JP2002350470A

JP2002350470A - 電流センサ及び電流計測装置

Info

Publication number: JP2002350470A
Application number: JP2001153744A
Authority: JP
Inventors: Hisashi Takemoto; 寿竹本
Original assignee: Yazaki Corp
Current assignee: Yazaki Corp
Priority date: 2001-05-23
Filing date: 2001-05-23
Publication date: 2002-12-04

Abstract

(57)【要約】【課題】広いダイナミックレンジを得ることができる
電流センサ及び電流計測装置を提供する。【解決手段】環状コアには、被計測電流に応じた磁界
が発生する。第１の磁気検出手段２１内において、第１
のホール素子が磁界に応じた電気信号を出力し、第１の
増幅手段がその電気信号を増幅して、第１の電気信号と
して出力する。第２の磁気検出手段２２内において、第
１のホール素子と同一種類の第２のホール素子が磁界に
応じた電気信号を出力し、その電気信号を第２の増幅手
段が、第１の増幅手段より大きい増幅度で増幅して、第
２の電気信号として出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電流センサ及び
電流計測装置に係わり、例えば、電流を計測するために
用いられる電流センサ及び電流計測装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０は、電流計測装置として用いられ
る電流センサを組み込んだ電流計測装置を示すものであ
る。図において、１は被計測電流通路、２は環状コア、
３はホールＩＣ、４は電源回路である。上記構成におい
てその動作について説明する。被計測電流が電流通路１
を流れるとその周囲に磁界が発生する。この磁界は環状
コア２のところで大きな磁束を生じホールＩＣ３に入力
する。ホールＩＣ３は、内部のホール素子が発生する磁
束に応じた電圧を、適当なバイアス回路で増幅すること
により、入力磁束に比例した電圧を発生する。この電圧
を出力とすることで電流計測装置として動作する。

【０００３】ところで、近年、バッテリー動作の電力機
器においては機器本来の大電力動作と制御用コンピュー
タなどのみの低電力動作と、バッテリーの動作電流とし
ては大きなダイナミックレンジを持つようになった。し
たがって、その電力、電力量を制御するために必要な電
流計測装置、即ち電流計測装置にも広いダイナミックレ
ンジが要求される。例えば電気自動車においては加速時
の大電流と通常走行時、停車時の低電流、また不使用時
の機器バックアップ用の超低電流という具合に、電流信
号としては６０ｄＢから７０ｄＢものダイナミックレン
ジが要求されつつある。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、ホールＩＣ３内のホール素子の出力に、ホ
ール素子より後段の回路（バイアス回路など）の温度に
依存して変動するオフセット電圧が重畳して、広いダイ
ナミックレンジを得ることができないという問題があっ
た。

【０００５】詳細に説明すると、大電流が流れたとき
は、ホール素子の出力電圧に対する、重畳されるオフセ
ット電圧の変動幅の割合は小さいため、計測誤差も小さ
い。これに対して、小電流が流れたときは、ホール素子
の出力電圧に対する、重畳されるオフセット電圧の変動
幅の割合が大きくなるため、計測誤差も大きくなる。

【０００６】具体的に説明すると、例えば、大電流＝２
００（Ａ）のときのホール素子の出力電圧＝４．５
（Ｖ）に対して、重畳されるオフセット電圧の変動幅が
±１０ｍＶである場合、そのオフセット電圧の変動に起
因する誤差は、±１０ｍＶ／４．５Ｖ＝０．２２％程度
となる。これに対して、小電流＝４０（Ａ）のときのホ
ール素子の出力電圧＝０．５（Ｖ）である場合は、その
オフセット電圧の変動に起因する誤差は、±１０ｍＶ／
０．５Ｖ＝２％と大きくなってしまう。このため、１つ
のホールＩＣ３では、小電流まで精度良く計測すること
ができず、大電流から小電流までの広いダイナミックレ
ンジを得ることができないという問題があった。

【０００７】上記問題を解決するために、例えば、特開
平７−２０９３３６号公報及び特開平８−１９４０１６
号公報に示されたものが提案されている。この電流計測
装置は、電流通路に電流が流れることにより発生する磁
界を磁気抵抗素子で検出し、電流値として出力する方法
のセンサである。この構成において、電流通路に近い位
置に配置される小電流用の磁気抵抗対と、遠い位置に配
置される大電流用の磁気抵抗対との２つの磁気抵抗素子
を持つ。

【０００８】以上の構成によれば、小電流用の磁気抵抗
対は、電流通路近くに配置されているため、入力電流に
対する出力を、大電流用の磁気抵抗対の出力に比べて、
大きくすることができる。このため、上述したようなオ
フセット電圧の変動に起因する誤差が、大電流時に比べ
て大きくなるということがなく、大電流から小電流まで
の広いダイナミックレンジを得ることができる。

【０００９】しかしながら、磁界強度は、電流通路−磁
気抵抗対間の距離の２乗に比例するため、磁気抵抗対の
配置位置の選択が難しいという問題がある。また、小電
流計測用の磁気抵抗対と、大電流計測用の磁気抵抗対と
は、配置位置が異なるため、環状コア２を各々用意しな
ければならず、コスト的に問題がある。また、このコス
ト問題を解消するために、コアレス構造にすると、コア
を用いて集磁する形式の電流計測装置と比べて検出精度
が低くなるなどの問題があり、実用的ではなかった。

【００１０】そこで、本発明は、上記のような問題点に
着目し、広いダイナミックレンジを得ることができる電
流センサ及び電流計測装置を提供することを課題とす
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
になされた請求項１記載の発明は、被計測電流に応じた
磁界が発生する環状コアと、前記環状コア内の空隙部に
設けられ、前記磁界に応じた電気信号を出力する第１の
ホール素子と、前記電気信号を増幅して第１の電気信号
として出力する第１の増幅手段とを有する第１の磁気検
出手段と、前記環状コア内の空隙部に設けられ、前記第
１のホール素子と同一種類の第２のホール素子と、前記
第２のホール素子が出力する電気信号を、前記第１の増
幅手段より大きい増幅度で増幅して、第２の電気信号と
して出力する第２の増幅手段とを有する第２の磁気検出
手段とを備えることを特徴とする電流センサに存する。

【００１２】請求項１記載の発明によれば、環状コアに
は、被計測電流に応じた磁界が発生する。第１の磁気検
出手段内において、第１のホール素子が磁界に応じた電
気信号を出力し、第１の増幅手段がその電気信号を増幅
して、第１の電気信号として出力する。第２の磁気検出
手段内において、第１のホール素子と同一種類の第２の
ホール素子が磁界に応じた電気信号を出力し、その電気
信号を第２の増幅手段が、第１の増幅手段より大きい増
幅度で増幅して、第２の電気信号として出力する。

【００１３】以上の構成において、被計測電流が大きい
ときは、第１の磁気検出手段が出力する第１の電気信号
に基づき、被計測電流を計測する。一方、被計測電流が
小さいときは、第２の磁気検出手段が検出する第１の電
気信号に基づき、被計測電流を計測する。このようにす
れば、オフセット電圧の変動幅による誤差影響を受けな
いぐらいに大きい第２の電気信号に基づいて、小さい被
計測電流を計測することができる。このため、被計測電
流が小さくても計測精度が低下することがなく、被計測
電流が大きくても小さくても同様の計測精度を得ること
ができる。

【００１４】しかも、第１及び第２のホール素子は、同
一のものを用いているため、同一の電源回路を用いて駆
動することができる。さらに、増幅手段によって、第１
及び第２の磁気検出手段が出力する第１及び第２の電気
信号の大きさを変えることにより、単一の環状コア内に
第１及び第２のホール素子の両者を設けることができ、
第１及び第２のホール素子に対して別々に環状コアを設
ける必要がない。

【００１５】請求項２記載の発明は、請求項１記載の電
流センサであって、前記第１の増幅手段は、前記第１の
ホール素子が出力する電気信号を、ディジタル信号に変
換する第１のアナログ／ディジタル変換手段と、該第１
のアナログ／ディジタル変換手段が変換したディジタル
信号を、ディジタル／アナログ変換して、第１の電気信
号として出力する第１のディジタル／アナログ変換手段
とを有し、前記第２の増幅手段は、前記第２のホール素
子が出力する電気信号を、前記第１のアナログ／ディジ
タル変換手段が用いたものより、小さい基準電圧で、デ
ィジタル信号に変換する第２のアナログ／ディジタル変
換手段と、該第２のアナログ／ディジタル変換手段が変
換したディジタル信号を、ディジタル／アナログ変換し
て、第２の電気信号として出力する第２のディジタル／
アナログ変換手段とを有することを特徴とする電流セン
サに存する。

【００１６】請求項２記載の発明によれば、第１の増幅
手段において、第１のアナログ／ディジタル（Ａ／Ｄ）
変換手段が、第１のホール素子が出力する電気信号を、
ディジタル信号に変換し、第１のディジタル／アナログ
（Ｄ／Ａ）変換手段が、第１のＡ／Ｄ変換手段により変
換されたディジタル信号を、Ｄ／Ａ変換して、第１の電
気信号として出力する。第２の増幅手段において、第２
のＡ／Ｄ変換手段が、第２のホール素子から出力される
電気信号を、第１のＡ／Ｄ変換手段が用いたものより、
小さい基準電圧で、ディジタル信号に変換し、第２のＤ
／Ａ変換手段が、第２のＡ／Ｄ変換手段により変換され
たディジタル信号を、Ｄ／Ａ変換して、第２の電気信号
として出力する。以上の構成によれば、一旦ディジタル
信号に変換しているため、電気信号の信号処理が容易と
なる。

【００１７】請求項３記載の発明は、請求項１又は２記
載の電流センサであって、前記環状コアは、少なくとも
２つの空隙部を有し、前記第１及び第２のホール素子
は、前記各空隙部に対して別々に設けられることを特徴
とする電流センサに存する。

【００１８】請求項３記載の発明によれば、環状コア
が、少なくとも２つの空隙部を有する。第１の及び第２
のホール素子が、各空隙部に対して各々設けられてい
る。従って、環状コア内の各空隙部に各々第１及び第２
のホール素子を設けることにより、環状コアの径方向の
厚さを１つのホール素子の場合と同じにすることができ
る。

【００１９】請求項４記載の発明は、請求項１又は２記
載の電流センサであって、前記環状コアは、少なくとも
１つの空隙部を有し、前記第１及び第２のホール素子
は、前記空隙部内において、前記環状コアの周方向に並
べて設けられることを特徴とする電流センサに存する。

【００２０】請求項４記載の発明によれば、環状コア
が、１つの空隙部を有し、前記第１及び第２のホール素
子が、空隙部内において、環状コアの周方向にならべて
設けられている。従って、環状コアの空隙部内に、第１
及び第２のホール素子が、環状コアの周方向に並べて設
けることにより、環状コアの径方向の厚さを１つのホー
ル素子と同じにすることができる。

【００２１】請求項５記載の発明は、請求項１〜４何れ
か１項記載の電流センサと、前記被計測電流の大小に応
じて、前記磁気検出手段の何れか１つを選択する選択手
段と、前記選択手段により選択された前記磁気検出手段
が出力する電気信号に基づき、前記被計測電流を演算す
る演算手段とを備えることを特徴とする電流計測装置に
存する。

【００２２】請求項５記載の発明によれば、選択手段
が、被計測電流の大小に応じて磁気検出手段の何れか１
つを選択する。演算手段が、選択された磁気検出手段が
出力する電気信号に基づき被計測電流を演算する。従っ
て、例えば、選択手段が、被計測電流が大きいときは、
第１の磁気検出手段を選択し、被計測電流が小さいとき
は、第２の磁気検出手段を選択すれば、被計測電流が小
さいときであっても、オフセット電圧の変動の影響を受
けないくらい大きい第２の電気信号に基づいて被計測電
流を演算することができる。このため、被計測電流が小
さくても計測精度が低下することがなく、被計測電流が
大きくても小さくても同様の計測精度を得ることができ
る。

【００２３】請求項６記載の発明は、請求項５記載の電
流計測装置であって、前記演算手段は、マイクロコンピ
ュータであり、前記選択手段は、前記第１の電気信号と
予め定めた第１の閾値とを比較する第１の比較器又は、
前記第２の電気信号と予め定めた第２の閾値とを比較す
る第２の比較器を有し、前記第１又は第２の比較器の比
較結果に基づき、第１及び第２の電気信号の何れか一方
を選択して、前記演算手段に対して供給することを特徴
とする電流計測装置に存する。

【００２４】請求項６記載の発明によれば、演算手段
が、マイクロコンピュータであり、選択手段が、第１の
電気信号と予め定めた第１の閾値とを比較する第１の比
較器又は第２の電気信号と予め定めた第２の閾値とを比
較する第２の比較器を有し、第１又は第２の比較器の比
較結果に基づき、第１及び第２の電気信号のいずれか一
方を選択して、演算手段に対して供給する。従って、マ
イクロコンピュータは、第１の電気信号及び第２の電気
信号に基づいて、何れかを選択する処理を行わずに演算
処理のみを行えば良い。

【００２５】請求項７記載の発明は、請求項６記載の電
流計測装置であって、前記第１又は第２の閾値は、第１
又は第２の電気信号の増減に応じて、変動することを特
徴とする電流計測装置に存する。

【００２６】請求項７記載の発明によれば、第１又は第
２の閾値は、第１又は第２の電気信号の増減に応じて、
変動する。従って、第１又は第２の電気信号が減少して
いるときの第１又は第２の閾値を、増加しているときの
第１又は第２の閾値より小さくすれば、第１又は第２の
比較器の比較結果にチャタリングが生じることがない。

【００２７】請求項８記載の発明は、請求項６記載の電
流計測装置であって、前記演算手段及び前記選択手段
は、マイクロコンピュータから構成され、前記第１及び
第２の電気信号は、前記マイクロコンピュータに対して
並列に出力されることを特徴とする電流計測装置に存す
る。

【００２８】請求項８記載の発明によれば、第１及び第
２の電気信号が、マイクロコンピュータに対して並列に
出力される。マイクロコンピュータは、演算手段及び選
択手段として働き、並列出力される第１及び第２の電気
信号に基づき、何れかを選択し、選択した電気信号に基
づいて被計測電流を演算する。従って、マイクロコンピ
ュータによる演算が停止することがない。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、この発明の一実施の形態
を、図面を参照して説明する。図１（ａ）は、本発明の
電流センサの一実施の形態を示す図である。同図に示す
ように、被計測電流に応じた磁界が発生する環状コア１
０には、１つの空隙部が設けられている。そして、その
空隙部に、環状コア１０内に発生する磁界、即ち被計測
電流に応じた電気信号を出力する第１及び第２のホール
ＩＣ２１、２２が周方向に並んで配置されている。尚、
図示しないが、環状コア１０中央には、被計測電流が流
れる電流通路が貫通されている。

【００３０】このように、２つのホールＩＣ２１、２２
を、環状コア１０の周方向に並べて配置することによ
り、環状コア１０の径方向の厚さを１つのホールＩＣを
設けた場合と同じにすることができ、省スペース化を図
ることができる。また、上記第１及び第２のホールＩＣ
２１、２２としては、計測可能な電流範囲、上記電気信
号の温度係数及びゼロ点出力等の設定が任意に可能なプ
ログラマブルリニアホールＩＣ（ＨＡＬ８０５）を使用
している。

【００３１】具体的には、各ホールＩＣ２１及び２２
は、図２に示すように、環状コア１０に発生する磁界に
応じた電気信号を出力するホールプレート２０ａと、こ
のホールプレート２０ａが出力する電気信号をディジタ
ル信号に変換するＡ／Ｄ変換器２０ｂと、Ａ／Ｄ変換器
２０ｂが変換したディジタル信号を加工するディジタル
信号処理部２０ｃと、ディジタル信号処理部２０ｃが出
力したディジタル信号を、Ｄ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器
２０ｄとを各々有する。

【００３２】さらに、各ホールＩＣ２１及び２２は、書
換可能なＥＥＰＲＯＭ２０ｅを有している。このＥＥＰ
ＲＯＭ２０ｅ内には、計測可能な電流範囲を格納するＲ
ＡＮＧＥレジスタ（以下、ＲＡＮＧＥ）２０ｅ１が形成
されている。そして、上記Ａ／Ｄ変換器２０ｂが、上記
電流範囲に応じた基準電圧を用いて、Ａ／Ｄ変換を行う
ことにより、各ホールＩＣ２１及び２２は、設定された
電流範囲で、直線性を有する電気信号を出力する。

【００３３】また、ＥＥＰＲＯＭ２０ｅ内には、温度係
数を格納するＴＣ及びＴＣＳＱレジスタ（以下、ＴＣ及
びＴＣＳＱ）２０ｅ２、２０ｅ３が形成されている。そ
して、上記Ａ／Ｄ変換器２０ｂが、ＴＣ及びＴＣＳＱ２
０ｅ２、２０ｅ３内に設定された温度係数及び図示しな
い温度センサが計測した温度に応じた基準電圧を用い
て、Ａ／Ｄ変換を行うことにより、各ホールＩＣ２１及
び２２は、設定された温度係数の電気信号を出力する。

【００３４】ＥＥＰＲＯＭ２０ｅ内には、さらに、ゼロ
点出力を格納するＶOQレジスタ（以下ＶOQ）２０ｅ４が
形成されている。そして、ディジタル信号処理部２０ｃ
が、設定されたゼロ点出力に応じたディジタル値を、Ａ
／Ｄ変換器２０ｂにより変換されたディジタル信号に加
算することにより、各ホールＩＣ２１及び２２は、設定
されたゼロ点出力を有する電気信号を出力する。

【００３５】次に、各ホールＩＣ２１及び２２内のＲＡ
ＮＧＥ２０ｅ１内の電流範囲の設定について、図３〜図
５を参照して以下説明する。図３は、被計測電流に対す
るホールプレート２０ａの出力を示すグラフである。こ
のホールプレート２０ａは、同図に示すように、−２０
０Ａ辺り〜＋２００Ａ辺りの範囲で直線性を有する電気
信号を出力するプレートである。

【００３６】第１のホールＩＣ２１は、図中一点鎖線で
示すような、−２００Ａ辺り〜＋２００Ａ辺りの範囲が
計測可能となるように、ＲＡＮＧＥ２０ｅ１内の電流範
囲が設定されている。一方、第２のホールＩＣ２２は、
図中二点鎖線で示すような、−４０Ａ辺り〜＋４０Ａ辺
りの範囲が計測可能となるように、ＲＡＮＧＥ２０ｅ１
内の電流範囲が設定されている。

【００３７】即ち、第２のホールＩＣ２２内のＡ／Ｄ変
換器２０ｂの基準電圧は、第１のホールＩＣ２１内のＡ
／Ｄ変換器２０ｂの基準電圧より小さい値に設定されて
いる。従って、第２のホールＩＣ２２内のＡ／Ｄ、Ｄ／
Ａ変換器２０ｂ、２０ｄは、第１のホールＩＣ２１内の
Ａ／Ｄ、Ｄ／Ａ変換器２０ｂ、２０ｄより大きい増幅度
でホールプレート２０ａが出力する電気信号を増幅して
いる。

【００３８】このため、第１のホールＩＣ２１は、図４
に示すような、第１の電気信号を出力する。即ち、第１
の電気信号は、−２００Ａ、０Ａ、＋２００Ａの被計測
電流が流れると、その電圧値が０．５Ｖ、２．５Ｖ、
４．５Ｖとなる。これに対して、第２のホールＩＣ２２
は、図５に示すような、第２の電気信号を出力する。即
ち、第２の電気信号は、−４０Ａ、０Ａ、＋４０Ａの被
計測電流が流れると、その電圧値が０．５Ｖ、２．５
Ｖ、４．５Ｖとなる。

【００３９】以上のことから明らかなように、第１のホ
ールＩＣ２１内のホールプレート２０ａが、請求項中の
第１のホール素子に、第２のホールＩＣ２２内のホール
プレート２０ａが、請求項中の第２のホール素子に各々
相当する。また、第１のホールＩＣ２１が、第１の磁気
検出手段に、第２のホールＩＣ２２が、第２の磁気検出
手段に相当する。さらに、第１のホールＩＣ２１内のＡ
／Ｄ変換器２０ｂが、請求項中の第１のＡ／Ｄ変換手段
に、Ｄ／Ａ変換器２０ｄが、請求項中の第１のＤ／Ａ変
換手段に各々相当し、第２のホールＩＣ２２内のＡ／Ｄ
変換器２０ｂが、請求項中の第２のＡ／Ｄ変換手段に、
Ｄ／Ａ変換器２０ｄが、請求項中の第２のＤ／Ａ変換手
段に各々相当する。

【００４０】上記第１及び第２の電気信号には、ホール
プレート２０ａより後段の回路の温度に依存して変動す
るオフセット電圧が重畳する。このオフセット電圧の変
動は、電源電圧の変動に起因するものであり、オフセッ
ト電圧の変動幅は、電源電圧に対してほぼ一様である
（例えば±１０ｍＶ程度）。従って、第１のホールＩＣ
２１が出力する第１の電気信号は、小電流（例えば、４
０Ａ）が流れたときは、その電圧値（＝０．５Ｖ）も小
さくなり、上記オフセット電圧の変動に起因する誤差
（＝±１０ｍＶ／０．５Ｖ＝２％）が無視できないほど
大きくなる。

【００４１】これに対して、第２のホールＩＣ２２が出
力する第２の電気信号は、被計測電流が小電流（同様に
４０Ａ）であっても、その電圧値（＝４．５Ｖ）は大き
い値を示すため、オフセット電圧の変動に起因する誤差
（＝±１０ｍＶ／４．５Ｖ＝０．２２％）はわずかであ
る。従って、大電流時は第１の電気信号に基づき、小電
流時は第２の電気信号に基づき、被計測電流を演算すれ
ば、被計測電流が小さくても計測精度が低下することが
なく、大電流であっても小電流であっても同様の計測精
度を得ることができる。即ち、大電流から小電流まで良
好に計測できる広いダイナミックレンジを持つことがで
きる。

【００４２】しかも、第１及び第２のホールＩＣ２１、
２２は、同一のホールプレート２０ａを用いているた
め、同一の電源回路を用いて、ホールプレート２０ａを
駆動することができる。さらに、ホールプレート２０ａ
より後段のＡ／Ｄ変換器２０ｂ及びＤ／Ａ変換器２０ｄ
によって、ホールプレート２０ａの電気信号の増幅する
ことにより、単一の環状コア１０内に第１及び第２のホ
ールＩＣ２１及び２２を設けることができるため、ホー
ルＩＣ毎に環状コアを用意する必要がなく、コストダウ
ン及び省スペース化を図ることができる。

【００４３】また、上記電流センサは、ホールプレート
２０ａが出力する電気信号を、一旦ディジタル信号に変
換しているため、ゼロ点出力の設定などの電気信号の信
号処理が簡単となる。

【００４４】次に、大電流時に第１の電気信号を選択
し、小電流時に第２の電気信号を選択するための選択回
路について、図６及び図７を参照して以下説明する。ま
ず、図６に示すように、第１のホールＩＣ２１から出力
される第１の電気信号Ｓ１は、増幅アンプＡＰ１１によ
り増幅された後、第１のコンパレータＣＰ１（請求項中
の第１の比較器に相当する）の＋入力端に供給される。

【００４５】この第１のコンパレータＣＰ１の−入力端
には、増幅アンプＡＰ１２により増幅された、第１の閾
値発生部３０から出力される第１の閾値が供給されてい
る。そして、第１のコンパレータＣＰ１は、第１の電気
信号Ｓ１と、第１の閾値とを比較し、第１の電気信号Ｓ
１＞第１の閾値の時は、Ｈレベルの信号を、第１の電気
信号Ｓ１≦第１の閾値のときは、Ｌレベルの信号を各々
ＡＮＤゲート５０に供給する。

【００４６】上記第１の閾値発生部３０は、一端が電源
電圧ＶＢと接続されている抵抗Ｒ１１と、一端が抵抗Ｒ
１１に、他端がアースにそれぞれ接続されている抵抗Ｒ
１２と、該抵抗Ｒ１２に並列に接続されている抵抗Ｒ１
３及びスイッチング（ＳＷ）トランジスタＴｒ１の直列
回路とを有する。また、ＳＷトランジスタＴｒ１のベー
スは、第１のコンパレータＣＰ１の出力に接続され、Ｓ
ＷトランジスタＴｒ１のオンオフ制御は第１のコンパレ
ータＣＰ１により行われる。

【００４７】一方、第２のホールＩＣ２２から出力され
る第２の電気信号Ｓ２は、増幅アンプＡＰ２１により増
幅された後、第２のコンパレータＣＰ２（請求項中の第
２の比較器に相当する）の＋入力端に供給される。この
第２のコンパレータＣＰ２の−入力端には、増幅アンプ
ＡＰ２２により増幅された、第２の閾値発生部４０から
出力される第２の閾値が供給されている。そして、第２
のコンパレータＣＰ２は、第２の電気信号Ｓ２と、第２
の閾値とを比較し、第２の電気信号Ｓ２＞第２の閾値の
時は、Ｈレベルの信号を、第２の電気信号Ｓ２≦第２の
閾値のときは、Ｌレベルの信号を各々ＡＮＤゲート５０
に供給する。

【００４８】この第２の閾値発生部４０は、一端が電源
電圧ＶＢと接続されている抵抗Ｒ２１と、一端が抵抗Ｒ
２１に、他端がアースにそれぞれ接続されている抵抗Ｒ
２２と、該抵抗Ｒ２２に並列に接続されている抵抗Ｒ２
３及びＳＷトランジスタＴｒ２の直列回路とを有する。
また、ＳＷトランジスタＴｒ２のベースは、第２のコン
パレータＣＰ２の出力に接続され、ＳＷトランジスタＴ
ｒ２のオンオフ制御は第２のコンパレータＣＰ２により
行われる。

【００４９】上記ＡＮＤゲート５０は、第１及び第２の
コンパレータＣＰ１、ＣＰ２の比較結果に基づき、図８
に示すような選択信号Ｓ３を出力する。そして、その出
力である選択信号Ｓ３を図７に示すように、抵抗Ｒ３を
介してＳＷトランジスタＴｒ３のベースに対して出力し
ている。このＳＷトランジスタＴｒ３は、コレクタが抵
抗Ｒ４を介して電源電圧ＶＢに接続され、エミッタがア
ースに接続されている。そして、ＳＷトランジスタＴｒ
３のコレクタが、アナログスイッチ部６０の第１の制御
端子Ｐ１１に接続され、ベースが第２の制御端子Ｐ２１
に接続されている。

【００５０】また、アナログスイッチ部６０の第１の入
力端子Ｐ１２には、第１の電気信号Ｓ１が、第２の入力
端子Ｐ２２には第２の電気信号Ｓ２が各々接続され、そ
の出力は図示しないマイクロコンピュータ（以下、μＣ
ＯＭ）と接続されている。このμＣＯＭは、演算手段と
して働き、アナログスイッチ部６０から供給される電気
信号に基づき、被計測電流の演算を行う。

【００５１】尚、上記アナログスイッチ部６０は、第１
の制御端子Ｐ１１にＬレベルの信号が供給されると、第
１の電気信号Ｓ１を出力し、第２の制御端子Ｐ２１にＬ
レベルの信号が供給されると、第２の電気信号Ｓ２を出
力するスイッチである。従って、選択信号Ｓ３がＨレベ
ルの時は、ＳＷトランジスタＴｒ３がオンして第１の制
御端子Ｐ１１にＬレベルのコレクタ電圧が、第２の制御
端子Ｐ２１にＨレベルの選択信号Ｓ３が各々供給される
ため、第１の電気信号Ｓ１を出力する（図９参照）。一
方、選択信号Ｓ３がＬレベルの時は、ＳＷトランジスタ
Ｔｒ３がオフして第１の制御端子Ｐ１１にＨレベルのコ
レクタ電圧が、第２の制御端子Ｐ２１にＬレベルの選択
信号Ｓ３が各々供給されるため、第２の電気信号Ｓ２を
出力する（図９参照）。

【００５２】上述した構成の選択回路の動作を以下説明
する。まず、被計測電流が流れていないとき、第１のコ
ンパレータＣＰ１の出力は、Ｌレベルとなっている。従
って、第１の閾値発生部３０内では、ＳＷトランジスタ
Ｔｒ１がオフ制御され、第１のコンパレータＣＰ１に
は、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２とで分圧し
た第１の閾値が供給される。このときの第１の閾値は、
図４に示すように、被計測電流がＩ１のときの第１の電
気信号Ｓ１の電圧値に相当するように設定されている。

【００５３】また、被計測電流が流れていないときは、
第２のコンパレータＣＰ２の出力もＬレベルとなってい
るため、第２のコンパレータＣＰ２には、電源電圧ＶＢ
を抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２とで分圧した第２の閾値が供
給される。このときの第２の閾値は、図５に示すよう
に、被計測電流がＩ１のときの第２の電気信号Ｓ２の電
圧値に相当するように設定されている。

【００５４】その後、被計測電流が増加してＩ１を超え
るまでの間は、第１及び第２の電気信号Ｓ１、Ｓ２が上
述した第１及び第２の閾値を超えることがないため、第
１及び第２のコンパレータＣ１、ＣＰ２は両者ともＬレ
ベルの信号を出力する。この結果、ＡＮＤゲート５０
は、図８に示すように、Ｌレベルの選択信号Ｓ３をＳＷ
トランジスタＴｒ３のベースに対して出力する。従っ
て、アナログスイッチ部６０は、図９に示すように、第
２の電気信号Ｓ２を選択して、図示しないμＣＯＭに対
して出力する。

【００５５】そして、被計測電流がＩ１を超えると、第
１及び第２の電気信号Ｓ１、Ｓ２が上述した第１及び第
２の閾値を超えるため、第１及び第２のコンパレータＣ
Ｐ１、ＣＰ２は両者ともＨレベルの信号を出力する。こ
の結果、ＡＮＤゲート５０は、図８に示すように、Ｈレ
ベルの選択信号Ｓ３をＳＷトランジスタＴｒ３のベース
に対して出力する。従って、アナログスイッチ部６０
は、図９に示すように、第１の電気信号Ｓ１を選択し
て、図示しないμＣＯＭに対して出力する。尚、ＡＮＤ
ゲート５０は、図８に示すように、両コンパレータＣＰ
１、ＣＰ２が共に、Ｈレベルに切り替わらないと、第１
の電気信号Ｓ１を選択するＨレベルの選択信号Ｓ３が出
力されないようになっている。

【００５６】そして、第１のコンパレータＣＰ１の出力
がＨレベルになったことに応じて、ＳＷトランジスタＴ
ｒ１がオンされるため、第１のコンパレータＣＰ１に
は、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ１１と抵抗Ｒ１２及び抵抗Ｒ
１３の並列抵抗とで分圧した第１の閾値が供給される。
このときの第１の閾値は、図４に示すように、被計測電
流がＩ２（＜Ｉ１）のときの第１の電気信号Ｓ１の電圧
値に相当するように設定されている。

【００５７】一方、第２のコンパレータＣＰ２の出力が
Ｈレベルになったことに応じて、同様に、第２のコンパ
レータＣＰ２には、電源電圧ＶＢを抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ
２２及び抵抗Ｒ２３の並列抵抗とで分圧した第２の閾値
が供給される。このとき第２の閾値は、図５に示すよう
に、被計測電流がＩ２（＜Ｉ１）のときの第２の電気信
号Ｓ２の電圧値に相当するように設定されている。

【００５８】従って、その後、被計測電流がＩ１を下回
っても第１及び第２のコンパレータＣＰ１、ＣＰ２の出
力がＨレベルからＬレベルに切り替わることがない。そ
して、被計測電流がＩ２を下回って、第１及び第２のコ
ンパレータＣＰ１、ＣＰ２の何れか１つでもＨレベルか
らＬレベルに切り替わると、選択信号Ｓ３が再びＬレベ
ルとなり、第２の電気信号Ｓ２がμＣＯＭに対して出力
されることとなる。以上の選択回路により、大電流時に
は第１の電気信号Ｓ１が、小電流時には第２の電気信号
Ｓ２が、演算手段としてのμＣＯＭに対して出力され
る。

【００５９】上述したように、第１又は第２の電気信号
Ｓ１、Ｓ２が減少しているときの第１又は第２の閾値
を、増加しているときの第１又は第２の閾値より小さく
すれば、第１又は第２のコンパレータＣＰ１、ＣＰ２の
比較結果にチャタリングが生じることがない。このた
め、μＣＯＭに出力する第１の電気信号Ｓ１と第２の電
気信号Ｓ２との切替をスムーズに行うことができる。

【００６０】また、第１及び第２のコンパレータＣＰ
１、ＣＰ２の比較結果に応じて、第１及び第２の電気信
号Ｓ１、Ｓ２の何れかを選択してμＣＯＭに出力するこ
とにより、μＣＯＭは、供給された電気信号に基づいた
被計測電流の演算処理を行えばよく、第１及び第２の電
気信号Ｓ１、Ｓ２の何れかを選択する処理については行
わなくて良い。このため、μＣＯＭの処理量を軽減する
ことができ、高いマイクロコンピュータを使う必要がな
く、コストダウンを図ることができる。

【００６１】なお、上述した実施の形態では、選択回路
が、第１及び第２の電気信号Ｓ１、Ｓ２の何れかを選択
して、μＣＯＭに出力していたが、例えば、第１及び第
２の電気信号Ｓ１、Ｓ２を並列にμＣＯＭに対して出力
し、μＣＯＭが電気信号の選択と、選択された電気信号
に基づく被計測電流の演算の両方を行うようにしてもよ
い。この場合、μＣＯＭに対する電気信号が途切れるこ
とがなく、μＣＯＭによる演算が停止することがない。

【００６２】また、上述した実施の形態では、図１
（ａ）に示すように、環状コイル内の一つの空隙部に第
１及び第２のホールＩＣ２１、２２を設けていたが、例
えば、図１（ｂ）に示すように、環状コイルに２つの空
隙部を設けて、その空隙部に第１及び第２のホールＩＣ
２１、２２を各々設けるようにしても良い。この場合
も、１つの空隙部に設けた場合と同様に、環状コア１０
の径方向の厚さを１つのホールＩＣを設けた場合と同じ
にすることができ、省スペース化を図ることができる。
さらに、上述した実施の形態では、ホールＩＣを２つ用
いていたが、例えば、図１（ｃ）に示すように、３つの
ホールＩＣを用いることも考えられる。

【００６３】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明によれば、被計測電流が小さくても計測精度が低下す
ることがなく、被計測電流が大きくても小さくても同様
の計測精度を得ることができるので、広いダイナミック
レンジを得ることができる。しかも、第１及び第２のホ
ール素子は、同一のものを用いているため、同一の電源
回路を用いて駆動することができる。さらに、ホール素
子より後段の増幅手段によって、第１及び第２の磁気検
出手段が出力する第１及び第２の電気信号の大きさを変
えることにより、単一の環状コア内に第１及び第２のホ
ール素子の両者を設けることができ、第１及び第２のホ
ール素子に対して別々に環状コアを設ける必要がないの
で、省スペース化及びコストダウンを図った電流センサ
を得ることができる。

【００６４】請求項２記載の発明によれば、電気信号の
信号処理が容易となる電流センサを得ることができる。

【００６５】請求項３記載の発明によれば、環状コア内
の各空隙部に各々第１及び第２のホール素子を設けるこ
とにより、環状コアの径方向の厚さを１つのホール素子
の場合と同じにすることができるので、省スペース化を
図った電流センサを得ることができる。

【００６６】請求項４記載の発明によれば、環状コアの
空隙部内に、第１及び第２のホール素子が、環状コアの
周方向に並べて設けることにより、環状コアの径方向の
厚さを１つのホール素子と同じにすることができるの
で、省スペース化を図った電流センサを得ることができ
る。

【００６７】請求項５記載の発明によれば、被計測電流
が小さくても計測精度が低下することがなく、被計測電
流が大きくても小さくても同様の計測精度を得ることが
できるので、広いダイナミックレンジを有する電流計測
装置を得ることができる。

【００６８】請求項６記載の発明によれば、マイクロコ
ンピュータは、第１の電気信号及び第２の電気信号に基
づいて、何れかを選択する処理を行わずに演算処理のみ
を行えば良いので、マイクロコンピュータの処理量を軽
減することができ、高いマイクロコンピュータを使う必
要がなく、コストダウンを図った電流計測装置を得るこ
とができる。

【００６９】請求項７記載の発明によれば、第１又は第
２の電気信号が減少しているときの第１又は第２の閾値
を、増加しているときの第１又は第２の閾値より小さく
すれば、第１又は第２の比較器の比較結果にチャタリン
グが生じることがないので、スムーズに選択の切替を行
うことができる電流計測装置を得ることができる。

【００７０】請求項８記載の発明によれば、マイクロコ
ンピュータによる演算が停止することがないので、マイ
クロコンピュータにより演算した被計測電流の出力が途
切れることがない電流計測装置を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電流センサの一実施の形態を示す図で
ある。

【図２】図１の電流センサを構成する第１又は第２のホ
ールＩＣの回路構成を示すブロック図である。

【図３】図２に示すホールプレートの出力特性を示すグ
ラフである。

【図４】第１の電気信号の出力特性を示すグラフであ
る。

【図５】第２の電気信号の出力特性を示すグラフであ
る。

【図６】第１及び第２のホールＩＣより後段の選択回路
の一部を示す回路図である。

【図７】第１及び第２のホールＩＣより後段の選択回路
の一部を示す回路図である。

【図８】図６に示すＡＮＤゲートの動作を説明するため
の表である。

【図９】図７のアナログスイッチ部の動作を説明するた
めの表である。

【図１０】従来の電流センサを組み込んだ電流計測装置
の一例を示す図である。

【符号の説明】

１０環状コア２０ａホールプレート（第１のホール素子、第２のホ
ール素子）２０ｂＡ／Ｄ変換器（第１の増幅手段、第２の増幅手
段、第１のＡ／Ｄ変換手段、第２のＡ／Ｄ変換手段）２０ｄＤ／Ａ変換器（第１の増幅手段、第２の増幅手
段、第１のＤ／Ａ変換手段、第２のＤ／Ａ変換手段）２１第１のホールＩＣ（第１の磁気検出手段）２２第２のホールＩＣ（第２の磁気検出手段）ＣＰ１第１のコンパレータ（第１の比較器）ＣＰ２第２のコンパレータ（第２の比較器）Ｓ１第１の電気信号Ｓ２第２の電気信号

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】被計測電流に応じた磁界が発生する環状
コアと、前記環状コア内の空隙部に設けられ、前記磁界に応じた
電気信号を出力する第１のホール素子と、前記電気信号
を増幅して第１の電気信号として出力する第１の増幅手
段とを有する第１の磁気検出手段と、前記環状コア内の空隙部に設けられ、前記第１のホール
素子と同一種類の第２のホール素子と、前記第２のホー
ル素子が出力する電気信号を、前記第１の増幅手段より
大きい増幅度で増幅して、第２の電気信号として出力す
る第２の増幅手段とを有する第２の磁気検出手段とを備
えることを特徴とする電流センサ。
【請求項２】請求項１記載の電流センサであって、前記第１の増幅手段は、前記第１のホール素子が出力す
る電気信号を、ディジタル信号に変換する第１のアナロ
グ／ディジタル変換手段と、該第１のアナログ／ディジ
タル変換手段が変換したディジタル信号を、ディジタル
／アナログ変換して、第１の電気信号として出力する第
１のディジタル／アナログ変換手段とを有し、前記第２の増幅手段は、前記第２のホール素子が出力す
る電気信号を、前記第１のアナログ／ディジタル変換手
段が用いたものより、小さい基準電圧で、ディジタル信
号に変換する第２のアナログ／ディジタル変換手段と、
該第２のアナログ／ディジタル変換手段が変換したディ
ジタル信号を、ディジタル／アナログ変換して、第２の
電気信号として出力する第２のディジタル／アナログ変
換手段とを有することを特徴とする電流センサ。
【請求項３】請求項１又は２記載の電流センサであっ
て、前記環状コアは、少なくとも２つの空隙部を有し、前記第１及び第２のホール素子は、前記各空隙部に対し
て別々に設けられることを特徴とする電流センサ。
【請求項４】請求項１又は２記載の電流センサであっ
て、前記環状コアは、少なくとも１つの空隙部を有し、前記第１及び第２のホール素子は、前記空隙部内におい
て、前記環状コアの周方向に並べて設けられることを特
徴とする電流センサ。
【請求項５】請求項１〜４何れか１項記載の電流セン
サと、前記被計測電流の大小に応じて、前記磁気検出手段の何
れか１つを選択する選択手段と、前記選択手段により選択された前記磁気検出手段が出力
する電気信号に基づき、前記被計測電流を演算する演算
手段とを備えることを特徴とする電流計測装置。
【請求項６】請求項５記載の電流計測装置であって、前記演算手段は、マイクロコンピュータであり、前記選択手段は、前記第１の電気信号と予め定めた第１
の閾値とを比較する第１の比較器又は、前記第２の電気
信号と予め定めた第２の閾値とを比較する第２の比較器
を有し、前記第１又は第２の比較器の比較結果に基づ
き、第１及び第２の電気信号の何れか一方を選択して、
前記演算手段に対して供給することを特徴とする電流計
測装置。
【請求項７】請求項６記載の電流計測装置であって、前記第１又は第２の閾値は、第１又は第２の電気信号の
増減に応じて、変動することを特徴とする電流計測装
置。
【請求項８】請求項６記載の電流計測装置であって、前記演算手段及び前記選択手段は、マイクロコンピュー
タから構成され、前記第１及び第２の電気信号は、前記マイクロコンピュ
ータに対して並列に出力されることを特徴とする電流計
測装置。