JP2002500459A - パルス入力用の高速レシオ形cmos論理構造 - Google Patents
パルス入力用の高速レシオ形cmos論理構造Info
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Abstract
Description
用する高速CMOS回路構成に関する。
ランジスタを集積化することができるようになった。例えば、現代の集積回路(
IC)は一般に単一の小さい基板上に相互に接続された数百万個のトランジスタ
を含む。一般には、これらは電界効果トランジスタ(FET)である。同時に、
コンピュータ・アーキテクチャ、より詳細にはプロセッサ・アーキテクチャは、
サイクル・タイムの短縮化を重要視する方向に進んでいる。半導体製造およびプ
ロセッサ・アーキテクチャのこのような進歩により、設計者は基本回路機能を実
現する新しい方法を考えるようになった。
動作するクロック周波数を上げることが必要になる。クロック周波数を上げるこ
とは、各クロック・サイクル内で許容される論理ゲート遅延がますます小さくな
ることを意味する。今なお、現代のプロセッサ・アーキテクチャは一般に相当の
数の論理動作が出来るだけ速く行われることを必要とする。あとで述べるように
、高速動作を達成するいくつかの方式の論理設計が開発された。
FET)ごとに1つのpチャネル電界効果トランジスタ(PFET)が必要にな
る。このことは、複合論理ゲートとしては、PFET OR構造を持つNFET
スタックか、またはPFTスタックを持つNFET OR構造のいずれかである
ことをいう。図1(a)は、スタティック・フルCMOS複合論理ゲートのトラ
ンジスタ・レベルの構成を示す。図1(b)は、図1(a)の回路で実現される
論理機能を表す論理記号を示す。これらの複合論理ゲート構造の物理的なレイア
ウトにより、出力ノードに関連した接合面積、したがって相当大きい寄生容量が
生じる。
小さくする動的論理構造、例えばドミノ論理が開発された。ドミノ論理とは、プ
リチャージされた出力ノードを有するいくつかの直列結合論理段を含む回路構成
を示す。いくつかの直列結合ドミノ論理段の集合はドミノ・ブロックと呼ばれる
。一方、ドミノ・ブロックは高速CMOS論理集積回路でパイプライン・アーキ
テクチャを実現するためにしばしば使用されるので、ドミノ・ブロックはパイプ
ステージと呼ばれる。個々の論理段の出力ノードは第1の論理レベルにプリチャ
ージされ、次に、実現されている論理機能および様々な入力信号の状態に応じて
、出力ノードが第2の論理レベルに切り換えられるように論理信号が加えられる
。鎖状になった各ドミノ段が評価を行う時に、次のドミノ段の出力は切換えがイ
ネーブル状態になる。プリチャージされたノードが順番に「電位が下がる」ので
、動作は倒れるドミノになぞらえて説明され、このタイプの回路構成の名前はこ
こから来ている。
力容量の両方を減少させる傾向があるが、ドミノ回路はリセット(すなわち、プ
リチャージ)回路を必要とし、さらに、ドミノ回路は充電にともなう誘起雑音の
問題に敏感である。
タティック・フルCMOS論理構造よりも入出力容量が小さく、充電にともなう
問題に敏感でない構造である。
構造は、非常に小さい固有のスイッチング遅延を有する論理出力を生成する。プ
ルダウン・トランジスタと相補的なプルアップ・トランジスタとは、論理構造が
直流電流を吸い込むかまたは流出するときでもデフォルト論理の出力レベルが公
称レベルにごく近い状態にあるような比になっている。パルス入力信号がアクテ
ィブでないときには、イネーブル状態の直流電流経路はない。
ンを有する論理構造がアクティブ低パルス入力信号を受け取り、全ての入力信号
が低レベルにあるときに論理高の出力信号を生成する。入力信号の少なくとも1
つが、ただし全てではないが、低である時に、論理構造は、直流電流を吸い込み
ながら、論理低の出力信号を生成する。この特定の実施態様のデフォルト条件で
ある、入力信号の全てが高レベルにあるとき、論理構造は論理低の出力信号を生
成し、直流電流経路はオンに切り換えられない。
明細書では、必ずしも実際の実施の態様の全てを説明しない。もちろん理解でき
るであろうが、そのような実際の実施形態のどの開発においても、実施ごとに異
なるシステム関連の制約およびビジネス関連の制約を受けるコンプライアンスの
ような開発者固有の目的を達成するために、数多くの実施固有の決定が行われな
ければならない。さらに、理解できるであろうが、そのような開発努力は複雑で
時間のかかるものかもしれないが、この開示の恩恵を受ける当業者にとっては必
ずある決まりきった過程であろう。
を提供する。本発明の一態様では、対称論理構造は等しい数のプルアップ経路と
プルダウン経路を有する。本発明の他の態様では、非対称論理構造は等しくない
数のプルアップ経路とプルダウン経路を有し、代表的な実施形態では、プルダウ
ン経路の数がプルアップ経路の数を上回っている。また、これらの論理構造は論
理ゲートと呼ぶこともできる。
とNFETの各対のゲートは、通常は論理高の状態の出力信号を有し、パルスの
低の出力状態を生成することができる信号源に共通に結合される。
用である。パルス・ドミノ回路は、一般に、デフォルトで論理高の状態になる出
力を持ち、ドミノ評価経路を制御する入力信号が接地への導通をイネーブル状態
にするときに、低アクティブ・短いパルスを生成する。ここの教示の恩恵を受け
る当業者は認めるであろうが、PFETで構成された評価経路を持つドミノ構造
は、一般に、PFETドミノ評価経路を制御する入力信号が正電圧への導通をイ
ネーブル状態にするときに、高レベルの出力を生成する。
語は全て、ドミノ出力ノードから接地への経路を形成するNFETがそのドミノ
段への論理入力で制御されるドミノ段のことをいう。pタイプ・ドミノ、pスタ
ック・ドミノ、およびpチャネル評価経路という用語は全て、出力ノードから正
電圧電源への経路を形成するPFETがそのドミノ段への論理入力で制御される
ドミノ段のことをいう。ドミノ回路段は、電界効果トランジスタだけではなく、
どのような適当な構成要素でも実現することができることを当業者なら理解でき
よう。
出力ノードのことをいう。このアクティブ状態はプリチャージ状態と異なるレベ
ルである。
の方法で使用できる。ここで使用するように、論理ゲートを背景にして使用され
るときには、ゲートは任意の論理機能を実現する回路のことをいう。トランジス
タ回路構成を背景にして使用されるときには、ゲートは3端子FETの絶縁ゲー
ト端子のことをいう。半導体基板を考慮すると、FETは4端子デバイスと見る
ことができるが、本発明の実例の実施形態を説明するためには、FETは、従来
のゲート、ドレイン、ソースの3端子モデルを使用して説明する。
クロック信号の遷移に関連してアサートされ、クロック信号と無関係にディアサ
ートされる。さらに、パルスの継続時間、すなわち、パルスがアサートされてい
る時間の長さは一般にクロック期間に比べて短い。
たはゼロにすることをいう。しかし、ドミノ論理段に関しては、リセットは、出
力ノードを「評価しない」状態にすることをいう。すなわち、nチャネル評価経
路を持つドミノ段は高レベルにリセットし、pチャネル評価経路を持つドミノ段
は低レベルにリセットする。
もしくは、自己リセット・ドミノは、自己終結とよばれることもある。これらの
用語は全て、出力ノードが評価するときに、ドミノ段の出力ノードをプリチャー
ジし始める回路を持つドミノ段のことをいう。
価経路段になっている直列に接続された複数のドミノ段を持つ回路構成のことを
いう。
、ドミノ回路を説明する基本的な情報を図2〜3を参照して以下に説明する。当
業者は認めるであろうが、ドミノ回路設計の一般的なカテゴリの中には、作るこ
とができる多くの回路の変形および修正がある。例示的なドミノ論理回路につい
ての簡単な説明の後で、本発明によるレシオ形CMOS論理構造の特定の実施形
態を説明する。
NDゲート210は、出力ノード218と接地の間に直列に結合されたNFET
211〜213(すなわち、nスタック)、および電圧電源と出力ノード218
の間に結合されたPFET214を含む。PFET214のゲートはNFET2
11のゲートに結合され、両方のゲートが入力クロック信号CLKを受け取る。
データ入力BとAは、図示のようにNFET212と213のゲートにそれぞれ
結合する。動作には、2つの相、すなわちプリチャージ相と評価相がある。これ
ら2つの相についての他の用語は、それぞれプリチャージ期間と評価期間である
。プリチャージ相では、CLKが低のときに、NFET211はオフであるから
、出力ノード218から接地への導通経路はなく、同時にPFET214がオン
して、電圧電源Vccから出力ノード218への導通経路を形成するので、出力
ノード218は高レベルに充電される。適当な動作に関して、信号AとBはCL
Kが高になる前に安定する。評価相では、CLKが高になって、PFET214
をオフしNFET211をオンする。NFET211がオンして、両方の信号A
とBが高の場合には、出力ノード218から接地に至る導通経路ができる。すな
わち、両方のNAND入力が高であれば、評価相の間出力は低になる。そうでな
ければ、出力は高のままである。評価相の間にnスタックを通して出力ノード2
18が放電されないときには、その出力ノード218は「浮動」の高であり、そ
の電圧は、漏れ電流および他の信号への容量結合を介した電荷の損失または取得
のために変化し易い。出力ノード218はインバータ220の入力に結合する。
ようなスタティック反転論理段を経由して結合される。ドミノ論理のジッパー実
施が考案されたが、スタティック反転論理構造で直列に結合されたnスタック・
ドミノ段を持つものがより一般的である。この構成は、nスタック・ドミノ出力
ノードが高レベルにプリチャージされるので有用である。そこで、もし別のnス
タック・ドミノ段の入力に直接接続されていれば、誤って放電されるドミノ段を
生じるかもしれない。インバータ以外の反転論理構造をドミノ段の間に配置して
もよいことを当業者なら理解できよう。例えば、論理NANDおよびNORの機
能を用いることができる。
たドミノ論理段300を示す。当業者なら理解できるように、ドミノ出力318
と接地の間に結合されるNFETを様々に構成することで、様々な論理機能を実
施することができる。図3に示す例では、2つの平行な、2つの高ANDスタッ
クが使用されている。第1のANDスタックは、図3に示すように、ドミノ出力
318と接地の間にNFET302、304を直列に結合して作る。第2のAN
Dスタックは、図3に示すように、ドミノ出力318と接地の間にNFET30
6、308を直列に結合して作る。2つのPFET314、316は、電源とド
ミノ出力318の間に並列に結合する。PFET316はリセット・デバイスで
あり、ドミノ出力318を低レベルから高レベルに戻すために必要な電荷を供給
する。ドミノ出力ノード318は、インバータ320の入力に結合する。PFE
T316のゲート312は、リセット信号に結合する。本発明の実施形態では、
ドミノ段の少なくとも1つが自己リセット回路を実現し、少なくとも1つのドミ
ノ段が自己仕立てのクロック動作リセットを実現する。ドミノ論理段300のハ
ーフ・キーパー機能はインバータ310を含む。インバータ310の入力は、ド
ミノ出力318に結合する。インバータ310の出力は、PFET314のゲー
トに結合する。インバータ310は、PFET314とともにハーフ・キーパー
機能を実現する。
T314のゲートの低によりPFET314はオンし、その結果電源とドミノ出
力318の間に導電性経路が存在するようになる。このようにして、ハーフ・キ
ーパーによって、ドミノ出力318に高レベルが維持されるようになる。ドミノ
出力318が低を評価するときに、インバータ310の出力は高となり、その結
果PFET314はオフする。
、電源とドミノ出力318の間に存在する導電性経路はない。PFET316の
ゲート312が低レベルのときに、PFET316はオンし、導電性経路が電源
とドミノ出力318の間に存在する。このようにして、ドミノ出力318は高レ
ベルにリセットされる。ドミノ出力318が高レベルに戻るときに、インバータ
310の出力は低になり、その結果PFET314はオンする。一般には、PF
ET314、316は、PFET314がPFET316よりも大きいオン抵抗
を持つように寸法決定される。
説明する。図に示すように、PFET402、406、410は第1の電源ノー
ドと出力ノード414の間にソースからドレインに向けて結合する。このように
して、PFET402、406、410は第1の電源ノードと出力ノード414
の間に切換え可能な導電性経路を形成する。すなわち、ノード414と第1の電
源ノードの間の導電性経路は、PFET402、406、410のゲートに加え
られる電圧を制御することでオンとオフに切り換えることができる。NFET4
04、408、412は、出力ノード414と第2の電源ノードの間にドレイン
からソースに向けて結合されている。このようにして、NFET404、408
、412は出力ノード414と第2の電源ノードの間に切換え可能な導電性経路
を形成する。すなわち、ノード414と第2の電源ノードの間の導電性経路は、
NFET404、408、412のゲートに加えられる電圧を制御することでオ
ンとオフに切り換えることができる。この中の教示の恩恵を受ける当業者なら理
解できるであろうが、ここに示した切換え可能な導電性経路は、出力ノードと第
1または第2の電圧電源ノードの間の単一のトランジスタを示すが、これらの切
換え可能な導電性経路は、電界効果トランジスタのような直列接続回路要素で実
現することもできる。
ードは接地である。PFET402およびNFET404のゲートは、共通に、
Aと表示するアクティブ低のパルス信号源に結合する。PFET406とNFE
T408のゲートは、共通に、Bと表示するアクティブ低のパルス信号源に結合
する。PFET410とNFET412のゲートは、共通に、Cと表示するアク
ティブ低のパルス信号源に結合する。NFET404、408、412の各々は
、それらの1個のどれもが完全に導通する2個のPFETで供給される電流を吸
い込み、出力ノード414に所定の公称低レベルを維持することができるように
寸法決定される。
およびCが高状態にあるときには、出力ノード414は、NFET404、40
8、412を通して接地に結合され、PFET402、406、410はオフし
、したがって直流電流経路はないことが理解できる。同じように、全てのアクテ
ィブ低のパルス入力信号A、B、およびCが低状態にあるときには、NFETを
通る接地への経路はオフしており、3個のPFET402、406、410は全
て並列でオンし、出力ノード414を高にドライブするので、出力ノード414
はすぐに高になる。しかし、アクティブ低のパルス入力信号の1つまたは2つが
低になり、アクティブ低のパルス入力信号の少なくとも1つが高のままであると
きには、NFETはオンしているPFETからの実質的に全ての電流を吸い込む
ように寸法決定されているので、出力ノード414は低のままである。直流電流
経路が存在するのは、この条件の間だけである。一般に直流電流経路は、集積回
路で消費される電力量を減らすために、設計者は避けるが、本発明のレシオ形C
MOS論理構造は、一般に、入力信号のアクティブ低パルスの継続時間が短く、
したがって直流電流経路が短い時間の間だけ存在するように動作する。この論理
構造で得られるスイッチング速度は、完全スタティックCMOS構造と比べると
余分な電力が消費されるが、高速度設計に有用である。
を説明する。図に示すように、PFET402、406は、第1の電源ノードと
出力ノード414の間にソースからドレインに向けて結合する。このようにして
、PFET402、406は、第1の電源ノードと出力ノード414の間に切換
え可能な導電性経路を形成する。すなわち、ノード414と第1の電源ノードの
間の導電性経路は、PFET402、406のゲートに加えられる電圧を制御す
ることでオンとオフに切り換ることができる。NFET404、408、412
は、出力ノード414と第2の電源ノードの間にドレインからソースに向けて結
合する。このようにして、NFET404、408、412は、出力ノード41
4と第2の電源ノードの間に切換え可能な導電性経路を形成する。すなわち、ノ
ード414と第2の電源ノードの間の導電性経路は、NFET404、408、
412のゲートに加えられる電圧を制御することでオンとオフに切り換えること
ができる。代表的な実施では、第1の電源ノードは正電圧電源であり、第2の電
源ノードは接地である。PFET402とNFET404のゲートは共通にAと
表示するアクティブ低のパルス信号源に結合する。PFET406とNFET4
08のゲートは、共通にBと表示するアクティブ低のパルス信号源に結合する。
NFET412のゲートは、Cと表示するアクティブ低のパルス信号源に結合す
る。NFET404、408、412の各々は、それらの1つがどれでもオンに
切り換わったときに、完全に導通しているPFETにより供給される電流を吸い
込み、出力ノード414の所定の公称低レベルを維持することができるように寸
法決定される。非対称な実施は、対称な実施よりも出力ノードの寄生接合容量が
少ない。
・ドミノ論理段を持つ本発明の回路実施形態500を示す。図5で理解できるよ
うに、自己リセットnスタック・ドミノ段502は、入力信号AおよびBが高に
なるときに、出力ノード503に低アクティブ・パルスを生成する。同様に、自
己リセットnスタック・ドミノ段504は、入力信号CおよびDが高になるとき
に出力ノード505に低アクティブ・パルスを生成する。
の間にソースからドレインに向けて結合されたPFET506、出力ノード51
4と接地の間にドレインからソースに向けて結合されたNFET508、正電源
電圧と出力ノード514の間に結合されたPFET510、および出力ノード5
14と接地の間にドレインからソースに向けて結合されたNFET512を含む
。PFET506とNFET508のゲートは、ドミノ論理段502の出力ノー
ド503に結合する。PFET510とNFET512のゲートは、ドミノ論理
段504の出力ノード505に結合する。NFET508は、完全にオンしたP
FET510の電流を吸い込むことができるように寸法決定される。同様に、N
FET512は、完全にオンしたPFET506の電流を吸い込むことができる
ように寸法決定される。
力信号は、図に示すように、一般に別のドミノ論理段516に結合される。ノー
ド514の出力は信号A、B、C、およびDの論理ANDである。この中の教示
の恩恵を受ける当業者なら理解できるであろうが、他の論理機能を同様に実施す
ることができる。さらに、図5に示すレシオ形CMOS論理構造は、図示の4ウ
ェイAND機能ではなくて、5ウェイ、6ウェイ以上のAND機能を実現するこ
とができる。本発明のレシオ形CMOS論理構造の特別の利点は、NFETまた
はPFETのスタックが必要でないことである。これによって、従来のスタティ
ック・フルCMOS論理の実施に比べて、本構造の入力容量および出力容量は小
さくなる。
た論理構造のファミリを提供し、非常に小さい固有スイッチング遅延を持つ論理
出力を生成する。プルダウン・トランジスタと相補的なプルアップ・トランジス
タとは、ロジック構造が直流電流を吸い込むかまたは流出するときでも、デフォ
ルト論理出力レベルが公称レベルにごく近い状態にあるような比になっている。
パルス入力信号がアクティブでないとき、イネーブル状態の直流電流経路はない
。
とすることなくCMOS論理構造を達成し、その結果入力容量および出力ノード
の寄生接合容量をスタティック・フルCMOS論理構造に比べて小さくすること
である。
信号がデフォルト高の状態であるとき、イネーブル状態にある直流電流経路がな
いことである。
ことができる。例えば、本発明は、もっと多くの、またはもっと少ない入力端子
で実施することもできる。別の代替例では、本発明のレシオ形CMOS論理構造
が論理低のデフォルト入力およびデフォルト論理高の出力レベルで動作するよう
に構成される。この構成では、入力信号の1つまたは複数、ただし全てではない
、が論理高レベルに遷移するときに、論理高レベルが維持されるような十分な電
流を流出するようにPFETは寸法決定されるはずである。
、材料、および構成の様々な他の変更は、添付の特許請求の範囲に表されている
本発明の原理および範囲から逸脱することなく行うことができることを当業者な
ら容易に理解できよう。
す図である。
ノ論理段の回路構成を示す概略図である。
。
Claims (18)
- 【請求項1】 第1のノードと出力ノードの間の第1の切換え可能な導電性
経路と、 前記出力ノードと第2のノードの間の第2の切換え可能な導電性経路と、 前記出力ノードと前記第2のノードの間の第3の切換え可能な導電性経路とを
含む回路であって、 前記第1と前記第2の切換え可能な導電性経路が第1の信号源に結合され、前
記第3の切換え可能な導電性経路が第2の信号源に結合され、前記第2と第3の
切換え可能な導電性経路がそれぞれ前記第1の切換え可能な導電性経路のオン抵
抗よりも実質的に小さいオン抵抗を持つ回路。 - 【請求項2】 前記第1のノードが正電圧電源であり、前記第2のノードが
接地である請求項1に記載の回路。 - 【請求項3】 前記第1の切換え可能な導電性経路が少なくとも1つのPF
ETを含む請求項1に記載の回路。 - 【請求項4】 前記第2の切換え可能な導電性経路が少なくとも1つのNF
ETを含む請求項1に記載の回路。 - 【請求項5】 入力端子および出力ノード結合された出力端子を有する第1
のレシオ形CMOSインバータと、 入力端子および前記出力ノードに結合された出力端子を有する第2のレシオ形
CMOSインバータとを含む回路であって、 前記第1のレシオ形CMOSインバータの入力端子が第1の低アクティブ・パ
ルス信号源の出力ノードに結合され、前記第2のレシオ形CMOSインバータの
入力端子が第2の低アクティブ・パルス信号源の出力ノードに結合されている回
路。 - 【請求項6】 前記第1のレシオ形CMOSインバータが、第1のノードと
前記出力端子の間にソースからドレインに向けて結合された第1のPFETであ
って、前記入力端子に結合されたゲートを有する第1のPFETと、前記入力端
子に結合されたゲートを有し、前記第1のPFETのオン抵抗よりも実質的に小
さいオン抵抗を有するように寸法決定された第1のNFETであって、前記出力
端子と第2のノードの間にドレインからソースに向けて結合されている第1のN
FETとを含み、 前記第2のインバータが、前記第1のノードと前記出力端子の間にソースから
ドレインに向けて結合された第2のPFETであって、前記入力端子に結合され
たゲートを有する第2のPFETと、前記入力端子に結合されたゲートを有し、
前記第2のPFETのオン抵抗よりも実質的に小さいオン抵抗を有するように寸
法決定された第2のNFETであって、前記出力端子と前記第2のノードの間に
ドレインからソースに向けて結合された第2のNFETとを含む請求項5に記載
の回路。 - 【請求項7】 入力端子と出力端子を有する第3のレシオ形CMOSインバ
ータをさらに含み、前記入力端子が、低アクティブ・パルス信号源の出力ノード
に結合され、前記出力端子が、前記出力ノードに結合されている請求項5に記載
の回路。 - 【請求項8】 複数のレシオ形CMOSインバータをさらに含み、各CMO
Sインバータが低アクティブで複数のパルス信号源にそれぞれ結合された入力端
子を有し、さらに前記複数の出力端子が共通に前記出力ノードに結合されている
請求項5に記載の回路。 - 【請求項9】 前記出力ノードと前記第2のノードの間にドレインからソー
スに向けて結合されたNFETをさらに含み、前記NFETは低アクティブ・パ
ルス信号源に結合されたゲートを有する請求項6に記載の回路。 - 【請求項10】 複数のNFETをさらに含み、各NFETが前記出力ノー
ドと前記第2のノードの間にドレインからソースに向けて結合され、各NFET
は低アクティブ・パルス信号源に結合されたゲートを有する請求項6に記載の回
路。 - 【請求項11】 前記第1のノードが、正電圧電源であり、前記第2のノー
ドが接地である請求項6に記載の回路。 - 【請求項12】 前記低アクティブ・パルス信号源がドミノ論理段である請
求項9に記載の回路。 - 【請求項13】 前記低アクティブ・パルス信号源がドミノ論理段である請
求項10に記載の回路。 - 【請求項14】 第1の電源ノードと出力ノードの間にソースからドレイン
に向けて結合された第1のPFETと、 前記出力ノードと第2の電源ノードの間にドレインからソースに向けて結合さ
れた第1のNFETと、 前記第1の電源ノードと前記出力ノードの間にソースからドレインに向けて結
合された第2のPFETと、 前記出力ノードと前記第2の電源ノードの間にドレインからソースに向けて結
合された第2のNFETと、 前記出力ノードと前記第2の電源ノードの間にドレインからソースに向けて結
合された第3のNFETとを含む回路であって、 前記第1のPFETのゲートおよび前記第1のNFETのゲートが共通に第1
の入力信号源に結合され、前記第2のPFETのゲートおよび前記第2のNFE
Tのゲートが共通に第2の入力信号源に結合され、さらに、前記第3のNFET
のゲートが第3の入力信号源に結合されている回路。 - 【請求項15】 前記第1、第2および第3のNFETのオン抵抗がそれぞ
れ、前記第1および第2のPFETの各々のオン抵抗よりも実質的に小さい請求
項14に記載の回路。 - 【請求項16】 前記第1、第2および第3の信号源がアクティブ低パルス
信号である請求項14に記載の回路。 - 【請求項17】 前記第1の電源ノードと前記出力ノードの間にソースから
ドレインに向けて結合された第3のPFETをさらに含む請求項14に記載の回
路。 - 【請求項18】 各PFETおよび各NFETがある幅とある長さを有し、
任意のPFETの幅と任意のNFETの幅の比がほぼ2.5と3.0の間にある
請求項14に記載の回路。
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