JP2010091366A - 磁気平衡式電流センサ - Google Patents
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Abstract
【課題】電流検出の方式を磁気平衡式として磁気比例式電流センサよりも高精度な電流検出を可能としつつ、故障時に異常検出信号を出力する機能も備えることでシステムの安全性を高めることの可能な、磁気平衡式電流センサを提供する。
【解決手段】異常検出回路１２０において、第２のホール素子Ｈ２の出力端子ｂ，ｄは、差動増幅器３９の入力端子にそれぞれ接続され、差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutはウインドコンパレータ４３に入力され、ウインドコンパレータ４３は差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutが２.５Ｖ(正常状態の理論値)を基準として所定レンジ内にあるか否かに応じて異なるレベル(ハイ又はロー)の異常検出信号Ｅ(det)を出力する。
【選択図】図１
【解決手段】異常検出回路１２０において、第２のホール素子Ｈ２の出力端子ｂ，ｄは、差動増幅器３９の入力端子にそれぞれ接続され、差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutはウインドコンパレータ４３に入力され、ウインドコンパレータ４３は差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutが２.５Ｖ(正常状態の理論値)を基準として所定レンジ内にあるか否かに応じて異なるレベル(ハイ又はロー)の異常検出信号Ｅ(det)を出力する。
【選択図】図１
Description
本発明は、例えばハイブリッドカーや電気自動車のバッテリー電流やモータ駆動電流を測定する電流センサに関し、特に、異常検出信号を出力する機能を有する磁気平衡式電流センサに関する。
ホール素子等の磁気検出素子を用いてバスバーに流れる電流（被測定電流）を非接触状態で検出する電流センサとして、磁気比例式のものが従来から知られている。磁気比例式電流センサは、図１２（Ａ）に例示のように、ギャップＧを有するリング状の磁気コア８２０（高透磁率で残留磁気が少ない珪素鋼板やパーマロイコア等）と、ギャップＧに配置されたホール素子８１６（磁気検出素子の例示）とを有する。磁気コア８２０は、被測定電流Ｉinの流れるバスバー８１０が貫通する配置である。したがって、被測定電流ＩinによってギャップＧ内に磁界が発生し、これがホール素子８１６の感磁面に印加される。磁界の強さは被測定電流Ｉinに比例するので、ホール素子８１６の出力電圧から被測定電流Ｉinが求められる。
一方、磁気平衡式電流センサは、図１２（Ｂ）に例示のように、磁気比例式電流センサの構成に加え、磁気コア８２０に巻線を設けてなる負帰還用コイルＬFBを有する。この構成においては、被測定電流ＩinによってギャップＧ内に第１の磁界が発生してこれがホール素子８１６の感磁面に印加される一方、ホール素子８１６の感磁面に印加される前記第１の磁界を相殺する（ゼロにする）第２の磁界を発生するように負帰還用コイルＬFBに電流が供給される。この供給した電流から被測定電流Ｉinが求められる。
ところで、ハイブリッドカーやＥＶ（電気自動車）に用いられる電流センサにおいて、故障が発生すると例えば次のような問題が考えられる。
(1) 「バッテリ電流モニタ用電流センサ」の場合、電流センサが故障するとバッテリの充電／放電を正しくモニタできなくなり、バッテリが過充電や過放電状態となり、バッテリの寿命を著しく縮めたり、最悪の場合にはバッテリの火災事故の発生もあり得る。
(2) 「インバータ電流モニタ用電流センサ」の場合、電流センサが故障するとモータ制御が不安定となったり、スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を最悪、破壊してしまうこともあり得る。
(1) 「バッテリ電流モニタ用電流センサ」の場合、電流センサが故障するとバッテリの充電／放電を正しくモニタできなくなり、バッテリが過充電や過放電状態となり、バッテリの寿命を著しく縮めたり、最悪の場合にはバッテリの火災事故の発生もあり得る。
(2) 「インバータ電流モニタ用電流センサ」の場合、電流センサが故障するとモータ制御が不安定となったり、スイッチング素子であるＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を最悪、破壊してしまうこともあり得る。
下記特許文献１は、故障時に「異常信号」を出力して上位システムから故障判別を可能とすることでシステムのフェールセーフ性を向上させた電流検出器を開示している。
２０００−２７５２７９号公報
特許文献１の電流検出器（磁気比例式）では、磁性体コアのギャップに２つ以上の感磁素子を配置し、それぞれの感磁素子に対して独立した信号処理回路を備え、それら信号処理回路からの出力のずれが設定範囲を超えたときに電流検出器が故障したと判別するように構成されている。これは、磁気比例式であれば２つの信号処理回路から同じ出力が得られることを利用している。しかし、磁性体コアに負帰還用コイルを有さない「磁気比例式電流センサ」は、温度特性等の精度があまり優れないという欠点がある。そこで、電流検出の方式を磁気平衡式にすることを考えると、原理的に特許文献１の技術を用いることはできない。というのも、磁気平衡式電流センサは負帰還用コイルへの供給電流でギャップ内の磁束をゼロにするため、２つの磁気平衡式電流センサを設けると何れの負帰還用コイルへの供給電流でギャップ内の磁束をゼロにしているかが不明となり、正確な電流検出ができなくなるとともに、２つの磁気平衡式電流センサから同じ出力を得ることも困難なためである。
本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、電流検出の方式を磁気平衡式として磁気比例式電流センサよりも高精度な電流検出を可能としつつ、故障時に異常検出信号を出力する機能も備えることでシステムの安全性を高めることの可能な、磁気平衡式電流センサを提供することにある。
本発明のある態様は、磁気平衡式電流センサである。この磁気平衡式電流センサは、
被測定電流によって発生する第１の磁界が印加される位置に固定配置された磁気検出素子と、
前記磁気検出素子の出力電圧が入力される誤差増幅器と、
前記誤差増幅器から電流が供給されて、前記磁気検出素子に印加される前記第１の磁界を相殺する第２の磁界を発生する負帰還用コイルとを備え、
前記第２の磁界を発生するために前記負帰還用コイルに供給された電流に基づいて前記被測定電流を検出する磁気平衡式電流センサであり、
前記磁気検出素子の出力電圧が入力され、前記磁気検出素子の出力電圧が所定のレンジ内にあるか否かで異なるレベルの異常検出信号を出力する異常検出回路を有することを特徴とするものである。
被測定電流によって発生する第１の磁界が印加される位置に固定配置された磁気検出素子と、
前記磁気検出素子の出力電圧が入力される誤差増幅器と、
前記誤差増幅器から電流が供給されて、前記磁気検出素子に印加される前記第１の磁界を相殺する第２の磁界を発生する負帰還用コイルとを備え、
前記第２の磁界を発生するために前記負帰還用コイルに供給された電流に基づいて前記被測定電流を検出する磁気平衡式電流センサであり、
前記磁気検出素子の出力電圧が入力され、前記磁気検出素子の出力電圧が所定のレンジ内にあるか否かで異なるレベルの異常検出信号を出力する異常検出回路を有することを特徴とするものである。
ある態様の磁気平衡式電流センサにおいて、前記異常検出回路は、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力電圧が入力され、前記差動増幅器の出力電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧との間にあるか否かで出力信号のレベルが切り替わるウインドコンパレータとを有し、
前記ウインドコンパレータの出力信号を前記異常検出信号として出力するものであるとよい。
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力電圧が入力され、前記差動増幅器の出力電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧との間にあるか否かで出力信号のレベルが切り替わるウインドコンパレータとを有し、
前記ウインドコンパレータの出力信号を前記異常検出信号として出力するものであるとよい。
さらに、前記ウインドコンパレータは、前記差動増幅器の出力電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、前記差動増幅器の出力電圧と前記第２の基準電圧とを比較する第２のコンパレータと、前記第１及び第２のコンパレータの出力電圧に所定の論理演算を実行して前記異常検出信号を出力する論理回路とを有するとよい。
ある態様の磁気平衡式電流センサにおいて、
前記負帰還用コイルは、前記被測定電流の経路を囲むギャップ付きリング状磁気コアに巻線を施したものであり、
前記リング状磁気コアの前記ギャップ部に前記磁気検出素子が位置するとよい。
前記負帰還用コイルは、前記被測定電流の経路を囲むギャップ付きリング状磁気コアに巻線を施したものであり、
前記リング状磁気コアの前記ギャップ部に前記磁気検出素子が位置するとよい。
ある態様の磁気平衡式電流センサにおいて、前記磁気検出素子は、第１及び第２の磁気検出素子を有し、前記第１の磁気検出素子の出力電圧が前記誤差増幅器に入力され、前記第２の磁気検出素子の出力電圧が前記異常検出回路に入力されているとよい。
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。
本発明の磁気平衡式電流センサによれば、磁気検出素子の出力電圧が所定のレンジ内にあるか否かで異なるレベルの異常検出信号を出力する異常検出回路を有するので、前記磁気検出素子に印加される第１の磁界と負帰還用コイルの発生する第２の磁界とが相殺している正常状態と、前記第１の磁界と前記第２の磁界が相殺しなくなった異常状態とを、前記異常検出信号のレベルによって区別して出力することができる。したがって、電流検出の方式を磁気平衡式として磁気比例式電流センサよりも高精度な電流検出を可能としつつ、故障時に異常検出信号を出力する機能も備えることでシステムの安全性を高めることが可能となる。
以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。
図１は、本発明の実施の形態に係る磁気平衡式電流センサ１００の回路図である。図２は、同磁気平衡式電流センサ１００の模式図である。なお、図１では負帰還用コイルＬを電流検出回路１１０に含めているが、図２では便宜的に負帰還用コイルＬを電流検出回路１１０と別に記載している。
磁気平衡式電流センサ１００は、磁気検出素子の例示である第１及び第２のホール素子Ｈ１，Ｈ２と、電流検出回路１１０と、異常検出回路１２０とを備える。第１のホール素子Ｈ１は電流検出回路１１０に接続され、第２のホール素子Ｈ２は異常検出回路１２０に接続される。
図２に示すように、第１及び第２のホール素子Ｈ１，Ｈ２はギャップ部を有するリング状磁気コア１５（高透磁率で残留磁気が少ない珪素鋼板やパーマロイコア、アモルファス等からなる）の前記ギャップ部に配置され、負帰還用コイルＬはリング状磁気コア１５に巻線を施して構成される。被測定電流Ｉinはリング状磁気コア１５を貫通する。被測定電流Ｉinによってリング状磁気コア１５のギャップ部に第１の磁界が発生して第１及び第２のホール素子Ｈ１，Ｈ２の感磁面に印加される一方、第１のホール素子Ｈ１に印加される前記第１の磁界を相殺する(ゼロにする)すなわち前記ギャップ部の磁束をゼロにする第２の磁界を発生するように負帰還用コイルＬに電流(図１の負帰還電流ＩFB)が供給される。負帰還電流ＩFBに基づいて被測定電流Ｉinが求められる。
ここで、第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出が正常に行われているとき(以下「正常状態」とも表記)、リング状磁気コア１５のギャップ部の磁束がゼロとなっているので、第２のホール素子Ｈ２の出力電圧はゼロである。一方、第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常(負帰還用コイルＬの断線等。詳細は後述)が発生しているとき(以下「異常状態」とも表記)、前記ギャップ部における磁束はゼロとならず、第２のホール素子Ｈ２の出力電圧はゼロ以外の値をとる。異常検出回路１２０は、第２のホール素子Ｈ２の出力電圧をモニタして、後述のように正常状態と異常状態とで異なるレベルの異常検出信号を出力する。
以下、図１を参照して本実施の形態をより詳細に説明する。
図１に示される回路において、第１及び第２のホール素子Ｈ１，Ｈ２は等価的に４つの抵抗のブリッジ接続で表され、端子ａ，ｃ間に一定のホール素子駆動電流を流しておくことにより出力端子ｂ，ｄ間に印加磁界に比例した（換言すれば被測定電流Ｉinに比例した）電圧を得る構成としている。
(電流検出回路１１０の構成・動作)
第１のホール素子Ｈ１の出力端子ｂ，ｄは、誤差増幅器３５(負帰還用差動増幅器)の入力端子にそれぞれ接続される。誤差増幅器３５の出力端子と、例えば２.５Ｖ(ＶCC／２)の基準電圧端子とを接続する経路に、負帰還用コイルＬと検出抵抗ＲSとが直列接続される。検出抵抗ＲSと並列に電圧計３７が接続される。
第１のホール素子Ｈ１の出力端子ｂ，ｄは、誤差増幅器３５(負帰還用差動増幅器)の入力端子にそれぞれ接続される。誤差増幅器３５の出力端子と、例えば２.５Ｖ(ＶCC／２)の基準電圧端子とを接続する経路に、負帰還用コイルＬと検出抵抗ＲSとが直列接続される。検出抵抗ＲSと並列に電圧計３７が接続される。
第１のホール素子Ｈ１の出力電圧ＶH1は誤差増幅器３５に入力される。誤差増幅器３５は、出力端子から電流を吸い込む又は吐き出すことにより、端子ｂ，ｄ間の電位差が常にゼロとなるように、すなわち第１のホール素子Ｈ１の感磁面において被測定電流Ｉinによって発生する第１の磁界と負帰還用コイルＬの発生する第２の磁界とが相殺するように、負帰還用コイルＬに負帰還電流ＩFBを供給する。供給された負帰還電流ＩFBは検出抵抗ＲSで電圧に変換されて電圧計３７によって検出（モニタ）される（又はセンサ出力として外部に取り出される）。なお、被測定電流Ｉinは負帰還電流ＩFBと負帰還用コイルＬの巻線総和とから「等アンペアターンの原理」により求められる。
(異常検出回路１２０の構成・動作)
第２のホール素子Ｈ２の出力端子ｂ，ｄは、差動増幅器３９の入力端子にそれぞれ接続される。差動増幅器３９は、オペアンプ４１と、抵抗Ｒ1〜抵抗Ｒ4とを含む。抵抗Ｒ1〜抵抗Ｒ4の抵抗値はＲ1＝Ｒ3、Ｒ2＝Ｒ4であり、差動増幅回路３９の増幅度はＲ2／Ｒ1である。差動増幅回路３９の出力電圧Ｖoutは、基準電圧を２.５Ｖ(ＶCC／２)としたとき、
Ｖout＝−（Ｒ2／Ｒ1）ＶH2＋２.５［Ｖ］
となる。したがって、差動増幅回路３９の出力電圧Ｖoutと第２のホール素子Ｈ２の出力電圧ＶH2とは直線的な関係となる。
第２のホール素子Ｈ２の出力端子ｂ，ｄは、差動増幅器３９の入力端子にそれぞれ接続される。差動増幅器３９は、オペアンプ４１と、抵抗Ｒ1〜抵抗Ｒ4とを含む。抵抗Ｒ1〜抵抗Ｒ4の抵抗値はＲ1＝Ｒ3、Ｒ2＝Ｒ4であり、差動増幅回路３９の増幅度はＲ2／Ｒ1である。差動増幅回路３９の出力電圧Ｖoutは、基準電圧を２.５Ｖ(ＶCC／２)としたとき、
Ｖout＝−（Ｒ2／Ｒ1）ＶH2＋２.５［Ｖ］
となる。したがって、差動増幅回路３９の出力電圧Ｖoutと第２のホール素子Ｈ２の出力電圧ＶH2とは直線的な関係となる。
差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutはウインドコンパレータ４３に入力される。ウインドコンパレータ４３は差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutが２.５Ｖ(正常状態の理論値)を基準として所定レンジ内にあるか否かに応じて異なるレベル(ハイ又はロー)の異常検出信号Ｅ(det)を出力する。
より具体的には、ウインドコンパレータ４３は、第１及び第２のコンパレータ４５，４７と、論理回路としてのＡＮＤゲート４９とを含み、第１のコンパレータ４５の反転入力端子に第１の基準電圧としての下限側基準電圧Ｅref(Ｌ)が入力され、第２のコンパレータ４７の非反転入力端子に第２の基準電圧としての上限側基準電圧Ｅref(Ｈ)が入力され、第１のコンパレータ４５の非反転入力端子と第２のコンパレータ４７の反転入力端子とに差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutが入力され、第１及び第２のコンパレータ４５，４７の出力電圧Ｅ(wcL)，Ｅ(wcH)がＡＮＤゲート４９に入力され、ＡＮＤゲート４９から異常検出信号Ｅ(det)を出力する。
したがって、下限側基準電圧Ｅref(Ｌ)及び上限側基準電圧Ｅref(Ｈ)と差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutとの大小関係に対して、第１及び第２のコンパレータ４５，４７の出力電圧Ｅ(wcL)，Ｅ(wcH)と異常検出信号Ｅ(det)のレベルは図３に示すとおりになる(同図でＨはハイレベル(正常状態)、Ｌはローレベル(異常状態)を示す。図５も同様)。なお、図４に示すように、下限側基準電圧Ｅref(Ｌ)は例えば２.４５Ｖ、上限側基準電圧Ｅref(Ｈ)は例えば２.５５Ｖに設定される。このように、ウインドコンパレータ４３は、差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutが２.５Ｖ(正常状態の理論値)を中心に例えば±０.０５Ｖの範囲内にあればハイレベルの異常検出信号Ｅ(det)を出力し、同出力電圧Ｖoutがその範囲外にあればローレベルの異常検出信号Ｅ(det)を出力する。したがって、上位システムでは異常検出信号Ｅ(det)がローレベルとなったときに異常が発生したものと判断すればよい。以下、図５〜図８を参照して正常状態と異常状態とを具体例で説明する。
(No.1 正常状態)
図５のNo.1及び図６は、第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出が正常に行われている場合を示す。正常状態の場合、図６(Ａ)に示すように被測定電流Ｉinの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジに対して例えば負帰還電流ＩFBは−５０ｍＡ〜＋５０ｍＡのレンジで直線的な特性となり、同図(Ｂ)に示すように被測定電流Ｉinによらずリング状磁気コア１５のギャップ部の磁束がゼロとなるので、被測定電流Ｉinによらず第２のホール素子Ｈ２の出力電圧ＶH2はゼロで同図(Ｃ)に示すように差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutは２.５Ｖとなる。よって異常検出信号Ｅ(det)はハイレベルである。
図５のNo.1及び図６は、第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出が正常に行われている場合を示す。正常状態の場合、図６(Ａ)に示すように被測定電流Ｉinの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジに対して例えば負帰還電流ＩFBは−５０ｍＡ〜＋５０ｍＡのレンジで直線的な特性となり、同図(Ｂ)に示すように被測定電流Ｉinによらずリング状磁気コア１５のギャップ部の磁束がゼロとなるので、被測定電流Ｉinによらず第２のホール素子Ｈ２の出力電圧ＶH2はゼロで同図(Ｃ)に示すように差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutは２.５Ｖとなる。よって異常検出信号Ｅ(det)はハイレベルである。
(No.2 異常状態：負帰還用コイルＬの断線)
図５のNo.2及び図７は、負帰還用コイルＬの断線により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、図７(Ａ)に示すように被測定電流Ｉinが流れても負帰還電流ＩFBは供給されずゼロであり、同図(Ｂ)に示すようにリング状磁気コア１５のギャップ部の磁束は被測定電流Ｉinに比例して変化するので、同図(Ｃ)に示すように差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutは被測定電流Ｉinの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジに対して例えば０.５Ｖ〜４.５Ｖのレンジで直線的な特性となる(磁気比例式電流センサの場合と同様)。したがって、少しでも被測定電流Ｉinが流れれば異常検出信号Ｅ(det)はローレベルとなる。
図５のNo.2及び図７は、負帰還用コイルＬの断線により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、図７(Ａ)に示すように被測定電流Ｉinが流れても負帰還電流ＩFBは供給されずゼロであり、同図(Ｂ)に示すようにリング状磁気コア１５のギャップ部の磁束は被測定電流Ｉinに比例して変化するので、同図(Ｃ)に示すように差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutは被測定電流Ｉinの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジに対して例えば０.５Ｖ〜４.５Ｖのレンジで直線的な特性となる(磁気比例式電流センサの場合と同様)。したがって、少しでも被測定電流Ｉinが流れれば異常検出信号Ｅ(det)はローレベルとなる。
(No.3 異常状態：負帰還用コイルＬのショート)
図５のNo.3及び図８は、負帰還用コイルＬのショート(ショート：磁束発生能力なし)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、図８(Ａ)に示すように、被測定電流Ｉinが正のとき負帰還電流ＩFBは＋５０ｍＡ(正方向最大値)となる一方で、被測定電流Ｉinが負のとき負帰還電流ＩFBは−５０ｍＡ(負方向最大値)となるものの、リング状磁気コア１５のギャップ部の磁束をゼロにできない。このため、同図(Ｂ)に示すようにギャップ部の磁束は被測定電流Ｉinに比例して変化し、同図(Ｃ)に示すように差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutは被測定電流Ｉinの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジに対して例えば０.５Ｖ〜４.５Ｖのレンジで直線的な特性となる(磁気比例式電流センサの場合と同様)。したがって、少しでも被測定電流Ｉinが流れれば異常検出信号Ｅ(det)はローレベルとなる。
図５のNo.3及び図８は、負帰還用コイルＬのショート(ショート：磁束発生能力なし)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、図８(Ａ)に示すように、被測定電流Ｉinが正のとき負帰還電流ＩFBは＋５０ｍＡ(正方向最大値)となる一方で、被測定電流Ｉinが負のとき負帰還電流ＩFBは−５０ｍＡ(負方向最大値)となるものの、リング状磁気コア１５のギャップ部の磁束をゼロにできない。このため、同図(Ｂ)に示すようにギャップ部の磁束は被測定電流Ｉinに比例して変化し、同図(Ｃ)に示すように差動増幅器３９の出力電圧Ｖoutは被測定電流Ｉinの−４００Ａ〜＋４００Ａのレンジに対して例えば０.５Ｖ〜４.５Ｖのレンジで直線的な特性となる(磁気比例式電流センサの場合と同様)。したがって、少しでも被測定電流Ｉinが流れれば異常検出信号Ｅ(det)はローレベルとなる。
(No.4 異常状態：第１のホール素子Ｈ１の破壊)
図５のNo.4は、第１のホール素子Ｈ１の破壊(出力電圧ゼロ)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、被測定電流Ｉinが流れても負帰還電流ＩFBは供給されずゼロであり、負帰還用コイルＬの断線(No.2)と同様になる。
図５のNo.4は、第１のホール素子Ｈ１の破壊(出力電圧ゼロ)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、被測定電流Ｉinが流れても負帰還電流ＩFBは供給されずゼロであり、負帰還用コイルＬの断線(No.2)と同様になる。
(No.5 異常状態：誤差増幅器３５の破壊(出力電流ゼロ))
図５のNo.5は、誤差増幅器３５の破壊(出力電流ゼロ)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、被測定電流Ｉinによらず負帰還電流ＩFBは供給されずゼロであり、負帰還用コイルＬの断線(No.2)と同様になる。
図５のNo.5は、誤差増幅器３５の破壊(出力電流ゼロ)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、被測定電流Ｉinによらず負帰還電流ＩFBは供給されずゼロであり、負帰還用コイルＬの断線(No.2)と同様になる。
(No.6 異常状態：誤差増幅器３５の破壊(出力電流が順方向最大値又は逆方向最大値))
図５のNo.6は、誤差増幅器３５の破壊(出力電流が順方向最大値又は逆方向最大値)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、負帰還が機能せずにリング状磁気コア１５のギャップ部の磁束がゼロとならないため、異常検出信号Ｅ(det)はローレベルとなる。
図５のNo.6は、誤差増幅器３５の破壊(出力電流が順方向最大値又は逆方向最大値)により第１のホール素子Ｈ１と電流検出回路１１０とによる電流検出に異常が発生した場合を示す。この場合、負帰還が機能せずにリング状磁気コア１５のギャップ部の磁束がゼロとならないため、異常検出信号Ｅ(det)はローレベルとなる。
本実施の形態によれば、下記の効果を奏することができる。
(1) 電流検出の方式を磁気平衡式としているので、磁気比例式の場合と比較して、例えば環境温度範囲が−４０℃〜＋１００℃において、ゲイン誤差（被測定電流Ｉinが±４００Ａのフルスケール時）を±３％→±１％以下に高精度化できた。その理由は、磁気平衡式電流センサは負帰還用コイルによりフィードバックをかけてリング状磁気コアの磁束を原理上ゼロとした制御により動作するため、ホール素子に貫通する磁束が常時ゼロとなりホール素子のゲイン特性の温度特性の影響がなくなり、温度特性に関して誤差の要因はホール素子のオフセットのみとなるからである。
(2) 第２のホール素子Ｈ２の出力電圧ＶH2がゼロ近傍の所定のレンジ内にあるか否かで異なるレベルの異常検出信号Ｅ(det)を出力する異常検出回路１２０を有するので、第２のホール素子Ｈ２に印加される第１の磁界と負帰還用コイルＬの発生する第２の磁界とが相殺している正常状態と、前記第１の磁界と前記第２の磁界が相殺しなくなった異常状態とを、図５に例示のように異常検出信号Ｅ(det)のレベルによって区別して出力することができる。したがって、電流検出の方式を磁気平衡式として上記のように磁気比例式電流センサよりも高精度な電流検出を可能としつつ、故障時に異常検出信号を出力する機能も備えることでシステムの安全性を高めることが可能となる。
(3) 磁気平衡式電流センサ１００を構成する各個別素子（ホール素子や誤差増幅器、負帰還用コイル）が図５に示されるような様々なモードで故障しても、結果としての異常検出信号Ｅ(det)は全て“Low”となり、正常状態のときのみ“High”となり、故障を確実に検出できる。
以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素には請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。
実施の形態ではホール素子を２つ用い、第１のホール素子Ｈ１を電流検出回路１１０に接続し、第２のホール素子Ｈ２を異常検出回路１２０に接続する場合を説明したが、変形例ではこれに替えてホール素子を１つとしてもよい。この場合、１つのホール素子を電流検出回路１１０及び異常検出回路１２０の双方に接続する。すなわち、図９に示すように、１つのホール素子Ｈの出力端子ｂ，ｄを誤差増幅器３５(負帰還用差動増幅器)の入力端子にそれぞれ接続するとともに、同出力端子ｂ，ｄを差動増幅器３９の入力端子にもそれぞれ接続する。その他の構成は図１に示した実施の形態と同様である。本変形例では、ホール素子Ｈの故障は検出できないものの、負帰還用コイルＬの断線やショート、誤差増幅器３５の破壊については実施の形態と同様に検出できる。
実施の形態ではリング状磁気コアに巻線を施したものを負帰還用コイルとしたが、変形例では図１０に示すように巻線３２を施したボビン２６の内側に直線状の磁気ヨーク２８(軟磁性体)を設けたものとしてもよい。本変形例は、本出願人が特願２００７−１１５４１５号において既に提案しているバスバー一体型の磁気平衡式電流センサと同様のものであり、被測定電流Ｉinの経路を成す平板形状（例えば銅板）のバスバー１２の主面上に負帰還用コイルＬ１，Ｌ２(回路上では直列接続)を配置し、負帰還用コイルＬ１，Ｌ２の間にホール素子(ここでは第１及び第２のホール素子Ｈ１，Ｈ２)を配置している。なお、本図では第１及び第２のホール素子Ｈ１，Ｈ２の両側に負帰還用コイルＬ１，Ｌ２を配置しているが、負帰還用コイルは片側のみに配置してもよい。本変形例においても、図１と同様の回路により、実施の形態と同様の異常検出が可能である。
実施の形態では磁気平衡式電流センサ１００を単電源駆動としたが、変形例では両電源駆動としてもよい。
実施の形態では第１及び第２のコンパレータ４５，４７の出力電圧Ｅ(wcL)，Ｅ(wcH)をＡＮＤゲート４９に入力したが、変形例では図１１に示すように、ＡＮＤゲートに替えてＮＡＮＤゲートを用いてもよい。この場合、異常検出信号Ｅ(det)は正常状態のときローレベル、異常状態のときハイレベルとなる。その他、インバータ(反転回路)やＯＲゲート等を組み合わせて同様の論理演算をするようにしてもよい。
実施の形態では差動増幅回路３９の出力電圧Ｖoutが２.５Ｖ(正常状態の理論値)を中心に±０.０５Ｖの範囲内にあるか否かで異なるレベルの異常検出信号Ｅ(det)を出力したが、正常状態の理論値からの許容範囲は±０.０５Ｖに限らずノイズの影響等を考慮して実験的に定めればよい。
Ｈ１ 第１のホール素子
Ｈ２ 第２のホール素子
Ｌ 負帰還用コイル
１５ リング状磁気コア
３５ 誤差増幅器
３９ 差動増幅器
４３ ウインドコンパレータ
４５ 第１のコンパレータ
４７ 第２のコンパレータ
４９ ＡＮＤゲート
１００ 磁気平衡式電流センサ
１１０ 電流検出回路
１２０ 異常検出回路
Ｈ２ 第２のホール素子
Ｌ 負帰還用コイル
１５ リング状磁気コア
３５ 誤差増幅器
３９ 差動増幅器
４３ ウインドコンパレータ
４５ 第１のコンパレータ
４７ 第２のコンパレータ
４９ ＡＮＤゲート
１００ 磁気平衡式電流センサ
１１０ 電流検出回路
１２０ 異常検出回路
Claims (5)
- 被測定電流によって発生する第１の磁界が印加される位置に固定配置された磁気検出素子と、
前記磁気検出素子の出力電圧が入力される誤差増幅器と、
前記誤差増幅器から電流が供給されて、前記磁気検出素子に印加される前記第１の磁界を相殺する第２の磁界を発生する負帰還用コイルとを備え、
前記第２の磁界を発生するために前記負帰還用コイルに供給された電流に基づいて前記被測定電流を検出する磁気平衡式電流センサであり、
前記磁気検出素子の出力電圧が入力され、前記磁気検出素子の出力電圧が所定のレンジ内にあるか否かで異なるレベルの異常検出信号を出力する異常検出回路を有することを特徴とする、磁気平衡式電流センサ。 - 請求項１に記載の磁気平衡式電流センサにおいて、前記異常検出回路は、
前記磁気検出素子の出力電圧を増幅する差動増幅器と、
前記差動増幅器の出力電圧が入力され、前記差動増幅器の出力電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧との間にあるか否かで出力信号のレベルが切り替わるウインドコンパレータとを有し、
前記ウインドコンパレータの出力信号を前記異常検出信号として出力するものである、磁気平衡式電流センサ。 - 請求項２に記載の磁気平衡式電流センサにおいて、前記ウインドコンパレータは、前記差動増幅器の出力電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１のコンパレータと、前記差動増幅器の出力電圧と前記第２の基準電圧とを比較する第２のコンパレータと、前記第１及び第２のコンパレータの出力電圧に所定の論理演算を実行して前記異常検出信号を出力する論理回路とを有する、磁気平衡式電流センサ。
- 請求項１から３のいずれかに記載の磁気平衡式電流センサにおいて、
前記負帰還用コイルは、前記被測定電流の経路を囲むギャップ付きリング状磁気コアに巻線を施したものであり、
前記リング状磁気コアの前記ギャップ部に前記磁気検出素子が位置する、磁気平衡式電流センサ。 - 請求項１から４のいずれかに記載の磁気平衡式電流センサにおいて、前記磁気検出素子は、第１及び第２の磁気検出素子を有し、前記第１の磁気検出素子の出力電圧が前記誤差増幅器に入力され、前記第２の磁気検出素子の出力電圧が前記異常検出回路に入力されている、磁気平衡式電流センサ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2008260588A JP2010091366A (ja) | 2008-10-07 | 2008-10-07 | 磁気平衡式電流センサ |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP2008260588A JP2010091366A (ja) | 2008-10-07 | 2008-10-07 | 磁気平衡式電流センサ |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2010091366A true JP2010091366A (ja) | 2010-04-22 |
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ID=42254231
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP2008260588A Withdrawn JP2010091366A (ja) | 2008-10-07 | 2008-10-07 | 磁気平衡式電流センサ |
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| JP (1) | JP2010091366A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102798752A (zh) * | 2012-09-06 | 2012-11-28 | 天津市松正电动汽车技术股份有限公司 | 一种霍尔电流传感器电子电路 |
| JP2016090440A (ja) * | 2014-11-06 | 2016-05-23 | 株式会社東芝 | 電流センサ、及びスマートメータ |
| CN108958141A (zh) * | 2018-05-02 | 2018-12-07 | 李献云 | 数字量输入电路断线实时检测方法和电路 |
| US10833623B2 (en) | 2017-12-20 | 2020-11-10 | Denso Corporation | Electric power control unit |
| CN117630789A (zh) * | 2023-12-01 | 2024-03-01 | 安徽亿芯链智能科技发展有限公司 | 磁平衡式电流传感器零点补偿方法 |
-
2008
- 2008-10-07 JP JP2008260588A patent/JP2010091366A/ja not_active Withdrawn
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