MXPA00010201A - Metodo y sistema para la cancelacion de habla del extremo cercano escalable para detectores de señal de tonos de punta y nuca - Google Patents

Abstract

La presente invención se refiere a un método y sistema (10) para proporcionar supresión de energía de habla del extremo cercano para detectores de señales de tonos (27) o desmodulador de FSK (28) . De acuerdo con la invención, un sistema o dispositivo (100) es conectado entre la punta y nuca en un circuito (12) del abonado, el circuito (12) del abonado es conectado a equipo central (11) y aquel equipo (13) de la estación del abonado. El sistema (100) incluye una interfase de recepción que es conectada ya sea a un detector (26) de señales de tono o un modulador (28) de manipulación de desplazamiento de frecuencia. El sistema (100) obtiene la cancelación de habla mediante la formación de un puente de Wheatstone con un circuito de Wheatstone que posee una imagen escalada de la impedancia de circuito y de equipo de oficina. En una modalidad de la invención, el puente de Wheatstone es formado utilizando la impedancia combinada del circuito (12) y equipo de oficina (11) como la impedancia que se va hacer corresponder mediante un ajuste o conjunto de redes equilibradas incluidas dentro del sistema.

Description

MÉTODO Y SISTEMA PARA LA CANCELACIÓN DE HABLA DEL EXTREMO CERCANO ESCALABLE PARA DETECTORES DE SEÑAL DE TONOS DE PUNTA Y NUCA CAMPO DE LA INVENCIÓN La presente invención es concerniente con métodos y sistemas que proporcionan supresión de energía de habla del extremo cercano para aplicaciones que incluyen, pero no limitadas a mejora del desempeño de habla apagada (habla apagada es la falsa aceptación de habla, música o ruidos de fondo como depósitos válidos de monedas) y habla descendente (habla descendente es la falla en reconocer una señal de tono dual válida del habla sobrepuesta u otro ruido que puede ser ya sea de la línea de monedas de origen o el extremo terminante) de los sistemas de detección de tonos de señal en banda. En particular, la presente invención describe un método y sistema que proporciona interconexión entre la interfase de línea telefónica, de línea y nuca y equipo de comunicaciones subsecuente para los propósitos de calibrar un circuito de punteo de línea seleccionable y que extrae una sola trayectoria unidireccional que contiene predominantemente energía del extremo lejano en donde las' señales de habla del extremo cercano han sido canceladas. El método y sistema proporciona inherentemente acceso a señales de servicios en estado de colgado, tales como transmisiones Ref: 123512 de datos de identificación de la parte que efectúa la llamada.

ANTECEDENTES DE LA INVENCIÓN Los sistemas de cancelación de eco son utilizados ampliamente en la red telefónica y en equipo de estación. La función tradicional de los sistemas de cancelación de eco en la red telefónica ha sido mejorar la calidad de un canal de transmisión al eliminar las reflexiones de señal indeseables que se presentan en puntos de desajuste de impedancia en el circuito de comunicación. Los canceladores de eco también se han empleado en equipo de estación por la mayor parte para permitir transmisión de datos dúplex plenos de alta velocidad. Con la interrupción de los servicios telefónicos nuevos dirigidos al abonado residencial análogo, los canceladores de eco o sistemas de cancelación de habla del extremo cercano se han vuelto recientemente de importancia significativa en equipos de estación del abonado para mejorar el desempeño de los detectores de señal de tonos en banda. Los esquemas de señalización de tonos en banda que utilizan combinaciones de frecuencias discretas se han utilizado por mucho tiempo en el sistema telefónico. La ventaja principal de la señalización de tonos en banda es que el mismo espectro que normalmente porta habla del cliente puede ser utilizado para transmitir alternativamente información de señales y de control. La compartición de la banda de voz es esencial en situaciones en donde el ancho de banda es limitado y los canales de control especializados son ya sea demasiados costosos o presentan una degradación al servicio. Algunos de los ejemplos más comunes de la señalización de tonos en banda utilizados en la red telefónica hoy en día incluyen señales de avance de la llamada, tales como tono de marcación, tono de marcación detenido, repique audible, ocupado, reordenación, espera de llamada, etc. y las señales de multifrecuencia de tono dual (DTMF) utilizadas predominantemente para la marcación. En años recientes, nuevos servicios telefónicos tales como entrega de identidad del que llama en espera de llamada (CIDCW) , espera de llamada de lujo (CWD) y plataformas de telefonía de pantalla tales como la interfase de servicios de pantalla análogos (ADSI) e Internet o teléfono de red, se han desplegado y requieren detección de señal de tonos de equipo en las instalaciones del cliente (CPE) confiable para las señales enviadas por un sistema de comunicación de control de programa almacenado (SPCSS) o un servidor del extremo lejano. Estos servicios y plataformas, alentados por muchos avances tecnológicos en semiconductores, están transformando el equipo telefónico convencional en una terminal de comunicaciones integrada sofisticada que porta una pantalla de cristal líquido y teclado que bajo el microprscesador, si no procesador de señales digitales, pueden controlar el seguimiento de estado de una llamada y reaccionar a las señales de red y de tono del extremo lejano. Todos los sistemas de señalización de tonos en banda están instalados en la creencia de que una señal de tono puede ser detectada confiablemente. Para el equipo en las instalaciones del cliente (CPE) la interfase de servicios de pantalla análoga (ADSI), la detección confiable de las señales de avance de llamada de red es necesaria para que el CPE de seguimiento apropiadamente al estado de la llamada y genere eventos internos que van hacer procesados por un guión de servicio descargable residente en el CPE. Para los CPE de CIDCW y CWT, la detección confiable de la señal de alerta del CPE (CAS) es necesaria para acoplar el modo de transmisión de datos en estado descolgado del CPE para la recepción de una ráfaga de datos que contiene él número, nombre, ubicación o número de identificación personal de la parte que efectúa la llamada. Para las máquinas contestadoras telefónicas y sistemas de correo de voz la detección confiable de señales de DTMF es necesaria para permitir que el abonado especifique acciones de edición y control, aún durante la reproducción de los mensajes de voz. En tanto que la reutilización de un canal en banda proporciona un medio eficiente para señalización de red a equipo de estación o servidor a equipo de estación, problemas significativos relacionados con el reconocimiento de la señal pueden ser encontrados por los equipos de estación que intentan detectar señales de tonos. Dos problemas tradicionales con- la detección de señales de tonos en banda son el habla apagada y el habla descendente del detector. El habla apagada se presenta siempre que un detector de señales de tonos acepta erróneamente limitaciones de señales producidas por habla, música o ruido como señales de tono válidas. Estudios, experimentación y experiencia de campo han confirmado decisivamente que le habla humana puede imitar algunas de las propiedades espectrales y temporales de señales de tonos. La combinación de consonantes, vocales, silabas y acentos que se presentan frecuentemente en una conversación • telefónica ordinaria pueden provocar que un detector de señales de tono avance a un estado de habla apagada. Desde el primer uso de la señalización de tonos en banda en la red telefónica ha habido un desafío en diseñar sistemas de detección de señales de tono confiables que sean no sensibles a las imitaciones de señal. El habla descendente es otra característica de desempeño significativa de los detectores de señal de tono. El habla descendente se presenta siempre que un detector de señal de tono fracasa en reconocer una señal de tonos válida debido a que estaba enmascarada o era de validación denegada como una señal de tono debido a la energía extraña presente en la línea. En algunas instancias las señales de tono pueden competir con habla, música y otro ruido de fondo. La presencia de estas señales complejas distorsionan las señales de tonos válidas y puede deteriorar su detección. El habla apagada y el habla descendente son dos medidas de desempeño críticas para un detector de señales de tono. Describen respectivamente la capacidad del detector para resistir a las imitaciones de señal y para reconocer las señales de tonos válidas obscurecidas por habla, música o ruido. Aunque la detección de señales de tono ha sido una técnica prevaleciente en la red telefónica por décadas, solo recientemente tiene la necesidad de desempeño de habla apagada y habla descendente robusta se ha requerido simultáneamente en una aplicación. Por la mayor parte, las apreciaciones de señales de tono de la técnica previa, tales como marcación de DTMF, se ha beneficiado de ambientes en donde el desempeño de habla descendente del detector podría ser sacrificada a favor de mejorar el desempeño de habla apagada. Con el advenimiento de CIDCW, CWD y ADSI, un desempeño simultaneo robusto de habla apagada y habla descendente se ha vuelto una necesidad. Bellcore ha especificado criterios de ajuste de estación o CPE en documentos de Bellcore SR-TSV-002476, y titulado "Customer Premises Equipment Compatibility Considerations for the Voiceband Data Transmission Interface", número 1, diciembre de 1992 y SR-3004, intitulado "Testing Guidelines for /Analog Type 1, 2 and 3 CPE Described in SR-INS-002726", enero de 1995, que trata el desempeño de habla apagada y habla descendente de los detectores de señales de tono paras las señales de avance de llamada y de CAS. Las recomendaciones contenidas en estos documentos requieren una detección de señal de tono altamente confiable. Por ejemplo, SR-TSV-002476 recomienda que un detector de CAS responda a no más de una imitación de señal en 45 horas de exposición a cantidades iguales de habla telefónica del extremo cercano y el extremo lejano de nivel promedio. Los criterios de habla descendente que deben ser obtenidos simultáneamente mediante este detector de señales de tono de CAS para el parlante del extremo cercano promedio en un circuito promedio son el reconocimiento del 99% de todos los CAS válidos. La combinacion.de estos criterios de desempeño hace a los detectores de señales de tono CAS que cumplen con el SR-TSV-00274 argumentablemente los detectores de señales de tono en banda más robustos nunca desplegados en la red telefónica. Para los sistemas de detecciones de señales de tono utilizados en una locación del abonado, las imitaciones de señal pueden proceder de la voz del abonado del extremo cercano también como la voz de una parte del extremo lejano.

La voz del abonado del extremo cercano es usualmente la fuente dominante de habla apagada debido a que el nivel de habla eléctrica del abonado del extremo cercano es significativamente más fuerte que aquel del extremo lejano. La señal de habla de la parte del extremo lejano es reducida por la pérdida en dos circuitos, esto es, el circuito de la parte del extremo lejano y el circuito del abonado del extremo cercano y una pérdida de red intermedia antes de que aparezca en el equipo de estación del abonado del extremo cercano. El abonado del extremo cercano es también la causa dominante de. habla descendente puesto que las señales como CAS y señales de avance de llamada son normalmente transmitidas de la SPCSS de la oficina central en tanto que la parte del extremo lejano esta ya sea en estado de no habla (enmudecida) o todavía no conectada. Es característica de los detectores de señales de tono emplear el concepto de acción de protección o de seguridad para resistir a las imitaciones de señales de tono y ganar un grado de inmunidad al habla apagada. Tales detectores validan una señal de tonos solamente si se satisface una cierta proporción de señal a protección o seguridad para cada componente de frecuencia de señal de tono. La proporción de señal a seguridad o protección es la proporción de la potencia presente en una banda de señal de tono a la potencia presente en una o varias banda de seguridad o protección designadas. La banda de seguridad o protección es una porción de la banda de voz que el detector de señales de tono utiliza para extraer información acerca de la pureza de la señal de tono. Una sola banda de seguridad o protección puede ser seleccionada para todos los componentes de frecuencia de señal de tono o se puede utilizar una combinación de varias bandas de protección. Los detectores que utilizan el principio de protección requieren usualmente una proporción de señal a protección positiva grande para validar las señales de tono entrantes para minimizar el habla apagada. Una proporción de señal a protección grande demanda que la energía dentro de la banda de frecuencia de señalización sea relativamente pura con respecto a la energía en la (s) banda (s) de protección. Puesto que es probable que el habla produzca energía significativa a frecuencias fuera de las bandas de señalización, esta condición rechaza muchas configuraciones de energía potencial que podrían poner en habla apagada a un detector y de aquí mejoran el desempeño del habla apagada del detector de señales de tono. Aunque esta estrategia puede proporcionar buen desempeño de habla apagada, es probable que el desempeño de habla descendente sufra a no ser que el habla, música o ruido que se pueda mezclar con una señal de tono sea atenuado o cancelado exitosamente. Se han empleado dos procedimientos básicos por la mayoría de los nuevos CIDCW, CWD y ADSI CPE para proporcionar desempeño del detector de señal de tono satisfactorio. El procedimiento más simple ha sido la conexión directa, en paralelo del detector de señales de tono a la interfase de punto y nuca. Mejores arreglos han colocado el detector de señales de tono detrás de un dispositivo de separación de trayectoria de habla que atenúa inherentemente el nivel de habla del extremo cercano. Arreglos más complejos han utilizado técnicas de cancelación análogas y digitales. Un examen más cercano de las implementaciones de la técnica previa existentes que caen dentro de estas dos categorías revelan sus desventajas, ventajas y los beneficios de la presente invención.

Método 1 En el procedimiento más simple, el detector de señales de tono es unido o ponteado directamente a través de la interfase de punta y nuca del equipo de estación como se ilustra en la figura 1. Este arreglo es ventajoso principalmente debido a su mínima complejidad de interconexión de línea. El detector de señales de tono escucha pasivamente a través de la línea. Su conexión de alta impedancia y de línea paralelo significa que no interfiere con otros equipos de estación en la misma línea o equipo de comunicación más allá de su punto de presencia. Proporciona acceso a señales de servicio en el estado de colgado, tales como entrega de identidad de llamada (CID) . Su método de interconexión es también muy propenso a dispositivos de comunicación adjuntos que no incorporan ningún tipo circuito de terminación de línea que puedan normalmente ser utilizado en un teléfono integrado. La desventaja principal del arreglo de punta y nuca ponteado es que presenta el ambiente de detección de señal de tono del peor caso. El detector de señal de tono en este arreglo está expuesto a la plena potencia del habla del extremo cercano. Esto crea dificultades significativas para obtener un desempeño de habla apagada y habla descendente robusto. Un estudio de los niveles de habla, ajustados y convertidos para obtener niveles en el equipo de estación, indica que el habla telefónica del extremo cercano tiene un nivel de habla activa (ASL) promedio de —19 dBm con una distribución gausiana y desviación estándar de aproximadamente 4 decibeles. Utilizando el caso sigma tres como el limite superior, los niveles de habla del extremo cercano en la interfase de punta y nuca del abonado alcanzan niveles tan altos como de -7dBm de ASL. La experimentación y la experiencia han mostrado decisivamente que el desempeño de habla apagada y habla descendente de un detector de señales de tono se degrada rápidamente a medida que el nivel de habla se incrementa. La proporción de habla apagada o número de hablas apagadas por hora, tienden a elevarse exponencialmente con el nivel de habla incrementado. Los niveles de habla a -7 dBm de ASL son extremadamente fuertes y poseen usualmente una amenaza sustancial de habla apagada y habla descendente. Aunque poseen baja complejidad de interconexión, los arreglos de punta y nuca ponteados no ofrecen beneficio de reducir el nivel de habla del extremo cercano. El habla del extremo cercano presenta una amenaza aún mayor para los detectores de señales de tono de CAS. No solamente son los niveles de habla fuertes sino que la amenaza del habla apagada es incrementada adicionalmente debido a que es probable que el habla del extremo cercano sea pre-enfatizada por el equipo telefónico del microteléfono del abonado. Históricamente, la respuesta del transmisor del microteléfono proporciona ganancia en la banda de voz superior para contrarrestar el efecto de pérdida del circuito. Aunque la mayor parte de energía de habla se encuentra en la parte inferior de la banda de voz (menor de 1000 hertz) , estudios psicológicos han determinado que la energía en la banda de voz superior es necesaria y crítica para mantener la inteligibilidad del habla. Como resultado, los transmisores telefónicos han sido diseñados históricamente para suministrar un refuerzo de energía en la banda de voz superior. Un estudio del equipo telefónico disponible comercialmente indica que un transmisor promedio característico puede ser aproximado por una línea recta con pendiente positiva de 300 hertz a 3000 hertz en una escala de frecuencia logarítmica, con una respuesta a 300 hertz a 5 decibeles relativa a 1000 hertz y una respuesta a 3000 hertz 5 decibeles más alta en relación a 1000 hertz. Puesto que las frecuencias de CAS, 2130 y 2750 hertz, se encuentran en la banda de voz superior, el preenfasis del transmisor colocará más energía de habla en las señales de banda y creara aún más potencial para el habla apagada que no es mitigado por el arreglo de punta y nuca ponteado. El habla descendente del sector de señales de tono es también un problema para el arreglo de punta y nuca ponteado debido a que la energía de habla del extremo cercano frecuentemente superara la energía de señal de tono. En el caso de CIDCW, por ejemplo, la CAS es comúnmente enviada del SPCSS a menos 15dBm por tono. La atenuación debida a la respuesta del circuito puede introducir hasta 15 decibeles de pérdida en el caso del 99 porcentil. Puesto que el habla del extremo cercano se puede combinar con CAS los detectores de señales de tono de CAS de punta y nuca estarán expuestos a una proporción de señal a habla del peor caso de -23 decibeles (-15- (-7) decibeles) . La detección confiable de las señales de tono con tal proporción de señal a ruido deficiente es difícil, aún para los detectores liberales que hacen poco intento para rechazar las imitaciones de señal.

Con un detector de señales de tono que emplea el principio de protección mencionado anteriormente, los criterios de calificación de la proporción de señal a protección o seguridad no serían satisfechos en muchas instancias de señales de tono legítimas debido a que la energía de habla del extremo cercano corrompería significativamente la señal. Como se enseña en la patente norteamericana No. 5,59,774 expedida a Batista et al., intitulada, "Method and System for Detecting at a Selected Station an Alerting Signal in the Presence of Speech", los detectores de señales de tonos pueden ser diseñados para proporcionar buen desempeño de habla apagada y habla descendente para aplicaciones de punta y nuca ponteadas. Sin embargo, el ajuste meticuloso de los parámetros detección que es necesario para obtener el equilibrio apropiado de desempeño de habla apagada y habla descendente en estos diseños es un proceso difícil y que toma mucho tiempo. Además, no hay ninguna garantía que el diseño de detector final será conducente a un proceso de fabricación específico. En resumen, el arreglo de detector de señal de punta y nuca ponteado es un método simple, no intrusivo para tener acceso a señales de servicio, tales como señales de tono en banda y señales de transmisión de datos de CID en el estado de colgado. Sin embargo, desde el punto de vista de detección de señales de tono, es el arreglo más difícil para obtener buen desempeño de habla apagada y habla descendente debido a que no hace nada para reducir el nivel de habla del extremo cercano incidente en un detector de señales de tono. La técnica previa ya ha establecido que los detectores de señal de tonos de punta y nuca con buen desempeño de habla apagada y habla descendente, en tanto que son obtenibles, son extremadamente difícil de diseñar e integrar.

Método 2 Un segundo arreglo común empleado en conjunción con los detectores de señal de tono que proporcionan desempeño de habla apagada y habla descendente mejorada sin modificaciones a un algoritmo de detector de señal de tono es ilustrado en la figura 2. En este sistema, el detector de señal de tono es localizado detrás de un dispositivo al que se hace referencia comúnmente como un híbrido. El híbrido es un dispositivo que convierte la trayectoria bidimensional en la interfase de punta y nuca en dos trayectorias unidireccionales separadas para transmitir y recibir. Las señales del extremo lejano de red en la interfase de punta y nuca aparecen en la trayectoria de recepción en donde el detector de señales de tono es conectado. Las señales del extremo cercano son transferidas idealmente desde la trayectoria de transmisión detrás del híbrido a la interfase de punta y nuca.

En la práctica, algunas fugas de energía de habla del extremo cercano se presentaran a través del híbrido y aparecerán en la entrada al detector de señales de tono. La cantidad por la cual la energía del extremo cercano a una frecuencia dada es atenuada por el híbrido es conocida como la pérdida transhíbrida. La pérdida transhíbrida es función de qué tan bien la impedancia de la red de equilibrio coincide con la impedancia presentada por la interfase de punta y nuca. La cantidad de pérdida híbrida es crítica para el desempeño del detector de señales de tono en este arreglo debido a que la pérdida del transhibrido efectúa una reducción en el nivel de habla del extremo cercano incidente sobre el detector de señales de tono. La atenuación del nivel de habla del extremo cercano es útil debido a que reduce dualmente la probabilidad de la presencia de habla apagada y la probabilidad de que el habla del extremo cercano corrompa una CAS entrante. Con una pérdida transhíbrida de 6 decibeles, por ejemplo, el nivel de habla del extremo cercano que aparece en la entrada del detector de señales de tono será reducido de -7 a -13dBm a SL y la proporción de señal a ruido mejorará de -23 a —7 en el arreglo de punta y nuca ponteado. La experimentación experiencia han demostrado que una reducción de 3 decibeles en el nivel de habla del extremo cercano o una mejora similar en la proporción de señal a habla mejora espectacularmente el desempeño de habla apagada y habla descendente de un detector de señales de tono similar a aquel descrito en Batista et al. Además, un beneficio de diseño clave del arreglo híbrido es que hace al equilibrio del intercambio entre el desempeño de habla apagada y habla descendente menos difícil debido a la oscilación dinámica del detector de señales de tono, que es identificada en decibeles entre el nivel de habla en el peor caso y el nivel de tono en el peor caso, ha sido reducido. Debido a que la pérdida transhíbrida disminuye rápidamente a medida que la coincidencia o ajuste entre la impedancia de línea y la red de equilibrio diverja, una sola red puede no proporcionar un grado apropiado de pérdida transhíbrida a través de la gran mayoría de condiciones del circuito. Con una sola red de equilibrio, por ejemplo, la pérdida transhíbrida del peor caso puede fluctuar de 2 a 6 decibeles sobre el dominio de todas las impedancias del circuito en la red de los Estados Unidos de Norteamérica. Para obtener reducción adicional en el nivel de habla en el extremo cercano y mejorar la proporción de señal a ruido, la única red de equilibrio puede ser reemplazada por múltiples redes fijas o una red ajustable como se ilustra en la figura 3. Se hace referencia algunas veces a este arreglo como un cancelador de eco análogo.

Múltiples redes de equilibrio o una red de equilibrio ajustable proporcionan mejora significativa en pérdida transhíbrida en un sistema de red de señal. Las pérdidas transhíbridas mayores de 15 decibeles podrían ser usualmente obtenidas utilizando por lo menos tres redes' fijas. Debido a que más de una red de equilibrio esta disponible, la arquitectura puede incluir un mecanismo (no mostrado) para seleccionar la red óptima para la condición de circuito encontrada. Aunque son favorables desde el punto de vista del desempeño del detector de señales de tono, los arreglos como aquellos mostrados en las figuras 2 y 3 tienen ciertas desventajas. En primer lugar, las arquitecturas híbridas tradicionales son apropiadas para aplicaciones telefónicas integradas en donde la separación de la trayectoria de habla es necesaria inherentemente para proporcionar las funciones de receptor y transmisor del microteléfono. Para dispositivos como accesorios telefónicos, estos sistemas son menos prácticos. Los dispositivos accesorios o adjuntos son conectados usualmente de manera eléctrica en serie con un equipo de estación y por consiguiente deben ser aptos de hacer pasar los atributos de línea telefónica básicos tales como, voltaje de corriente directa, corriente de línea, señales de corriente alterna y repique de potencia. A aquella extensión, es práctica común emplear la solución de punta y nuca ponteada descrita previamente debido a que la interfase de punta y nuca pasa físicamente a través del accesorio de manera no impedida. Para adaptar un arreglo híbrido como aquellos de las figuras 2 y 3 para un accesorio, dos híbridos deben ser colocados de parte posterior a parte posterior de tal manera que la interfase de dos alambres es regenerada para conexión a un equipo telefónico del abonado. Circuitos adicionales son necesarios ya sea para regenerar el voltaje de línea de corriente directa y repique de potencia o para proporcionar un medio para encauzar tales señales alrededor del arreglo de híbridos de extremo posterior a extremo posterior. Luego este arreglo se vuelve similar a un circuito repetidor de red en donde las características de transmisión del repetidor que afectan la calidad de voz y factores como ganancia de circuito cerrado deben ser diseñados cuidadosamente para evitar operación inestable del dispositivo y proporcionar una interfase de línea transparente. Por estas razones, la solución híbrida tradicional útil en equipos telefónicos integrados no es muy práctica para accesorios o adjuntos de bajo costo. Otra consideración importante para los sistemas híbridos de las figuras 2 y 3 es la provisión de tono lateral en equipos de estación integrados. Tradicionalmente, una cierta cantidad de fuga de transhibrido era diseñada intencionalmente en los equipos telefónicos para permitir a los usuarios escuchar una versión atenuada de su propia habla. Psicológicamente, esto proporciona al abonado la impresión de que el aparato de estación es operacional. Como resultado, las pérdidas transhíbridas eran ajustadas para proporcionar no más de 6 decibeles de pérdida para satisfacer los requerimientos de factores humanos en cuanto a tonos laterales. Para el desempeño del detector de señales de tono y diseño del sistema esto presenta una desventaja. Con el fin de incrementar la pérdida transhíbrida de los arreglos en las figuras 2 y 3, un circuito secundario es necesario para proporcionar una trayectoria alternativa para el tono lateral. Hay una tercera desventaja a los arreglos de las figuras 2 y 3 especialmente para aplicaciones de equipo de estación integrados. Hay distancias cuando los elementos funcionales del equipo de estación pueden necesitar tener acceso a las señales de corriente alterna en la interfase de punta y nuca aunque el equipo de estación se encuentre en la condición de colgado. Dos de tales instancias identificables incluyen soporte para intertrabajo de extensión múltiple (MEI) y servicios en estado colgado tales como CID. El MEI es un método y protocolo de señalización para comunicación entre los CPE en una línea del abonado que habilita tres funciones: (1) la recepción de CIDCW por todos los CPE compatibles independientemente de su estado de colgado individual; (2) la generación de señales de línea del abonado, tales como destelleo, para indicar la selección de una acción de control de llamada y (3) la manipulación de interacciones- de señalización de reconocimiento de CAS entre múltiples CPE de CIDCW, CWD y ADSI. Con el fin de llevar a cabo el protocolo de MEE, un CPE debe ser apto para detectar una CAS en tanto que se encuentra en condición colgado. Con los sistemas híbridos ilustrados en las figuras 2 y 3 la función híbrida es en general desconectada de la interfase de línea por la función de conmutación de colgado o no colgado cuando el equipo del abonado se encuentra en la condición colgada. Consecuentemente, el detector de señales de tono, al estar en el lado de recepción del híbrido, perderá acceso a las señales de tono en la interfase de punta y nuca. Para superar esta limitación, se requiere a un más circuitos adicionales para proporcionar una trayectoria de señal alternativa a la interfase de punta y nuca en tanto que el CPE se encuentra colgado. Otra desventaja similar que es fácilmente identificable en los arreglos ilustrados en las figuras 2 y 3 es la dificultad de soportar servicios en estado colgado tales como CID. Los servicios de CID en estado colgado, tales como entrega del número de llamada (CNT) , entrega del nombre del llamador' (CNAM) e indicador de espera de mensaje visual (VMWI) proporcionan datos utilizando la misma técnica de modulación de manipulación de desplazamiento de frecuencia (FSK) como servicios de CIDCW y CWD en estado descolgado. El deseo de elementos funcionales de Cl modulares que lleven a cabo todos los procedimientos necesarios de los protocolos de transmisión de datos en estado descolgado y colgado en el documento de Bellcore GR-30-CORE, "Voiceband Data Transmission Interface" , número 1, diciembre de 1994, ha conducido a la fabricación de circuitos integrados específicos de la aplicación (ASIC) , denominados en la presente como ASIC de CID. Estos dispositivos combinan las desmodulación de FSK y funciones de detección de señales de tono de CAS en un solo dispositivo. Por razones que incluyen la provisión de aplicación universal adjuntos o accesorios y equipos integrados semejantes, la minimización de la complejidad y reducción de conteo de terminales de dispositivo, una sola entrada del dispositivo en el ASIC de CID debe ser compartida para ambos servicios de CID en estado descolgado y en estado colgado. Con los arreglos híbridos ilustrados en las figuras 2 y 3 la reducción en complejidad del circuito ofrecidas por los ASIC de CID es parcialmente desplazada por la necesidad de circuitos externos y control que proporcionan múltiples trayectorias de señal para tener acceso a la interfase de punta y nuca dependiendo de la condición de colgado del CPE. Es una característica altamente deseable que un ASIC DE CID permita que el dispositivo sea injertado a cualquier diseño sin impactar o requerir circuitos específicos o imponer criterios de desempeño en otros aspectos de la arquitectura del sistema.

Método 3 Un tercer arreglo que también se integra en los sistemas ilustrados en las figuras 2 y 3 proporciona mejoras aún significativas en la cancelación de habla del extremo cercano se muestra en la figura 4. En combinación con un híbrido, un cancelador de eco digital puede ser empleado para incrementar la pérdida del transhibrido a 25 decibeles o más. El beneficio primario de un cancelador de eco digital es que elimina prácticamente cualquier probabilidad de habla apagada y habla descendente del extremo cercano debido a que atenúa altamente el eco de habla del extremo cercano. Además de aquellos para los sistemas híbridos de las figuras 2 y 3, la desventaja principal de ese sistema de cancelación de habla son los recursos significativos y circuitos de interfase requeridos. Las implementaciones típicas de los canceladores de eco digitales requieren un microprocesador optimizado para llevar a cabo las operaciones matemáticas que eliminan el eco del extremo cercano, circuitos de interfase para transformar a digitales las señales análogas y soporte de almacenamiento de código de memoria. Si el detector de señal de tono es implementado externo al cancelador de ecos como se ilustra en la figura 4, un convertidor digital a análogo adicional es necesario. Por estas razones, las implementaciones de cancelación de eco digital todavía no se han vuelto prácticas para adjuntos o accesorios de bajo costo y teléfonos integrados.

Método 4 Un cuarto arreglo que ha sido intentado para cancelar el habla del extremo cercano utilizando un circuito de puente de Wheatstone escalado es ilustrado en la figura 5. En la solicitud de patente norteamericana No. 08/540,532, presentada el 10 de octubre de 1995 e intitulada "Apparatus For Dialing Of Called ID Block Code and Receiving Cali Waiting Caller-ID-Signal" . Lim et al., describe un circuito de puente de Wheatstone como se ilustra en la figura 5. Este arreglo emplea el principio de puente de Wheatstone en donde, si la red de equilibrio coincide idénticamente con la impedancia de los resistores en circuito y fijo Ra y Rb son idénticos, las señales de habla del extremo cercano que llegan a la entrada al amplificador G diferencial de las dos patas circuito serán idénticas en magnitud y fase. El amplificador diferencial restará estas señales entre sí y producirá una señal resultante que es introducida al detector de señales de tonos que contiene la energía residual del proceso de cancelación de habla del extremo cercano. En la práctica, la resistencia Rb es escalada a un factor C mayor que la resistencia Ra para reducir los efectos de carga en la interfase de punta y nuca. Asimismo, la impedancia de una sola red de equilibrio es escalada por el mismo factor. Aunque este arreglo cancela el habla del extremo cercano y proporciona acceso a la interfase de punta y nuca independientemente del estado de colgado o descolgado del equipo de estación, funciona deficientemente en la práctica en el dominio de impedancias de circuito. La razón por su desempeño deficiente es doble. En primer lugar, las impedancias fijas Ra y b están sujetas a tolerancias de componentes y consecuentemente nunca se hacen coincidir idénticamente. Esto da como resultado un desequilibrio en el puente que es amplificado por el amplificador diferencial. En segundo lugar, la única red de equilibrio fija empleada en el circuito proporciona una coincidencia deficiente sobre el dominio de impedancias . de circuitos posibles. La experimentación ha demostrado que el desempeño de cancelación de habla del extremo cercano del peor caso del arreglo de puente de Wheatstone de la figura 5 es de aproximadamente de 1 a 2 decibeles. Debido a su desempeño no apropiado, el arreglo de puente Wheatstone ha sido frecuentemente ignorado. La revisión de la técnica previa ha establecido que el desempeño de habla apagada y habla descendente de un detector de señal de tono puede ser mejorado significativamente al atenuar el nivel de habla del extremo cercano incidente. Se ha establecido además que la mayoría de las técnicas de cancelación de habla del extremo cercano requieren arquitectura de sistema que eliminan el detector de señal de tono de la interfase de punta y nuca y lo colocan en un sitio que no tiene acceso en general a las señales de línea cuando el equipo de estación se encuentra en estado colgado sin trayectorias de señal adicionales. Un método de cancelación a la técnica previa proporciona acceso a la punta y nuca independientemente del estado de colgado o descolgado, sin embargo, su desempeño de cancelación es deficiente.

BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN En vista de lo anterior, es un objeto de la presente invención proporcionar método y sistema para cancelar, la energía de habla del extremo cercano para detectores de señales de tono que se conectan a la interfase de punta y nuca utilizando una técnica mejorada de puente de Wheatstone que también proporciona acceso a señales de servicio en estado colgado independientemente del estado de colgado o descolgado del equipo de comunicaciones subsecuente. El método y sistema operan independientemente de otras funciones telefónicas y pueden ser aplicados en dispositivos adjuntos o accesorios independientes también como integrados en un equipo telefónico. El grado de cancelación de habla del extremo cercano es controlable al escalar la implementación del sistema para obtener la cantidad deseada de atenuación de habla del extremo cercano. Específicamente, el sistema utiliza un elemento detector de voltaje o corriente colocado en serie ya sea con el conductor de interfase de punta o nuca. Una impedancia de espejo escalada del elemento detector e impedancia presentada por la interfase de punta y nuca es la colocada a través de la interfase de punta y nuca para formar un puente de Wheatstone. En lugar de crear dos trayectorias bidireccionales, solamente una trayectoria de recepción es extraída diferencialmente del centro del puente para su introducción a un detector de señales de tono. La atenuación de energía de habla del extremo cercano es controlada mediante la calibración y selección de los valores de impedancia espejo escalados están disponibles ya sea de un equipo fijo de redes R, L y C de una red ajustable. Una función de control utiliza una de varios métodos descritos para seleccionar la mejor red ya sea al tiempo que el dispositivo es conectado a la línea, al inicio de cada llamada telefónica o continuamente adaptándose en toda la duración de una llamada .

BREVE DESCRIPCIÓN1 DE LOS DIBUJOS La figura 1 es un diagrama de bloques de un método de conexión del detector de señal de tono de punta y nuca de la técnica previa; La figura 2 es un diagrama de bloques de un híbrido telefónico de la técnica previa tradicional utilizado para atenuar el habla del extremo cercano para el beneficio de la detección de señal de tono; La figura 3 es un diagrama de bloques de un híbrido telefónico de la técnica previa tradicional que emplea múltiples redes de equilibrio y/o una red ajustable para atenuar el habla del extremo cercano para el beneficio de detección de señal de tono; La figura 4 es un diagrama de bloques de un híbrido telefónico de la técnica previa tradicional utilizado en conjunción con dispositivo de cancelación de eco digital para atenuar el habla del extremo cercano para el beneficio de la detección de señales de tono; La figura 5 es un diagrama de bloques de un arreglo de punte de Wheatstone fijo de la técnica previa que atenúa el habla del extremo cercano para el beneficio de detección de señal de tono; La figura 6 es un diagrama de bloques de una modalidad ilustrativa del sistema de cancelación de habla del extremo cercano de la presente invención que utiliza una implementación de detección de voltaje; La figura 7 es un diagrama de bloques de otra modalidad ilustrativa del sistema de cancelación de eco de habla de extremo cercano de la presente invención que utiliza una implementación de detección de corriente; La figura 8 ilustra un sistema de cancelación de habla del extremo cercano mejorado digitalmente; La figura 9 ilustra gráficas ejemplares de desplazamiento en el tiempo y espacio de ventana de acuerdo con un aspecto de la invención; La figura 10 ilustra gráficas ejemplares de desplazamiento en el tiempo y ajuste de amplitud de acuerdo con un aspecto de la invención; La figura 11 ilustra el método para obtener una señal cancelada de acuerdo con la modalidad ilustrada en la figura 11; La figura 12 ilustra una rejilla de desplazamiento en el tiempo y amplitud ejemplar de acuerdo con un aspecto de la invención y La figura 13 ilustra un desplazamiento en el tiempo y rejilla de amplitud ejemplar de acuerdo con un aspecto de la invención.

DESCRIPCIÓN DETALLADA Sistema análogo Un diagrama de bloques generalizado de un sistema de cancelación de habla de extremo cercano análogo para un detector de señal de tonos de punta y nuca que utiliza una' implementación de detección de voltaje de acuerdo con un aspecto de la invención es mostrado en la figura 6. Un I diagrama de bloques similar del sistema 110 de cancelación de habla del extremo cercano que utiliza una implementación de extensión de corriente de acuerdo con otro aspecto de la invención es mostrado en la figura 7. Las diferencias en la operación de estas implementaciones serán notadas como sean necesario posteriormente en la presente. Volviendo ahora a la figura 6 se muestra el sistema 10 con tres puntos de interconexión: una interfase 29 primaria de punta y nuca, una interfase 30 secundaria de punta y nuca y una interfase de recepción 31. Por medio de la interfase 29 primaria de punta y nuca, el sistema 10 se conecta a un circuito telefónico 12, que a su vez interconecta el sistema 10 a una oficina central o equipo 11 de comunicaciones de terminal remoto. La interfase 30 secundaria de punta y nuca se muestra conectada ya sea al equipo 13 de estación del abonado o circuitos 14 de comunicaciones subsecuentes dependiendo de la aplicación. Para un dispositivo adjunto o accesorio, el sistema 10 sería incorporado al accesorio o adjunto y la interfase 30 secundaria de punta y nuca sería interconectada a un equipo 14 de estación del abonado externo como se muestra. Para un equipo telefónico integrado el sistema 10 se convertiría en un circuito del extremo frontal que interconecta la interfase 29 primaria de punta y nuca ha circuitos de comunicaciones subsecuentes 14 en el equipo telefónico. La interfase de recepción 31 proporciona una trayectoria de señal a un detector 27 de señales de tono o desmulador 28 de FSK como se muestra. Esta trayectoria contiene predominantemente solo la energía de señal transmitida por el equipo 11 de oficina al sistema por medio de la ' interfase 29 primaria de punta y nuca. Una energía de cancelación residual pequeña de la señal de habla del extremo cercano transmitida por el equipo 13 de estación del abonado o circuito 14 de comunicaciones puede aparecer en la interfase 31 de recepción. El objeto del sistema 10 de cancelación de habla del extremo cercano para los detectores de señales de tono de punta y nuca es atenuar altamente las señales de habla del extremo cercano para reducir la probabilidad de habla apagada y mejorar la proporción de señal a habla mejorando mediante esto el desempeño de reconocimiento de señal del detector de señales de tono. De acuerdo con un aspecto de la invención, la cancelación de habla del extremo cercano de la invención se obtiene en este sistema al formar un puente de Wheatstone utilizando la impedancia combinada de circuito 12 y el equipo 11 de oficina como la impedancia va ha ser hecha coincidir por una red del equipo Ml, M2 a Mn 22. El puente de Wheatstone utiliza un circuito paralelo con nodo de extremo comunes que contienen dos resistencias conocidas de igual valor que son conectadas individualmente a la impedancia desconocida y a la impedancia que se hace corresponder, respectivamente. Se presentará división de voltaje a través de cada circuito. Las terminales centrales contendrán el mismo voltaje y fase en señal cuando la impedancia desconocida se hace coincidir perfectamente por la impedancia correspondiente . En la implementación de detección de voltaje de la figura 6, una resistencia conocida Rl 17 es colocada en serie ya sea con el extremo de la interfase 29 primaria de punta y nuca. El valor de Rl 17 se escoge que sea pequeño (1 a 5 ohms) para evitar una caída de voltaje de corriente directa excesiva resultante del retiro de corriente de la línea telefónica. Las corrientes de línea fluctúan usualmente de 18 a 120 mA. En lugar de utilizar una impedancia idéntica a Rl 17 en el circuito de espejo del puente, se escoge una impedancia significativamente más grande por un factor K. La impedancia más grande es necesaria para impedir la carga excesiva de línea telefónica por el circuito de espejo del puente. En general, los valores K en el rango de 50 a 1000 son prácticos. En la figura 6, la imagen en el espejo de la impedancia Rl 17 es mostrada como la combinación de impedancias en paralelo-serie R2 23, R3 24 y R4 32. La • impedancia combinada de estos elementos se ajusta para coincidir con la impedancia Rl 17 multiplicada por un factor de K. La correspondencia o coincidencia o ajuste de la impedancia Rl 17 y su imagen en el espejo escalada es crítica para el desempeño de cancelación del circuito. Aunque es posible utilizar simplemente resistencias fijas para Rl 17 y su imagen que difieren por un factor de K las tolerancias de las partes pueden coincidir a desajustes de impedancia inaceptables dependiendo del grado deseado de desempeño de cancelación buscado. Mas bien que la necesidad de componentes de tolerancias pequeñas, caros, la implementación preferida en la figura 6 utiliza una impedancia fija ligeramente mayor que la impedancia de detección Rl 17 en paralelo con una impedancia ajustable que consiste de la impedancia fija R2 23 con una escalera de impedancia conmutable R3 24. El propósito de la combinación en paralelo de impedancias es permitir que la imagen en el espejo de Rl 17 sea ajustable en etapas finas. Puesto que la resistencia efectiva de las resistencias en paralelo es más pequeña que aquella de la resistencia en paralelo más 'pequeña, la impedancia R4 32 es ajustada a Rl* (K+Y) , en donde el factor Y esta en el rango de 1 a 10. El ajuste o sincronización fina de la impedancia de la imagen en el espejo se obtiene al cerrar y abrir interruptores en la escalera de resistencias R24. Una impedancia fija R2 23 ha sido colocada en serie con la escalera de resistencias para permitir que elementos de resistencia más pequeños, más prácticos sean utilizados en la escalera de resistencias. La impedancia fija R2 23 simplemente desplaza la resistencia en paralelo combinada ofrecida por sí misma y la escalera de resistencias. La impedancia combinada de la impedancia fija R2 23 y la escalera de resistencias R3 24 seria igual a R1*K* (K+Y) /Y a un máximo. Aunque la escalera de resistencias puede ser implementada de varias maneras, una resistencia controlable digitalmente en donde el valor de la resistencia es controlado mediante una palabra de datos binarios es preferido como se muestra en la figura 6. El valor de la palabra de datos binarios es determinado por un controlador 19 del sistema de acuerdo con un método descrito posteriormente en la presente. Suponiendo que la proporción de impedancia Rl a su impedancia de imagen en el espejo es igual a 1/K, la consumación del puente requiere que una impedancia escalada sobre circuito de imagen en el espejo sea seleccionada para coincidir con la impedancia combinada del circuito 12 y el equipo de oficina 11. También se requiere que el factor de escalado para la impedancia de espejo coincidente sea el factor K. El conjunto de redes de equilibrio mostradas como Ml y M2 a Mn 22 representan impedancias fijas o variables que consisten de una o más configuraciones de circuito, tales como en serie, paralelo, serie-paralelo, etc., que contienen elementos resistivos, capasitivos e inductivos. Los valores para estos elementos y el número de redes en el conjunto son escogidos para obtener una impedancia de imagen en el espejo escalada que puede coincidir mejor con el dominio de impedancias que pueden ser encontradas en la interfase primaria 29 de punta y nuca y que pueden cumplir con un objetivo de cancelación del extremo cercano del peor caso. Dependiendo de la configuración de red de equilibrio, los elementos resistivos e inductivos son en general K veces tan grandes como la impedancia representada por la interfase primaria 29 de punta y nuca. Los elementos capacitivos son K veces más pequeños. La experimentación experiencia han demostrado que una sola red puede proporcionar solamente 6 decibeles de cancelación bajo algunas condiciones de circuito, en tanto que dos redes escogidas juiciosamente proporcionarían hasta 12 decibeles. Las redes adicionales mejorarían así mismo el grado de cancelación del peor caso a través del dominio de circuito e impedancias de equipo de oficina. Aunque en la figura 6 se ilustran esquemáticamente que los interruptores S2 a Sn 30 conectan las redes de equilibrio a la interfase secundaria de punta y nuca, existen implementaciones alternativas que posicionan los interruptores S2 a Sn 30 en sitios en donde podían ser protegidos mejor de aumentos o cambios momentáneos y repentinos de la corriente o voltaje de línea metálicos. Los aumentos o cambios momentáneos en la corriente o el voltaje de línea metálica son altas elevaciones de voltaje generados por eventos tales como relámpagos. El equipo en la instalación del cliente diseñado para la red telefónica debe ser apto para sobrevivir a los aumentos o cambios momentáneos y repentinos de la línea metálica descritos por la parte 68 del FCC. Por ejemplo, los interruptores S2 a Sn 30 podría ser movidos a un sitio ya sea en la entrada o salida de amplificador diferencial 25. En ambos casos, las redes de equilibrio Ml a Mn permanecerían con entradas permanentemente a la interfase de punta y nuca. Cada red de equilibrio requeriría su propia impedancia de detección de espejo coincidente 23, 24 y 32 y calibración independiente como se discute posteriormente. Si se posiciona en la entrada al amplificador diferencial 25, los interruptores S2 a Sm 30 se usaría para seleccionar una señal derivada de uno de los circuitos de imagen en el espejo formados por una red de equilibrio y su impedancia de detección de imagen en el espejo 23, 24 y 32. Alternativamente, cada circuito de imagen en el espejo podría ser provisto con sus propios amplificador diferencial e interruptores S2 a Sm podía ser utilizado para seleccionar la salida del amplificador apropiada para crear la señal de recepción 31. Estos métodos son prácticos cuando el número de redes de equilibrio, Ml a Mn, permanece pequeño, esto es 3 o menos, para impedir la carga excesiva de la interfase de punta y nuca. La trayectoria 31 de la señal de recepción es obtenida al amplificar diferencialmente la señal en las derivaciones centrales del puente. Una entrada al amplificador diferencial 25 es conectada por medio del capacitor C2 20 de bloqueo de corriente directa al conductor en la interfase 29 primaria de punta y nuca que contiene el elemento detector Rl 17. Su otra entrada es acoplada capacitivamente por medio del capacitor Cl 21 a un nodo común entre las redes de equilibrio Ml a Mn 22 y la impedancia de imagen en el espejo de la impedancia de detección Rl 17. Si la correspondencia o coincidencia entre la impedancia combinada del circuito 12 y el equipo de oficina 11 y la red de equilibrio seleccionada es suficientemente cercana, las señales d.e_ voltaje que aparecen en la entrada al amplificador diferencial 25 serán casi idénticas en magnitud y fase. Con una proporción de rechazo de modo común de 60 decibeles o mejor, el amplificador diferencial restara las señales entre si y que dará una señal para recepción 31 en donde la energía de habla del extremo cercano ha sido cancelada.

Por lo menos un punto de conmutación o punto de interrupción en el conjunto S2ASn 30 permanecerá cerrado en tanto que la estación 13 del abonado o circuito 14 de comunicaciones está colgado para proporcionar acceso a la interfase de punta y nuca. Esta red de equilibrio puede ser escogida específicamente para uso en la condición colgada para satisfacer los requerimientos de impedancia y regulatorios. Los interruptores SI a Sn pueden ser implementados utilizando tecnología tal, pero no limitada a, transistores, relevadores electromecánicos, de estado sólido o foto mohs, transistores de efecto de campo o dispositivos octo acopladores. Debido a que al amplificador 25 diferencial permanece conectado a la interfase primaria de punta y nuca en tanto que se encuentra en colgado, las señales tales como CID y VMWI FSK pueden ser recibidas. La ganancia del amplificador diferencial 25 es ajustada por el controlador 19 del sistema en base a su selección de la red de equilibrio. La ganancia es determinada por la ecuación: Ganancia = [Rl (K+l) +Zb] /Rl (K+l) (1) en donde Zb= 1/jwCl + Mn y Mn es la impedancia de la red de equilibrio seleccionada. Los valores de ganancia para cada red y cada combinación de redes que se van a utilizar como una red de equilibrio son precalculados y almacenados en la memoria del controlador del sistema. Un identificador de red Nn, en donde n es un número entero, es asignado a cada valor de ganancia para indicar la red para la cual se aplica. Cada red individual Ml a Mn y combinación de redes poseerá un identificador único. El elemento de ejecución central del procedimiento del sistema es el controlador 19 del sistema. El controlador de sistema lleva a cabo las funciones de: (1) verificar la función de detección de voltaje 34; (2) aplicar la fuente de calibración 15 y terminación de corriente directa 16; (3) sintonizar la escalera de resistores para coincidir mejor con la impedancia de imagen en el espejo combinada, que consiste de R2 23, R3 24 y R4 32, a la impedancia de detección Rl 17; (4) verificar el estimador de energía 26; (5) cerrar selectivamente uno o más interruptores en el conjunto S2ASn 34 para unir una o más redes de equilibrio a la interfase 30 de punta y nuca secundaria; (6) ajustar la ganancia del amplificador diferencial 25 en base a la selección de la red equilibrio y (7) utilizar la retroalimentación del estimador 26 de energía para decidir cual red de equilibrio da resultado la mejor cancelación de una señal de calibración. El método para seleccionar la mejor red de equilibrio disponible comienza con el dispositivo que contiene el sistema de calibración de habla que es primero conectado al circuito telefónico 12. En su forma más simple, la función 34 de detección de línea emite una señal binaria al controlador de sistema indicando si la línea está inactiva o en uso en base al nivel de voltaje en la interfase 29 primaria de punta y nuca. En general, la línea puede ser considerada inactiva si eí voltaje es mayor de 23 volts y el repique de potencia no está presente. En la aplicación inicial de voltaje de línea al sistema durante la instalación, enseguida de la restauración del voltaje de línea después de una discontinuidad del servicio o después de un intervalo predeterminado, en el controlador 19 del sistema, si la línea está inactiva, procede a terminar la línea utilizando su terminación 16 de línea de corriente directa por medio del interruptor SI 18 para crear una condición de línea en estado descolgado. Luego el controlador de sistema ya sea: (1) transmitirá una señal para calibración, (2) marcará por lo menos un dígito de DTMF utilizando la fuente 15 de señales complejas para eliminar el tono de marcación antes de la transmisión de la señal de calibración o (3) marcará un número de mantenimiento que creara un estado de llamada estable después de la cual puede comenzar la transmisión de la señal de calibración. En todos los casos, el controlador del sistema debe detectar primero la presencia de un tono de marcación en la interfase primaria de punta y nuca y esperar un periodo de tiempo predeterminado ti hasta que la aplicación del tono de marcación puede ser asumida después de la marcación cualesquier dígitos o calibración del circuito de cancelación. La detección de la energía de tono de marcación se puede llevar a cabo utilizando la función 26 de estimador de energía o un detector 27 de tono de marcación opcional. En la primera instancia, la señal de calibración puede comenzar después de la terminación de la línea; sin embargo, los procedimientos de calibración subsecuentes deben ser retardados hasta la aplicación de tono de marcación o expiración del intervalo predeterminado ti. Normalmente, un tiempo de retardo del tono de marcación ti de 3 segundos debe cubrir el caso del 99% porcentil en la red de estados unidos de norte america. El propósito de esperar la aplicación del tono de marcación es asegurar que el equipo 11 de la oficina ha terminado apropiadamente el circuito 12. Debido a que esta opción crea un estado de llamada estable para la calibración, el desempeño de sistema de cancelación puede funcionar mejor utilizando esta opción puesto que el equipo 11 de oficina utilizado en el estado de inicio de llamada puede diferir del estado de la llamada estable. La fuente 15 de señales complejas puede consistir de un solo o múltiples generadores de tonos, un generador de ruido de forma plana o espectral o un generador de DTMF. Para uso en una aplicación involucra la detección de señales de avancé de llamada, un solo tono de calibración en el rango de frecuencia de 300 a 700 hertz es apropiado. Para uso en una aplicación que involucra la detección del C7AS, los tonos individuales o dobles a frecuencias entre 2100 y 2900 son apropiados. Las señales de DTMF tales como DTMF o DTMF A en' la modalidad preferida, son también apropiadas y prácticas puesto que estas señales ya están disponibles para completar el saludo de transmisión de datos de descolgar de GR-30-CORE en CPE de CIDCW/CWD y ADSI. Una señal de ruido compleja es también suficiente para estas aplicaciones y otras. Dependiendo del método de aplicación de señal de calibración como se describe anteriormente, el estimador de energía 26 puede ser ya sea sensible al tono de marcación o no. En general, el estimador de energía 26 no debe ser responsable o sensible al tono de marcación cuando la señal de calibración está presente para minimizar el error en las lecturas de energía. Si uno o más dígitos son marcados antes de la señal de calibración o la calibración provoca la remoción o eliminación del tono de marcación, un estimador de energía 26 que es sensible al tono de marcación puede también servir para detectar la presencia del tono de marcación. El estimador de energía 26 proporciona al controlador de sistema una salida análoga o digital que es proporcional al nivel de energía en la trayectoria de recepción 31.

Después que la fuente de calibración 15 es aplicada o el intervalo ti expira, el controlador del sistema comienza la calibración de la impedancia combinada de R2 23, R3 24 y R4 32. Procediendo de una manera metódica, el controlador 19 del sistema altera la impedancia de R3 24 al abrir y cerrar derivaciones en la escalera de resistores en un intento por hacer que la impedancia combinada R2 23, R3 24 y R4 32 coincida estrechamente, si no exactamente igual a un valor K veces aquel de la impedancia de detección Rl 17. En la implementación preferida el controlador 19 de sistema empieza la búsqueda al programar una resistencia digitalmente controlable a su valor de resistencia más bajo, más alto o de rango medio. Luego procede al escalar hacia arriba o hacia abajo secuencialmente la escalera para buscar el valor de resistencia de R3 24 que proporciona el nivel de recepción mínimo 31. En cada etapa, el controlador de la salida del estimador 26 de energía y determina si el valor estimativo de energía nuevo es mayor o menor que la etapa previa. Si el valor estimativo de energía nuevo es menor, el controlador 19 del sistema actualiza su registro del valor de resistencia previo y nivel de energía mantenido en sitios de memoria intermedia Ll y El respectivamente, con el nuevo valor de resistencia y nivel de energía. En la implementación preferida tanto el valor de resistencia y el valor estimativo de energía son palabras binarias. Luego el controlador 19 del sistema continua el cambio de valor de resistencia en la misma dirección de su trayectoria previa. Si el nuevo valor estimativo de energía fue mayor que el nivel previo, el controlador 19 del sistema no debe actualizar los sitios de memoria Ll y El. Anticipando que el ruido puede resultar en picos parásitos en los valores estimativos de energía, el controlador 19 de sistema continuará para cambiar el valor de resistencia en la misma dirección. Si después de varias etapas, los valores estimativos de energía son todavía mayores que El y parecen incrementarse, el valor de resistencia debe ser restablecido a Ll para terminar la calibración de R3 24. De otra manera, si los valores estimativos de energía son más bajos, el controlador 19 de sistema debe continuar la búsqueda de los mínimos al cambiar el valor de resistencia en la misma dirección. La única excepción a esta regla se aplica cuando el controlador 19 de sistema inicia la resistencia inicial de la escalera 24 en un punto después de su mínimo o máximo tal como su valor del punto medio. En este caso, después de obtener varios valores estimativos de energía que son mayores que el valor almacenado en la memoria intermedia El inmediatamente después de la primera etapa, el controlador 19 de sistema debe invertir la dirección de su trayectoria y comenzar otra vez desde su punto de partida inicial. Al partir de un valor de punto medio la convergencia de la búsqueda puede proceder más rápido. En cualquier caso en donde el valor estimativo de energía es diferente indefinidamente de la lectura previa El, el controlador 19 de sistema no actualizará los sitios de memoria intermedia Ll y El y continuará para escalar la resistencia en la misma dirección hasta que se puede efectuar una determinación. Una vez que la calibración de la escalera R3 24 de resistencia está completa, comienza el proceso de selección para escoger la mejor red de equilibrio del conjunto Ml a Mn 22 para hacer coincidir el circuito 12 y la impedancia del equipo 11 de oficina. En el caso de pocas redes fijas, el controlador 19 de sistema procede metódicamente a cerrar los interruptores restantes en forma singular del conjunto S2ASn 34. el cierre de cada interruptor une una red de equilibrio a la interfase secundaria 30 de punta y nuca. Antes de cambiar los ajustes del interruptor, el controlador 19 de sistema se acciona y ajusta la ganancia del amplificador diferencial a un valor predeterminado, por ejemplo, el valor de ganancia más bajo, más alto o de rango medio del conjunto de redes. Después del cierre de un interruptor del conjunto S2ASn 34, el controlador de sistema lee la salida del estimador 26 de energía. Si el valor estimativo de energía es menor que el valor almacenado en la memoria El, el controlador 19 del sistema actualiza una memoria de mejor red BN, con la identidad Nn, de la red actual unida a la línea. Asimismo, el controlador 19 del sistema actualiza la memoria intermedia El con el nuevo valor estimativo de energía. Luego, el controlador 19 de sistema procede a eliminar la red actual y unir otra del subconjunto restante de redes. El controlador 19 de sistema procede de esta manera hasta que todas las redes han sido probadas. Después de probar la ultima red Mn, la memoria BN contiene la identidad de la red individual que minimiza el nivel de recepción 31 en el conjunto Ml a Mn. Opcionalmente, el controlador 19 de sistema puede ahora intentar combinaciones de redes Ml a Mn para determinar si una combinación de redes produce un nivel de recepción más bajo 31. Todas las combinaciones de redes Ml a Mn 22 pueden ser probadas. Después de determinar la mejor red individual o combinación de redes del conjunto Ml a Mn 22, el controlador 19 de sistema abre entonces todos los interruptores de S2ASn 34 y cierra solamente aquellos interruptores necesarios para producir la red identificada por el contenido de la memoria intermedia BN. La fuente 15 de señales complejas y la terminación de corriente directa 16 son eliminados al abrir el interruptor SI 18. Enseguida, el controlador 19 de sistema recupera un valor de ganancia precalculado almacenado en su memoria que esta asociado con el identificador de la red de equilibrio seleccionada. Luego, la ganancia del amplificador 25 diferencial es ajustada a este valor, mediante lo cual se termina el procedimiento de calibración. Si en cualquier tiempo durante el proceso de selección de red, un valor estimativo de energía ya sea excede o corre debajo de la escala del valor estimativo de 26 de energía, el controlador 19 de sistema puede elegir ajustar la ganancia del amplificador diferencial 25 por una etapa discreta, tal como 6 decibeles y repetir el procedimiento de selección para todas o partes de las redes. El controlador 19 de sistema puede también elegir incrementar la ganancia del amplificador diferencial 25 para resolver cual es la mejor red si dos o más redes producen casi el mismo valor estimativo de energía. Si el conjunto de redes de equilibrio Ml a Mn 22 son implementadas en todo o parte mediante elementos resistivos, capacitivos o inductivos ajustables, el proceso de selección puede utilizar un procedimiento de calibración por cada elemento programable similar a aquel descrito para la escalera R3 24 de resistores. Después que la estación 13 del abonado o circuito de comunicación 14 cuelga y entra a la condición inactiva, el controlador de sistema puede ya sea dejar la red de equilibrio existente conectada a la interfase secundaria 30 de punta y nuca o la podría restaurar de regreso a una red especial diseñada para satisfacer las regulaciones de impedancia en el estado de colgado. Un cambio en la selección de red de equilibrio debido a la condición de CPE inactiva también provocaría que la ganancia del amplificador' diferencial 25 se ajustara de conformidad. El controlador 19 de sistema detectara una condición de colgado utilizando la función 34 de detección de línea. Una deducción del estado colgado continuo de por lo menos de 1.55 segundos necesitaría ser temporizada por el controlador 19 de sistema antes de considerar realmente el equipo 13 de estación del abonado o el circuito 14 de comunicaciones inactivo para impedir interpretar falsamente las señales de corriente directa tales como destelleo. Cuando el equipo 13 de estación del abonado o circuito 14 de comunicaciones procede subsecuentemente a la condición de descolgado, el controlador del sistema que enviaría la selección de red de equilibrio a aquella identificada en la memoria BN y ajustaría la ganancia 25 del amplificador diferencial de conformidad. Debido a que el sistema de cancelación de habla del extremo cercano de punta y nuca permite que múltiples redes de equilibrio o una red ajustable sean utilizadas, el desempeño de cancelación de sistema puede ser mejorado o escalado como sea necesario. Redes de equilibrio adicionales proporcionan mejor cobertura en términos de ajuste o correspondencia de impedancia sobre el dominio del circuito 12 e impedancias del equipo 11 de oficinas. Un diagrama de bloques del sistema 110 de cancelación de habla del extremo cercano que utiliza una implementación de detección de corriente de acuerdo con otro aspecto de la invención se muestra en la figura 7. la operación de ese sistema es similar a la implementación de detección de voltaje en la figura 6. El objeto sigue siendo formar un puente de Wheatstone con un circuito de espejo que posee una imagen escalada de la impedancia de circuito y de equipo de oficina. En lugar de intentar detectar la impedancia de línea utilizando un elemento pasivo tal como Rl 17, la implementación en la figura 7 utiliza un componente activo. Específicamente, la impedancia Rl 17 y la combinación de impedancias R2 23, R3 24 y R4 32 son reemplazadas por un par de transistores configurados como fuentes de corriente de imagen en el espejo 117 y 124. En particular, el transistor Ql reemplaza la impedancia Rl 17 y el transistor Q2 y el resistor R reemplazan las impedancias R2 23, R3 24 y R4 32. La implementación del sentido de la corriente del sistema 110 de cancelación de habla del extremo cercano emplea la característica de una configuración de fuente de corriente de transistor mediante lo cual, debido al voltaje común entre la base y una conexión a tierra común de cada transistor en un par idéntico la corriente de referencia que fluye a través de un transistor configurado como un diodo con su base conectada a su colector será una imagen en el espejo por su contraparte tanto en magnitud y fase. Una corriente, esto es, una corriente de referencia, que pasa a través del equipo de la estación del abonado en la interfase secundaria de punta y nuca sería puesta a manera de imagen en el espejo mediante el transistor Q2, creando así una corriente de imagen en el espejo a través de la red de equilibrio. En una fuente de corriente básica, la corriente de referencia seria igual a la corriente de imagen en el espejo si las áreas del emisor de los transistores son idénticas. Para impedir la carga excesiva en la interfase primaria de punta y nuca por el circuito de imagen en el espejo del puente el valor de impedancia de la red de equilibrio seria escalado apropiadamente por un factor de K. En lugar de escalar una impedancia según la implementación del sentido del voltaje la implementación del sentido de la corriente escala la corriente de imagen del espejo Im por un factor de K. Cuando una coincidencia o correspondencia entre la impedancia combinada del circuito y equipo de oficina y una red de equilibrio del conjunto Ml a Mn es obtenida utilizando el procedimiento de selección de red descrito previamente, de tal manera que la impedancia de la red de equilibrio es un factor de K mayor, la fuente de corriente del transistor creara voltajes idénticos en la derivación central del puente . Para ilustrar cómo esta configuración cancela el habla del extremo cercano de la interfase secundaria de punta y nuca en la trayectoria de recepción, en tanto que todavía proporciona acceso a señales de la interfase primaria de punta y nuca, supóngase que la impedancia combinada del circuito y el equipo de oficina es Rs y que la red de equilibrio tiene una impedancia de ajuste o correspondencia o coincidencia de K*Rs. Coloqúese una fuente de corriente directa de Bdc y una fuente de voltaje de corriente alterna de Bx*sen (omega t) en serie con el circuito y la resistencia del equipo de oficina Rs . Además, supóngase que la interfase secundaria de punta y nuca tiene una impedancia de Rx. Despreciando la caída del diodo del transistor Ql de fuente de corriente, la corriente de referencia Iref es igual a (Vdc+Vx*sen (wt) )/ (Rs+Rx) . Entonces, la corriente de imagen en el espejo es (Vdc+Vx*sen (wt) )/ (K* (Rs+Rx) ) . El voltaje a través de la red de equilibrio es por consiguiente (Vdc+Vx*sen(wt) ) *Rs/ (Rs+Rx) . El voltaje a través del circuito y equipo de oficina es (Vdc+Vx*sen (wt) ) *Rx/ (Rs+Rx) . Sumando estos voltajes utilizando el amplificador diferencial proporciona un voltaje de trayectoria de recepción de Vx*sen (wt) * (Rx-Rs) / (Rs+Rx) . Así, las señales en la interfase primaria de punta y nuca aparecen sobre la trayectoria de recepción. /Ahora supóngase que la interfase secundaria de punta y nuca tiene una fuente de voltaje de corriente alterna de Vx*sen(wt) en serie con su impedancia Rx y que la fuente de corriente alterna de él equipo de oficina esta apagado, esto es, Vs = 0. La corriente de referencia seria igual a (Vdc-Vx*sen (wt) )/ (Rs+Rx) . La corriente de imagen en el espejo Im seria igual a (Vdc-Vx*sen (wt) )/ (K* (Rs+Rx) ) . El voltaje a través de la red de equilibrio seria igual a (Vdc-Vx*sen(wt) ) *Rs/ (Rs+Rx) . El voltaje a través del circuito y equipo de oficina es (Vdc-Vx*sen (wt) ) *Rs/ (Rs+Rx) . Sumando estos voltajes utilizando el amplificador diferencial proporciona un voltaje de trayectoria de recepción de 0. las señales de corriente alterna de la interfase secundaria de punta y nuca han sido efectivamente canceladas en la trayectoria de recepción. Hay por lo menos tres beneficios de la implementación de la detección de corriente con respecto a la implementación de detección de voltaje. En primer lugar, la caída de voltaje a través de la fuente de corriente del resistor es aproximadamente fija a 0.5 a 0.7 volts y no se incrementa linealmente a medida que la corriente del el equipo de estación del abonado extraída se incrementa. Esto reduce el incremento de voltaje en línea producido por la impedancia de detección y hace al sistema más transparente al equipo de oficina. En segundo lugar, la implementación del sentido de corriente es más conducente a un proceso de fabricación de circuito integrado puesto que las resistencias de alta potencia necesarias para impedancia Rl 17 son eliminadas. En tercer lugar, la implementación de fuente de corriente elimina la necesidad de una escalera de resistores ajustables R3 24 al utilizar transistores con características similares. Aunque una escalera de resistores se puede utilizar para ajustar finamente la corriente de imagen en el espejo Im utilizando un procedimiento similar a aquel descrito previamente, es probablemente no necesario debido a que los voltajes presentados al amplificador diferencial son menos sensibles al valor de la resistencia Rw. Aquellos experimentados en la técnica notarán que la figura 7 y la descripción adjunta son medios simples para implementar la invención en circuito integrado. Así, pueden haber otros arreglos de componentes de circuitos integrados aptos de llevar a cabo las funciones descritas por la figura 6 y la figura 7. Específicamente, en los transistores de la figura 7 pueden ser reemplazados por otras combinaciones de transistores que proporcionen por ejemplo una fuente de corriente bipolar.

Sistema de mejora digital En el sistema de cancelación de habla del extremo cercano ilustrado en la figura 6, la cancelación del habla del extremo cercano se obtiene al hacer coincidir una impedancia escalada con la impedancia de la línea telefónica.' Dos señales son derivadas del centro del puente de Wheatstone y presentadas a la entrada del amplificador diferencial 25. cuando las impedancias se hacen coincidir apropiadamente, cada señal derivada contiene señales de habla del extremo cercano de amplitud equivalente y fase síncrona. El amplificador diferencial 25 resta las dos señales derivadas, cancelando mediante esto los componentes de habla del extremo cercano y produciendo una señal de recepción resultante 31 que contiene solamente aquellas señales incidentes sobre el sistema 10 del equipo 11 de oficina del circuito 12. Esta técnica es análoga por naturaleza y es benéfica para los dispositivos accesorios o adjuntos no caros que necesitan conectarse a la línea telefónica con mínimos circuitos de interconexión . El sistema de cancelación presentado en la figura 6 enseña el uso de un conjunto de elementos de conmutación 12 que se conectan a las redes de imagen en el espejo para completar el puente de Wheatstone. En algunos casos, es deseable eliminar la necesidad de estos elementos de conmutación o mejorar adicionalmente el desempeño de cancelación sin agregar redes adicionales. Una alternativa descrita previamente en esta aplicación es conectar permanentemente cada red a la impedancia detectora de imagen en el espejo 23, 24 y 32 y la interfase primaria 29 de punta y nuca. En esta configuración, el uso de múltiples redes de equilibrio crea múltiples patas en el espejo conectadas permanentemente del puente de Wheatstone en donde cada red de equilibrio tiene su propia impedancia detectora de imagen en el espejo 23, 14 y 32. Sin embargo, el uso práctico de esta configuración está limitado a un número pequeño de redes. La razón es que la presencia de múltiples redes de imagen en el espejo conectadas permanentemente disminuye la impedancia en estado colgado del dispositivo. Si se utilizan demasiadas redes, la impedancia en estado colgado del sistema 10 crea una condición que es indeseable para la marcación y recepción confiable de datos en estado de colgado tales como identificación de llamada. Para hacer el elemento de conmutación 22 opcional o mejorar adicionalmente el desempeño de cancelación de habla del extremo cercano, se puede implementar un método matemático mediante una unidad de procesamiento central utilizando la configuración ilustrada en la figura 8. la figura 8 muestra que el elemento de conmutación 22 está presente pero pueden ser reemplazados con una sola red o múltiples redes permanentes. El sistema 100 de la figura 10 incorpora una unidad de procesamiento central 130 capaz de agregar y multiplicar palabras digitales y que incluye un desplazador de fase 101 y un control de ganancia 103. A diferencia de la mayoría de los sistemas de cancelación de eco, el atributo único de este sistema 100 es que requiere solamente bajas capacidades de procesamiento. Esto permite que microcontroladores simples, en lugar de procesadores de señal digitales, lleven a cabo la cancelación de habla del extremo cercano. Un atributo único adicional de este sistema 100 es que proporciona una capacidad de cancelación digital que es conveniente para dispositivos, tales como adjuntos o accesorios, que necesitan conectarse a la línea telefónica con mínimos circuitos de interconexión. Todos los beneficios previos descritos para el sistema 10 de cancelación de habla del extremo cercano se aplican a sistema digital 100 ilustrado en la figura 8. Además, el sistema 100 de cancelación digital es idealmente apropiado para aplicaciones en donde el detector 27 de CAS o desmudulador 28 de FSK serán simulados' (esto es, ejecutados matemáticamente) mediante la unidad 190.de procesamiento central. A un alto nivel, el método de cancelación matemático consiste de: (1) aplicar la fuente 15 de señal compleja como una señal de calibración; (2) muestrear ambas señales derivadas 104 y 105 del centro del puente de Wheatstone; (3) utilizar el desplazador de fase 101 y control de ganancia 103 para determinar el mejor desplazamiento de fase y factores de ganancia que coinciden con la señal 105 de imagen en el espejo con la señal de referencia 104; (4) •eliminar la fuente de señal compleja y aplicar el mejor desplazamiento de fase y factores de ganancia a la señal de imagen en el espejo muestreada 105 y (5) comenzar la operación de estado estable en donde la señal de referencia 104 y la señal de imagen en el espejo manipulada son restadas entre sí para producir una señal resultante en representación digital que se puede ya sea hacer pasar algoritmos matemáticos que llevan a cabo detección de señal de tono y desmodulación de FSK o a un convertidor 102 digital a análogo que crea una señal resultante análoga. Similar al sistema análogo 10, el método de cancelación matemático requiere un periodo de calibración para adaptar el sistema 100. El método de calibración comienza mediante la aplicación de la fuente 15 de señales complejas a la línea. La fuente 15 de señal compleja puede ser una fuente de señal simple, tal como una onda de seno, en donde la unidad 190 de procesamiento central puede solamente apagar o encender la fuente. Sin embargo, la fuente 15 de señal compleja puede también ser una señal que es controlada tanto en amplitud como en fase por la unidad 190 de procesamiento central. Tal señal puede ser una secuencia de seudo ruido generada matemáticamente por una serie de registradores de desplazamiento. En este caso, la fuente 15 de señales complejas es probable que sea un convertidor digital a análogo que es alimentado por palabras digitales por la unidad de procesamiento central 190 y por la generación de señales mediante síntesis digital directa. Este método permite una calibración más exacta del sistema de calibración 100. El sistema de cancelación matemática 100 incorpora un convertidor análogo a digital (A/D) 102 para muestrear ambas señales 104 y 105 derivadas del centro del puente de Wheatstone. Las versiones muestreadas de estas señales derivadas sean manipuladas mediante la unidad 190 de procesamiento central para producir una señal resultante en donde la señal de habla del extremo cercano es cancelada. Al inicio del proceso de calibración es improbable que la fase y amplitud de la señal compleja presente en cada uno de las señales derivadas sea idéntica. Durante el periodo de calibración, la unidad 190 de procesamiento central intenta determinar el desplazamiento de fase óptimo y factores de amplitud óptimos. Manipula de una de estas señales y toma mediciones de retroalimentación de una señal resultante con eL objetivo de minimizar la señal resultante. La señal que es manipulada es una versión muestreada de la señal 105 de imagen en el espejo derivada del puente de Wheatstone. Una versión muestreada de la señal derivada 104 de la otra pata del puente de Wheatstone actuará como la señal de referencia. Después que la unidad 190 de procesamiento central se conecta y activa a la fuente 15 de señal compleja, comienza el proceso de adaptación del sistema con el muestreo de ambas señales derivadas 104 y 105 utilizando el convertidor análogo a digital 102. las señales son muestreadas a una velocidad de preferencia de 20 veces o más que la frecuencia más alta en la señal compleja. Es probable que la señal 105 de imagen en el espejo esté fuera de fase, desplazada en el tiempo y a una amplitud diferente que la señal de referencia 104. La primera etapa en la calibración del cancelador matemático es determinar la diferencia en fase y desplazamiento de tiempo entre las señales derivadas 104 y 105. Esto se obtiene al recolectar primero y almacenar 3 o más periodos [3/(1000 T) ms] valiosos de las señales derivadas. De preferencia, las muestras de cada señal son recolectadas simultáneamente. La cantidad total de señal que necesita ser muestreada y almacenada es aproximadamente dos veces el desplazamiento de tiempo esperado entre las señales derivadas . Una vez recolectados en la memoria o almacenamiento 16, la unidad 190 de procesamiento central sigue entonces un algoritmo sistemático para determinar el desplazamiento en el tiempo óptimo necesario en la señal 105 de imagen en el espejo muestreada. Se pueden aplicar varios algoritmos de búsqueda. El procedimiento más simple utiliza un rango de desplazamiento de tiempo con una etapa incremental fija. La unidad de procesamiento central 190 hace una copia de la señal 105 de imagen en el espejo muestreada y comenzando en' el extremo inferior del rango de desplazamiento en el tiempo, aplica el desplazamiento en el tiempo a la señal 105 de imagen en el espejo. El desplazamiento en el tiempo puede ser tanto positivo como negativo para tomar en cuenta el retardo de señal, retardo de fase capacitiva y avancé de fase inductiva. El desplazamiento en el tiempo puede ser implementado de varias maneras, pero el método más simple es desplazar todos los puntos por el incremento fijo de una muestra. Después que el desplazamiento del tiempo ha sido aplicado como se ilustra en la figura 9, la señal 105 de imagen en el espejo modificada es restada de la señal 104 de referencia muestreada. El proceso de resta se presenta en una ventana o espacio que cae dentro de la duración de las señales derivadas muestreadas. Un espacio o ventana más pequeña se utiliza de tal manera que el desplazamiento se presenta en la señal 105 de imagen en el espejo existen puntos de muestras suficientes para llevar a cabo el cálculo de resta. De preferencia, la ventana o espacio se establece en la porción central de la señal de referencia muestreada 104. El tamaño de ventana es de preferencia un cuarto de la longitud de la señal de referencia muestreada para permitir el cálculo del retardo de señal y situaciones de avance de señal . La señal digital resultante después del proceso de sustracción es luego procesada mediante un algoritmo 107 de estimación del nivel de señal, tal como uno que produce un valor estimativo cuadrado promedio de la potencia de señal. El estimador de nivel de señal produce un valor estimativo de la potencia individual que se utiliza como una cifra de mérito a la proporción del factor de desplazamiento en el tiempo. El valor estimativo de potencia de señal es comparado con un valor almacenado llamado el valor estimativo de potencia más bajo. Inicialmente, la variable de valor estimativo de potencia más baja es ajustado al valor digital más alto. Si el valor estimativo de potencia de señal medido es más bajo que el valor estimativo de potencia más baja, el valor estimativo de potencia más baja es actualizado al valor estimativo de potencia señal medido nuevo y el factor de desplazamiento en el tiempo que fue aplicado a la señal de imagen en el espejo es almacenado en la variable llamada valor estimativo de desplazamiento en el tiempo mejor. El logaritmo efectúa ahora ciclos y procede a la siguiente etapa en el rango de desplazamiento en el tiempo. Repite la aplicación de desplazamiento en el tiempo a una copia de la señal 105 de imagen en el espejo muestreada, los procesos de resta y estimación de potencia de señal y también la comparación con el valor estimativo de potencia de señal almacenado. Este proceso es repetido hasta que se cubre todo el rango de desplazamiento en el tiempo. Se pueden utilizar algoritmos más avanzados que rastrean o dan seguimiento al cambio de gradiente en los valores estimativos de potencia de señal. Si el gradiente se vuelve más grande se presenta divergencia y puede no haber necesidad de continuar adicionalmente con el proceso. En estos casos, tal algoritmo puede ayudar a que el proceso converja en menos tiempo. Una vez que se ha determinado el mejor desplazamiento en el tiempo, la copia almacenada de la señal de imagen en el espejo muestreada es manipulada para exhibir el mejor valores estimativo de desplazamiento en el tiempo. El valor estimativo de potencia más baja es ajustado otra vez a su valor digital más alto. La siguiente etapa en el proceso de calibración es encontrar el factor de ganancia o atenuación que da como resultado el retorno de señal compleja más baj o . Una vez más, se pueden aplicar varios algoritmos de búsqueda. El procedimiento más simple utiliza un rango de amplitud con una etapa incremental fija de preferencia igual a una etapa del convertidor análogo a digital. En este procedimiento, la señal de imagen en el espejo desplazado en el tiempo es multiplicada por el factor de amplitud y la unidad 19 de procesamiento central procede similarmente como se describe anteriormente para restar la señal de imagen en el espejo de amplitud ajustada, desplazada de la señal de referencia muestreada 104. el procedimiento es ilustrado en la figura 10. La estimación de la potencia de señal se lleva a cabo y la búsqueda por el valor estimativo de potencia más bajo procede. Sin embargo, en lugar de actualizar la variable del mejor valor estimativo de desplazamiento en el tiempo cuando el valor estimativo de potencia de señal medido es más bajo que el valor estimativo de potencia más baja, la variable del mejor valor estimativo de amplitud almacena el factor " utilizado para multiplicar la señal de imagen en el espejo desplazada. Luego, el algoritmo efectúa ciclos y procede a la siguiente etapa en el rango de amplitud. Este proceso es repetido hasta que todo el rango de amplitud esta cubierto. Similarmente, se pueden utilizar algoritmos más avanzados para dar seguimiento a los cambios de gradiente en los valores estimativos de potencia de señal para una convergencia más rápida del mejor factor de amplitud. El rango de amplitud puede ser determinado al comparar los niveles pico de la señal de referencia muestreada y las señales de imagen en el espejo o imagen en el espejo desplazadas. El factor de amplitud puede ser estimado al tomar la proporción de amplitud pico de señal de referencia con la amplitud pico de la señal de imagen en el espejo desplazada (RSP/SMSP) . Si la amplitud pico de señal de referencia es más alta que la amplitud pico de la señal de imagen en el espejo desplazada, una ganancia de señal adicional es necesaria para una buena cancelación. Sin embargo, para una confiabilidad agregada, el rango de amplitud debe ser ajustado a 2*RSP/SMSP en el extremo superior y SMSP/ (RSP) en el extremo inferior. Si la amplitud pico de señal de imagen en el espejo desplazada es mayor que la amplitud pico de señal de referencia, existe la condición opuesta y la atenuación es deseable para una buena cancelación. En este caso, el rango de amplitud debe de ser ajustado a RSP/(2*SMSP) en el extremo inferior y SMSP/RSP en el extremo superior. Alternativamente, el rango de amplitud puede ser un rango fijo, tal como 1/128 a 128. Una vez que los factores de desplazamiento en el tiempo y amplitud son conocidos, la unidad 190 de procesamiento central sale de la rutina de calibración al apagar la fuente 15 de señal compleja y desconectarla de la línea telefónica. Luego la unidad 190 de procesamiento central establece el factor de amplitud como el mejor valor estimativo de amplitud y el factor de desplazamiento en el tiempo como el mejor valor estimativo de desplazamiento en el tiempo. Luego comienza a muestrear continuamente las señales derivadas 104 y 105 y aplica los factores de desplazamiento en el tiempo y amplitud a la versión muestreada de la señal de imagen en el espejo en tiempo real. También en tiempo real, la unidad 190 de procesamiento central resta la señal de imagen en el espejo de amplitud ajustada, desplazada de la señal de referencia para producir la señal resultante. La señal resultante es la muestreada eqµivalente de la señal de recepción 31 en la figura 6. El procedimiento es ilustrado en la figura 11. El habla del extremo cercano es cancelada en esta señal. Luego se puede hacer pasar a una implementación digital de un detector 27 de señal de tono o desmodulador 28 de FSK o hacerse pasar a un convertidor digital a análogo para una reconstrucción análoga como se describe previamente. El algoritmo anterior intenta encontrar los factores de desplazamiento en el tiempo y amplitud que producen una señal resultante con el valor estimativo de potencia de señal más bajo. En la mayoría de los casos, este logaritmo será suficiente. Sin embargo, dependiendo de la señal compleja utilizada, es posible que el algoritmo anterior encuentre el mejor factor de desplazamiento en el tiempo y el mejor factor de amplitud que cuando se combinen den como resultado solamente una condición de valor estimativo de potencia mínima local para la señal resultante. En tales casos, un método de fuerza bruta de procesar sistemáticamente una rejilla bidimensional (que consiste de factores de amplitud contra factores de desplazamiento en el tiempo) es recomendado. En lugar de intentar identificar estos factores independientemente entre si, se hace un esfuerzo de prueba y error al tratar cada punto en la rejilla como se ilustra en la figura 12. La combinación que produce el valor estimativo de potencia de señal más baja es el par de factores hacer utilizados durante la operación de estado estable. Para hacer que este algoritmo converja más rápido, cada segundo o tercer punto en la rejilla puede ser evaluado inicialmente en lugar de evaluar cada punto como se ilustra en la figura 13. Sin embargo, el valor estimativo de potencia de señal para cada punto debe ser almacenado. Después que la ronda inicial esta completa, la unidad 19 de procesamiento central busca la rejilla por un rectángulo cuyos puntos de esquina tengan los valores estimativos de potencia de señal resultante más bajos. Los valores estimativos de potencia de señal de los cuatro puntos de esquina son promediados y almacenados en una variable local. Luego la unidad de procesamiento central 19 utiliza las coordenadas de aquellos cuatro puntos para determinar los nuevos rangos de amplitud y desplazamiento en el tiempo. Luego los enfoca en aquel espacio y repite interactivamente el proceso tantas veces como se desee. En el punto en donde la diferencia entre al nuevo valor estimativo de potencia de cuatro puntos promedio. es menor de 2% diferente del valor estimativo de potencia de cuatro puntos promedio previo, el proceso es terminado y puede comenzar el conmutador a la operación de estado estable. La descripción anterior se ha presentado solamente para ilustrar y describir la invención. No se propone ser exhaustiva o limitar la invención a cualquier forma descrita. Muchas modificaciones y variaciones son posibles a la luz de las enseñanzas anteriores. Las modalidades fueron escogidas y descritas con el fin de explicar mejor los principios de la invención y su aplicación práctica para permitir que otros experimentados en la técnica utilicen mejor la invención en varias modalidades y con varias modificaciones como sean apropiadas al uso particular contemplado. Se hace constar que, con relación a esta fecha, el mejor método conocido por la solicitante para llevar a la práctica la citada invención es el que resulta claro de la presente descripción de la invención.

Claims (41)

1. REIVINDICACIONES Habiéndose descrito la invención como antecede, se reclama como propiedad lo contenido en las siguientes reivindicaciones : 1. Una combinación para cancelación de habla del extremo cercano contada a los conductores de interfase de punta y nuca de un circuito al cual es unido o conectado a un equipo de oficina, la combinación esta caracterizada porque comprende : un primer elemento de impedancia en serie con uno de los conductores de interfase de punta y nuca, el primer elemento de impedancia y la impedancia del circuito y equipo de oficina conectado a los conductores de punta y nuca forman la mitad de un puente de Wheatstone que tiene un centro; medios de red y un elemento de impedancia escalable conectado en serie con las redes y que forman la otra mitad del puente de Wheatstone, la impedancia de red coincide con la impedancia de circuito y equipo de oficina conectado a los conductores de punta y nuca multiplicado por un factor de K y la impedancia escalable coincide con la impedancia del primer elemento de impedancia, también multiplicada para un factor de K y un detector conectado a través del centro del puente de Wheatstone, el detector es conectado al punto de conexión entre el primer elemento de impedancia y la impedancia de circuito y equipo de oficina en la mitad del puente de Wheatstone y el punto de conexión entre los medios de red y el elemento de impedancia escalable de la otra mitad del puente de Wheatstone.
2. 2. La combinación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque los medios de red comprenden una prioridad de redes de impedancias diferentes y medios para seleccionar una de las redes que es imagen del espejo de la impedancia del circuito y equipo de oficina.
3. 3. La combinación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizada porque el primer elemento de impedancia es un resistor de valor de resistencia pequeña conocido y la impedancia escalable es también un resistor de valor conocido .
4. 4. La combinación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizada porque el primer elemento de impedancia es un resistor de valor de resistencia pequeña conocido y el elemento de impedancia escalable comprende una combinación en serie-paralelo de resistores que incluyen una escalera de resistencias conmutable.
5. 5. La combinación de conformidad con la reivindicación 2, caracterizada porque el primer elemento de impedancia es un primer transistor o combinación de transistores y el elemento de impedancia escalable es un segundo transistor o combinación de transistores y que comprende de más medios para provocar que el flujo de corriente a través del segundo transistor o combinación de transistores sea una imagen en el espejo del flujo de corriente a través del primer transistor o combinación de transistores por un factor de 1/K.
6. 6. La combinación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque el detector es un amplificador diferencial cuya salida suministra detectores de señal de tono o receptores de datos atenuados o habla del extremo cercano cancelada junto con señales de tono que emanan del circuito.
7. 7. La combinación de conformidad con la reivindicación 1, caracterizada porque comprende de más un controlador de sistema para alterar la impedancia del elemento de impedancia escalable para provocar que el elemento de impedancia escalable sea una imagen en el espejo de la impedancia del primer elemento de impedancia por un factor de K.
8. 8. La combinación de conformidad con la reivindicación 7, caracterizada porque el primer elemento de impedancia es un resistor de valor de resistencia pequeña conocido y el elemento de impedancia escalable comprende un resistor detector en paralelo con un resistor fijo y una escalera de resistores ajustable, el controlador del sistema provoca la apertura y cierre de derivaciones sobre la escalera de resistores para provocar que el elemento de impedancia escalable sea una imagen en el espejo de la impedancia del resistor de valor de resistencia pequeña conocido por un factor de K.
9. 9. La combinación de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque los medios de red comprende una pluralidad de redes de diferentes impedancias y medios de conmutación para conectar una de las redes en un puente de Wheatstone, la combinación comprende de más medios para determinar cual de las redes es imagen en el espejo de la impedancia del circuito y equipo de oficina por un factor de K, el controlador de sistema es responsable o sensible a los medios de terminación para abrir los medios de conmutación para la una o más de tales redes.
10. 10. La combinación de conformidad con la reivindicación 8, caracterizada porque los medios de red comprenden una pluralidad de redes de diferentes impedancias, cada una conectada permanentemente a un conector de la interfase de punta y nuca y su propio elemento de impedancia escalable, formando así múltiples mitades del puente de Wheatstone.
11. 11. La combinación de conformidad con la reivindicación 10, caracterizada porque se conectan detectores entre el primer elemento de impedancia y la impedancia del circuito y el equipo de oficina en una mitad del puente de Wheatstone y conectado singularmente al punto de conexión entre cada red y su elemento de impedancia escalable para cada mitad del puente de Wheatstone.
12. 12. La combinación de conformidad con la reivindicación 11, caracterizada porque los medios de red comprenden una pluralidad de redes conectadas permanentemente de diferentes impedancías la combinación comprende de más medios para determinar cual de las redes es imagen del espejo de la impedancia de circuito y el equipo de oficina por un factor de K, el controlador de sistema es sensible a los medios de determinación para poner en operación los medios de conmutación para seleccionar una salida del detector mediante la operación de medios de conmutación.
13. 13. La combinación de conformidad con la reivindicación 7, caracterizada porque el primer elemento de impedancia es un primer transistor o combinación de transistores y el elemento de impedancia escalable es un segundo transistor o combinación de transistores, la combinación comprende de más medios sensibles a los controladores de sistema para provocar que el flujo de corriente a través del segundo transistor sea imagen en el espejo del flujo de corriente a través del primer transistor por un factor de 1/K.
14. 14. La combinación de conformidad con la reivindicación 13, caracterizada porque los medios de red comprende una pluralidad de redes de diferentes impedancias y medios de conmutación para conectar una de las redes en el puente de Wheatstone, la combinación comprende de más medios para determinar cual de las redes es imagen en el espejo de la impedancia del circuito y el equipo de oficina por un factor K, , el controlador de sistema es sensible a los medios de determinación para poner en operación los medios de conmutación para una de las redes.
15. 15. Un aparato para cancelar el habla o señales del extremo cercano incidentes en un detector de tonos de punta y nuca, el aparato es conectado a una interfase primaria de punta y nuca que tiene conductores de un circuito y una interfase secundaria de punta y nuca, el aparato esta caracterizado porque comprende: un detector conectado en serie ya sea con un conductor u otro de la interfase primaria de punta y nuca, el detector y el circuito que . forman una mitad del puente de Wheatstone que tiene primeras y segundas derivaciones centrales; un circuito de imagen en el espejo que tiene una impedancia que es K veces más grande que la impedancia del detector; una red de equilibrio conectada a la interfase de punta y nuca secundaria, la red de equilibrio es seleccionable para obtener la impedancia de circuito de imagen en el espejo que coincide mejor con la impedancia encontrada en la interfase primaria de punta y nuca y es conectado al circuito de imagen el espejo de tal manera que el circuito de imagen en el espejo y la red de equilibrio forman la otra mitad del puente de Wheatstone y medios para detectar la cancelación del habla cercana conectados a través de las derivaciones centrales del puente de Wheatstone.
16. 16. El aparato de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque el detector comprende un resistor detector que tienen un valor de resistencia pequeño.
17. 17. El aparato de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el circuito de imagen en el espejo comprende un primer resistor que tiene una impedancia ligeramente mayor que al resistor detector en paralelo con una escalera de resistores conmutable, la escalera de resistores esta en serie con un segundo resistor que tiene una impedancia que desplaza la resistencia en paralelo combinada del segundo resistor y la escalera de resistores.
18. 18. El aparato de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque el circuito de imagen en el espejo comprende un primer resistor que tiene una impedancia K veces más grande que el resistor detector.
19. 19. El aparato de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque la red de equilibrio comprende una pluralidad de redes de impedancias diferentes.
20. 20. -El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque las redes de equilibrio son conectadas permanentemente a un conductor de la interfase de punta y nuca y su propio elemento de impedancia escalable.
21. 21. El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque comprende de más medios de conmutación para conectar una o más de las redes en el puente de Wheatstone.
22. 22. El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque los medios de detector comprenden un amplificador diferencial que tiene una salida, una primera entrada y una segunda entrada, la primera entrada es acoplada capacitivamente al conductor en la interfase primaria de punta y nuca que es conectada al resistor detector, la segunda entrada es acoplada capacitivamente a un nodo común entre la red equilibrada y el circuito de imagen en el espejo y la salida es acoplada a detectores de tonos o receptores de datos para suministrar los detectores de tonos o receptores de datos con habla del extremo cercano atenuada o cancelada junto con las señales de tono que emanan del circuito.
23. 23.' El aparato de conformidad con la reivindicación 19, caracterizado porque una multitud de detectores, que tienen cada uno una salida, una primera entrada y una segunda entrada y en donde la primera entrada de cada detector es acoplada capacitivamente al conductor en la interfase primaria de punta y nuca que es conectada al resistor detector, la segunda entrada de los detectores es acoplada capacitivamente de manera individual a un nodo común entre la red equilibrada y su circuito de imagen en el espejo, un detector por cada mitad de circuito del puente de Wheatstone del cual hay varios, y en donde las salidas del detector son acopladas selectivamente a detectores de tonos, receptores de datos o aparatos que desean atenuación de o cancelación de habla del extremo cercano en las que se incluyen señales de tonos que emanan del circuito.
24. 24. El aparato de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque comprende de más un controlador de sistema que tiene memorias temporales o intermedias y medios para verificar el resistor detector, sintonización de la escalera de resistores para hacer coincidir el resistor detector con , un factor K, conectar las redes equilibradas a la interfase secundaria de punta y nuca, ajustar la ganancia en el amplificador diferencial y decidir cual red equilibrada coincide mejor con la impedancia encontrada en la interfase primaria de punta y nuca.
25. 25. El aparato de conformidad con la reivindicación 22, caracterizado porque comprende de más un controlador de sistema que tiene memorias temporales o memorias intermedias y medios para verificar el resistor detector, que ajusta la ganancia en los amplificadores diferenciales y que decide que salida del conjunto de amplificadores diferenciales produce la mejor cancelación de señales del extremo cercano, seleccionando mediante esto la mitad de circuito del puente de Wheatstone con la red equilibrada que coincide mejor con la impedancia encontrada en la interfase primaria de punta y nuca .
26. 26. El aparato de conformidad con la reivindicación 25, caracterizado porque comprende de más medios detectores de línea de voltaje conectados a través de la interfase primaria de punta y nuca para determinar el estado de la línea.
27. 27. El aparato de conformidad con la reivindicación 26, caracterizado porque comprende de más medios para eliminar el tono de marcación por el equipo de oficina durante un proceso de calibración.
28. 28. El aparato de conformidad con la reivindicación 15, caracterizado porque los medios detectores comprenden: un convertidor análogo a digital acoplado a las primeras y segundas derivaciones centrales del puente de Wheatstone y una unidad de procesamiento que tiene medios para manipular palabras digitales y una memoria, la unidad de procesamiento es acoplada al convertidor análogo a digital.
29. 29. El aparato de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque comprende de más una fuente de señal compleja bajo el control de la señal de procesamiento.
30. 30. El aparato de conformidad con la reivindicación 29, caracterizado porque la fuente de señal compleja comprende un convertidor digital a análogo que es alimentado por palabras digitales por la unidad de procesamiento.
31. 31. El aparato de conformidad con la reivindicación 28, caracterizado porque los medios de manipulación de palabras digitales de la unidad de procesamiento comprenden además medios para tomar muestras de una señal análoga a una velocidad de aproximadamente 20 veces o más que la señal compleja.
32. 32. El aparato de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque los medios de manipulación de palabras digitales de la unidad de procesamiento comprenden además medios para determinar la diferencia en fase y desplazamiento en el tiempo entre las señales que aparecen en las primeras y segundas derivaciones centrales y medios para optimizar el desplazamiento en el tiempo en la segunda derivación central.
33. 33. El aparato de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque los medios de manipulación de palabras digitales de la unida de procesamiento comprenden además medios para determinar la diferencia en amplitud entre las señales que aparecen en las primeras y segundas derivaciones centrales y medios para optimizar la amplitud en la segunda derivación central.
34. 34. El aparato de conformidad con la reivindicación 31, caracterizado porque los medios de manipulación de palabras digitales de la unidad de procesamiento comprenden además medios para restar la señal que aparece en la primera derivación y la señal optimizada extraída de la segunda derivación central.
35. 35. Un aparato para la cancelación del habla del extremo cercano para detectores de señales de tonos conectados a conductores de interfase de punta y nuca de un circuito, el aparato esta caracterizado porque comprende: primeros medios de impedancia en serie con uno de los conductores de interfase de punta y nuca y que forman con el circuito y equipo de oficina una mitad de puente de Wheatstone que tienen primeras y segundas derivaciones centrales; segundos medios de impedancia que tienen una impedancia que es K veces más grande que la impedancia de los primeros medios en serie con medios de red conocidos y que forman con el circuito la segunda mitad del puente de Wheatstone; medios de procesador para delimitar la impedancia de imagen en el espejo de los segundos medios de impedancia que coinciden mejor con la impedancia de los primeros medios de impedancia y el circuito y medios conectados a través de las derivaciones centrales del puente de Wheatstone para cancelar las señales del extremo cercano.
36. 36. El aparato de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque los medios de procesador incluyen una memoria temporal o memoria intermedia de línea, una memoria temporal o intermedia de energía y una memoria temporal o intermedia de identidad del elemento de red.
37. 37. El aparato de conformidad con la reivindicación 35, caracterizado porque los medios de procesador incluyen un circuito desplazador de fase, un circuito de control de ganancia, memoria y un circuito de estimación del nivel de señal o algoritmos digitales funcionalmente equivalentes.
38. 38. Un método para la cancelación del habla del extremo cercano para detectores de señales de tono conectados a los conductores de punta y nuca de un circuito al cual es conectado equipo de oficina, el método esta caracterizado porque comprende las etapas de: conectar un primer elemento de impedancia en serie con uno de los conductores de interfase de punta y nuca, el primer elemento de impedancia y la impedancia de circuito y equipo de oficina que forma una mitad de un puente de Wheatstone que tiene primeras y segundas derivaciones centrales; acoplar un elemento de impedancia variable en serie con medios de red para formar la otra mitad del puente de Wheatstone _ de tal manera que la impedancia variable y los medios de red hacen coincidir la impedancia de la primera impedancia K y detectar la señal a través del puente de Wheatstone en el punto de conexión entre el primer elemento de impedancia y la impedancia del circuito en la primera mitad del puente de Wheatstone y el punto de conexión entre los medios de red y el elemento de impedancia variable de la otra mitad del puente de Wheatstone.
39. 39. El método de conformidad con la reivindicación 38, caracterizado porque la etapa de conexión comprende las subetapas de: verificar un voltaje a través de los conductores de punta y nuca e indicar a un controlador del sistema el estado de los controlad'ores de punta y nuca del circuito en base al voltaje verificado.
40. 40. El método de conformidad con la reivindicación 39, caracterizado porque la etapa de acoplamiento comprende las subetapas de: aplicar una terminación de línea de corriente directa y señal de calibración, sensible al estado indicado, a través de los conductores de punta y nuca del circuito; proporcionar una salida análoga o digital al controlador del sistema que es proporcional a la energía en el detector de señales de tonos; ajustar selectivamente, en respuesta a la salida análoga o digital proporcionada en el controlador del sistema, la impedancia variable de tal manera que la impedancia variable es aproximadamente K veces la primera impedancia; escoger selectivamente mediante- el controlador del sistema los medios de red que minimizan la energía de habla del extremo cercano y ajustar una salida del amplificador diferencial en base a los medios de red conectados.
41. 41. El método de conformidad con la reivindicación 39, caracterizado porque la etapa de acoplamiento comprende las subetapas de: aplicar una terminación de línea de corriente directa y señal de calibración en respuesta al estado indicado, a través de los conductores de punta y nuca del circuito; tomar muestras, en respuesta a la señal de calibración, de las primeras y segundas derivaciones centrales del puente de Wheatstone para obtener una señal de referencia; utilizar medios de desplazamiento de fase y de control de ganancia para hacer coincidir la señal de referencia con la señal que aparece a través de la impedancia variable para producir factores de desplazamiento de fase y de control de ganancia correspondientes; aplicar los factores de desplazamiento de fase y control de ganancia correspondientes a la señal que aparece a través de la impedancia variable para producir una señal manipulada y restar la señal de referencia de la señal manipulada para producir una señal digital resultante en donde las señales del extremo cercano han sido atenuadas o canceladas.