CN1205798C - 用于塞尖和塞环单音信号检测器的可调节近端语音消除的系统和方法 - Google Patents

Abstract

一种方法和系统(10)，用于为单音信号检测器(27)或FSK解调器(28)提供近端语音能量的抑制。根据本发明，把一种系统或装置(100)连接在用户环路(12)上的塞尖和塞环之间，把用户环路(12)连接到局设备(11)和该用户的站装置(13)。系统(100)包括一个接收接口，把所述接收接口连接到单音信号检测器(26)或频移键控调制器(28)。系统(100)通过形成惠斯登电桥而得到语音消除，所述惠斯登电桥带有具有环路和局设备阻抗的经调节的镜象的镜象电路。在本发明的一个实施例中，使用环路(12)和局设备(11)的经组合的阻抗作为要由包括在系统中的一组平衡网络进行匹配的阻抗而形成惠斯登电桥。

Description

用于塞尖和塞环单音信号检测器的 可调节近端语音消除的系统和方法

发明领域

本发明涉及提供近端语音能量抑制的系统和方法，其应用包括(但不限于)提高带内信号单音检测系统的话音断路(talkoff)和话致中断(talkdown)的性能。尤其，本发明描述在塞尖和塞环电话线接口和后续通信设备之间提供互连的方法和系统，其目的为了校正可选择的线路桥接电路和提取单个单向路径，它包含占优势的远端能量，其中，已经消除近端语音信号。本发明和系统固有地提供挂机服务信号(诸如呼叫方识别数据传输)的访问。

发明背景

在电话网络和站装置设备中广泛地应用回声消除系统。在电话网络中的回声消除系统的传统作用已经通过消除在通信电路中阻抗不匹配点处发生的不需要的信号反射而提高了传输信道的质量。多半，在站装置设备中也应用回声消除器，使高速、全双工传输能够实现。在引入针对模拟居民用户的新的电话服务的情况下，最近，回声消除器或近端语音消除系统变得具有显著的重要件，以提高带内单音信号检测器的性能。

在电话系统中使用分立频率的组合的带内单音信令方案已经很久。带内单音信令的主要优点是可以使用一般载有用户语音的相同的频谱来轮流地发送信号和控制信息。在带宽受限制和专用控制信道价格太高或造成服务质量降低的情况下，共享话音带是很重要的。当今在电话网络中使用的带内单音信令的几个最普通的例子包括：诸如拨号音、阵发拨号音(stutter dial tone)、回铃、忙不重排序、呼叫等待等等呼叫进展信号；以及主要用于拨号的双音多频(DTMF)信号。

近年来，已经推广应用诸如呼叫等待的呼叫识别传递(CIDCW)、高级呼叫等待(CWD)之类的新的电话服务；以及诸如模拟显示器服务接口(ADSI)和互连网或万维网电话之类的高级屏幕电话平台，而且要求对于由存储程序控制交换系统(SPCSS)或远端服务器发送的信号进行可靠的用户室内设备(CPE)单音信号检测。由许多半导体先进技术促进的这些服务和平台正在把传统电话装置转变成尖端的、综合的通信终端，所述终端带有在微处理器下的液晶显示器和键盘(如果不是数字信号处理器)，则控制可以跟踪呼叫的状态并对远端单音信号作出反应。

所有的带内单音信令系统都是室内的，相信可以可靠地检测到单音信号。对于模拟显示器服务接口(ADSI)用户室内设备(CPE)，可靠地检测网络呼叫进展信号是用户室内设备(CPE)正确地跟踪呼叫状态所必需的，并产生要由驻留在CPE中的可厂载服务正本(script)处理的内部事件。对于CIDCW和CWD CPE，可靠检测CPE报警信号(CAS)是必需，以参与CPE的摘机数据传输模式，用于接收包含呼叫方号码、姓名、位置或个人识别号的数据脉冲串。对于电话应答机和话音邮件系统，必需可靠检测DTMF信号，以允许用户即使在话音消息的重放期间指定编辑和控制动作。

虽然带内信道的再使用提供了用于网络一站装置或服务器一站装置信令的有效装置，但由于站装置试图检测单音信号可能会遭遇到有关信号识别的重大问题。

带内单音信号检测的两个传统问题是检测器话音断路和话致中断。

任何时候当单音信号检测器错误地接收由语音、音乐或噪声产生的信号模仿物(imitatlon)作为有效单音信号时就会产生话音断路。研究、实验和现场经验都果断地确定人类语音可以模仿单音信号的某些频谱和瞬时特性。在通常的电话会话中经常出现的辅音、元音、音节和重音的组合可能导致单音信号检测器的话音断路。从在电话网络中第一次使用带内单音信令以来，设计对于信号模仿物不敏感的可靠的单音信号检测系统已经是一种需要。

话致中断是单音信号检测器的另一个重要的性能特征。任何时候因为在线路上存在外来的能量而屏蔽有效单音信号或否认其作为单音信号的有效性，使单音信号检测器不能识别有效单音信号时，发生话致中断。在某些情况中，单音信号可能带有语音、音乐和其它背景噪声。这些复杂信号的存在使有效的单音信号畸变，因而会削弱它们的检测。

对于单音信号检测器，话音断路和话致中断是两个紧要的性能量度。它们分别描述检测器抵御信号模仿物的能力和检测器识别被语音、音乐或噪声阻挡的有效单音信号的能力。虽然数十年来在电话网络中单音信号检测已经是一种流行的技术，但是仅在最近才在应用中同时需要加强的话音断路和话致中断的性能。对于大多数部分，现有技术单音信令应用(诸如DTMF拨号之类)已经从这样的周围情况得益，在所述周围情况中可以牺牲检测器话致中断性能以有利于提高话音断路性能。随着CIDCW、CWD、和ADSI的出现，同时加强话音断路和话致中断成为必然。

在1992年12月1日发布的题为“用于话音带数据传输接口的用户室内设备兼容性考虑”的Bellcore文件SR-TSV-002476中和在1995年1月的题为“在SR-INS-002726中描述的模拟1、2和3型CPE的测试准则”的SR-3004中，Bellcore已经规定CPE或站装置的准则，该两文件致力于CAS和呼叫进展信号的单音信号检测器的话音断路和话致中断性能。包含在这些文件中的推荐要求高度可靠的单音信号检测。例如，SR-TSV-002476的推荐在相等量的近端和远端电话语音的平均电平45小时的暴露中，CAS检测器响应于不多于一个的信号模仿物。对于在平均环路上的平均近端发话人，该CAS单音信号检测器必须同时得到的话致中断准则是识别99％的所有有效CAS。这些性能准则的组合使符合SR-TSV-002476的CAS单音信号检测器可争辩地成为迄今在电话网络中所配置的最强的带内单音信号检测器。

对于在用户位置处使用的单音信号检测系统，信号模仿物来自近端用户话音和远端方话音两者。通常，近端用户话音是话音断路的主要来源，因为近端用户的语音电平明显地大于远端的语音电平。远端方的语音信号由于两个环路(即，远端方环路和近端用户环路)上的损耗以及在语音信号出现在近端用户站装置处之前的任何插入网络损耗而降低。近端用户也是话致中断的主要原因，因为一般从中心局SPCSS发送如CAS和呼叫进展信号这样的信号，而远端方无声或尚未连接。

单音信号检测器的特征是使用防护动作的概念来抵御单音信号模仿物并得到对于话音断路的抗扰度。仅在如果某个信号防护比(signal-to-guard ratlo)满足每个单音信号频率分量时，这种检测器才确认单音信号。信号防护比是在单音信号频带内存在的功率对在一个或数个指定的防护带内出现的功率的比值。防护带是话音带的一部分，单音信号检测器使用所述话音带来提取关于单音信号的纯度的信息。可以对所有的单音信号频率分量选择信号防护频带，或可以使用数个防护频带的组合。

通常，使用防护原理的检测器要求大的和正的信号防护比，以确认输入单音信号而使话音断路最少。大的信号防护比要求相对于在防护带中的能量，在信令频带内的能量要相当纯。由于语音可能在信令带之外的频率处产生显著的能量，这种情况排斥了许多可能造成检测器话音断路的潜在能量样式，因此，提高了单音信号检测器的话音断路性能。

虽然这种策略可以提供优良的话音断路性能，但是可能会影响话致中断性能，除非能成功地衰减或消除可以和单音信号混合的语音、音乐或噪声。大多数新的CIDCW、CWD和ADSI CPE已经应用两种基本的方法来提供满意的单音信号检测器性能。最简单的方法是把单音信号检测器亘接、并联地连接到塞尖和塞环接口。较佳的装置是把单音信号检测器放置在语音路径分离装置的后面，该装置固有地衰减近端语音的电平。更复杂的装置已经使用模拟和数字消除技术。对于落在这两种类别内的几种现有技术实施的较详尽的检查揭示了它们的优点、缺点以及本发明的有利之处。

方法1

在最简单的方法中，把单音信号检测器直接跨过站装置的塞尖和塞环接口而桥接，如图1所示。这种装置主要因为它的线路互连复杂度最小而具有忧点。单音信号检测器跨过线路无源地收听。它的高阻抗和并联线路连接意味着它不会干扰在相同的线路上的其它站装置或在它的出现点以外的通信设备。它进一步提供对诸如呼叫识别传递(CID)之类的挂机服务信号的访问。它的互连方法也是极适合于附属通信装置的，所述附属通信装置不包括任河类型的一般使用于综合(integrated)电话中的线路终端电路。

桥接塞尖和塞环装置的主要缺点是它提供最坏情况的单音信号检测环境。在这个装置中的单音信号检测器是暴露在近端语音的全部功率中的。这对于得到加强的话音断路和话致中断性能产生了较大的难度。对调节并转换以得到在站装置处的电平的语音电平的观测指出，近端电话语音具有按高斯分布的-19dBm的平均有源语音电平(ASL)，以及约4dB的标准偏差。使用三σ(three sigma)情况作为上限，在用户的塞尖和塞环接口处的近端语音电平到高达-7dBm ASL的电平。实验和经验已经明确地示出当语音电平增加时，单音信号检测器的话音断路和话致中断的特性快速地变坏。随着语音电平的增加，话音断路率，或每小时的话音断路数，趋向于指数地上升。在-7dBm ASL处的语音电平是极响的，通常对话音断路和话致中断形成相当大的威胁。虽然具有较小的互连复杂度，但是桥接的塞尖和塞环装置无益于降低近端语音电平。

近端语音甚至对CAS单音信号检测器形成更大的威胁。不但是因为近端语音很响，而且因为近端语音很可能通过用户电话的手持送受话器预一增强而进一步增加对话音断路的威胁。历史上，手持送受话器的发送器响应提供在上话一音频带中的增益，以抵消环路损耗效应。虽然大多数语音能量在话音频带的较低部分(＜1000Hz)，但是心理学研究已经确定，对于保持语音的清晰度，在上话音带中的能量是必需和要求高的。结果，在历史上已经把电话发送器设计成可提供在上话音带中的能量提升。对市售的电话设备的观测指出，在对数一频率标尺上，通过从300Hz到3000Hz的正斜率直线，在具有在300Hz处的响应相对于1000Hz的响应低5dB和3000Hz处的响应相对于1000Hz的响应高5dB，可以作为平均发送器特性近似。由于CAS频率2130和2750Hz在上话音带中，发送器预一增强将把更多的语音能量放置在信令带中，对于不通过桥接的塞尖和塞环装置来缓和话音断路产生甚至更多的潜能。

对于桥接的塞尖和塞环装置，单音信号检测器话致中断也是一个问题，因为近端语音能量经常压倒单音信号能量。例如，在CIDCW的情况中，一般从SPCSS以每单音-15dBm来发送CAS。在99％的情况下，环路响应引起的哀减对以引入多达15dB的损耗。由于近端语音可以和CAS结合，将使塞尖和塞环CAS单音信号检测器暴露于最坏情况下的-23dB(-15-(-7)dB)的信号语音比(signal-to-speech ratlo)。用这种较差的信噪比难于可靠地检测单音信号，即使是用于很少打算排斥信号模仿物的自由(liberal)检测器。用使用上述防护原理的单音信号检测器，在许多正统的单音信号的例子中不符合信号防护比条件准则，因为近端语音能量将使信号显著地恶化。

如在Battlsta等人的题为“用于在所选择的站处在存在语音时检测报警信号的方法和系统”的第5,519,774号专利中所教导，可以把单音信号检测器设计成对桥接的塞尖和塞环应用提供优良的话音断路和话致中断性能。然而，在这些设计中，为了得到话音断路和话致中断性能的正确平衡所需要进行的检测参数的精确调节是困难而费时的过程。此外，不能保证最终的检测器设计将有助于特定的制造过程。

概括地说，桥接的塞尖和塞环单音信号检测器装置是一个访问诸如带内信号和挂机CID数据传输信号之类的服务信号的简单的、非侵入的方法。然而，从单音信号检测的观点来看，它是得到优良的话音断路和话致中断性能的最困难的安排，因为它与降低投射在单音信号检测器上的近端语音电平无关。现有技术已经确立，如果能够得到具有优良话音断路和话致中断性能的塞尖和塞环单音信号检测器的话，那也是极其难于设计和制造的。

方法2

在图2中示出与单音信号检测器一起使用的第二种普通装置，它提供改进的话音断路和话致中断性能而不修改单音信号检测器的算法。在该系统中，使单音信号检测器位于一般称为混合电路(hybrid)的装置后面。

混合电路是这样一种装置，它把在塞尖和塞环接口上的双向路径转换成用于发送和接收的分开的单向路径。在塞尖和塞环接口上的远端和网络信号出现在连接单音信号检测器的接收路径上。把近端信号从混合电路后面的发送路径理想地传递到塞尖和塞环接口。

实际上，近端语音能量的一些泄漏将跨过混合电路而产生，并出现在单音信号检测器的输入处。把混合电路所衰减的在给定频率处的近端能量的量称为跨混合电路(transybrid)损耗。跨混合电路损耗是平衡；网络的阻抗与塞尖和塞环接口所呈现的阻抗相匹配好坏的函数。

跨混合电路损耗量对于在该装置中的单音信号检测器的性能是关键性的，因为跨混合电路损耗使得投射到单音信号检测器上的近端语音电平降低。近端语音电平的衰减是有用的，因为它双重地降低话音断路发生的概率和近端语音将使输入CPE CAS恶化的概率。例如，对于6dB的跨混合电路损耗，将使在单音信号检测器输入处出现的近端语音电平从-7dBm降低到-13dBm ASL，并且在塞尖和塞环装置上的信号语音比将从-23dB改进到-17dB。实验和经验已经表明，降低近端语音电平3dB或相似地改进信号语音比，将显著地提高单音信号检测器的话音断路和话致中断性能，类似于Battlsta等人的描述。此外，混合电路装置的一个关键性的设计优点是它使话音断路和话致中断性能之间的折衷进行平衡的难度减小，因为已经使单音信号检测器的动忐摆动降低，定义所述动态摆动为最坏情况的语音电平和最坏情况的单音电平之间的以dB表示的差。

因为当线路阻抗和平衡网络之间的匹配偏离时跨混合电路损耗迅速降低，所以在跨越大多数环路的情况下，单个网络不能提供程度合适的跨混合电路损耗。例如，对于单个平衡网络，在美国网络中的所有的环路阻抗范围中，最坏情况的跨混合电路损耗可以从2到6dB变化。为了进一步降低近端语音电平和提高信号语音比，可以用多个固定网络或单个可调节的网络来代替单个平衡网络，如在图3中所示。有时把该装置称为模拟回声消除器。

多个平衡网络或一个可调节的平衡网络在信号网络系统中对跨混合电路损耗提供显著的改进。通常使用至少三个固定网络可以得到大于15dB的跨混合电路损耗。因为可以得到多于一个的平衡网络，所以结构也必须包括一种机构(未示出)，以对于所遇到的环路条件选择最佳网络。

虽然从单音信号检测器性能的观点来看是有利的，但是在图2和3中示出的那些装置也有某些缺点。第一，传统混合电路结构能很好地适合于综合电话应用，其中固有地需要分开语音路径以提供手持送受话器接收机和发送器功能。对于象电话附件这样的装置，这些系统不很实用。通常把附件与站装置电气地串联，并且因此必须能够传递诸如直流电压、线路电流、交流信号和功率振铃之类的基本电话线路属性。结果，一般的实践是使用上述桥接的塞尖和塞环解决方案，因为塞尖和塞环接口物理上无阻挡地通过附件。为了把附件适配于象在图2和3中的那些混合电路装置，必须背对背地放置两个混合电路，以致再形成用于连接到用户的电话装置的双线接口。需要附加电路，以再形成直流线路电压和功率振铃或通过一种装置沿背对背的混合电路装置通过路由发送这种信号。然后，该装置变得相似于网络转发器电路，在该电路中必须仔细地设计影响话音信道质量的转发器传输特征和如闭环增益这样的因数，以避免不稳定的装置工作并提供一个透明的线路接口。由于这些原因，在综合电话装置中有用的传统混合电路解换方案对于低成本附件不是很实用。

对在图2和3中的混合电路系统的另一个重要的考虑是在综合站装置中预备侧音(sidetone)。传统上，故意把跨混合电路泄漏的确定量设计到电话装置中，以允许用户听到他们自己的语音的衰减形式。这在心理上向用户提供站装置在工作的印象。结果，调节跨混合电路损耗以提供不大于6dB的损耗来满足对侧音的人为因数(human factor)要求。这对于单音信号检测器性能和系统设计提供了一个缺点。为了增加在图2和3中的装置的跨混合电路损耗，需要次级电路来提供另外的侧音路径。

特别是对于综合站装置应用，在图2和3中的装置有第三个缺点。即使站装置在挂机状态中，当站装置的功能元件需要访问在塞尖和塞环接口上的交流信号时存在这种情况。两个可区别的情况包括对多个扩展互通(ME1)的支持和诸如CID之类的挂机服务。

ME1是信令方法和协议，用于在用户线路上的用户室内设备(CPE)之间的通信，它启动三种功能：(1)通过所有兼容的CPE进行CIDCW的接收，不管它们各自的挂钩(hook)状态；(2)产生诸如闪烁(Flash)之类的用产线路信号，以指出呼叫控制动作的选择；(3)管理在多个CIDCW、CWD和ADSI CPE之间的CAS确认信令交互作用。为了执行ME1协议，当挂机时，CPE必须能够检测CAS。用在图2和3中所示的混合电路系统，当用户机在挂机状态时，一般通过挂钩开关功能把混合电路功能从线路接口断开。结果，在混合电路接收侧的单音信号检测器将失去在塞尖和塞环接口上对单音信号的访问。为了克服这个限制，需要再进一步的附加电路，以在CPE挂机时提供另外的到塞尖和塞环接口的信号路径。

在图2和3中描绘的装置中，容易识别的其它类似缺点是难于支持诸如CID之类的挂机服务。象呼叫号传递(CND)、呼叫名传递(CANM)和可视消息等待指示器(VMWI)之类的挂机CID服务，使用相同的频移键控(FSK)调制技术作为摘机呼114等待的CIDCW和CWD服务而传递数据。在1994年12月第1次发布的Bellcore的文件GR-30-CORE，“话音带数据传输接口”中，对于模块CID功能元件的要求已经导致专用集成电路(ASIC)的制造(这里把它称为CID ASIC)，所述模块CID功能元件执行摘机和挂机两种数据传输协议的所有必需步骤。这些器件把FSK解调和CAS单音检测功能结合到单个的器件中。为了包括对附件和综合装置相同地提供通用的适用性、使复杂度最小、以及器件的引脚数减少等原因，在CID ASIC上的单个器件输入必须为摘机和挂机两种CID服务所共享。对于在图2和3中示出的混合电路装置中，由于对外部电路和控制的需要而部分地抵消了由CID ASIC提供的电路复杂度的降低，所述外部电路和控制提供多条信号路径，以根据用户室内设备(CPE)的挂钩情况来访问塞尖和塞环接口。允许把器件插入任何设计而不影响或不要求特定的电路，或对系统结构的其它方面不强加性能准则，是对CID ASIC的一个较高的要求。

方法3

第三种装置也是根据在图2和3中描绘的系统构造的，还在近端语音的消除方面提供重要的改进，如图4所示。可以结合混合电路使用一个数字回声消除器，使跨混合电路损耗增加到25dB或更大。数字回声消除器的主要优点是它实际上消除近端话音断路和话致中断的任何机会，因为它大大地衰减了近端语音回声。

除了对在图2和3中的混合电路系统所提到的那些，该语音消除系统的主要缺点是所需要的有效资源和接口电路。数字回声消除器的一般实施需要一个最忧化的微处理器来执行除去近端回声的数学运算；还需要使模拟信号数字化的接口电路；以及存储器代码存储支持。如果如图4所示，在回声消除器的外部实施单音信号检测器，则需要另外的数模转换器。为了这些原因，对于低成本附件和综合电话，数字回声消除器实施尚未实用。

方法4

在图5中示出使用经调节的惠斯登(Wheatstone)电桥电路试图消除近端语音的第四种装置。Lim等人在1995年10月10日提出的题为“用于呼叫ID块代码的拨号和接收呼叫等待呼叫方ID信号的装置”的美国专利5,796,810中揭示如图5所示的惠斯登电桥电路。该装置使用惠斯登电桥原理，其中如果平衡网络等同地匹配环路的阻抗而且电阻器Ra和Rb是相同的，则从两个电路引脚而到达差分放大器G的输入处的近端语音信号的幅度和相位将相同。差分放大器将把这些信号彼此相减并产生合成信号，把所述合成信号输入到包含近端语音消除过程余留能量的单音信号检测器。实际上，把电阻值Rb调节到是电阻值Ra的C倍，以降低在塞尖和塞环接口上的负载影响。同样，通过相同的因数来调节单个平衡网络阻抗。

虽然该装置消除近端语音，提供对塞尖和塞环接口的访问，而不管站装置的挂钩状态，但是实际上它在环路阻抗的范围内执行得不好。它的性能不良的原因有两方面。第一，固定电阻器Ra和Rb受元件容差的支配，结果它们从不能同等地匹配。结果造成通过差分放大器放大的电桥的不平衡。第二，在可能的环路阻抗范围内，在电路中使用单个固定平衡网络提供的匹配很差。实验已经表明，在图5中的惠斯登电桥装置的最坏情况近端语音消除性能约为1到2dB。由于它的性能不合适，经常忽视惠斯登电桥装置。

对现有技术的回顾已经确立，通过使所投射的近端语音电平衰减可以显著地改进单音信号检测器的话音断路和话致中断性能。已经进一步确立，当站装置是挂机的而没有附加的信号路径时，大多数现有技术的近端语音消除技术要求这样的系统结构，这种结构把单音信号检测器从塞尖和塞环接口移出，并把它放置在一般不访问线路信号的位置处。一种现有技术消除方法是不管挂钩状态如何而提供对塞尖和塞环的访问，然而它的消除性能很差。

发明概要

鉴于上面所述，本发明的目的是提供一种方法和系统使用经改进的惠斯登电桥技术以消除连接到塞尖和塞环接口单音信号检测器的近端语音能量，不管后面的通信设备的挂钩状态，它还提供对挂机服务信号的访问。所述方法和系统相对于其它电话功能独立地工作，而且可以应用于独立的附件装置和组合到电话装置中。通过调节系统实施可以控制近端语音消除的程度，以到达所要求的近端语音衰减量。

具体而言，系统使用放置得与塞尖或塞环接口引线串联的电压或电流检测元件。于是，把两个检测元件的经调节的镜象(mirror)阻抗以及塞尖和塞环接口呈现的阻抗跨越塞尖和塞环接口而放置，以形成惠斯登电桥。不是建立两个双向的路径，而只从电桥的中心差分地提取用于输入到单音信号检测器的单个接收路径。通过对经调节的镜象阻抗值的校正和选择可以控制近端语音能量的衰减，所述镜象阻抗值可以从一组固定的R、L和C网络得到或从一个可调节的网络得到。控制功能使用数种描述方法中的一种，以在装置连接到线路的时刻、在每次电话呼叫开始时、或在整个呼叫的持续期间连续地适应，所述方法选择最佳网络。

附图简述

图1是现有技术塞尖和塞环单音信号检测器连接方法的方框图；

图2是传统的现有技术电话桥接的方框图，所述电话桥接用于衰减近端语音而有利于单音信号检测；

图3是传统的现有技术电话桥接的方框图，所述电话桥接使用多个平衡网络和/或一个可调节的网络来衰减近端语音而有利于单音信号检测；

图4是传统的现有技术电话桥接的方框图，所述电话桥接与数字回声消除装置一起使用以衰减近端语音而有利于单音信号检测；

图5是现有技术固定惠斯登电桥装置的方框图，所述电桥装置衰减近端语音而有利于单音信号检测；

图6是攸用电压检测实施的本发明的近端语音消除系统的示例实施例的方框图；

图7是使用电流检测实施的本发明的近端语音消除系统的另一个示例实施例的方框图；

图8示意地描绘以数字化方式增强的近端语音消除系统；

图9根据本人发明的一个方面描绘示例的时移标绘点和窗口的图；

图10根据本人发明的一个方面描绘示例的时移标绘点和幅度调节的图；

图11根据在图11中描绘的实施例描绘得到经消除的信号的方法；

图12根据本人发明的一个方面描绘示例的时移和幅度坐标网；以及

图13根据本人发明的一个方面描绘示例的时移和幅度坐标网。

详细说明

模拟系统

在图6中示出根据本人发明的一个方面的使用电压检测装置的塞尖和塞环单音信号检测器的模拟近瑞语音消除系统10，用于一般方框图。在图7中示出根据本人发明的另一个方面，使用电流检测装置的模拟近端语音消除系统110的相似的方框图。如果有必要，将在下面指出这些装置的操作中的差异。

现在回到图6，在该图中示出有三个互连点的系统10：初级塞夫和塞环接口29、次级塞尖和塞环接口30和接收接日31。系统10通过初级塞尖和塞环接口29连接到电话环路12，接着，电话环路把系统10互连到中心局或远程终端通信设备11。根据应用，示出把次级塞尖和塞环接口30连接到用户站装置13或后面的通信电路14。对于附件装置，将把系统10结合到附件中，而使次级塞尖和塞环接口30互连到外部用户站装置13，如图所示。对于综合电话装置，系统10将成为把次级塞尖和塞环接口30连接到后面在电话装置内的通信电路14的前端电路。如图所示，接收接口31提供到单音信号检测器27或FSK解调器28的信号路径。该路径起支配作用地只包括由中心局设备11通过初级塞尖和塞环接口29发送到系统的信号能量。在接收接口31上可能出现通过用户站装置13或通信电路14发送的近端语音信号的少量残余的消除能量。

用于塞尖和塞环单音信号检测器的近端语音消除系统10的目的是极大地衰减近端语音信号，以降低话致中断的概率并改进信号语音比，从而提高单音信号检测器的信号识别性能。根据本人发明的这个方面，通过形成惠斯登电桥在该系统中得到近端语音消除，所述惠斯登电桥使用环路12和中心局设备11的组合阻抗作为要由从装置M1、M2到Mn22的网络进行匹配的阻抗。惠斯登电桥使用带公共端于结点的并联电路，该电路包括两个等值的已知电阻，把这两个电阻分别独自连接到未知阻抗和匹配阻抗。跨过每个电路将产生电压分压。当未知阻抗由匹配阻抗完全匹配时，中心抽头将包含相同的电压和信号相位。

在图6中的电压检测实施中，把已知电阻R1 17放置得与初级塞尖和塞环接口29的任何一条引线串联。选择R1 17的值使之较小(1到15欧姆)，以避免由于电话线路汲取电流而造成过度的直流电压降。一般，线路电流范围是从18到120mA。在电桥的镜象电路中选择较大的阻抗(大K倍)而不使用和R1 17相等的阻抗。为了防止电桥的镜象电路造成电话线的过度负载，较大的阻抗是必要的。一般，K的值在50到1000的范围是切实可行的。在图6中，示出阻抗R1 17的镜象象，作为阻抗R2 23、R3 24和R4 32的并联一串联组合。把这些元件的组合阻抗设置成与阻抗R1 17乘上因数K相匹配。

对于电路的消除性能，阻抗R1 17和它的可调节的镜象的匹配是很苛求的。虽然可以简单地对R1 17和与它的相差K倍的镜象象两者都采用固定的电阻，但是根据所检测的消除性能的所要求程度，零件的容差可能导致不可接受的阻抗失配。不要求用高价、小容差的元件，在图6中示出的较佳实施例使用稍大于检测阻抗R1 17的固定电阻，它与包括固定阻抗R2 23和可切换的阻抗阶梯R3 24的可调节阻抗相并联。阻抗并联组合的目的是允许用精细的步级来调节R1 17的镜象。由于并联电阻的有效电阻小于最小的并联电阻的有效电阻，所以把阻抗R4 32设置成R1×(K+Y)，其中因数Y的范围是从1到10。通过使电阻阶梯R3 24中的开关闭合和断开可以得到镜象阻抗的细调。已经使固定电阻R2 23与电阻阶梯串联，以允许在电阻器阶梯中使用更小的更实用的电阻元件。固定阻抗R2 23简单地偏移由其自身和电阻阶梯提供的组合并联电阻。固定阻抗R2 23和电阻阶梯R3 24的经组合的阻抗最大值应等于R1×K×(K+Y)/Y。虽然可以以各种方法来实施电阻阶梯，但是如在图6中所示，最好是通过二进制数据字控制电阻值的数字化可控电阻。根据下述的方法，通过系统控制器19来确定二进制数据字的值。

假设阻抗R1 17对它的镜象阻抗的比等于1/K，完成电桥要求选择在镜象电路上的可调节阻抗，使之和环路12和局设备11的组合阻抗相匹配。要求匹配镜象阻抗的比例因数也是因数K。如M2、和M2到Mn22所示的平衡网络组表示包括一个或多个电路配置的固定的或可变的阻抗，所述电路配置诸如包括电阻、电容和电感元件的串联、并联、串一并联等。选择在组中的这些元件的值和网络数以得到经调节的镜象阻抗，所述经调节的镜象阻抗可以最佳地与在初级塞尖和塞环接口29上遇到的阻抗的区域匹配并可以符合最坏情况的近端消除目的。根据平衡网络配置，电阻和电感元件一般是初级塞尖和塞环接口29所表示的阻抗的K倍。电容元件是1/K倍。实验和经验已经表明，在某些环路条件下，单个网络只可以提供6dB的消除，而两个合宜地选择的网络可以提供高达12dB。另外的网络也提高了跨越环路范围和局设备阻抗的最坏情况的消除程度。

虽然在图6中本人示意地把开关S2到Sn33表示为把平衡网络连接到次级塞尖和塞环接口，但是还存在另外的实施，可以在所在位置处较好地防止位置开关S2到Sn30的金属线路电压骤增(surge)。金属线路电压骤增是由诸如闪电之类的事件产生的高压尖峰脉冲。为电话网络设计的用户室内设备必须能够承受FCC第68部分描述的金属线路浪涌。例如，可以把开关S2到Sn33移动到差分放大器25的输入或输出处的位置。在两种情况中，使平衡网络M1到Mn保持恒定地连接到塞尖和塞环接口。每个平衡网络需要它自己的匹配镜象检测阻抗23、24和32并独立地校正，如下面所述。如果开关S2到Sn33放置于差分放大器25的输入处，则可以用它们来选择从由平衡网络和它的镜象检测阻抗23、24和32形成的一个镜象电路得到的信号。另一种做法是，对每个镜象电路提供它自己的差分放大器输出，并可以使用开关S2到Sn30来选择合适的放大器输出以产生接收信号爿。当平衡网络的M1到Mn数目保持较小时(即，等于三或小于三时)，这些方法对于防止塞尖和塞环接口的过度负载是实用的。

通过在电桥中心她头处的信号差分放大可以得到接收信号路径31。把差分放大器25的一个输入通过隔亘流电容器C2 20连接到包含检测元件R1 17的初级塞夫和塞环接口29的引线。它的另一个输入通过电容器C1 21电容地耦合到平衡网络M1到Mn22和检测阻抗R1 17的镜象阻抗之间的公共结点。如果环路12和市话局设备11的组合阻抗和所选择的平衡网络之间的匹配足够地接近，则在差分放大器25的输入处出现的电压信号的幅度和相位将几乎相等。具有60dB或更佳的共模抑制比，差分放大器将使信号彼此相减，并产生已经消除近端语音能量的接收信号31。

当用户站13或通信电路14挂机以提供对塞尖和塞环接口的访问时，在S2到Sn33的组中的至少一个开关点将保持闭合。可以特定地选择用于挂机状态的平衡网络以满足阻抗和规定的要求。可以使用(但不限于)诸如晶体管、机电。固态或感光(phoomos)继电器、场效应晶体管或光耦合器件之类的技术来实施开关S1到Sn30。

因为当挂机时差分放大器25保持和初级塞尖和塞环接口连接，可以接收诸如CID和VMWI FSK之类的信号。通过系统控制器19根据它对平衡网络的选择来设置差分放大器25的增益。由下式确定增益：

增益＝[R1(K+1)+Zb]/R1(K+1)       (1)

其中Zb＝1/jωC1+Mn，而Mn是所选择的平衡网络的阻抗。对要用作为平衡网络的每个网络和每个网络的组合进行预先计算并且存储在系统控制器存储器中。对每个增益值分配一个网络识别符Nn以指示它施加到的网络，其中n是整数。每个单个网络M1到Mn和网络的组合将具有唯一的识别符。

系统的中心程序执行单元是系统控制器19。系统控制器执行下列功能：(1)监视线路电压检测功能34；(2)应用复合信号源15和直流终端16；(3)调谐电阻阶梯以与包括R2 23、R3 24和R4 32的组合镜象阻抗的匹配最佳；(4)监视能量估计器26；(5)有选择地闭合在S2到Sn33的组中的一个或多个开关，以把一个或多个平衡网络附加到次级塞尖和塞环接口30；(6)根据所选择的平衡网络设置差分放大器25的增益；以及(7)使用来自能量估计器26的反馈来确定哪个网络产生最佳的校正信号消除。

当首先把包含语音消除系统的装置连接到电话环路12时，选择最佳可得到的平衡网络的方法就开始了。在它的最简单的形式中，线路检测功能34把二进制信号输出到系统控制器，根据在初级塞尖和塞环接口29处的线路电压，指示线路是否空闲或正在使用。一般，如果电压在23伏以上而且不出现功率振铃，则认为线路是空闲的。在安装期间，在开始把电压施加到系统时，随着服务断开之后的线路电压恢复或在每个预定的时间间隔之后，如果线路是空闲的，则系统控制器19通过开关S1 18使用它的直流线路终端16端接线路，以建立摘机线路状态。然后，系统控制器将(1)发送用于校正的信号；(2)使用复合信号源15拨至少一个DTMF数字，以在传输校正信号之前除去拨号单音；或(3)拨建立稳定呼叫状态的保持号，在这之后可以开始传输校正信号。在所有的情况中，系统控制器首先应在初级塞尖和塞环接口29上检测拨号单音的存在或等待预定的时间间隔t1，直到在拨任何数字或校正消除电路之前可以假定拨号单音的应用。使用能量估计器功能26或任选的拨号单音检测器27可以进行拨号单音能量的检测。

在第一个例子中，在端接线路之后可以开始校正信号；然而，应使后面的校正步骤延迟直到施加拨号单音的应用或到预定时间间隔t1。一般，在美国网络中，3秒的延迟时间t1应覆盖99％的情况。等待施加拨号单音的目的是保证局设备11确实已经使环路12端接。因为这种可选项建立了校正的稳定呼叫状态，所以由于用于呼叫起始状态的局设备11可能与稳定呼叫状态不同而使用该可选项，可以更好地执行消除系统的性能。

复合信号源15包括单个或多个单音发生器、一个平坦或有频谱形状的噪声发生器或DTMF发生器。在一种包括检测呼叫进展信号的应用中使用时，在300到700Hz的频率范围中的单个校正单音是合适的。在一种包括检测CAS的应用中使用时，在2100到2900之间的频率处的单个或两个单音是合适的。诸如在较佳实施例中的DTMFD或DTMFA之类的DTMF信号也是合适和实用的，因为已经可得到这些信号以在CIDCW/CWD和ADSI CPE中完成GR一30-CORE摘机数据传输信号交换。复合噪声信号对于这些应用和其它应用也是满足的。

根据如上所述的施加校工信号的方法，能量估计器26可以响应或不响应于拨号单音。一般，当存在校正信号以使能量读数的误差最小时，能量估计器26应不响应于拨号单音。如果在校正信号之前拨一个或多个数字或者校正导致拨号单音的消除，则对于拨号单音起反应的能量估计器26也可以用来检测拨号单音的存在。能量估计器26向系统控制器提供模拟或数字输出，该输出正比于接收路径31上的能量电平。

在施加校正源15之后或时间间隔t1到期之后，系统控制器开始对R2 23。R324和R4 32的组合阻抗进行校正。以有顺序的方式进行，系统控制器19通过断开和闭合电阻器阶梯上的抽头来改变R3 24的阻抗，试图使组合阻抗R2 23、R3 24和R4 32与检测阻抗R1 17的K倍值如果不严格相等也接近匹配。

在较佳实施中，系统控制器19通过把可数字控制的电阻编程为它的最低。最高或中间电阻值而开始搜索。然后进行到相继升高或降低阶梯以搜索，搜索提供最小接收31电平的R3 24的电阻值。在每一个步骤处，控制器读出能量估计器26的输出，并确定新的能量估计是大于还是小于前面的步骤。

如果新的能量估计较小，则系统控制器19用新的电阻值和能量电平来分别更新保存在缓冲器位置L1和E1中的以前的电阻值记录和能量电平。在较佳实施中，电阻值和能量估计两者都是二进制字。然后系统控制器19继续以它以前路径的相同方向改变电阻值。

如果新的能量估计大于以前的电平，则系统控制器19不应更新缓冲器位置L1和E1。考虑到噪声可能在能量估计中造成寄生峰值，系统控制器19应继续在相同方向上改变电阻值。如果在几个步骤之后能量估计仍大于E1并还似乎增加，则应使电阻值复位到L1以完成R3 24的校正。否则，如果能量估计较低，则系统控制器19应继续通过在相同方向改变电阻值而搜索最小值。

当系统控制器19在它的不是最小或最大的一个点(诸如它的中点值)上开始阶梯24的起始电阻时，应用本规则的一个例外。在这种情况中，在紧接第一步骤之后得到几个比存储在缓冲器E1中的值大的能量估计时，系统控制器19应使它的路径方向反向，并从它的初始开始位置再次开始。通过在中点值处开始，搜索的收敛可以更快。

在能量估计不能确定不同于以前读数E1的任何情况下，系统控制器19不应该更新缓冲器位置L1和E1，并应该以相同的方向逐步改变电阻直到可以确定。

一旦完成电阻阶梯R3 24的校正，就开始选择过程以从组M1到Mn 22中选择最佳平衡网络以匹配环路12和局设备11的阻抗。在少数固定网络的情况中，系统控制器19以单独的方式从组S2到Sn33按顺序地进行，以闭合其余的开关。每个开关的闭合使一个平衡网络连接到次级塞尖和塞环接口30。

在改变开关设置之前，系统控制器19选择并设置差分放大器增益到一个预定值，例如，网络组的最低、最高或中间范围增益值。在闭合从组S2到Sn33的开关时，系统控制器读出能量估计器26的输出。提供能量估计小于存储在缓冲器E1中的值，则系统控制器19用连接到线路的当前网络的识别符Nn更新best_network缓冲器BN。同样，系统控制器19用新的能量估计更新缓冲器E1。然后系统控制器着手除去当前网络并从余留的网络于集连接另一个网络。系统控制器19以该方式进行直到已经对所有网络进行测试。在测试最后的网络Mn时，BN缓冲器包含个别网络的识别符，所述个别网络使在组M1到Mn上的接收31电平最小。可选地，系统控制器19现在可以尝试组合网络M1到Mn，以确定网络的组合是否产生较低的接收31电平。可以测试网络M1到Mn22的所有组合。

在确定从组M1到Mn的最佳单个网络或最佳组合网络之后，系统控制器19就断开从S2到Sn33的所有开关，并仅闭合产生通过缓冲器BN的内容识别的网络所必需的开关。通过断开开关S118除去复合信号源15和直流终端16。接着系统控制器19取得与所选择的平衡网络的识别符相关联的存储在它的存储器中的经预先计算的增益值。然后把差分放大器的增益设置到该值，从而完成校正步骤。

如果在网络选择过程期间的任何时刻，能量估计或是超过或是低于能量估计器26的尺度，则系统控制器19可能选择通过诸如6dB之类的分立的步级来调节差分放大器25的增益，并对全部或部分的网络重复选择步骤。如果两个或多个网络产生几乎相同的能量估计，则系统控制器19还可以选择增加差分放大器25的增益以解泱哪个网络较佳。

如果通过调节电阻、电容或电感元件而全部或部分地实施平衡网络组M1到Mn22，则选择过程可以对相似于上述电阻阶梯R3 24的每个可编程元件使用一个校正步骤。

在用户站13或通信电路14挂机并进入空闲状态时，系统控制器可以让现有的平衡网络仍连接到次级塞尖和塞环接口30或它可以采取回到特殊网络的方法，把所述特殊网络设计成满足挂机阻抗规则。由于空闲的CPE状态引起的平衡网络选择的变化还使差分放大器25的增益进行相应的调节。系统控制器19将使用线路检测功能34检测挂机状态。在真正认为用户站装置13或通信电路14是空闲之前，系统控制器19必须对至少达1.55秒的连续挂机时间间隔计时，以防止错误地中断诸如闪跳(FLASH)之类的直流信号。当用户站装置13或通信电路14接着进行到摘机状态时，系统控制器将把平衡网络选择改变到在缓冲器BN中所识别的那个，并相应地调节差分放大器25的增益。

因为塞尖和塞环语音消除系统允许使用多个平衡网络或一个可调节的网络，所以可以按需要改进系统的消除性能或对其进行标定。在环路12和局设备11阻抗的范围内，附加的平衡网络在阻抗匹配方面提供较佳的覆盖。

在图7中示出根据本人发明的另一个方面的使用电流检测实施的近端语音消除系统的方框图。该系统的工作与图6中的电压检测实施相似。目的仍是形成一个带镜象电路的惠斯登电桥，处理环路和局设备阻抗的经调节的镜象。在图7中的实施使用一个有源元件，而不是试图用诸如R1 17之类的无源元件来检测线路阻抗。具体而言，由组成镜象电流源Q1 117和Q2 124的晶体管对代替阻抗R1 17和组合阻抗R2 23、R3 24和R4 32。特别，晶体管Q1代替阻抗R1 17，而晶体管Q2和一电阻代替阻抗R2 23、R3 24和R4 32。

近端语音消除系统110的电流检测实施使用晶体管电流源配置的特征，从而由于在相同对中的每个晶体管的基极和公共地之间的共同电压，流过一个晶体管(该晶体管的基极连接到集电极而构成二极管)的参考电流将通过它的配对晶体管把幅度和相位两者进行镜象。晶体管Q2 124将镜象通过在次级塞尖和塞环接口上的用户站装置的电流，即参考电流，因此建立通过平衡网络的镜象电流。在基本电流源中，如果两个晶体管的发射极面积是相等的，则参考电流将等于镜象电流。

为了防止电桥的镜象电流使初级塞尖和塞环接口上过度负载，使平衡网络阻抗值应以因数K合适地调节。代替按电压检测实施来调节阻抗，电流检测实施调节镜象电流源Im使之降低K倍。当使用上述网络选择步骤得到环路和市话局设备的组合阻抗和从组M1到Mn33的平衡网络之间的匹配，致使平衡网络的阻抗增大至K倍，晶体管电流源将在电桥的中心抽头处建立相同的电压。

为了说明这种配置怎样从在接收路径上的次级塞尖和塞环接口消除近端语音，还有当提供对来自初级塞尖和塞环接口的信号的访问时，假定环路和市话局设备的组合阻抗是Rs，而平衡网络具有K*Rs的匹配阻抗。便直流电压源Vdc和交流电压源Vx*sin(ωt)与环路和局设备电阻Rs串联。进一步假定次级塞尖和塞环接口具有阻抗Rx。

忽略电流源晶体管Q1 117的二极管压降，参考电流Iref等于(Vdc+Vx*sin(ωt))/(Rs+Rx)。则镜象电流是(Vdc+Vx*sin(ωt))/(K*(Rs+Rx))。因此跨过平衡网络的电压是(Vdc+Vx*sin(ωt))*Rs/(Rs+Rx)。跨过环路和局设备的电压是(Vdc+Vx*sin(ωt))*Rx/(Rs+Rx)。使用差分放大器把这些电压相加提供接收路径的电压Vx*sin(ωt)*(Rx-Rs)/(Rs+Rx)。因此在初级塞尖和塞环接口上的信号出现在接收路径上。

现在假定次级塞尖和塞环接口具有与它的阻抗Rx串联的Vx*sin(ωt))的交流电压源，并假设来自局设备的交流源是关断的，即Vs＝0。参考电流将等于(Vdc-Vx*sin(ωt))/(Rs+Rx))。镜象电流将等于(Vdc-Vx*sin(ωt))/(K*(Rs+Rx))。跨过平衡网络的电压将等于(Vdc-Vx*sin(ωt))*Rs/(Rs+Rx)。跨过环路和局设备的电压是(Vdc-Vx*sin(ωt))*Rs/(Rs+Rx)。使用差分放大器把这些电压柏加提供接收路径的电压为0。在接收路径上已经消除了来自次级塞尖和塞环接口上的交流信号。

和电压检测实施相比电流检测实施至少有三点有利之处。第一，晶体管电流源的电压降约固定在0.5到0.7伏，而巨当用户站装置汲取的电流增加时，该电压降不是线性地增加的。这减少了检测阻抗产生的线路电压的增加，并使系统对市话局设备更为透明。第二，电流检测实施更有益于集成电路制造过程，因为省去了阻抗R1 17所需要的高功率电阻。第三，电流检测实施通过使用具有相似特征的晶体管而省去了对于可调节电阻器阶梯R3 24的需要。虽然使用相似于上面所述的步骤可以用电阻器阶梯进行镜象电流的细调谐，但是可能不需要这样做，因为向差分放大器提供的电压对于与所述晶体管Q2一同使用的电阻的值不是很敏感的。

熟悉本技术领域的人员会注意到图7和所附的说明是在集成电路上实现本人发明的简单的方法。相应地，集成电路元件的其它安排也可能完成图6和图7所描述的功能。特别，在图7的晶体管中，可以由晶体管的其它组合来代替，例如，提供双极型电流源的晶体管。

数字增强系统

在图6中描绘的近端语音消除系统中，通过使调节的阻抗和电话线路的阻抗匹配而得到近端语音的消除。从惠斯登电桥的中心抽头处引出两个信号，并提供给差分放大器25的输入。当阻抗正确地匹配时，每个引出的信号包括幅度相等和相位同步的近端语音信号。差分放大器25使这两个引出的信号相减，从而消除了近端语音分量，并产生合成的接收信号31，该信号只包括从市话局设备11和环路12来的入射在系统10上的那些信号。该技术本质上是模拟的，而且得益于不昂贵的附件装置，所述附件装置是以最少的接口电路连接电话线路所必需的。

在图6中示出的消除系统教导开关元件组22的应用，该开关元件组连接镜象网络以实行惠斯登电桥。在某些情况中，希望省略这些开关元件或进一步改进消除性能而不增加附加的网络。在本申请中前面揭示的的另一种情况是把每个网络持久地连接到镜象检测阻抗23、24和32以及初级塞尖和塞环接口29。在这种配置中，使用多个平衡网络建立惠斯登电桥的多个持久连接的镜象引脚，其中每个平衡网络有它自己的镜象检测阻抗23、24和32。然而，把这种配置的实际使用限制在少数网络。原因是多个持久连接的镜象网络的存在降低了装置的挂机阻抗。如果使用太多的网络，则系统10的挂机阻抗产生这样一种状态，即可靠地拨号和可靠地接收诸如呼叫者ID之类的挂机数据所不希望的状态。

为了使开关元件22成为可选的或进一步改进近端语音消除性能，使用在图8中描绘的配置通过中央处理单元执行一种数学方法。图8示出存在开关元件汲，但是可以用单个或多个永久网络来代替它们。包括中央处理单元190的图8的系统100能够加和乘数字字并包括移相器101和增益控制器103。与大多数回声消除系统不一样，本系统100的独有的属性是它只要求低的处理能力。这允许以简单的微控制器来代替数字信号处理器以执行近端语音消除。本系统100还有一个独有的属性是它提供数字消除能力，这对于需要用最少的接口电路连接电话线的诸如附件之类的装置是很方便的。对于近端语音消除系统所描述的所有上述优点都适用于在图8中示出的数字系统100。此外，数字消除系统100理想地适合于通过中央处理单无190模拟(即，数学地执行)CAS检测器27或FSK解调器28的应用的场合。

在高水平的情况下，数学消除方法包括：(1)应用复合信号源15作为校正信号；(2)从惠斯登电桥的中心对两个引出信号104和105取样；(3)利用移相器101和增益控制器103确定使镜象信号105和参考信号104匹配的最佳的相移和增益因数；(4)除去复合信号源并把最佳相移和增益因数施加到经取样的镜象信号105；以及(5)开始稳态操作，其中使参考信号104和经计算的镜象信号彼此相减以产生数字表示的合成信号，可以把该合成信号传递到执行单音信号检测和FSK解调的数学算法，或传递到产生模拟合成信号的数一模转换器102。

相似于模拟系统10，数学消除方法要求一个校正时间间隔来适应系统100。通过把复合信号源15施加到线路而开始校正方法。复合信号源15可以是正弦波之类的简单信号源，而中央处理单元190只能把信号源接通或断开。然而，复合信号源15也可以是一个幅度和相位两者都受中央处理单元190控制的信号。这种信号可以是通过一系列移位寄存器数学地产生的伪噪声序列。在这种情况中，复合信号源15好象数一模转换器一样，通过中央处理单元190向它馈送数字字以通过直接数字合成而产生信号。该方法允许消除系统100的更正确的校正。

数学消除系统100包括模一数(A/D)转换器102以对从惠斯登电桥的中心引出的两个信号104和105取样。中央处理器190将对这些引出信号的经取样的形式进行运算，以产生消除了近端语音信号的合成信号。在校正过程的开始处，出现在每个引出信号上的复合信号未必都相同。在校正周期期间，中央处理单元190试图确定最佳的相移和幅度因数。它对一个这样的信号运算并进行合成信号的反馈测量，其目的为使合成信号最小。运算的信号是从惠斯登电桥引出的镜象信号105的经取样的形式。从惠斯登电桥的另一个引脚的引出信号104的经取样的形式将作为参考信号。

在中央处理单元190连接并激励复合信号源之后，系统自适应过程开始，使用模一数转换器102对两个引出信号104和105取样。最好以复合信号的最高频率的20倍或更大的速率对信号进行取样。与参考信号104比较，镜象信号105可能相位变化，时移并具有不同的幅度；。在校正中的第一步，数学消除器确定引出信号104和105之间的相位差和时移。首先通过收集和存储三个或更多个有价值的引出信号周期[3/(1000T)ms]。最好同时收集每个信号的取样。需要取样和存储的信号的总数量约为引出信号之间所期望的时移的两倍。

一旦收集在存储器或记忆装置106中，中央处理单元190就遵循一个系统算法来确定在取样中的镜象信号105所需要的最佳时移。可以应用数个搜索算法。最简单的方法使用具有固定的，递增步级的时移范围。中央处理单元109复制经取样的镜象信号105，并在时移范围的低端处开始把时移施加到镜象信号105。时移可以是正的或负的以计及信号延迟、电容相位延迟和电感相位超前。可以用几种方法来执行时移，但是最简单的方法是通过一个样本的固定增量来偏移所有的点。

如在图9中所示已经施加时移之后，从经取样的参考信号104减去经修改的镜象信号105。在落在经取样的引出信号的时间间隔内的一个窗口上发生减法过程。使用较小的窗口，以致当在镜象信号105中发生偏移时，存在足够的取样点以执行减法计算。最好，在经取样的参考信号104的中央部分建立窗口。窗口尺寸最好是经取样的参考信号宽度的四分之一，以允许对信号延迟和信号超前情况两者进行计算。

然后通过诸如产生信号功率的均方估计的一种信号电平估计算法107处理在减法过程之后的合成数字信号。信号电平估计器产生单个功率估计，使用它作为准则以定出时移因数的大小。把信号功率估计与一个所谓Lowest_power_estimate的存储值进打比较。最初，把Lowest_power_estimate变量设置到它的最高的数字值。如果所测量到的信号功率估计低于Lowest_power_estimate，则把Lowest_power_estimate更新到新的所测量到的信号估计，而且在所谓的Best_time_shift_estimate的变量中存储施加到镜象信号的时移因数。现在，算法循环并进行到时移范围中的下一步。它重复时移的施加以复制经取样的镜象信号105，减法和信号功率估计过程以及对存储的信号功率估计的比较。重复该过程亘到覆盖全部时移范围。

可以使用在信号功率估计中跟踪梯度变化的更先进的算法。如果把梯度设置成较大，则产生发散而不必进一步继续该过程。在这些情况中，这种算法可以有助于把过程收敛在较短的时间中。

一旦已经确定最佳时移，则处理经取样的镜象信号的所存储的复制物，以展示Best_time_shift_estimate。再次把Lowest_power_estimate设置到它的最大数字值。在校正过程中的下一个步骤是寻找在最低复合信号返回中产生的增益或衰减因数。

再一次，可以应用几个搜索算法。最简单的方法使用一个幅度范围，所述幅度范围具有最好与模一数转换器的一个步级相等的固定的增量步级。在该方法中，使经时移的镜象信号乘以幅度因数，并且中央处理单元19和上述相似地进行，从经取样的参考信号104减去经时移的经幅度调节的镜象信号。在图10中示出所述步骤。执行信号功率估计并进行对于最低功率估计的搜索。然而，当所测量的信号功率估计低于Lowest_power_estimate时，不是更新变量Best_time_shift_estimate而是变量Best_amplitude_estimate存储用来乘经偏移的镜象信号的因数。然后便算法循环并进行到幅度范围中的下一个步骤。重复该过程直到覆盖全部幅度范围。相似地，可以使用更先进的算法来跟踪在信号功率估计中的梯度变化以更快地收敛最佳幅度因数。

通过对经取样的参考信号和镜象或经偏移的镜象信号的峰值电平进行比较可以确定幅度范围。通过取参考信号峰值幅度对经偏移的镜象信号峰值幅度的比值(RSP/SMSP)可以估计幅度因数。如果参考信号峰值幅度大于经偏移的镜象信号峰值幅度，则对于较佳的消除需要附加的信号增益。然而，为了增加可靠性，幅度范围在上端处应设置成2*RSP/SMSP，而在下端处应设置成SMSP/(RSP)。如果经偏移的镜象信号峰值幅度大于参考信号峰值幅度，则存在相反的情况，并且为了较佳的消除而需要衰减。

在这种情况中，幅度范围在下端处应设置成RSP/(2*SMSP)而在上端处应设置成SMSP/RSP。另一方面，幅度范围可以是诸如1/128到128的固定范围。

一巳已知时移和幅度因数，中央处理单元190通过切断复合信号源15并把它从电话线路断开而退出校正程序。然后中央处理单元190建立作为Best_amplitude_estimate的幅度因数和作为Best_time_shift_estimate的时移因数。然后它对引出信号104和105开始连续取样，并以实时对镜象信号的经取样的形式施加时移和幅度因数。中央处理单元190还以实时从参考信号中减去经偏移的经幅度调节的镜象信号，以产生合成信号。合成信号是在图6中的接收信号31的经取样的等效信号。在图11中示出所述的步骤。在该信号中消除了近端语音。然后可以把它传递到单音信号检测器27或FSK解调器28的数字实施，或传递到如上所述的用于模拟重建的数一模转换器。

上述算法试图用最低的信号功率估计产生的合成信号来寻找时移和幅度因数。在大多数情况中，这种算法可以满足。然而根据所使用的复合信号，当仅对合成信号组合在本地最小功率估计情况中的结果时，有可能对上述算法寻找最佳时移和最佳幅度因数。在这种情况中，推荐一种对称地处理两维栅网(包括幅度因数与时移因数的关系)的强力方法。不是试图识别这些彼此独立的因数，而是通过试验在图12中所示的网格中的各点进行试验和差错尝试。产生最低信号功率估计的组合是在稳态操作期间要使用的一对因数。

为了使该算法收敛得更快，可以在网格中的每隔二点或三点作初始地估计而不是估计每个点，如图门所示。然而，必需存储对每个点的信号功率估计。在完成初始循环之后，中央处理单元19搜索一个直角的网格，该网格的角上的点具有最低的合成信号功率估计。平均4个角的点的信号功率估计并存储在本地变量中。然后中央处理单元19使用这些4个点的坐标来确定新的幅度和时移范围。然后集中在该空间并按需要交互性地使该过程重复尽可能多的次数。在新的、平均4个点功率估计之间的差比以前的平均4点功率估计的差小2％的点上，使该过程终止，而可以开始转换到稳态的操作。

已经提供仅用于示意和描述本发明的上述说明。不打算使本发明毫无遗漏并限于所揭示的任何明确的形式。在上述教导指引下可以进行许多修改和变化。选择并描述实施例是为了较佳地说明发明的原理，而该发明的实际应用使熟悉本领域技术的人员能够适合于所设想的特殊使用而在各种实施例和各种修改中较佳地利用本发明。

Claims (34)

1.一种用于近端语音消除的组合，所述组合与一环路的塞尖和塞环接口引线相连，并且所述环路与局设备相连，其特征在于，所述组合包括：

第一阻抗元件，它与塞尖和塞环接口引线之一串联，所述第一阻抗元件以及与塞尖和塞环引线相连的环路和局设备的阻抗形成具有中心的惠斯登电桥的一半；

网络装置和与所述网络装置串联的可调节阻抗元件，它们形成惠斯登电桥的另一半，所述网络装置的阻抗与乘以因数K的连接到塞尖和塞环引线的环路和局设备阻抗相匹配，而可调节阻抗与乘以所述因数K的第一阻抗元件的阻抗相匹配，其中K的值在50到1000的范围内；以及

模拟或数字检测器，它跨接惠斯登电桥的中心，并连接到在所述一半惠斯登电桥中的第一阻抗元件与环路和局设备的阻抗之间的连接点，以及所述另一半惠斯登电桥的所述网络装置与可调节阻抗元件之间的连接点；

其中，所述第一阻抗元件是第一晶体管或晶体管组合，所述可调节阻抗元件是第二晶体管或晶体管组合，并且流过所述第二晶体管或晶体管组合的电流以因数1/K镜象反射流过所述第一晶体管或晶体管组合的电流。

2.如权利要求1所述的组合，其特征在于，所述检测器是模拟检测器并且包含一个差分放大器。

3.如权利要求1所述的组合，其特征在于，所述检测器是数字检测器并且包含一个模-数转换器。

4.一种用于近端语音消除的组合，所述组合与一环路的塞尖和塞环接口引线相连，并且所述环路与局设备相连，其特征在于，所述组合包括：

第一阻抗元件，它与塞尖和塞环接口引线之一串联，所述第一阻抗元件以及与塞尖和塞环引线相连的环路和局设备的阻抗形成具有中心的惠斯登电桥的一半；

网络装置和与所述网络装置串联的可调节阻抗元件，它们形成惠斯登电桥的另一半，所述网络装置的阻抗与乘以因数K的连接到塞尖和塞环引线的环路和局设备阻抗相匹配，而可调节阻抗与乘以所述因数K的第一阻抗元件的阻抗相匹配，其中K的值在50到1000的范围内；以及

模拟或数字检测器，它跨接惠斯登电桥的中心，并连接到在所述一半惠斯登电桥中的第一阻抗元件与环路和局设备的阻抗之间的连接点，以及所述另一半惠斯登电桥的所述网络装置与可调节阻抗元件之间的连接点；和

系统控制器，用于改变所述可调节阻抗元件的阻抗，以使所述可调节阻抗元件以所述因数K镜象反射所述第一阻抗元件的阻抗。

5.根据权利要求4的组合，其特征在于，所述网络装置包括多个具有不同阻抗的网络，并且所述系统控制器还被构造成用于选择所述多个网络中对环路和局设备的阻抗作镜象反射的那个网络。

6.根据权利要求4的组合，其特征在于，所述第一阻抗元件是一个具有已知小电阻值的电阻器，并且所述可调节阻抗元件包括由电阻器组成的一个串并联组合，所述串并联组合包括一个可开关的电阻阶梯。

7.根据权利要求4的组合，其特征在于，所述检测器是一差分放大器，它的输出是经衰减或经消除的近端语音和从环路发出的单音信号，所述组合还包括一个或多个单音信号检测器或数据接收器，用于接收所述差分放大器的所述输出。

8.根据权利要求4的组合，其特征在于，所述第一阻抗元件是具有已知小电阻值的电阻器，所述可调节阻抗元件包括与一固定电阻器和一可调节电阻器阶梯并联的检测电阻器，所述系统控制器还被构造成控制在所述电阻器阶梯上的抽头断开和闭合，以引起所述可调节阻抗元件以所述因数K镜象反射具有已知小电阻值的所述电阻器的阻抗。

9.根据权利要求5的组合，其特征在于，所述网络装置包括多个具有不同阻抗的网络以及用于在惠斯登电桥中连接所述多个网络之一的开关装置，所述组合还包括一能量估计器，用于确定所述多个网络中的哪个网络以因数K镜象反射环路和局设备的阻抗，所述系统控制器对所述能量估计器作出响应，针对所述多个网络中的一个或多个网络操作所述开关装置。

10.根据权利要求5的组合，其特征在于，所述网络装置包括多个具有不同阻抗的网络，每个网络永久地连接到塞尖和塞环接口的一条引线和它自己的可调节阻抗元件，因此形成惠斯登电桥的多个一半。

11.根据权利要求10的组合，其特征在于，还包括一能量估计器，用于确定所述多个网络中的哪个网络以因数K镜象反射环路和局设备的阻抗，所述系统控制器对所述能量估计器作出响应，操作一开关装置以选择检测器输出。

12.根据权利要求4的组合，其特征在于，所达网络装置包括多个具有不同阻抗的网络和用于在惠斯登电桥中连接所述多个网络之一的开关装置，所述组合还包括一能量估计器，用于确定所述多个网络中哪个网络以因数K镜象反射环路和局设备的阻抗，所述系统控制器对所述能量估计器作出响应，对所述多个网络之一操作所述开关装置。

13.一种用于消除入射在塞尖和塞环单音检测器上的近端语音或信号的设备，所述设备连接到具有来自一环路的引线的初级塞尖和塞环接口，所述环路与局设备相连，并所述设备连接到次级塞尖和塞环接口，其特征在于，所述设备包括：

检测电阻器，它与初级塞尖和塞环接口的引线之一串联，所述检测电阻器以及环路和局设备形成具有第一和第二中心抽头的惠斯登电桥的一半；

可变镜象电路，它具有的阻抗比所述检测电阻器的阻抗大K倍，其中K的值在50到1000的范围内；

平衡网络，它连接到次级塞尖和塞环接口，可以选择所述平衡网络以得到与在初级塞尖和塞环接口上遇到的阻抗最佳匹配的阻抗，所述平衡网络与所述可变镜象电路相连，使得所述可变镜象电路和所述平衡网络形成所述惠斯登电桥的另一半；以及

模拟或数字检测器，用于检测近端语音的消除，并被跨接于所述惠斯登电桥的中心抽头；

其中，所述检测电阻器具有小电阻值；并且

所述可变镜象电路包括：

第一电阻器，它具有比所述检测电阻器稍大的阻抗；

一串联电路，所述串联电路由一可开关的电阻器阶梯和第二电阻器组成，

所述串联电路与第一电阻器并联，并且所述第二电阻器具有的阻抗对所述第

二电阻器和所述电阻器阶梯的组合电阻进行整体补偿，而所述电阻器阶梯为

所述第二电阻器和所述电阻器阶梯的组合电阻提供精细调节。

14.如权利要求13所述的设备，其特征在于，所述检测器是模拟检测器并且包含一个差分放大器。

15.如权利要求13所述的设备，其特征在于，所述检测器是数字检测器并且包含一个模-数转换器。

16.根据权利要求13的设备，其特征在于，所述平衡网络包括多个具有不同阻抗的网络。

17.根据权利要求16的设备，其特征在于，所述平衡网络永久地连接到塞尖和塞环接口的一条引线和它自己的可变镜象电路。

18.根据权利要求16的设备，其特征在于，还包括开关装置，用于连接在惠斯登电桥中的一个或多个所述网络。

19.根据权利要求14的设备，其特征在于，所述差分放大器具有一输出端、第一输入端和第二输入端，所述第一输入端被电容性地耦合到初级塞尖和塞环接口上与所述检测电阻器相连的引线，所述第二输入端被电容性地耦合到在所述平衡网络和所述可变镜象电路之间的公共结点，所述输出端被耦合到单音检测器或数据接收器，以便向所述单音检测器或数据接收器提供经衰减和经消除的近端语音和从环路发出的单音信号。

20.根据权利要求14的设备，其特征在于，还包括多个差分放大器，其中每个差分放大器都具有一个输出端、第一输入端和第二输入端，并且每个差分放大器的第一输入端被电容性地耦合到初级塞尖和塞环接口上与所述检测电阻器相连的引线，每个差分放大器的第二输入端被分别电容性地耦合到在所述平衡网络和它的可变镜象电路之间的公共结点，每半个惠斯登电桥有一个放大器，共有数个，并且所述差分放大器的输出端选择性地耦合到单音检测器、数据接收器或者希望衰减或消除从环路发出的近端语音信号的其他元件。

21.根据权利要求16的设备，其特征在于，所述检测器是一差分放大器，并且所述设备还包括系统控制器，所述系统控制器用于调谐所述电阻器阶梯使之以因数K与检测电阻器匹配，把所述平衡网络连接到次级塞尖和塞环接口，设置在所述差分放大器中的增益，并且确定哪个平衡网络与在初级塞尖和塞环接口上遇到的阻抗匹配最佳。

22.根据权利要求20的设备，其特征在于，还包括系统控制器，所述系统控制器用于设置在每个所述差分放大器中的增益，并确定所述差分放大器中哪个输出产生近端信号的最佳消除，从而选择带有所述平衡网络的惠斯登电桥的半个电路，其中所述平衡网络与在初级塞尖和塞环接口上遇到的阻抗匹配最佳。

23.根据权利要求13的设备，其特征在于，所述检测器包括：

模-数转换器，所述模-数转换器耦合到惠斯登电桥的第一和第二中心抽头；以及

处理单元，它与所述模-数转换器耦连。

24.根据权利要求23的设备，其特征在于，还包括在所述处理单元控制下的复合信号源。

25.根据权利要求24的设备，其特征在于，所述复合信号源包括一数-模转换器，所述处理单元向其馈送数字字。

26.根据权利要求24的设备，其特征在于，所述模-数转换器以一速率对模拟信号取样，其中所述取样速率大约为所述复合信号源产生的复合信号之最高频率的20倍或更多倍。

27.一种用于单音信号检测器的近端语音消除的设备，所述单音信号检测器接收环路上的单音，其特征在于，所述设备包括：

第一阻抗装置，它与来自环路的塞尖和塞环接口的引线之一串联，并与环路和局设备一起形成具有第一和第二中心抽头的惠斯登电桥的一半；

第二可变阻抗装置，它具有的镜象阻抗比第一阻抗装置的阻抗大K倍，其中K的值在50到1000的范围内，第二可变阻抗装置与一已知的网络装置串联，第二可变阻抗装置和所述已知的网络装置串联形成惠斯登电桥的第二个一半；

处理器，用于确定所述第二可变阻抗装置的所述镜象阻抗，它与乘以因数K的所述第一阻抗装置的阻抗匹配最佳；以及

差分放大器，它跨接在惠斯登电桥的中心抽头上，用于消除近端语音。

28.一种用于单音信号检测器的近端语音消除的设备，所述单音信号检测器检测来自一环路的塞尖和塞环接口引线上的单音信号，其特征在于，所述设备包括：

第一阻抗装置，它与所述塞尖和塞环接口引线之一串联，并与环路和局设备一起形成具有第一和第二中心抽头的惠斯登电桥的一半；

第二可变阻抗装置，它具有的镜象阻抗比第一阻抗装置的阻抗大K倍，，第二可变阻抗装置与一已知的网络装置串联，第二可变阻抗装置和所述已知的网络装置串联形成惠斯登电桥的第二个一半，并且K的值在50到1000的范围内；

处理器装置，用于确定所述第二可变阻抗装置的所述镜象阻抗，它与乘以因数K的所述第一阻抗装置的阻抗匹配最佳；以及

模拟或数字检测器，它跨接在惠斯登电桥的中心抽头上，用于消除近端语音。

29.如权利要求28所述的设备，其特征在于，所述模拟或数字检测器是一差分放大器，或者是模-数转换器。

30.根据权利要求29的设备，其特征在于，所述处理器装置包括线路缓冲器、能量缓冲器以及网络元件识别缓冲器。

31.根据权利要求29的设备，其特征在于，所述处理器装置包括移相电路、增益控制电路、存储器以及信号电平估计电路。

32.一种用于单音信号检测器的近端语音消除的方法，所述单音信号检测器检测来自一环路的塞尖和塞环接口引线上的单音信号，其中所述环路与一中央局相连，其特征在于，所述方法包括下列步骤：

使第一阻抗元件与塞尖和塞环接口引线之一串联，第一阻抗元件以及环路和局设备的阻抗形成具有第一和第二中心抽头的惠斯登电桥的一半；

耦合一可变阻抗元件，使之与网络装置串联连接，形成惠斯登电桥的另一半，以致所述可变阻抗元件和网络装置分别与乘以因数K的第一阻抗元件的阻抗以及乘以因数K的环路和局设备的阻抗相匹配，其中K的值在50到1000的范围内；以及

检测在惠斯登电桥第一个一半中，在第一阻抗元件和环路阻抗之间连接点处以及在惠斯登电桥另一半中在网络装置和可变阻抗元件之间连接点处跨接在惠斯登电桥上的信号；

监视跨接在塞尖和塞环引线上的电压；以及

根据所述监视电压，向系统控制器指出环路的塞尖和塞环引线的状态。

33.根据权利要求32的方法，其特征在于，所述检测步骤是由一差分放大器执行的，并且所述耦合步骤包括下列步骤：

响应于向系统控制器指出的状态，跨过环路的塞尖和塞环引线施加一直流线路终端和校正信号；

把一模拟或数字输出提供给系统控制器，所述模拟或数字输出正比于单音信号检测器处的能量；

响应于在系统控制器处提供的模拟或数字输出，选择性地调节可变阻抗，以致可变阻抗近似于第一阻抗的K倍；

系统控制器选择性地选择使近端语音能量最小的网络装置；以及

根据所述被选择的网络装置，设定差分放大器输出。

34.根据权利要求32的方法，其特征在于，所述耦合步骤包括下列步骤：

响应于向系统控制器指出的状态，跨过环路的塞尖和塞环引线施加一直流线路终端和校正信号；

响应于所述校正信号，对惠斯登电桥的第一和第二中心抽头取样，以得到一参考信号：

使用移相和增益控制装置，使所述参考信号与跨过可变阻抗出现的信号相匹配，以产生经匹配的移相和增益控制因数；

把经匹配的移相和增益控制因数施加到跨过可变阻抗出现的信号，以产生经处理的信号：以及

从所述参考信号中减去所述经处理的信号，以产生近端信号已经被衰减或消除的结果数字信号。

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