WO2012046537A1 - 電流センサ - Google Patents

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WO2012046537A1
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current
magnetic
measured
sensor
magnetic sensor
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PCT/JP2011/070512
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English (en)
French (fr)
Inventor
佐藤　功
Original Assignee
アルプス・グリーンデバイス株式会社
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Publication date
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor that measures the magnitude of current.
  • the present invention relates to a current sensor in which a decrease in measurement accuracy due to magnetic hysteresis is suppressed.
  • the fall of current measurement accuracy may arise from the characteristic.
  • the induction magnetic field also gradually increases, which causes the magnetic material in the magnetic sensor to be strongly magnetized. In this case, the induction current is reduced to zero.
  • the magnetization of the magnetic material does not completely become zero even if
  • the magnetic material has a hysteresis characteristic in which the characteristic changes due to the influence of the magnetic field, in the current sensor using the magnetic sensor, the measured value and the true value are caused due to the history regarding the magnetic field up to that point. There may be a deviation from the value of.
  • FIG. 13 shows how a deviation occurs between the measured value and the true value in the above-described current sensor.
  • FIG. 13 (A) shows the relationship between the measured value (solid line) and the true value (dotted line), where time is taken on the horizontal axis and the detected voltage of the magnetic sensor in the current sensor is taken on the vertical axis.
  • the horizontal axis represents the measured current (that is, the true current value)
  • the vertical axis represents the output voltage of the magnetic sensor, showing the hysteresis characteristics of the magnetic sensor in the current sensor.
  • points A to E in FIG. 13 (A) correspond to points A to E in FIG. 13 (B).
  • a deviation occurs between the measured value and the true current value, depending on the measurement history up to that point. That is, in such a current sensor, the measurement accuracy is fluctuated according to the measurement history up to that point.
  • the present invention has been made in view of the foregoing, and it is an object of the present invention to provide a current sensor in which the decrease in measurement accuracy is suppressed by alleviating the influence of magnetic hysteresis.
  • the current sensor according to the present invention is disposed around a current line through which the current to be measured flows, and a magnetic sensor that outputs an output voltage corresponding to the induced magnetic field from the current to be measured;
  • a coil capable of generating a magnetic field of an intensity that results in saturation), and a current value corresponding to an output voltage connected to the magnetic sensor after the magnetic sensor is in a magnetic saturation state;
  • a calculation unit that calculates based on a hysteresis curve that indicates the relationship between the current to be measured and the output voltage in the magnetic saturation state of the sensor.
  • “calculation based on the hysteresis curve” is intended to include the case where the current value is calculated by performing some arithmetic processing in addition to the case where the current value is extracted from the hysteresis curve.
  • the relationship between the current to be measured and the output voltage of the magnetic sensor is expressed using a hysteresis curve in the magnetic saturation state. Since the hysteresis curve in the magnetic saturation state is unique to each magnetic sensor, after setting the magnetic sensor in the magnetic saturation state as in this configuration, the current value of the current to be measured is calculated based on the hysteresis curve, It is possible to suppress a decrease in current measurement accuracy.
  • the magnetic sensor may include a magnetoresistive effect element. According to this configuration, it is possible to secure sufficient current measurement accuracy by the magnetoresistance effect element.
  • the magnetic sensor may have a coil capable of generating a magnetic field that cancels an induced magnetic field from the current to be measured. According to this configuration, by adopting the magnetic balance type, it is possible to easily realize a current sensor having a high response speed and a small temperature dependence.
  • the coil may be a part of the magnetic sensor, and may be capable of generating a magnetic field that cancels an induced magnetic field from the current to be measured.
  • the magnetic balance type by adopting the magnetic balance type, it is possible to easily realize a current sensor having a high response speed and a small temperature dependence.
  • one coil has both a function of generating a magnetic field that cancels the induced magnetic field from the current to be measured and a function of generating a magnetic field of high strength that causes the magnetic sensor to be in a magnetic saturation state (a state where magnetization is saturated). As a result, miniaturization of the current sensor and space saving are achieved.
  • the operation unit causes the coil to flow a current in a first direction to cause the magnetic sensor to have a first magnetic saturation state and a first output voltage with respect to a measured current. And comparing the threshold voltage with the current to flow the current in the second direction to the coil to determine whether or not the magnetic sensor is to be brought into the second magnetic saturation state; When the current in the direction is not allowed to flow, the current value corresponding to the first output voltage is extracted from the hysteresis curve showing the relationship between the measured current and the output voltage in the magnetic saturation state of the magnetic sensor, When current is caused to flow through the coil in the second direction, a current value corresponding to a second output voltage with respect to the measured current after the magnetic sensor is brought into the second magnetic saturation state is the current value. Magnetic saturation of magnetic sensor There is possible to calculate the current to be measured by extraction from the hysteresis curve showing a definitive relationship between the measured current and the output voltage.
  • the magnetization of the magnetic material in the magnetic sensor may be small, and the magnetic sensor may not be in a magnetic saturation state. Then, since the relationship between the current to be measured and the output voltage can not be expressed based on the hysteresis curve in the magnetic saturation state, the current measurement accuracy may be lowered. According to this configuration, by selecting the first magnetic saturation state or the second magnetic saturation state according to the current to be measured and calculating the current value, it is appropriate regardless of the magnitude or direction of the current to be measured. Current measurement can be performed. That is, it is possible to suppress a decrease in current measurement accuracy.
  • the operation unit transmits the current in the first direction to the coil from a curve derived from a hysteresis curve showing the relationship between the measured current and the output voltage in the magnetic saturation state of the magnetic sensor.
  • the first output voltage for the current to be measured after passing the magnetic sensor into the first magnetic saturation state, and the second direction of current flow through the coil to make the magnetic sensor second The current to be measured may be calculated by extracting a current value corresponding to the average value of the second output voltage with respect to the current to be measured after the magnetic saturation state.
  • the “curve derived from the hysteresis curve” may be the hysteresis curve itself or may be a curve obtained by performing some arithmetic processing on the hysteresis curve.
  • the current measurement accuracy may be reduced as described above.
  • a current in the first direction is applied to the coil to make the magnetic sensor in a magnetic saturation state and then measurement is performed, and a current in the second direction opposite to the first direction is transmitted to the coil Measurement is performed after applying a magnetic sensor to the magnetic saturation state, and the current value is calculated using the average value of the output voltage according to the measurement, so that appropriate current measurement is performed regardless of the magnitude and direction of the current to be measured. It can be performed. That is, it is possible to suppress a decrease in current measurement accuracy.
  • the curve derived from the hysteresis curve is an output voltage for the measured current given in the first path of the hysteresis curve, and a measured current given in the second path of the hysteresis curve It may be a curve that represents the average value of the output voltage relative to the value.
  • the current in the first direction is supplied to the coil to make the magnetic sensor in a magnetic saturation state
  • the current in the second direction is supplied to the coil to make the magnetic sensor a magnetic sensor.
  • An appropriate current value can be extracted when used in combination with the measurement after the saturation state.
  • the amount of calculation can be reduced and the used capacity of the memory can be reduced.
  • the current sensor of the present invention in the state where the magnetization of the magnetic sensor is saturated, the relationship between the measured current and the output voltage of the magnetic sensor is expressed using the hysteresis curve in the magnetic saturation state. The current value of the current to be measured is determined. For this reason, it is possible to suppress a decrease in measurement accuracy caused by the magnetic hysteresis.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of a current measurement algorithm according to Embodiment 2.
  • FIG. 7 is a diagram showing a relationship between an output voltage and a current to be measured in a second embodiment.
  • FIG. 13 is a flowchart illustrating an example of a current measurement algorithm according to Embodiment 2.
  • FIG. FIG. 16 is a flowchart illustrating an example of a current measurement algorithm in Embodiment 3.
  • FIG. 17 is a diagram showing a relationship between an output voltage and a current to be measured in a third embodiment.
  • FIG. 17 is a diagram showing a relationship between an output voltage and a current to be measured in a third embodiment.
  • FIG. 16 is a flowchart illustrating an example of a current measurement algorithm in Embodiment 3.
  • FIG. It is a figure which shows a mode that a shift arises between the measured value of a current sensor, and a true value.
  • the present inventors have found that the effect of magnetic hysteresis in current measurement can be reduced by bringing the magnetic sensor in the current sensor into a magnetic saturation state. This is because, by bringing the magnetic sensor into a magnetic saturation state, the output voltage of the magnetic sensor can be expressed using an inherent hysteresis curve that is not related to the history of the magnetic field up to that point.
  • this will be described in detail using the drawings.
  • FIG. 1 shows an example of the relationship between the measured current I of the current sensor and the output voltage V of the magnetic sensor in the current sensor.
  • the measurement of the measured current I 0 is performed for providing an output voltage V 0 as the output of the magnetic sensor in the current sensor.
  • the magnetic sensor in the current sensor is magnetized under the influence of a magnetic field generated by the current to be measured I 0.
  • the relationship between the measured current I of the current sensor and the output voltage V becomes, for example, a non-saturation curve 1 indicated by a broken line in FIG.
  • the non-saturation curve 1 indicated by a broken line in FIG.
  • the relationship between the measured current I and the output voltage V is expressed by a hysteresis curve corresponding to the magnetization
  • the measured The relationship between the current I and the output voltage V also fluctuates according to the magnetization. That is, in such a situation, the relationship between the measured current I and the output voltage V depends on the history of the measured current I. Therefore, the measured current I should be accurately estimated from the value of the output voltage V. Is difficult. For example, in the case where the relationship represented by the non-saturation curve 1 in FIG. 1 changes to the relationship of the non-saturation curve 2 indicated by the alternate long and short dash line in the figure, even if the measured current is the same I 0 , the output voltage will change from V 0 to V'0.
  • the above-mentioned problems are caused by the fluctuation of the magnetization of the magnetic sensor. That is, since the relationship between the measured current I and the output voltage V is uniquely determined if the magnetization of the magnetic sensor does not fluctuate, the measured current I can be accurately estimated from the value of the output voltage V. Become.
  • the inventors of the present invention are based on the fact that the variation in magnetization is due to the fact that the magnetization is non-saturated, and the relationship between the current I to be measured and the output voltage V It was thought that the above-mentioned problem could be solved by fixing the relationship expressed by the hysteresis curve in the magnetic saturation state.
  • the magnetic sensor in the current sensor before current measurement, the magnetic sensor in the current sensor is brought into a magnetic saturation state, and based on the output voltage of the magnetic sensor and the hysteresis curve of the magnetic sensor obtained in the subsequent measurement
  • the current value of the current to be measured it is intended to reduce the influence of magnetic hysteresis in current measurement.
  • the relationship between the measured current I and the output voltage V when the magnetic sensor is in the magnetic saturation state is represented by, for example, a saturation curve of a solid line.
  • the appropriate magnetic saturation state differs depending on the magnitude and direction of the measured current I.
  • the relationship between the current I to be measured and the output voltage V is fixed to the hysteresis curve of the magnetic saturation state by the induction magnetic field (or the magnetic field in the same direction) when the current to be measured flows in the + direction.
  • the relationship between the current I to be measured and the output voltage V is in the magnetic saturation state by the induced magnetic field (or the magnetic field in the same direction) when the current to be measured flows in the ⁇ direction. It shows how it is fixed to the hysteresis curve of.
  • the magnetic saturation state of FIG. 2 (A) is considered.
  • the current to be measured I is in the positive direction, there is no change in magnetization due to the induced magnetic field of the current to be measured I, so it is possible to keep the measurement accuracy high. That is, it can be said that the magnetic saturation state of FIG. 2A is suitable for the measurement of the current in the positive direction.
  • the measured current I is a large current in the negative direction, the induced magnetic field by the measured current I works in the direction to weaken the magnetization of FIG. If measurement is performed using the state, the measurement accuracy is reduced.
  • the magnetic saturation state of FIG. 2 (B) is suitable for measurement of current in the negative direction, and is not suitable for measurement of large current in the positive direction.
  • the appropriate magnetic saturation state differs depending on the magnitude and direction of the current, it is desirable to select the appropriate magnetic saturation state for measurement.
  • the present invention is not limited to this.
  • Embodiment 1 In the present embodiment, an example of the current sensor 1 of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • 3 and 4 are examples of block diagrams of the current sensor 1 according to the present invention.
  • 3 (A) and FIG. 3 (B) are different in that the current sensor 1 is separately provided with a coil for bringing the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state. The configuration is almost the same.
  • the current sensor 1 shown in FIG. 3A includes a magnetic sensor 11, a control unit 13 that controls the magnetic sensor 11, and an operation unit 15 that performs arithmetic processing of an output signal from the magnetic sensor 11. .
  • a coil 17 is disposed close to the outside of the magnetic sensor 11 so that the magnetic sensor 11 can be magnetically saturated.
  • the magnetic sensor 11 is a magnetic balance type sensor, and includes a feedback coil 111 disposed so as to be capable of generating a magnetic field in a direction to cancel the magnetic field generated by the current to be measured, two magnetoresistive elements as magnetic detection elements, and two It is comprised from the bridge circuit 113 which consists of fixed resistance elements.
  • the magnetic balance type sensor is used as the magnetic sensor 11 here, you may use the magnetic proportional type sensor which does not have the feedback coil 111 as shown in FIG. In the case of using a magnetic balance type sensor, a current sensor with high response speed and small temperature dependence can be easily realized.
  • the configuration in which the magnetic sensor 11 is used alone is described here, the configuration may be such that two or more magnetic sensors 11 are used to obtain a difference therebetween to further enhance the measurement accuracy of the current.
  • the control unit 13 amplifies the differential output of the bridge circuit 113 of the magnetic sensor 11, and controls the feedback current of the feedback coil 111.
  • the control unit 13 converts the feedback current of the magnetic sensor 11 into voltage. It includes a V amplifier 123 and an analog-to-digital converter (A / D converter) 125 which converts the output voltage of the I / V amplifier 123 into a digital signal.
  • the control unit 13 also includes a current amplifier 127 that controls the current of the coil 17.
  • the configuration of the control unit 13 is not limited to this. For example, in the case where a plurality of magnetic sensors 11 are used to make a difference, the differential / current amplifier 121 or the I / V amplifier 123 may be provided according to the number of the magnetic sensors 11. Moreover, you may have a differential amplifier which takes the differential of the output of the several magnetic sensor 11. FIG.
  • the arithmetic unit 15 uses an output of the magnetic sensor 11 converted to a digital signal to calculate a current value of the current to be measured, and an MCU (micro controller unit: Micro Controller Unit) 131, and an output voltage (I / V amplifier 123).
  • the memory 133 etc. which stored the data table which matches the output voltage, ie, the output of the magnetic sensor 11, and electric current value,
  • the data table may include environmental conditions such as temperature as parameters. When such a data table is used, the output voltage and the current value can be associated more accurately according to the current measurement environment, so that it is possible to further improve the accuracy of the current measurement.
  • a predetermined current flows through the coil 17 before the current measurement, whereby an induction magnetic field is generated in the vicinity of the coil 17 and the magnetic sensor 11 is in a magnetic saturation state. Since the direction of magnetization of the magnetic material contained in the magnetic sensor 11 differs according to the direction of the current flowing through the coil 17, the magnetic saturation state of the magnetic sensor 11 depends on the direction of the current flowing through the coil 17. There are two ways.
  • the feedback coil 111 is disposed in the vicinity of the magnetoresistive element of the bridge circuit 113, and generates a cancellation magnetic field that cancels out the induction magnetic field generated by the current to be measured.
  • a magnetoresistive effect element of the bridge circuit 113 a GMR (Giant Magneto Resistance) element, a TMR (Tunnel Magneto Resistance) element, or the like can be used.
  • the magnetoresistance effect element has a characteristic that the resistance value is changed by the application of the induction magnetic field from the current to be measured.
  • Each of the bridge circuits 113 has two output terminals that generate a potential difference (voltage) in accordance with the induced magnetic field generated by the current to be measured.
  • the two outputs from the two output terminals of the bridge circuit 113 are differentially amplified by the differential / current amplifier 121, and the differentially amplified output is provided to the feedback coil 111 as a current (feedback current).
  • the feedback current corresponds to the potential difference (voltage) according to the induced magnetic field.
  • the feedback current When a feedback current is applied to the feedback coil 111, the feedback current generates a cancellation magnetic field that cancels out the induced magnetic field.
  • the current flowing through the feedback coil 111 is converted into a voltage by the I / V amplifier 123 when the induction magnetic field and the cancellation magnetic field are in an equilibrium state where they cancel each other, and becomes an output of the magnetic sensor 11.
  • the differential / current amplifier 121 feedback is set by setting the power supply voltage to a value close to the I / V conversion reference voltage + (maximum value within the rating of feedback coil resistance x full scale feedback coil current). The current is limited, and the effect of protecting the magnetoresistive element and the feedback coil can be obtained.
  • the difference between the two outputs of the bridge circuit 113 is amplified and used as a feedback current, only the midpoint potential is output from the bridge circuit 113 and the potential difference with a predetermined reference potential is used as the output.
  • a feedback current may be used.
  • the output of the magnetic sensor 11 is an analog signal, it is converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 125 and input to the arithmetic unit 15 (MCU 131).
  • MCU 131 arithmetic unit 15
  • the MCU 131 when the MCU 131 receives the digital signal from the analog-to-digital converter 125, that is, the output of the magnetic sensor 11, the MCU 131 performs appropriate processing thereon and refers to the data table stored in the memory 133, A current value corresponding to the output voltage is extracted as the current value of the current to be measured. Further, in order to put the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state before current measurement, the MCU 131 gives an instruction to the current amplifier 127, and the current amplifier 127 receiving the instruction gives a necessary current to the coil 17.
  • the current amplifier 127 may be omitted by providing the function of the current amplifier 127 to the differential / current amplifier 121.
  • the MCU 131 may have other functions such as correction of gain and offset of the output signal, and determination and removal of noise in the output signal.
  • the outline of the operation of the current sensor 1 shown in FIG. 3 (A) is as follows. First, in order to fix the relationship between the output voltage of the magnetic sensor 11 and the current to be measured to the relationship represented by the hysteresis curve of the magnetic saturation state, the magnetic sensor 11 is brought into a magnetic saturation state. Specifically, in accordance with an instruction from the MCU 131, the current amplifier 127 applies, to the coil 17, a current necessary for bringing the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state. At this time, feedback control (control of the cancellation magnetic field) using the feedback coil 111 is not performed. Next, the current to be measured is actually measured.
  • feedback control control of the cancellation magnetic field for giving a feedback current to the feedback coil 111 is performed to measure the output voltage of the magnetic sensor 11 due to the induced magnetic field of the current to be measured.
  • no current is applied to the coil 17.
  • the MCU 131 extracts a current value corresponding to the output voltage of the magnetic sensor 11 with reference to a data table in which the output voltage of the magnetic sensor 11 stored in the memory 133 is associated with the current value of the measured current. .
  • the current value thus extracted is the output of the current sensor 1.
  • the coil 17 is caused to generate a large magnetic field that causes the magnetic sensor 11 in the current sensor 1 to be magnetically saturated before actual measurement.
  • the point is distinctive. That is, as shown in FIG. 5, the magnetic field application process 31 and the current measurement process 32 after the magnetic field application process are performed at a constant time interval t. This point is the same as in the current sensor 1 shown in FIG. 3 (B) and FIG.
  • the current sensor 1 shown in FIG. 3 (B) is different from the current sensor 1 shown in FIG. 3 (A) in that the coil 17 for bringing the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state is not provided.
  • the feedback coil 111 plays the role of the coil 17 in FIG. That is, in the current sensor 1 shown in FIG. 3B, the feedback coil 111 has a function of generating a cancellation magnetic field that cancels out the induction magnetic field and a function of bringing the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state.
  • the other configuration is the same as that of the current sensor 1 shown in FIG. 3 (A).
  • the MCU 131 may have a function of switching between the function of generating the cancellation magnetic field of the feedback coil 111 and the function of setting the magnetic sensor 11 in the magnetic saturation state. That is, in the pre-measurement stage, the current amplifier 127 is operated to cause current to flow to the feedback coil 111 to bring the magnetic sensor 11 into magnetic saturation and stop the operation of the differential / current amplifier 121. To prevent the feedback operation (generation of the cancellation magnetic field) from being performed. At the time of current measurement, the differential / current amplifier 121 is operated to perform feedback operation and stop the operation of the current amplifier 127.
  • the outline of the operation of the current sensor 1 shown in FIG. 3 (B) is as follows.
  • the magnetic sensor 11 is brought into a magnetic saturation state.
  • the current amplifier 127 applies a current necessary for bringing the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state to the feedback coil 111.
  • feedback control control of the cancellation magnetic field
  • the feedback coil 111 may be disconnected from the feedback loop, for example, by stopping the operation of the differential / current amplifier 121.
  • the feedback coil 111 is connected to the feedback loop to resume feedback control, and the current to be measured is measured. That is, the output voltage of the magnetic sensor 11 due to the induced magnetic field of the current to be measured is measured. Thereafter, the MCU 131 extracts a current value corresponding to the output voltage of the magnetic sensor 11 with reference to a data table in which the output voltage of the magnetic sensor 11 stored in the memory 133 is associated with the current value of the measured current. . The current value thus extracted is the output of the current sensor 1. Also in this case, appropriate processing may be separately performed according to the current to be measured in order to suppress a decrease in current measurement accuracy.
  • the current sensor 1 shown in FIG. 4 includes a magnetic sensor 11, a control unit 13 that controls the magnetic sensor 11, and an operation unit 15 that performs arithmetic processing of an output signal from the magnetic sensor 11.
  • a coil 17 is disposed close to the outside of the magnetic sensor 11 so that the magnetic sensor 11 can be magnetically saturated.
  • the magnetic sensor 11 is a magnetic proportional sensor, and is composed of two magnetoresistive elements as magnetic detection elements and a bridge circuit 113 consisting of two fixed resistance elements.
  • the magnetic sensor 11 is not limited to the above configuration as long as it can electrically detect a change in magnetism.
  • the configuration relating to the feedback coil 111 such as the magnetic balanced sensor and its control becomes unnecessary, so the configuration can be simplified and the current sensor can be miniaturized.
  • the configuration in which the magnetic sensor 11 is used alone is described here, the configuration may be such that two or more magnetic sensors 11 are used to obtain a difference therebetween to further enhance the measurement accuracy of the current.
  • the control unit 13 includes an analog-to-digital converter (A / D converter) 125 that converts the output voltage of the magnetic sensor 11 into a digital signal.
  • the control unit 13 also includes a current amplifier 127 that controls the current of the coil 17.
  • the configuration of the control unit 13 is not limited to this.
  • a differential amplifier that amplifies the differential output of the bridge circuit 113 of the magnetic sensor 11 and outputs the amplified output to the analog-to-digital converter 125 may be provided.
  • it may have a differential amplifier that takes the differential of the outputs of the plurality of magnetic sensors 11.
  • the arithmetic unit 15 uses an output of the magnetic sensor 11 converted to a digital signal to calculate a current value of the current to be measured, and an MCU (micro controller unit: Micro Controller Unit) 131, and an output voltage (I / V amplifier 123).
  • the memory 133 etc. which stored the data table which matches the output voltage, ie, the output of the magnetic sensor 11, and electric current value, A predetermined current flows through the coil 17 before the current measurement, whereby an induction magnetic field is generated in the vicinity of the coil 17 and the magnetic sensor 11 is in a magnetic saturation state. Since the direction of magnetization of the magnetic material contained in the magnetic sensor 11 differs according to the direction of the current flowing through the coil 17, the magnetic saturation state of the magnetic sensor 11 depends on the direction of the current flowing through the coil 17. There are two ways.
  • a magnetoresistive effect element of the bridge circuit 113 As a magnetoresistive effect element of the bridge circuit 113, a GMR (Giant Magneto Resistance) element, a TMR (Tunnel Magneto Resistance) element, or the like can be used. The details are similar to the magnetic balance sensor shown in FIG.
  • the output of the magnetic sensor 11 is an analog signal, it is converted into a digital signal by the analog-to-digital converter 125 and input to the arithmetic unit 15 (MCU 131).
  • the MCU 131 receives the digital signal from the analog-to-digital converter 125, that is, the output of the magnetic sensor 11, the MCU 131 performs appropriate processing thereon and refers to the data table stored in the memory 133, A current value corresponding to the output voltage is extracted as the current value of the current to be measured.
  • the MCU 131 gives an instruction to the current amplifier 127, and the current amplifier 127 receiving the instruction gives a necessary current to the coil 17.
  • the MCU 131 may also have other functions such as correction of gain and offset of the output signal, and determination and removal of noise in the output signal.
  • the outline of the operation of the current sensor 1 shown in FIG. 4 is as follows. First, in order to fix the relationship between the output voltage of the magnetic sensor 11 and the current to be measured to the relationship represented by the hysteresis curve of the magnetic saturation state, the magnetic sensor 11 is brought into a magnetic saturation state. Specifically, in accordance with an instruction from the MCU 131, the current amplifier 127 applies, to the coil 17, a current necessary for bringing the magnetic sensor 11 into a magnetic saturation state. Next, the current to be measured is actually measured. That is, the output voltage of the magnetic sensor 11 due to the induced magnetic field of the current to be measured is measured.
  • the MCU 131 extracts a current value corresponding to the output voltage of the magnetic sensor 11 with reference to a data table in which the output voltage of the magnetic sensor 11 stored in the memory 133 is associated with the current value of the measured current. .
  • the current value thus extracted is the output of the current sensor 1.
  • the magnetic sensor 11 in the current sensor 1 is brought into a magnetic saturation state before current measurement
  • the current value of the current to be measured can be calculated based on the output voltage of the magnetic sensor 11 and the hysteresis curve of the magnetic sensor 11 obtained in the above. And thereby, the influence of the magnetic hysteresis in current measurement can be reduced, and the fall of measurement accuracy can be suppressed.
  • the configuration of the current sensor 1 according to the block diagram of FIG. 3A, FIG. 3B, and FIG. 4 is merely an example, and it is of course possible to adopt other configurations.
  • FIGS. As an example of the current measurement flow in the current sensor 1 shown in the first embodiment, the flow of calculating the current value by changing the measurement mode according to the current to be measured is shown in FIGS. Refer to the description. The difference between the current measurement flow in the current sensor 1 of FIGS. 3A and 4 and the current measurement flow in the current sensor 1 of FIG. 3B is only the switching control portion of the feedback coil 111. Therefore, in the following description, the flow of the current measurement in the current sensor 1 of FIG. 3A and FIG. 4 will be mainly described.
  • step 201 of FIG. 6 it is determined whether the current measurement mode is the first measurement mode or the second measurement mode. If the current measurement mode is the first measurement mode, that is, if the previous measurement is being performed in the first measurement mode, step 202 is executed. If the current measurement mode is the second measurement mode, step 206 is performed.
  • the first measurement mode is a measurement mode using a first magnetic saturation state
  • the second measurement mode is a measurement mode using a second magnetic saturation state.
  • the first magnetic saturation state is a state in which the relationship between the current to be measured I and the output voltage V is represented by the solid curve a in the hysteresis curve of FIG.
  • the magnetic saturation state refers to a state in which the relationship between the current to be measured I and the output voltage V is represented by a solid curve b in the hysteresis curve of FIG. 7B. That is, the magnetization directions are opposite in the first magnetic saturation state and the second magnetic saturation state.
  • the determination process of step 201 is not essential, in cases where the current to be measured does not change significantly, etc., the measurement mode is determined and the measurement is performed by preferentially using the measurement mode used in the immediately preceding measurement. It is possible to reduce the number of
  • step 202 the magnetic sensor 11 is brought into the first magnetic saturation state by supplying a current in the first direction to the coil 17 (see the dashed arrow A1 in FIG. 7A).
  • the current in the first direction flowing through the coil 17 is sufficiently large to realize the first magnetic saturation state.
  • the first magnetic saturation state is represented by the curve a
  • the relationship between the first magnetic saturation state and the second magnetic saturation state may be interchanged. That is, the first magnetic saturation state may be a state represented by a curve b, and the second magnetic saturation state may be a state represented by a curve a.
  • step 203 the output of the magnetic sensor 11 according to the current to be measured is measured (see the broken arrow A2 in FIG. 7A).
  • the output of the magnetic sensor 11 is typically from expressed by a potential difference (voltage), in the following, the output of the magnetic sensor 11 in this state is simply referred to as an output voltage V 1.
  • step 204 in order to suppress the decrease in current measurement accuracy, compared with the output voltage V 1, the threshold V th1. If V 1 ⁇ V th1 , it is determined that the measurement accuracy is insufficient, and step 205 is executed (see the dashed arrow A3 in FIG. 7A). If V 1 VV th1 , step 210 is executed, assuming that sufficient measurement accuracy is ensured. As a result, the measurement range indicated by the dashed arrow A2 in FIG. 7A is treated as an appropriate measurement range in the first measurement mode.
  • V th1 a value capable of sufficiently securing the current measurement accuracy can be used as appropriate, but it is desirable that V th1 ⁇ V th2 is satisfied in relation to the threshold value V th2 in the subsequent step 206.
  • V th1 > V th2 the current value may not be calculated depending on the output voltage. However, this is not the case when replacing the relationship between the first magnetic saturation state and the second magnetic saturation state.
  • step 206 If V 1 ⁇ V th1 , in step 205, after changing the measurement mode to the second measurement mode, in step 206, the current in the second direction opposite to the first direction is applied to the coil 17.
  • the measurement accuracy is slightly reduced because the magnetization of the magnetic sensor is weakened. Therefore, the measurement is again performed with the magnetic sensor 11 in the second magnetic saturation state.
  • step 206 is executed immediately after step 201. Further, when the magnetic sensor 11 is brought into the second magnetic saturation state by step 206, the measured current I and the output voltage V are represented by the solid curve b in the hysteresis curve of FIG. 7 (B). become.
  • step 207 the output of the magnetic sensor 11 according to the current to be measured is measured (see the broken arrow B2 in FIG. 7B).
  • the output of the magnetic sensor 11 to be measured an output voltage V 2.
  • step 208 in order to suppress a decrease in current measurement accuracy, the output voltage V 2, is compared with the threshold value V th2. If V 2 > V th2 , it is determined that the measurement accuracy is insufficient, and after changing the measurement mode to the first measurement mode in step 209, step 202 is executed (broken line arrow in FIG. 7 (B) See B3). If V 2 ⁇ V th2, it is determined that sufficient measurement accuracy is ensured, and step 210 is executed. As a result, the measurement range indicated by the broken line arrow B2 in FIG. 7B is treated as an appropriate measurement range in the second measurement mode. As the threshold value V th2 , a value that can sufficiently ensure the current measurement accuracy can be used as appropriate, but it is desirable that V th1 ⁇ V th2 be satisfied in relation to the threshold value V th1 .
  • step 210 in accordance with the measurement mode, the output voltages V 1 or the output voltage V 2, and calculates the current value of the current to be measured.
  • the extracted current value I 1 corresponding to the output voltage V 1.
  • the second measurement mode data table similarly, the second measurement mode data table (data table corresponding to the curve b), an extract a current value corresponding to the output voltage V 2. Then, the extracted current value is output from the MCU 131 as the current value of the current to be measured.
  • switching control of the feedback coil 111 is added before (or after) the predetermined step.
  • step 202A immediately before step 202 and step 206A immediately before step 206 the function of the feedback coil 111 is switched so that the magnetic sensor can be brought into magnetic saturation ( That is, the feedback coil 111 is disconnected from the feedback loop).
  • step 203A immediately before step 203 and step 207A immediately before step 207 the function of feedback coil 111 is switched so that a magnetic field that cancels out the induction magnetic field can be generated (that is, feedback coil 111 is feedback Connected to the loop).
  • the first magnetic saturation state or the second magnetic saturation state can be selected according to the current to be measured, and the current value can be calculated. Therefore, appropriate current measurement can be performed regardless of the magnitude and direction of the current to be measured. That is, it is possible to suppress a decrease in current measurement accuracy.
  • the process related to current measurement is not limited to the process shown in FIGS. Moreover, it is also possible to use in combination with the processing described in the other embodiments.
  • the magnetic sensor 11 is brought into the first magnetic saturation state by supplying a current in the first direction to the coil 17 (see the broken arrow A1 in FIG. 10A).
  • the first magnetic saturation state refers to a state in which the relationship between the current to be measured I and the output voltage V is represented by a solid curve a in the hysteresis curve of FIG. 10 (A).
  • the current in the first direction flowing through the coil 17 is sufficiently large to realize the first magnetic saturation state. This point is the same as the first measurement mode of the current measurement flow in the first embodiment, and in the present embodiment, the measurement mode using the first magnetic saturation state as described above is the first measurement mode. I will call it.
  • step 302 the output of the magnetic sensor 11 according to the current to be measured is measured (see the broken arrow A2 in FIG. 10A). Also in the present embodiment, the output of the magnetic sensor 11 in the first measurement mode is V 1 .
  • the magnetic sensor 11 is brought into the second magnetic saturation state by supplying a current in the second direction opposite to the first direction to the coil 17 (broken line arrow in FIG. 10B). See B1).
  • the second magnetic saturation state is a state in which the relationship between the current to be measured I and the output voltage V is represented by a solid curve b in the hysteresis curve of FIG. 10 (B). Further, the current in the second direction flowing through the coil 17 is sufficiently large to realize the second magnetic saturation state.
  • the second measurement mode is the same as the second measurement mode of the current measurement flow in the first embodiment, and the second measurement mode using the second magnetic saturation state is also the second measurement mode in this embodiment. I will call it.
  • the relationship between the first magnetic saturation state and the second magnetic saturation state may be interchanged. That is, the first magnetic saturation state may be a state represented by a curve b, and the second magnetic saturation state may be a state represented by a curve a.
  • step 304 the output of the magnetic sensor 11 according to the current to be measured is measured (see the broken arrow B2 in FIG. 10B). Also in the present embodiment, the output of the magnetic sensor 11 in the second measuring mode and V 2.
  • V average value
  • step 306 the current value corresponding to the average value V is extracted from the data table stored in the memory 133 to calculate the current value of the current to be measured (see FIG. 11B). Then, the calculated current value is output from the MCU 131 as the current value of the current to be measured.
  • a data table corresponding to the curve c of FIG. 11 (B) is stored in the memory 133.
  • a curve c is a curve derived from the curve a and the curve b in FIG. 11, and is a curve in which an average value of two voltage values given by the curve a and the curve b is gathered for a certain current value.
  • the storage capacity of the memory 133 may be smaller than that in the case where the data tables corresponding to a plurality of curves are stored in the memory 133. There is a merit that. In addition, since it is not necessary to calculate current values from a plurality of curves, the amount of calculation can be reduced.
  • a data table corresponding to the curve c is stored in the memory 133, but the present invention is not limited to this.
  • current measurement can be performed by switching the process described in this embodiment and the process described in the first embodiment.
  • current measurement can be performed by combining the process described in this embodiment and the process described in Embodiment 1.
  • step 301A immediately before step 301 and step 303A immediately before step 303 the function of the feedback coil 111 is switched so that the magnetic sensor can be brought into magnetic saturation ( That is, the feedback coil 111 is disconnected from the feedback loop).
  • step 302A immediately before step 302 and step 304A immediately before step 304 the function of feedback coil 111 is switched so that a magnetic field that cancels out the induction magnetic field can be generated (that is, feedback coil 111 is fed back) Connected to the loop).
  • the current value can be calculated from the average value of the first measurement mode and the second measurement mode. Therefore, appropriate current measurement can be performed regardless of the magnitude and direction of the current to be measured. That is, it is possible to suppress a decrease in current measurement accuracy.
  • the process relating to the current measurement is not limited to the process shown in FIGS. It is also possible to use the process described in this embodiment in combination with the process described in the other embodiments.
  • the present invention is not limited to the above embodiment, and can be implemented with various modifications.
  • the connection relation, size, and the like of each element in the above-described embodiment can be appropriately changed and implemented.
  • various processes can be used in combination.
  • the present invention can be appropriately modified and implemented without departing from the scope of the present invention.
  • the current sensor of the present invention can be used, for example, to detect the magnitude of the current for driving a motor of an electric car or a hybrid car.

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Abstract

　磁気ヒステリシスの影響を緩和して、測定精度の低下を抑制することができる電流センサを提供することを目的とする。本発明の電流センサは、被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界に対応する出力電圧を出力する磁気センサ（１１）と、前記磁気センサが磁気飽和状態となる強度の磁界を発生することが可能なコイル（１７）と、前記磁気センサに接続され、前記磁気センサを磁気飽和状態にした後の前記出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における前記被測定電流と前記出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線を基に算出する演算部（１５）と、を具備することを特徴とする。

Description

電流センサ
　本発明は、電流の大きさを測定する電流センサに関する。特に、磁気ヒステリシスに起因する測定精度の低下が抑制された電流センサに関する。
　電気自動車やハイブリッドカーにおけるモータ駆動技術などの分野では、比較的大きな電流が取り扱われるため、このような用途向けに、大電流を非接触で測定することが可能な電流センサが求められている。そして、このような電流センサとして、被測定電流によって生じる磁界の変化を磁気センサによって検出する方式のものが実用化されている。また、磁気センサを用いる電流センサは、外乱磁界の影響による測定精度の低下が問題となるため、これを抑制する方式が提案されている。
　外乱磁界の影響による測定精度の低下を抑制する方式としては、例えば、二つの磁気センサの出力信号の差動をとるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この構成では、二つの磁気センサの出力信号において、被測定電流が形成する磁界の影響が逆相で現れ、外乱磁界の影響が同相で現れるため、その差動を取ることで外乱磁界の影響を除去することができる。
特開２００２－１３１３４２号公報
　ところで、電流センサ内の磁気センサには磁性材料が用いられているため、その特性に起因して電流測定精度の低下が生じ得る。例えば、被測定電流が徐々に大きくなると、誘導磁界も徐々に大きくなり、これによって磁気センサ内の磁性材料が強く磁化されることになるが、この場合において、被測定電流をゼロにして誘導磁界を消滅させても、磁性材料の磁化は完全にはゼロにならない。このように、磁性材料は、磁界からの影響によって特性が変動するヒステリシス特性を有しているため、磁気センサを用いた電流センサでは、それまでの磁界に関する履歴に起因して、測定値と真の値との間にずれを生じることがある。
　図１３に、上述の電流センサにおいて、測定値と真の値との間にずれが生じる様子を示す。図１３（Ａ）は、横軸を時間、縦軸を電流センサ内の磁気センサの検出電圧として、測定値（実線）と、真の値（破線）の関係を示しており、図１３（Ｂ）は、横軸を測定電流（つまり、真の電流値）、縦軸を磁気センサの出力電圧として、電流センサ内の磁気センサのヒステリシス特性を示している。ここで、図１３（Ａ）の点Ａ～Ｅと、図１３（Ｂ）の点Ａ～Ｅとは、対応している。図１３から分かるように、この例においては、それまでの測定履歴に依存して、測定値と真の電流値との間にずれが生じている。つまり、このような電流センサでは、それまでの測定履歴に応じて、測定精度が変動してしまうことになる。
　本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、磁気ヒステリシスの影響を緩和して、測定精度の低下が抑制された電流センサを提供することを目的とする。
　本発明の電流センサは、被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界に対応する出力電圧を出力する磁気センサと、前記磁気センサが磁気飽和状態（磁化が飽和した状態）となる強度の磁界を発生することが可能なコイルと、前記磁気センサに接続され、前記磁気センサを磁気飽和状態にした後の出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線を基に算出する演算部と、を具備することを特徴とする。ここで、「ヒステリシス曲線を基に算出」とは、ヒステリシス曲線から電流値を抽出する場合の他、何らかの演算処理を行って電流値を算出する場合を含む趣旨である。
　磁気センサを磁気飽和状態とした後に電流値の測定を行う場合には、被測定電流と、磁気センサの出力電圧との関係は、磁気飽和状態におけるヒステリシス曲線を用いて表されることになる。磁気飽和状態におけるヒステリシス曲線は、磁気センサごとに固有であるから、この構成のように、磁気センサを磁気飽和状態とした後に、ヒステリシス曲線を基に被測定電流の電流値を算出することで、電流測定精度の低下を抑制することができる。
　本発明の電流センサにおいて、前記磁気センサは、磁気抵抗効果素子を含むことがある。この構成によれば、磁気抵抗効果素子によって、十分な電流測定精度を確保することができる。
　本発明の電流センサにおいて、前記磁気センサは、前記被測定電流からの誘導磁界を打ち消す磁界を発生することが可能なコイルを有することがある。この構成によれば、磁気平衡式を採用することにより、応答速度が高く、温度依存の小さい電流センサを容易に実現できる。
　本発明の磁気センサにおいて、前記コイルは、前記磁気センサの一部であり、前記被測定電流からの誘導磁界を打ち消す磁界を発生することが可能になっていることがある。この構成によれば、磁気平衡式を採用することにより、応答速度が高く、温度依存の小さい電流センサを容易に実現できる。また、一のコイルが、被測定電流からの誘導磁界を打ち消す磁界を発生する機能と、磁気センサが磁気飽和状態（磁化が飽和した状態）となる強度の磁界を発生する機能と、を併せ持つことによって、電流センサの小型化、省スペース化が達成される。
　本発明の電流センサにおいて、前記演算部は、前記コイルに第一の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第一の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第一の出力電圧と、閾値電圧と、を比較して、前記コイルに第二の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第二の磁気飽和状態とするか否かを決定すると共に、前記コイルに前記第二の方向の電流を通流させない場合には、前記第一の出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線から抽出し、前記コイルに前記第二の方向の電流を通流させる場合には、前記磁気センサを前記第二の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第二の出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線から抽出することにより被測定電流を算出することがある。
　被測定電流の大きさや方向によっては、磁気センサにおける磁性材料の磁化が小さくなり、磁気センサが磁気飽和状態ではなくなることがある。すると、被測定電流と出力電圧との関係が磁気飽和状態におけるヒステリシス曲線を基に表わせなくなるため、電流測定精度が低下することがある。この構成によれば、被測定電流にあわせて第一の磁気飽和状態または第二の磁気飽和状態を選択して、電流値を算出することで、被測定電流の大きさや方向にかかわらず、適切な電流測定を行うことができる。つまり、電流測定精度の低下を抑制することができる。
　本発明の電流センサにおいて、前記演算部は、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線から導出される曲線から、前記コイルに第一の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第一の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第一の出力電圧と、前記コイルに第二の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第二の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第二の出力電圧と、の平均値に対応する電流値を抽出することにより被測定電流を算出することがある。ここで、「ヒステリシス曲線から導出される曲線」とは、ヒステリシス曲線そのものであっても良いし、ヒステリシス曲線に何らかの演算処理を行うことにより得られる曲線であっても良い。
　被測定電流の大きさや方向によっては、上述のように電流測定精度が低下することがある。この構成によれば、第一の方向の電流をコイルに与えて磁気センサを磁気飽和状態とした後に測定を行い、また、第一の方向とは逆方向の第二の方向の電流をコイルに与えて磁気センサを磁気飽和状態とした後に測定を行い、その測定に係る出力電圧の平均値を用いて電流値を算出することによって、被測定電流の大きさや方向にかかわらず、適切な電流測定を行うことができる。つまり、電流測定精度の低下を抑制することができる。
　本発明の電流センサにおいて、前記ヒステリシス曲線から導出される曲線は、前記ヒステリシス曲線の第一の経路において与えられる被測定電流に対する出力電圧と、前記ヒステリシス曲線の第二の経路において与えられる被測定電流値に対する出力電圧と、の平均値を表わす曲線であることがある。この構成によれば、上述のように、第一の方向の電流をコイルに与えて磁気センサを磁気飽和状態とした後の測定と、第二の方向の電流をコイルに与えて磁気センサを磁気飽和状態とした後の測定とを組み合わせて用いる場合に、適切な電流値を抽出することが可能になる。また、複数の曲線を用いる場合と比較して、計算量を低減することができると共に、メモリの使用容量を小さくすることができる。
　本発明の電流センサでは、磁気センサの磁化が飽和した状態においては、被測定電流と、磁気センサの出力電圧との関係が、磁気飽和状態におけるヒステリシス曲線を用いて表現されることを利用して、被測定電流の電流値を求めている。このため、磁気ヒステリシスに起因する測定精度の低下を抑制することができる。
電流センサの被測定電流Ｉと電流センサ内の磁気センサの出力電圧Ｖとの関係の例を示す図である。 被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が磁気飽和状態のヒステリシス曲線に固定される様子を示す図である。 電流センサの構成例を示す模式図である。 電流センサの構成例を示す模式図である。 電流測定の概略を示す図である。 実施の形態２における電流測定アルゴリズムの例を説明するフローチャートである。 実施の形態２における出力電圧と被測定電流との関係を示す図である。 実施の形態２における電流測定アルゴリズムの例を説明するフローチャートである。 実施の形態３における電流測定アルゴリズムの例を説明するフローチャートである。 実施の形態３における出力電圧と被測定電流との関係を示す図である。 実施の形態３における出力電圧と被測定電流との関係を示す図である。 実施の形態３における電流測定アルゴリズムの例を説明するフローチャートである。 電流センサの測定値と真の値との間にずれが生じる様子を示す図である。
　本発明者らは、電流センサ内の磁気センサを磁気飽和状態にすることで、電流測定における磁気ヒステリシスの影響を低減できることを見出した。これは、磁気センサを磁気飽和状態にすることで、磁気センサの出力電圧が、それまでの磁界に関する履歴とは無関係な固有のヒステリシス曲線を用いて表されるようになるためである。以下、図面を用いて詳細に説明する。
　図１には、電流センサの被測定電流Ｉと、電流センサ内の磁気センサの出力電圧Ｖと、の関係の例を示す。ある状態において、電流センサ内の磁気センサの出力として出力電圧Ｖ０を与える被測定電流Ｉ０の測定が行われたとする。このとき、電流センサ内の磁気センサは、被測定電流Ｉ０によって生じる磁界の影響を受けて磁化される。そして、これによって、電流センサの被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係は、例えば、図１中の破線で示される非飽和曲線１のようになる。非飽和曲線１から分かるように、この状態では、例えば、被測定電流Ｉをゼロとしても出力電圧Ｖはゼロとならない。
　上述のように、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係は、磁化に応じたヒステリシス曲線で表されることになるため、被測定電流Ｉの影響によって磁気センサの磁化が変動すると、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係も、その磁化に応じて変動する。すなわち、このような状況において、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係は、被測定電流Ｉの履歴に依存することになるから、出力電圧Ｖの値から被測定電流Ｉを精度良く見積もることは難しい。例えば、図１において、非飽和曲線１で表されていた関係が、図中の一点鎖線で示される非飽和曲線２の関係に変わった場合には、被測定電流が同じＩ０であっても、出力電圧は、Ｖ０からＶ´０に変わってしまう。
　上述の問題は、磁気センサの磁化が変動することに起因するものである。つまり、磁気センサの磁化の変動がない状態にできれば、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係は一義的に決まるから、出力電圧Ｖの値から被測定電流Ｉを精度良く見積もることが可能になる。本発明者らは、磁化の変動が、磁化が非飽和であることに起因するものであって、電流センサ内の磁気センサを磁気飽和状態として、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係を磁気飽和状態のヒステリシス曲線によって表される関係に固定することで、上述の問題を解消できると考えた。すなわち、本発明の骨子は、電流測定の前に、電流センサ内の磁気センサを磁気飽和状態とし、その後の測定において得られた磁気センサの出力電圧と磁気センサのヒステリシス曲線と、を基に、被測定電流の電流値を算出することによって、電流測定における磁気ヒステリシスの影響を低減しようとするものである。なお、図１において、磁気センサを磁気飽和状態とした場合の被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係は、例えば、実線の飽和曲線で表される。
　なお、磁化はベクトル量であるから、被測定電流Ｉの大きさや方向に応じて、適切な磁気飽和状態は異なってくる。図２（Ａ）には、被測定電流が＋方向に流れる場合の誘導磁界（またはそれと同じ向きの磁界）によって、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が磁気飽和状態のヒステリシス曲線に固定される様子を、図２（Ｂ）には、被測定電流が－方向に流れる場合の誘導磁界（またはそれと同じ向きの磁界）によって、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が磁気飽和状態のヒステリシス曲線に固定される様子を示す。
　図２（Ａ）の磁気飽和状態について考える。被測定電流Ｉが＋方向である場合には、被測定電流Ｉの誘導磁界による磁化の変化はないため、測定精度を高い状態に保つことが可能である。つまり、図２（Ａ）の磁気飽和状態は＋方向の電流の測定に適しているといえる。一方で、被測定電流Ｉが－方向の大電流である場合には、被測定電流Ｉによる誘導磁界は、図２（Ａ）の磁化を弱める方向に働くから、図２（Ａ）の磁気飽和状態を用いて測定を行うと、測定精度は低下してしまう。同様に、図２（Ｂ）の磁気飽和状態は、－方向の電流の測定に適しており、＋方向の大電流の測定には不向きである。このように、電流の大きさや方向に応じて、適切な磁気飽和状態は異なるから、適切な磁気飽和状態を選択して測定を行うことが望ましい。ただし、本発明はこれに限られない。
（実施の形態１）
　本実施の形態では、本発明の電流センサ１の例について図面を参照して説明する。図３および図４は、本発明に係る電流センサ１のブロック図の例である。なお、図３（Ａ）と図３（Ｂ）は、磁気センサ１１を磁気飽和状態とするためのコイルを、電流センサ１が別体で有するか否かという点において異なっているが、他の構成は概ね同じである。
　図３（Ａ）に示される電流センサ１は、磁気センサ１１と、磁気センサ１１の制御を行う制御部１３と、磁気センサ１１からの出力信号の演算処理などを行う演算部１５と、を有する。また、磁気センサ１１の外部には、磁気センサ１１を磁気飽和状態にできるように、コイル１７が近接して配置されている。
　磁気センサ１１は、磁気平衡式センサであり、被測定電流によって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能に配置されたフィードバックコイル１１１と、磁気検出素子である二つの磁気抵抗効果素子および二つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路１１３とから構成されている。なお、ここでは、磁気センサ１１として、磁気平衡式センサを用いているが、図４に示すような、フィードバックコイル１１１を有しない磁気比例式センサを用いても良い。磁気平衡式センサを用いる場合には、応答速度が高く、温度依存の小さい電流センサを容易に実現できる。また、ここでは、磁気センサ１１を単独で用いる構成について説明しているが、二以上の磁気センサ１１を用いてその差動をとり、さらに電流の測定精度を高める構成としても良い。
　制御部１３は、磁気センサ１１のブリッジ回路１１３の差動出力を増幅し、フィードバックコイル１１１のフィードバック電流を制御する差動・電流アンプ１２１と、磁気センサ１１のフィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ１２３と、Ｉ／Ｖアンプ１２３の出力電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１２５とを含む。また、制御部１３は、コイル１７の電流を制御する電流アンプ１２７を含む。なお、制御部１３の構成はこれに限定されない。例えば、複数の磁気センサ１１を用いてその差動をとる場合などには、磁気センサ１１の数に応じた差動・電流アンプ１２１やＩ／Ｖアンプ１２３を有していても良い。また、複数の磁気センサ１１の出力の差動をとる差動アンプを有していても良い。
　演算部１５は、デジタル信号に変換された磁気センサ１１の出力を用いて、被測定電流の電流値を算出するＭＣＵ（マイクロコントローラユニット：Ｍｉｃｒｏ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　Ｕｎｉｔ）１３１や、出力電圧（Ｉ／Ｖアンプ１２３の出力電圧、すなわち、磁気センサ１１の出力）と電流値とを対応づけるデータテーブルを格納したメモリ１３３などを含む。なお、データテーブルは、温度などの環境条件をパラメータとして含むものであっても良い。このようなデータテーブルを用いる場合には、電流測定の環境に合わせて、出力電圧と電流値とをより正確に対応づけることができるため、電流測定の精度をより高めることが可能である。コイル１７には、電流測定の前に所定の電流が流れ、これによってコイル１７の近傍に誘導磁界が発生し、磁気センサ１１が磁気飽和状態となる。なお、コイル１７を流れる電流の方向に応じて、磁気センサ１１が含む磁性材料の磁化の向きは異なってくるから、磁気センサ１１の磁気飽和状態には、コイル１７を流れる電流の方向に依存して二通りが存在する。
　フィードバックコイル１１１は、ブリッジ回路１１３の磁気抵抗効果素子の近傍に配置されており、被測定電流により発生する誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生する。ブリッジ回路１１３の磁気抵抗効果素子としては、ＧＭＲ（Ｇｉａｎｔ　Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子やＴＭＲ（Ｔｕｎｎｅｌ　Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子などを用いることができる。磁気抵抗効果素子は、被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化するという特性を有する。このような特性を有する二つの磁気抵抗効果素子と二つの固定抵抗素子を用いてブリッジ回路１１３を構成することにより、高感度の電流センサを実現することができる。また、磁気抵抗効果素子を用いることにより、電流センサを設置する基板面と平行な方向に感度軸を配置することが容易になり、平面コイルを使用することが可能となる。
　ブリッジ回路１１３は、それぞれ、被測定電流により生じた誘導磁界に応じた電位差（電圧）を生じる二つの出力端子を備える。ブリッジ回路１１３がそれぞれ有する二つの出力端子からの二つの出力は、差動・電流アンプ１２１で差動増幅され、差動増幅された出力がフィードバックコイル１１１に電流（フィードバック電流）として与えられる。このフィードバック電流は、誘導磁界に応じた電位差（電圧）に対応する。フィードバック電流がフィードバックコイル１１１に与えられると、当該フィードバック電流によって、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界が発生する。そして、誘導磁界とキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときにフィードバックコイル１１１を流れる電流が、Ｉ／Ｖアンプ１２３で電圧に変換され、磁気センサ１１の出力となる。
　なお、差動・電流アンプ１２１においては、電源電圧を、Ｉ／Ｖ変換の基準電圧＋（フィードバックコイル抵抗の定格内最大値×フルスケール時フィードバックコイル電流）に近い値に設定することで、フィードバック電流が制限され、磁気抵抗効果素子やフィードバックコイルを保護する効果が得られる。また、ここではブリッジ回路１１３の二つの出力の差動を増幅してフィードバック電流に用いたが、ブリッジ回路１１３からは中点電位のみを出力とし、所定の基準電位との電位差をもとにしたフィードバック電流を用いてもよい。
　磁気センサ１１の出力はアナログ信号であるから、アナログデジタル変換器１２５によってデジタル信号に変換されて、演算部１５（ＭＣＵ１３１）に入力される。アナログ信号からデジタル信号への変換方式には、並列比較型、逐次比較型、二重積分型、パイプライン型、デルタシグマ型などがあるが、これらは要求される精度や応答速度などに応じて適宜選択することができる。
　演算部１５において、ＭＣＵ１３１は、アナログデジタル変換器１２５からのデジタル信号、すなわち、磁気センサ１１の出力を受けると、これに適当な処理を加えると共に、メモリ１３３に格納されたデータテーブルを参照し、出力電圧に対応する電流値を被測定電流の電流値として抽出する。また、電流測定の前に磁気センサ１１を磁気飽和状態とするため、ＭＣＵ１３１は電流アンプ１２７に指示を与え、指示を受けた電流アンプ１２７は、必要な電流をコイル１７に与える。なお、差動・電流アンプ１２１に電流アンプ１２７の機能を持たせて、電流アンプ１２７を省略しても良い。また、ＭＣＵ１３１は、他に、出力信号のゲインとオフセットの補正、出力信号におけるノイズの判別および除去、などの機能を有していても良い。
　図３（Ａ）に示す電流センサ１の動作の概略は次のとおりである。まず、磁気センサ１１の出力電圧と被測定電流との関係を磁気飽和状態のヒステリシス曲線によって表される関係に固定するために、磁気センサ１１を磁気飽和状態とする。具体的には、ＭＣＵ１３１からの指示によって、電流アンプ１２７が、磁気センサ１１を磁気飽和状態とするために必要な電流をコイル１７に与える。このとき、フィードバックコイル１１１を用いたフィードバック制御（キャンセル磁界の制御）は行わない。次に、実際に、被測定電流を測定する。すなわち、フィードバックコイル１１１にフィードバック電流を与えるフィードバック制御（キャンセル磁界の制御）を行って、被測定電流の誘導磁界による磁気センサ１１の出力電圧を測定する。このとき、コイル１７には電流を与えない。その後、ＭＣＵ１３１が、メモリ１３３に格納された磁気センサ１１の出力電圧と被測定電流の電流値とを対応付けたデータテーブルを参照して、磁気センサ１１の出力電圧に対応する電流値を抽出する。このようにして抽出された電流値が、電流センサ１の出力となる。なお、詳細は後に述べるが、電流測定精度の低下を抑制するために、被測定電流に応じた適当な処理を別に行っても良い。
　図３（Ａ）に示す電流センサ１では、実際の測定の前に、電流センサ１内の磁気センサ１１が磁気飽和状態となるような大きな磁界を、コイル１７に電流を通流させて発生させる点が特徴的である。つまり、図５に示すように、磁界印加処理３１および磁界印加処理後の電流測定処理３２を、一定の時間間隔ｔで実施することになる。なお、この点は、図３（Ｂ）や図４に示す電流センサ１においても同様である。
　図３（Ｂ）に示される電流センサ１は、磁気センサ１１を磁気飽和状態とするためのコイル１７を有しない点で、図３（Ａ）に示される電流センサ１とは相違する。この構成では、フィードバックコイル１１１が、図３（Ａ）におけるコイル１７の役割を果たす。つまり、図３（Ｂ）に示される電流センサ１では、フィードバックコイル１１１は、誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生する機能と、磁気センサ１１を磁気飽和状態とする機能とを併せ持つ。その他の構成については、図３（Ａ）に示される電流センサ１と同様である。ただし、ＭＣＵ１３１には、フィードバックコイル１１１のキャンセル磁界を発生する機能と、磁気センサ１１を磁気飽和状態とする機能と、を切り替える機能が付加されることがある。すなわち、測定の前段階においては、フィードバックコイル１１１に電流を通流させるように電流アンプ１２７を動作させて、磁気センサ１１を磁気飽和状態とさせると共に、差動・電流アンプ１２１の動作を停止させて、フィードバック動作（キャンセル磁界の発生）が行われないようにする。電流の測定時には、差動・電流アンプ１２１を動作させて、フィードバック動作を行わせると共に、電流アンプ１２７の動作を停止させる。
　つまり、図３（Ｂ）に示す電流センサ１の動作の概略は次のとおりである。まず、磁気センサ１１の出力電圧と被測定電流との関係を磁気飽和状態のヒステリシス曲線によって表される関係に固定するために、磁気センサ１１を磁気飽和状態とする。具体的には、ＭＣＵ１３１からの指示によって、電流アンプ１２７が、磁気センサ１１を磁気飽和状態とするために必要な電流をフィードバックコイル１１１に与える。このとき、フィードバックコイル１１１によるフィードバック制御（キャンセル磁界の制御）が行われないようにする。このためには、例えば、差動・電流アンプ１２１の動作を停止させるなどして、フィードバックコイル１１１をフィードバックループから切り離せば良い。次に、フィードバックコイル１１１をフィードバックループに接続してフィードバック制御を再開させ、被測定電流を測定する。すなわち、被測定電流の誘導磁界による磁気センサ１１の出力電圧を測定する。その後、ＭＣＵ１３１が、メモリ１３３に格納された磁気センサ１１の出力電圧と被測定電流の電流値とを対応付けたデータテーブルを参照して、磁気センサ１１の出力電圧に対応する電流値を抽出する。このようにして抽出された電流値が、電流センサ１の出力となる。この場合も、電流測定精度の低下を抑制するために、被測定電流に応じた適当な処理を別に行っても良い。
　図４に示される電流センサ１は、磁気センサ１１と、磁気センサ１１の制御を行う制御部１３と、磁気センサ１１からの出力信号の演算処理などを行う演算部１５と、を有する。また、磁気センサ１１の外部には、磁気センサ１１を磁気飽和状態にできるように、コイル１７が近接して配置されている。
　磁気センサ１１は、磁気比例式センサであり、磁気検出素子である二つの磁気抵抗効果素子および二つの固定抵抗素子からなるブリッジ回路１１３とから構成されている。なお、磁気センサ１１は磁気の変化を電気的に検出できるものであれば、上述の構成に限定されない。このような磁気比例式センサを用いる場合には、磁気平衡式センサのようなフィードバックコイル１１１およびその制御に関する構成が不要になるため、構成を簡略化し、電流センサの小型化を図れる。また、ここでは、磁気センサ１１を単独で用いる構成について説明しているが、二以上の磁気センサ１１を用いてその差動をとり、さらに電流の測定精度を高める構成としても良い。
　制御部１３は、磁気センサ１１の出力電圧をデジタル信号に変換するアナログデジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）１２５を含む。また、制御部１３は、コイル１７の電流を制御する電流アンプ１２７を含む。なお、制御部１３の構成はこれに限定されない。例えば、磁気センサ１１のブリッジ回路１１３の差動出力を増幅し、アナログデジタル変換器１２５に出力する差動アンプを備えていても良い。また、複数の磁気センサ１１を用いてその差動をとる場合などには、複数の磁気センサ１１の出力の差動をとる差動アンプを有していても良い。
　演算部１５は、デジタル信号に変換された磁気センサ１１の出力を用いて、被測定電流の電流値を算出するＭＣＵ（マイクロコントローラユニット：Ｍｉｃｒｏ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ　Ｕｎｉｔ）１３１や、出力電圧（Ｉ／Ｖアンプ１２３の出力電圧、すなわち、磁気センサ１１の出力）と電流値とを対応づけるデータテーブルを格納したメモリ１３３などを含む。コイル１７には、電流測定の前に所定の電流が流れ、これによってコイル１７の近傍に誘導磁界が発生し、磁気センサ１１が磁気飽和状態となる。なお、コイル１７を流れる電流の方向に応じて、磁気センサ１１が含む磁性材料の磁化の向きは異なってくるから、磁気センサ１１の磁気飽和状態には、コイル１７を流れる電流の方向に依存して二通りが存在する。
　ブリッジ回路１１３の磁気抵抗効果素子としては、ＧＭＲ（Ｇｉａｎｔ　Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子やＴＭＲ（Ｔｕｎｎｅｌ　Ｍａｇｎｅｔｏ　Ｒｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子などを用いることができる。詳細は図３に示す磁気平衡式センサと同様である。
　磁気センサ１１の出力はアナログ信号であるから、アナログデジタル変換器１２５によってデジタル信号に変換されて、演算部１５（ＭＣＵ１３１）に入力される。演算部１５において、ＭＣＵ１３１は、アナログデジタル変換器１２５からのデジタル信号、すなわち、磁気センサ１１の出力を受けると、これに適当な処理を加えると共に、メモリ１３３に格納されたデータテーブルを参照し、出力電圧に対応する電流値を被測定電流の電流値として抽出する。また、電流測定の前に磁気センサ１１を磁気飽和状態とするため、ＭＣＵ１３１は電流アンプ１２７に指示を与え、指示を受けた電流アンプ１２７は、必要な電流をコイル１７に与える。なお、ＭＣＵ１３１は、他に、出力信号のゲインとオフセットの補正、出力信号におけるノイズの判別および除去、などの機能を有していても良い。
　図４に示す電流センサ１の動作の概略は次のとおりである。まず、磁気センサ１１の出力電圧と被測定電流との関係を磁気飽和状態のヒステリシス曲線によって表される関係に固定するために、磁気センサ１１を磁気飽和状態とする。具体的には、ＭＣＵ１３１からの指示によって、電流アンプ１２７が、磁気センサ１１を磁気飽和状態とするために必要な電流をコイル１７に与える。次に、実際に、被測定電流を測定する。すなわち、被測定電流の誘導磁界による磁気センサ１１の出力電圧を測定する。その後、ＭＣＵ１３１が、メモリ１３３に格納された磁気センサ１１の出力電圧と被測定電流の電流値とを対応付けたデータテーブルを参照して、磁気センサ１１の出力電圧に対応する電流値を抽出する。このようにして抽出された電流値が、電流センサ１の出力となる。なお、詳細は後に述べるが、電流測定精度の低下を抑制するために、被測定電流に応じた適当な処理を別に行っても良い。
　上述のように、図３（Ａ）や図３（Ｂ）、図４などに示す電流センサ１では、電流測定の前に、電流センサ１内の磁気センサ１１を磁気飽和状態とし、その後の測定において得られた磁気センサ１１の出力電圧と磁気センサ１１のヒステリシス曲線とを基に、被測定電流の電流値を算出することができる。そしてこれにより、電流測定における磁気ヒステリシスの影響を低減し、測定精度の低下を抑制することができる。なお、図３（Ａ）や図３（Ｂ）、図４のブロック図に係る電流センサ１の構成は例にすぎず、他の構成を採用することも当然に可能である。
（実施の形態２）
　本実施の形態では、実施の形態１において示した電流センサ１における電流測定フローの一例として、被測定電流にあわせて測定モードを変更して、電流値を算出するフローについて図６～図８を参照して説明する。なお、図３（Ａ）および図４の電流センサ１における電流測定フローと、図３（Ｂ）の電流センサ１における電流測定フローとの相違は、フィードバックコイル１１１の切り替え制御部分のみである。よって、以下の説明では、主として、図３（Ａ）および図４の電流センサ１における電流測定フローについての説明を行うこととする。
　まず、図６のステップ２０１において、現在の測定モードが第一の測定モードであるか第二の測定モードであるかを判定する。現在の測定モードが第一の測定モードである場合、すなわち、直前の測定を第一の測定モードで行っている場合には、ステップ２０２を実行する。現在の測定モードが第二の測定モードである場合には、ステップ２０６を実行する。ここで、第一の測定モードとは、第一の磁気飽和状態を用いる測定モードであり、第二の測定モードとは、第二の磁気飽和状態を用いる測定モードである。また、第一の磁気飽和状態とは、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が、図７（Ａ）のヒステリシス曲線のうちの実線の曲線ａで表される状態をいい、第二の磁気飽和状態とは、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が、図７（Ｂ）のヒステリシス曲線のうちの実線の曲線ｂで表される状態をいうものとする。つまり、第一の磁気飽和状態と第二の磁気飽和状態とでは、磁化の向きが逆である。なお、ステップ２０１の判定処理は必須ではないが、被測定電流が大きく変化しない場合などにおいては、測定モードを判定して、直前の測定に用いられた測定モードを優先的に用いることで、測定の回数を減らすことが可能である。
　ステップ２０２では、コイル１７に第一の方向の電流を流すことによって、磁気センサ１１を第一の磁気飽和状態とする（図７（Ａ）の破線矢印Ａ１参照）。ここで、コイル１７を流れる第一の方向の電流は、第一の磁気飽和状態を実現できる程度に十分に大きいものとする。なお、ここでは、第一の磁気飽和状態を曲線ａで表される状態としているが、第一の磁気飽和状態と第二の磁気飽和状態との関係は入れ替えても良い。つまり、第一の磁気飽和状態を、曲線ｂで表される状態とし、第二の磁気飽和状態を、曲線ａで表される状態としても良い。
　次に、ステップ２０３において、被測定電流による磁気センサ１１の出力を測定する（図７（Ａ）の破線矢印Ａ２参照）。磁気センサ１１の出力は、通常、電位差（電圧）で表現されるから、以下では、この状態での磁気センサ１１の出力を、単に出力電圧Ｖ１と呼ぶ。
　その後、ステップ２０４において、電流測定精度の低下を抑制するために、出力電圧Ｖ１と、閾値Ｖｔｈ１とを比較する。Ｖ１＜Ｖｔｈ１であれば、測定精度が不十分な状態にあるとして、ステップ２０５を実行する（図７（Ａ）の破線矢印Ａ３参照）。Ｖ１≧Ｖｔｈ１であれば、十分な測定精度が確保される状態にあるとして、ステップ２１０を実行する。これにより、図７（Ａ）の破線矢印Ａ２で示される測定範囲が、第一の測定モードにおける適正な測定範囲として扱われる。閾値Ｖｔｈ１としては、電流測定精度を十分に確保できる値を適宜用いることができるが、後のステップ２０６における閾値Ｖｔｈ２との関係で、Ｖｔｈ１≦Ｖｔｈ２を満たすものであることが望ましい。例えば、Ｖｔｈ１＞Ｖｔｈ２とすると、出力電圧によっては電流値が算出されない可能性があるためである。ただし、第一の磁気飽和状態と第二の磁気飽和状態の関係を入れ替える場合などには、この限りではない。
　Ｖ１＜Ｖｔｈ１である場合には、ステップ２０５において、測定モードを第二の測定モードに変更した後に、ステップ２０６において、コイル１７に第一の方向とは逆向きの第二の方向の電流を流し、磁気センサ１１を第二の磁気飽和状態とする（図７（Ｂ）の破線矢印Ｂ１参照）。Ｖ１＜Ｖｔｈ１である場合には、磁気センサの磁化が弱められる状態にあるため、測定精度がやや低下する。そこで、磁気センサ１１を第二の磁気飽和状態として、再度の測定を行うのである。ここで、コイル１７を流れる第二の方向の電流は、第二の磁気飽和状態を実現できる程度に十分に大きいものとする。なお、ステップ２０１において、現在の測定モードが第二の測定モードであると判定された場合には、ステップ２０１の直後にステップ２０６が実行される。また、ステップ２０６によって、磁気センサ１１が第二の磁気飽和状態になると、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとは、図７（Ｂ）のヒステリシス曲線のうちの実線の曲線ｂで表されることになる。
　次に、ステップ２０７において、被測定電流による磁気センサ１１の出力を測定する（図７（Ｂ）の破線矢印Ｂ２参照）。ここでは、測定される磁気センサ１１の出力を、出力電圧Ｖ２とする。
　その後、ステップ２０８において、電流測定精度の低下を抑制するために、出力電圧Ｖ２と、閾値Ｖｔｈ２とを比較する。Ｖ２＞Ｖｔｈ２であれば、測定精度が不十分な状態にあるとして、ステップ２０９において測定モードを第一の測定モードに変更した後に、ステップ２０２を実行する（図７（Ｂ）の破線矢印Ｂ３参照）。Ｖ２≦Ｖｔｈ２であれば、十分な測定精度が確保される状態にあるとして、ステップ２１０を実行する。これにより、図７（Ｂ）の破線矢印Ｂ２で示される測定範囲が、第二の測定モードにおける適正な測定範囲として扱われる。閾値Ｖｔｈ２としては、電流測定精度を十分に確保できる値を適宜用いることができるが、閾値Ｖｔｈ１との関係で、Ｖｔｈ１≦Ｖｔｈ２を満たすものであることが望ましい。
　ステップ２１０では、測定モードに合わせて、出力電圧Ｖ１または出力電圧Ｖ２から、被測定電流の電流値を算出する。第一の測定モードの場合には、メモリ１３３に格納された第一の測定モード用データテーブル（曲線ａに相当するデータテーブル）から、出力電圧Ｖ１に対応する電流値Ｉ１を抽出する。第二の測定モードの場合にも、同様に、第二の測定モード用データテーブル（曲線ｂに相当するデータテーブル）から、出力電圧Ｖ２に対応する電流値を抽出する。そして、抽出された電流値が、被測定電流の電流値としてＭＣＵ１３１から出力される。
　なお、図３（Ｂ）の電流センサ１では、所定のステップの前（または後）に、フィードバックコイル１１１の切り替え制御が加わることになる。例えば、図８に示すように、ステップ２０２の直前のステップ２０２Ａ、および、ステップ２０６の直前のステップ２０６Ａにおいて、磁気センサを磁気飽和状態とすることができるようにフィードバックコイル１１１の機能が切り替えられる（つまり、フィードバックコイル１１１がフィードバックループから切り離される）。また、ステップ２０３の直前のステップ２０３Ａ、および、ステップ２０７の直前のステップ２０７Ａにおいて、誘導磁界を打ち消す磁界を発生させることができるようにフィードバックコイル１１１の機能が切り替えられる（つまり、フィードバックコイル１１１がフィードバックループに接続される）。
　以上の処理フローによって、被測定電流にあわせて第一の磁気飽和状態または第二の磁気飽和状態を選択し、電流値を算出することができる。このため、被測定電流の大きさや方向にかかわらず、適切な電流測定を行うことができる。つまり、電流測定精度の低下を抑制することができる。なお、電流測定に係る処理は図６～図８に示す処理に限られない。また、他の実施の形態に示す処理と組み合わせて用いることも可能である。
（実施の形態３）
　本実施の形態では、実施の形態２とは異なる電流測定フローの一例として、二つの測定モードにおける測定結果を用いて電流値を算出するフローについて、図９～図１２を参照して説明する。なお、図３（Ａ）および図４の電流センサ１における電流測定フローと、図３（Ｂ）の電流センサ１における電流測定フローとの相違は、フィードバックコイル１１１の切り替え制御部分のみであるから、以下の説明では、主として、図３（Ａ）および図４の電流センサ１における電流測定フローについての説明を行うこととする。
　まず、図９のステップ３０１において、コイル１７に第一の方向の電流を流すことによって、磁気センサ１１を第一の磁気飽和状態とする（図１０（Ａ）の破線矢印Ａ１参照）。ここで、第一の磁気飽和状態とは、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が、図１０（Ａ）のヒステリシス曲線のうちの実線の曲線ａで表される状態をいう。また、コイル１７を流れる第一の方向の電流は、第一の磁気飽和状態を実現できる程度に十分に大きいものとする。この点については、実施の形態１における電流測定フローの第一の測定モードと同じであり、本実施の形態でも、このように第一の磁気飽和状態を用いる測定モードを、第一の測定モードと呼ぶことにする。
　次に、ステップ３０２において、被測定電流による磁気センサ１１の出力を測定する（図１０（Ａ）の破線矢印Ａ２参照）。本実施の形態においても、第一の測定モードにおける磁気センサ１１の出力をＶ１とする。
　その後、ステップ３０３において、コイル１７に第一の方向とは逆向きの第二の方向の電流を流すことによって、磁気センサ１１を第二の磁気飽和状態とする（図１０（Ｂ）の破線矢印Ｂ１参照）。ここで、第二の磁気飽和状態とは、被測定電流Ｉと出力電圧Ｖとの関係が、図１０（Ｂ）のヒステリシス曲線のうちの実線の曲線ｂで表される状態をいう。また、コイル１７を流れる第二の方向の電流は、第二の磁気飽和状態を実現できる程度に十分に大きいものとする。この点については、実施の形態１における電流測定フローの第二の測定モードと同じであり、本実施の形態でも、このように第二の磁気飽和状態を用いる測定モードを、第二の測定モードと呼ぶことにする。なお、第一の磁気飽和状態と第二の磁気飽和状態との関係は入れ替えても良い。つまり、第一の磁気飽和状態を、曲線ｂで表される状態とし、第二の磁気飽和状態を、曲線ａで表される状態としても良い。
　次に、ステップ３０４において、被測定電流による磁気センサ１１の出力を測定する（図１０（Ｂ）の破線矢印Ｂ２参照）。本実施の形態においても、第二の測定モードにおける磁気センサ１１の出力をＶ２とする。
　ステップ３０５では、ステップ３０２において得られた出力電圧Ｖ１と、ステップ３０４において得られた出力電圧Ｖ２と、の平均値Ｖ（＝（Ｖ１＋Ｖ２）／２）を算出する（図１１（Ａ）参照）。このように、第一の測定モードにおいて得られた出力電圧Ｖ１と、第二の測定モードにおいて得られた出力電圧Ｖ２と、を平均化して用いることにより、電流測定精度を高めることができる。
　ステップ３０６では、メモリ１３３に格納されたデータテーブルから、平均値Ｖに対応する電流値を抽出することによって、被測定電流の電流値を算出する（図１１（Ｂ）参照）。そして、算出された電流値が、被測定電流の電流値としてＭＣＵ１３１から出力される。ここで、メモリ１３３には、図１１（Ｂ）の曲線ｃに相当するデータテーブルが格納される。また、曲線ｃは、図１１曲線ａと曲線ｂから導出される曲線であって、ある電流値に対して曲線ａと曲線ｂによって与えられる二つの電圧値の平均値が集合した曲線である。このように、曲線ｃに相当するデータテーブルをメモリ１３３に格納させる場合には、複数の曲線に相当するデータテーブルをメモリ１３３に格納させる場合と比較して、メモリ１３３の記憶容量が小さくて済むというメリットがある。また、複数の曲線から電流値を算出しなくても良いため、計算量が少なくて済む。
　なお、本実施の形態では、メモリ１３３に、曲線ｃに相当するデータテーブルを格納しているが、本発明はこれに限られない。例えば、曲線ａに相当するデータテーブルと、曲線ｂに相当するデータテーブルとを併せてメモリ１３３に格納し、測定の都度、これらの平均値を算出して用いることにより電流値を算出しても良い。この場合、本実施の形態に示す処理と、実施の形態１に示す処理とを切り替えて電流測定を行うことが可能である。または、本実施の形態に示す処理と、実施の形態１に示す処理とを組み合わせて電流測定を行うことが可能である。
　なお、図３（Ｂ）の電流センサ１では、所定のステップの前（または後）に、フィードバックコイル１１１の切り替え制御が加わることになる。例えば、図１２に示すように、ステップ３０１の直前のステップ３０１Ａ、および、ステップ３０３の直前のステップ３０３Ａにおいて、磁気センサを磁気飽和状態とすることができるようにフィードバックコイル１１１の機能が切り替えられる（つまり、フィードバックコイル１１１がフィードバックループから切り離される）。また、ステップ３０２の直前のステップ３０２Ａ、および、ステップ３０４の直前のステップ３０４Ａにおいて、誘導磁界を打ち消す磁界を発生させることができるようにフィードバックコイル１１１の機能が切り替えられる（つまり、フィードバックコイル１１１がフィードバックループに接続される）。
　以上の処理フローによって、第一の測定モードと第二の測定モードの平均値から、電流値を算出することができる。このため、被測定電流の大きさや方向にかかわらず、適切な電流測定を行うことができる。つまり、電流測定精度の低下を抑制することができる。なお、電流測定に係る処理は図９～図１２に示す処理に限られない。本実施の形態に示す処理を、他の実施の形態に示す処理と組み合わせて用いることも可能である。
　なお、本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、上記実施の形態における各素子の接続関係、大きさなどは適宜変更して実施することが可能である。また、各種処理は組み合わせて用いることができる。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しない程度に適宜変更して実施することができる。
　本発明の電流センサは、例えば、電気自動車やハイブリッドカーのモータ駆動用の電流の大きさを検知するために用いることが可能である。
　本出願は、２０１０年１０月７日出願の特願２０１０－２２７７７５に基づく。この内容は、全てここに含めておく。

Claims (7)

  1. 　被測定電流が通流する電流線の周囲に配置され、前記被測定電流からの誘導磁界に対応する出力電圧を出力する磁気センサと、
    　前記磁気センサが磁気飽和状態となる強度の磁界を発生することが可能なコイルと、
    　前記磁気センサに接続され、前記磁気センサを磁気飽和状態にした後の出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線を基に算出する演算部と、
    　を具備することを特徴とする電流センサ。
  2. 　前記磁気センサは、磁気抵抗効果素子を含むことを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
  3. 　前記磁気センサは、前記被測定電流からの誘導磁界を打ち消す磁界を発生することが可能なコイルを有することを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流センサ。
  4. 　前記コイルは、前記磁気センサの一部であり、
    　前記被測定電流からの誘導磁界を打ち消す磁界を発生することが可能であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電流センサ。
  5. 　前記演算部は、
    　前記コイルに第一の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第一の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第一の出力電圧と、閾値電圧と、を比較して、前記コイルに第二の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第二の磁気飽和状態とするか否かを決定すると共に、
    　前記コイルに前記第二の方向の電流を通流させない場合には、前記第一の出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線から抽出し、
    　前記コイルに前記第二の方向の電流を通流させる場合には、前記磁気センサを前記第二の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第二の出力電圧に対応する電流値を、前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線から抽出することにより被測定電流を算出することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一に記載の電流センサ。
  6. 　前記演算部は、
    　前記磁気センサの磁気飽和状態における被測定電流と出力電圧との関係を示すヒステリシス曲線から導出される曲線から、前記コイルに第一の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第一の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第一の出力電圧と、前記コイルに第二の方向の電流を通流させて前記磁気センサを第二の磁気飽和状態とした後の被測定電流に対する第二の出力電圧と、の平均値に対応する電流値を抽出することにより被測定電流を算出することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一に記載の電流センサ。
  7. 　前記ヒステリシス曲線から導出される曲線は、
    　前記ヒステリシス曲線の被測定電流が増大する場合の経路において与えられる被測定電流に対する出力電圧と、前記ヒステリシス曲線の被測定電流が減少する場合の経路において与えられる被測定電流値に対する出力電圧と、の平均値を表わす曲線であることを特徴とする請求項６に記載の電流センサ。
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