 하나의 네트워크에 대하여 스위칭 수단을 구동하는 것을 특징으로 하는 시스템.
  13. 루프로부터의 제 1 인터페이스의 팁 및 링에 접속되고 제 2 인터페이스의 팁 및 링에 접속되며, 팁 및 링 톤 검출기에 인가되는 근거리 종단 음성 또는 신호를 제거하기 위한 장치로서,
    상기 제 1 인터페이스의 팁 및 링중 어느 하나와 직렬로 접속된 센서를 포함하는데, 상기 센서 및 루프는 제 1 및 제 2의 중앙 탭을 가지는 휘스톤 브리지의 제 1 절반을 형성하며;
    상기 센서의 임피던스 보다 K 배 큰 임피던스를 가지는 가변 미러 회로를 포함하는데, 상기 K는 1보다 크며;
    상기 제 2 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 평형 네트워크를 포함하는데, 상기 평형 네트워크는 상기 제 1인터페이스의 팁 및 링상에서 나타나는 임피던스를 최상으로 매칭시키는 미러 회로 임피던스를 얻기 위해 선택가능하며 상기 가변 미러회로 및 상기 평형 네트워크가 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반을 형성하도록 상기 가변 미러 회로에 접속되며; 및
    상기 휘스톤 브리지 중앙 탭의 양단에 접속된 근거리 음성의 제거를 검출하기 위한 수단을 포함하며;
    상기 센서는 작은 저항값을 가진 감지 저항기를 포함하며;
    상기 미러회로는 스위칭 가능한 저항기 사다리와 병렬인 상기 감지 저항기 보다 약간 큰 임피던스를 가지는 제 1 저항기를 포함하며, 상기 저항기 사다리는 상기 제 2 저항기와 상기 저항기 사다리의 조합된 병렬 저항을 오프셋시키는 임피던스를 가지는 제 2 저항기와 직렬인 것을 특징으로 하는 장치.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 평형 네트워크는 상이한 임피던스로 이루어진 다수의 네트워크를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 평형 네트워크는 상기 제 2인터페이스의 팁 및 링중 하나와 자신의 스케일링 가능한 임피던스 엘리먼트에 영구적으로 접속되는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 휘스톤 브리지내의 하나 이상의 네트워크를 접속하기 위한 스위칭 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제 14 항에 있어서, 상기 검출기 수단은 출력, 제 1 입력 및 제 2 입력을 가지는 차동 증폭기를 포함하며, 상기 제 1 입력은 상기 감지 저항기에 접속된 제1 인터페이스의 팁 또는 링에 용량성으로 결합되며, 상기 제 2 입력은 상기 평형 네트워크 및 상기 미러 회로 사이의 공통 노드에 용량성으로 결합되며, 상기 출력은 루프로부터 출력된 톤 신호와 함께 감쇠 또는 제거된 근거리 종단 음성을 톤 검출기 또는 데이터 수신기에 공급하도록 상기 톤 검출기 또는 데이터 수신기에 결합되는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제 14 항에 있어서, 상기 검출기 수단은 각각 출력, 제 1 입력 및 제 2 입력을 각각 가지는 다수의 검출기를 포함하며, 상기 각 검출기의 제 1 입력은 상기 감지 저항기에 접속된 제 1인터페이스의 팁 또는 링에 용량성으로 결합되며, 상기 검출기의 제 2 입력은 상기 평형 네트워크 및 그것의 미러 회로 사이의 공통 노드에 각각 용량적으로 결합되며, 휘스톤 브리지의 각 절반의 회로당 하나의 검출기가 존재하며, 상기 검출기의 출력은 루프로부터 출력된 톤 신호를 포함하는 근거리 종단 음성의 감쇠 또는 제거를 원하는 톤 검출기, 데이터 수신기 또는 장치에 선택적으로 결합되는 것을 특징으로 하는 장치.
  19. 제 17 항에 있어서, 상기 감지 저항기를 모니터링하는 수단 및 버퍼를 가지며, K의 인자에 의하여 상기 감지 저항기를 매칭시키기 위하여 상기 저항기 사다리를 튜닝하고, 상기 제 2 인터페이스의 팁 및 링에 상기 평형 네트워크를 부착시키고, 상기 차동 증폭기내의 이득을 설정하고, 그리고 상기 평형 네트워크 중 어떠한 네트워크가 제 1인터페이스의 팁 및 링상에서 나타나는 임피던스에 최상으로 매칭하는 지를 결정하기 위한 시스템 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 제 18 항에 있어서, 상기 감지 저항기를 모니터링하는 수단 및 버퍼를 가지며, 상기 각각의 검출기내의 이득을 설정하고, 그리고 검출기 세트의 출력 중 어떠한 출력이 근거리 종단 신호에 대한 최상의 제거를 형성하는 지를 결정하여, 제 1 인터페이스의 팁 및 링상에서 나타나는 임피던스를 최상으로 매칭시키는 평형 네트워크를 가지는 휘스톤 브리지의 절반회로를 선택하는 시스템 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  21. 제 20 항에 있어서, 상기 제 1 인터페이스의 팁 및 링 양단에 접속되어 라인의 상태를 검사하기 위한 전압라인 감지 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  22. 제 21 항에 있어서, 교정 처리 동안에 전화국 장비에 의하여 다이얼 톤을 제거하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  23. 제 13 항에 있어서, 상기 검출기 수단은,
    상기 휘스톤 브리지의 제 1 및 제 2 중앙 탭에 결합된 아날로그-디지털 변환기; 및
    디지털 워드를 조작하기 위한 수단 및 메모리를 가지며, 상기 아날로그-디지털 변환기에 결합된 처리 유닛을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  24. 제 23 항에 있어서, 상기 처리 유닛 제어하의 합성 신호 소오스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  25. 제 24 항에 있어서, 상기 합성 신호 소오스는 상기 처리 유닛에 의해 디지털 워드가 공급되는 디지털-아날로그 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  26. 제 24 항에 있어서, 상기 처리 유닛의 디지털 워드 조작 수단은 상기 합성 신호 소오스에 의하여 생성된 합성 신호의 가장 높은 주파수보다 대략 20배 이상의 속도로 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  27. 제 26 항에 있어서, 상기 처리 유닛의 디지털 워드 조작 수단은 상기 제 1 및 제 2 중앙 탭에서 나타나는 신호간의 위상 및 시간 시프트의 차이를 결정하기 위한 수단 및 상기 제 2 중앙 탭에서의 시간 시프트를 최적화하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  28. 제 26 항에 있어서, 상기 처리 유닛의 디지털 워드 조작 수단은 상기 제 1 및 제 2 중앙 탭에서 나타나는 신호간의 진폭의 차이를 결정하기 위한 수단 및 상기 제 2 중앙 탭에서의 시간 시프트를 최적화하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  29. 제 26 항에 있어서, 상기 처리 유닛의 디지털 워드 조작수단은 상기 제 1 중앙 탭에서 나타나는 신호와 상기 제 2 중앙 탭에서 추출된 최적화된 신호를 감산 처리하기 위한 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  30. 루프로부터의 인터페이스의 팁 및 링에 접속된 톤 신호 검출기용 근거리 종단 음성 제거를 위한 장치로서,
    상기 인터페이스의 팁 및 링중 하나와 직렬이고, 루프 및 전화국 장비와 함께 제 1 및 제 2 중앙 탭을 가지는 휘스톤 브리지의 제 1 절반을 형성하는 제 1 임피던스 수단;
    알려진 네트워크 수단과 직렬로 접속되며 상기 제 1 임피던스 수단의 임피던스보다 K 배 큰 미러 임피던스를 가지는 제 2 가변 임피던스 수단을 포함하는데, 상기 K는 1보다 크며, 상기 제 2 가변 임피던스 수단 및 상기 알려진 네트워크 수단은 상기 휘스톤 브리지의 제 2 절반을 형성하며;
    상기 K의 인자에 의하여 상기 제 1 임피던스 수단의 임피던스를 최상으로 매칭시키는 상기 제 2 가변 임피던스 수단의 미러 임피던스를 결정하기 위한 프로세서 수단; 및
    근거리 종단 신호를 제거하기 위해 상기 휘스톤 브리지의 중앙 탭 양단에 접속된 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  31. 제 30 항에 있어서, 상기 프로세서 수단은 라인 버퍼, 에너지 버퍼 및 네트워크 엘리먼트 식별 버퍼를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  32. 제 30 항에 있어서, 상기 프로세서 수단은 위상 시프터 회로, 이득 제어 회로, 메모리 및 신호 레벨 추정 회로 또는 기능적 등가의 디지털 알고리즘을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  33. 전화국 장비에 부착된 루프의 팁 및 링에 접속된 톤신호 검출기용 근거리 종단 음성 제거를 위한 방법으로서,
    상기 팁 및 링중 하나와 직렬로 제 1 임피던스 엘리먼트를 접속하는 단계를 포함하는데, 상기 제 1 임피던스 엘리먼트 및 상기 루프와 전화국 장비의 임피던스는 제 1 및 제 2 중앙 탭을 가지는 휘스톤 브리지의 제 1 절반을 형성하며;
    가변 임피던스 및 네트워크 수단이 K의 인자에 의하여 상기 루프의 임피던스와 제 1 임피던스 엘리먼트의 임피던스를 각각 매칭시키도록 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반을 형성하기 위해 상기 네트워크 수단과 직렬로 상기 가변 임피던스 엘리먼트를 결합하는 단계를 포함하는데, 상기 K는 1보다 크며; 및
    상기 휘스톤 브리지의 제 1 절반을 형성하는 상기 제 1 임피던스 엘리먼트와 상기 루프의 임피던스 사이의 접속 포인트 및 상기 네트워크 수단과 상기 휘스톤 브리지의 나머지 절반내의 가변 임피던스 엘리먼트 사이의 접속 포인트에서 상기 휘스톤 브리지 양단의 신호를 검출하는 단계를 포함하며;
    상기 접속단계는,
    상기 팁 및 링 양단의 전압을 모니터링 하는 단계, 및
    상기 모니터링된 전압에 기초하여 상기 루프의 상기 팁 및 링의 상태를 시스템 제어기에 알리는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  34. 제 33 항에 있어서, 상기 결합단계는,
    DC 라인 종료 및 교정 신호를 상기 알려진 상태에 응답하여 상기 루프의 팁 및 링의 양단에 인가하는 단계;
    상기 톤 신호 검출기에서의 에너지에 비례하는 아날로그 또는 디지털 출력을 상기 시스템 제어기에 제공하는 단계;
    상기 시스템 제어기에 제공된 아날로그 또는 디지털 출력에 응답하여, 상기 가변 임피던스가 상기 제 1 임피던스에 K배가 되도록 상기 가변 임피던스를 선택적으로 조정하는 단계;
    상기 근거리 종단 음성 에너지를 최소화하는 네트워크 수단을 상기 시스템 제어기에 의해 선택적으로 선택하는 단계; 및
    상기 네트워크수단에 기초하여 차동 증폭기 출력을 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  35. 제 33 항에 있어서, 상기 결합단계는,
    DC 라인 종료 및 교정 신호를 상기 알려진 상태에 응답하여 상기 루프의 팁 및 링의 양단에 인가하는 단계;
    상기 교정 신호에 응답하여, 기준 신호를 얻기 위해 상기 휘스톤 브리지의 제 1 및 제 2 중앙 탭을 샘플링하는 단계;
    위상 시프트 및 이득 제어수단을 사용하여 상기 기준 신호를 상기 가변 임피던스 양단에서 나타나는 신호와 매칭시켜서 매칭된 위상 시프트 및 이득 제어 인자를 생성하는 단계;
    상기 매칭된 위상 시프트 및 이득 제어 인자를 상기 가변 임피던스 양단에서 나타나는 신호에 적용하여 조작된 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 조작된 신호에서 기준 신호를 감산하여, 근거리 종단 신호가 감쇠 또는 제거된 결과적인 디지털 신호를 생성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  36. 근거리 종단 음성을 제거하기 위한 장치로서,
    루프 임피던스를 접속하기 위한 제 1인터페이스의 팁 및 링;
    제 2장비를 접속하기 위한 제 2 인터페이스의 팁 및 링;
    상기 제 1 인터페이스의 팁 및 링중 하나와 직렬로 접속된 센서;
    상기 센서의 미러이며, 상기 센서의 임피던스보다 K배 큰 임피던스를 가지도록 제어가능한 제어회로를 포함하는데, 상기 K는 1보다 크며;
    상기 제 1 인터페이스상에서 나타나게될 상기 루프 임피던스보다 K배 큰 임피던스를 얻기 위한 제어 평형 네트워크를 포함하는데, 상기 제어 평형 네트워크 및 상기 제어회로는 상기 제 1 인터페이스의 팁 및 링과 상기 제 2 인터페이스의 팁 및 링 양단에 직렬로 접속되며;
    상기 센서 및 상기 센서가 직렬로 접속되는 상기 제 1 인터페이스의 팁 또는 링사이에 있는 제 1 중앙 탭;
    상기 제어 평형 네트워크 및 상기 제어회로의 접속점에 있는 제 2 중앙 탭; 및
    근거리 종단 음성의 제거를 검출하고 상기 제 1 및 제 2 중앙 탭 양단에 접속된 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
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