WO2016021480A1 - 電流センサ - Google Patents

電流センサ Download PDF

Info

Publication number
WO2016021480A1
WO2016021480A1 PCT/JP2015/071664 JP2015071664W WO2016021480A1 WO 2016021480 A1 WO2016021480 A1 WO 2016021480A1 JP 2015071664 W JP2015071664 W JP 2015071664W WO 2016021480 A1 WO2016021480 A1 WO 2016021480A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
output
current
magnetic sensor
comparator
sensor
Prior art date
Application number
PCT/JP2015/071664
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
蛇口　広行
Original Assignee
アルプス・グリーンデバイス株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by アルプス・グリーンデバイス株式会社 filed Critical アルプス・グリーンデバイス株式会社
Priority to JP2016540182A priority Critical patent/JP6218159B2/ja
Publication of WO2016021480A1 publication Critical patent/WO2016021480A1/ja

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/08—Circuits for altering the measuring range
    • G01R15/09—Autoranging circuits
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass

Definitions

  • the present invention relates to a current sensor that detects a current using a magnetic sensor, and more particularly to a current sensor that can switch a plurality of measurement ranges having different detectable current ranges.
  • the voltage of the shunt resistor is amplified in a high gain small current amplifier and a low gain large current amplifier, respectively. After the low frequency component is extracted from the output signal of each amplifier by a low-pass filter, it is converted into detection data x and y of digital values by an A / D converter, and is taken into a microcomputer.
  • the current value is calculated based on the detection data x, and the detection data y of the large current amplifier is the threshold value iH (> iL). If larger, the current value is calculated based on the data y.
  • a shunt resistor is used as a current detection element, but a similar circuit can be realized even by using a magnetic sensor such as a magnetoelectric conversion element or a current transformer.
  • Magnetic sensors are often used particularly in applications that require the measurement system to be insulated from the system to be measured, for example, high voltage circuits such as electric vehicles and hybrid vehicles.
  • a magnetic sensor includes a magnetic material, and when a high magnetic field due to a large current is received, the magnetic material is magnetically saturated, resulting in an error in detection results.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the characteristics of a magnetic current sensor. The horizontal axis indicates the current I, and the vertical axis indicates the output signal Sout of the magnetic sensor.
  • Is current exceeding the current value
  • Is current exceeding the current value
  • Is indicates the linearity of the output signal Sout with respect to the current I deteriorates.
  • magnetic saturation occurs with a small current as the sensitivity (output signal level / current) increases. Therefore, it is preferable to use a low-sensitivity magnetic sensor for a large current and a high-sensitivity magnetic sensor for a small current.
  • the measurement range (large current / small current) is switched based on the detection data x, y from which the high-frequency component is removed by the low-pass filter.
  • the range switching is determined by comparing the detection data x, y from which the high-frequency component has been removed with an appropriate threshold value.
  • this threshold value is set to a value “Vr” slightly smaller than the value “Vs” at which magnetic saturation starts in the high-sensitivity magnetic sensor (FIG. 12). ). If the high-frequency component to be detected is sufficiently small, it is possible to reliably switch the measurement range to the low-sensitivity magnetic sensor at “Vr” before the magnetic saturation starts in the high-sensitivity magnetic sensor.
  • FIG. 13 is a diagram showing a waveform of an output signal of the magnetic sensor when a current with noise superimposed thereon is measured using the high sensitivity magnetic sensor having the magnetic saturation characteristic shown in FIG.
  • “Sout1” indicates an output signal of the high sensitivity magnetic sensor
  • “Sout2” indicates an output signal of the low sensitivity magnetic sensor.
  • the signal levels of the output signal Sout1 and the output signal Sout2 for the same level of current are illustrated to be equal.
  • “CV1” indicates the waveform of the output signal Sout1 after passing through the low-pass filter
  • “CV2” indicates the waveform of the output signal Sout2 after passing through the low-pass filter.
  • “Sout1 ′” indicates an output signal of an ideal magnetic sensor that does not cause magnetic saturation
  • “CV1 ′” indicates a waveform after the ideal output signal Sout1 ′ passes through a low-pass filter. .
  • the output signal Sout1 of the high-sensitivity magnetic sensor becomes a waveform distorted by magnetic saturation when it exceeds "Vs".
  • the waveform of the output signal Sout1 distorted by the magnetic saturation is lower than the level corresponding to the actual current in a range higher than “Vs”.
  • the waveform (CV1) of the output signal Sout1 after passing through the low-pass filter also corresponds to the actual current due to the influence of magnetic saturation. Lower than level.
  • the measurement range is switched based on the comparison between the output signal Sout1 after passing through the low-pass filter indicated by “CV1” and “Vr”, the measurement range is switched at time t2 when the output signal Sout1 exceeds “Vr”.
  • the output signal Sout1 is often distorted already after the time t1. For this reason, between time t1 and time t2, the output signal Sout1 after passing through the low-pass filter indicated by “CV1” is lower than the value obtained by removing the high frequency component from the actual current.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is appropriate even when a noise component is superimposed on a current to be detected in a current sensor having high measurement sensitivity at a small current and a wide dynamic range. Is to switch the measurement range.
  • a current sensor includes a first magnetic sensor for measuring a magnetic field generated according to a measured current, and the measured target.
  • a second magnetic sensor for measuring a magnetic field generated according to an electric current; a first low-pass filter through which an output of the first magnetic sensor passes; and a second low-pass filter through which an output of the second magnetic sensor passes.
  • a selection unit that passes either one of the output of the first low-pass filter and the output of the second low-pass filter, and the output of the first magnetic sensor, or the second magnetic A comparator for comparing the output of the sensor with a threshold value, and immediately after the comparator detects that the level of the measured current exceeds a threshold current corresponding to the threshold value, the level of the measured current is the threshold value.
  • Current An off-delay timer that outputs a detection signal until a predetermined time elapses after the comparator detects that the circuit has rotated, wherein the first magnetic sensor is capable of measuring a magnetic field.
  • the selection unit is While the detection signal is output from the off-delay timer, the output of the first magnetic sensor is allowed to pass, and the selection unit is configured to pass the second magnetic sensor while the detection signal is not output from the off-delay timer. It is characterized by passing the output of the sensor.
  • the comparator detects that the level of the measured current exceeds the threshold current, immediately after that, the level of the measured current falls below the threshold current.
  • the detection signal is output from the off-delay timer until a predetermined time elapses after detection by the comparator. While the detection signal is output from the off-delay timer, the output of the first magnetic sensor passes through the selection unit. While the detection signal is not output from the off-delay timer, the output of the second magnetic sensor passes through the selection unit.
  • the detection signal of the off-delay timer may be output to the outside of the current sensor.
  • the detection signal of the off-delay timer may be output to the outside of the current sensor.
  • the off-delay timer may be an integrated circuit.
  • the off-delay timer may be a pulse stretcher circuit.
  • the comparator may compare the output of the first magnetic sensor with the threshold value.
  • the comparator may compare the output of the second magnetic sensor with the threshold value.
  • the comparator may be composed of one operational amplifier that does not apply negative feedback.
  • the threshold value may be a value indicating a magnetic field smaller than a magnetic field in which the output of the second magnetic sensor is distorted. This makes it difficult for the selection unit to select the distorted output of the second magnetic sensor.
  • the comparator compares a first comparator that compares the output of the first magnetic sensor with a first threshold value, and a first comparator that compares the output of the second magnetic sensor with a second threshold value.
  • 2 comparators and a logic gate to which the output of the first comparator and the output of the second comparator are input.
  • the logic gate may be either an OR gate or an AND gate.
  • the first threshold value and the second threshold value may be values indicating a magnetic field smaller than a magnetic field in which the output of the second magnetic sensor is distorted.
  • the distance from the current path to the second magnetic sensor may be shorter than the distance from the current path through which the current to be measured flows to the first magnetic sensor.
  • the first magnetic sensor and the second magnetic sensor can be made to have the same characteristics.
  • the sensitivity of the second magnetic sensor may be higher than the sensitivity of the first magnetic sensor.
  • the distance from the current path through which the current to be measured flows to the first magnetic sensor can be made equal to the distance from the current path to the second magnetic sensor.
  • a current sensor includes a first magnetic sensor that measures a magnetic field generated according to a current to be measured, a second magnetic sensor that measures a magnetic field generated according to the current to be measured, and the first An amplifier provided in the subsequent stage of the magnetic sensor, a comparator for comparing the output of the amplifier or the output of the second magnetic sensor with a threshold value, the output of the amplifier and the output of the second magnetic sensor And a low-pass filter connected to an output terminal of the selection unit, wherein the first magnetic sensor includes a magnetic field, and a selection unit that passes one of the outputs according to a comparison result of the comparator.
  • the maximum value of the measured current that can be measured is larger than that of the second magnetic sensor, and the second magnetic sensor has a measurement sensitivity of the magnetic field generated according to the measured current as the first magnetic sensor. Higher than the selection part
  • the comparator detects that the level of the current to be measured exceeds a threshold current corresponding to the threshold, the output of the amplifier is passed, and the level of the current to be measured has fallen below the threshold current.
  • the comparator detects, the output of the second magnetic sensor is allowed to pass, and the amplifier outputs the output of the amplifier and the output of the second magnetic sensor in a normal state where the output of the second magnetic sensor is not distorted. It has an amplification factor set so that the output is the same.
  • the output of the amplifier passes through the selection unit, and the level of the measured current is When it is detected by the comparator that the current is lower than the threshold current, the output of the second magnetic sensor passes through the selection unit.
  • the output of the amplifier or the output of the second magnetic sensor that has passed through the selection unit is input to the low-pass filter.
  • the output of the amplifier and the output of the second magnetic sensor are the same due to the setting of the amplification factor, so the selection of the selection unit is switched.
  • the level of the signal input to the low-pass filter is the same.
  • the comparator may compare the output of the amplifier with the threshold value.
  • the comparator may compare the output of the second magnetic sensor with the threshold value.
  • the comparator may be composed of one operational amplifier that does not apply negative feedback.
  • the threshold value may be a value indicating a magnetic field smaller than a magnetic field in which the output of the second magnetic sensor is distorted. This makes it difficult for the selection unit to select the distorted output of the second magnetic sensor.
  • the comparator compares a first comparator that compares the output of the first magnetic sensor with a first threshold value, and a first comparator that compares the output of the second magnetic sensor with a second threshold value.
  • a logic gate to which the output of the first comparator and the output of the second comparator are input.
  • the logic gate may be either an OR gate or an AND gate.
  • the first threshold value and the second threshold value may be values indicating a magnetic field smaller than a magnetic field in which the output of the second magnetic sensor is distorted.
  • the second magnetic sensor may include an amplifier. Thereby, the sensitivity of measurement with respect to a weak current is increased.
  • a coincidence determination circuit for determining whether a level difference between the output of the amplifier and the output of the second magnetic sensor is equal to or less than a predetermined level difference.
  • the output of the coincidence determination circuit may be output to the outside of the current sensor. Accordingly, it is possible to determine whether an abnormality (such as a failure of the first magnetic sensor or the second magnetic sensor) has occurred in the current sensor based on the output of the coincidence determination circuit.
  • the coincidence determination circuit includes a first differential amplifier, a second differential amplifier, and a first comparator that compares an output level of the first differential amplifier with a first threshold value.
  • a second comparator for comparing the output level of the second differential amplifier with a second threshold, and a logic for logically operating the output of the first comparator and the output of the second comparator
  • the logic gate is a negative OR gate or an OR gate, and an output terminal of the amplifier is connected to an inverting input terminal of the first differential amplifier, and the first differential
  • the output terminal of the second magnetic sensor is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier, the output terminal of the second magnetic sensor is connected to the inverting input terminal of the second differential amplifier, and the second difference The output terminal of the amplifier may be connected to the non-inverting input terminal of the dynamic amplifier.
  • the distance from the current path to the second magnetic sensor may be shorter than the distance from the current path through which the current to be measured flows to the first magnetic sensor.
  • the first magnetic sensor and the second magnetic sensor can be made to have the same characteristics.
  • the sensitivity of the second magnetic sensor may be higher than the sensitivity of the first magnetic sensor.
  • the distance from the current path through which the current to be measured flows to the first magnetic sensor can be made equal to the distance from the current path to the second magnetic sensor.
  • the measurement range can be switched appropriately even when a noise component is superimposed on the current to be detected.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a current sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a configuration of a magnetic sensor used for a current sensor.
  • FIG. 2A shows a configuration example of the first magnetic sensor
  • FIG. 2B shows a configuration example of the second magnetic sensor.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating an example of the configuration of the off-delay timer.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the second embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a configuration of a current sensor according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating another configuration example of the current sensor according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a current sensor according to the first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of a configuration of a magnetic sensor used for a current sensor.
  • FIG. 2A
  • FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a configuration of a current sensor according to the fourth embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the configuration of the coincidence determination circuit.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the sixth embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating another configuration example of the current sensor according to the sixth embodiment.
  • FIG. 12 is a diagram illustrating the characteristics of a magnetic current sensor.
  • FIG. 13 is a diagram showing a waveform of an output signal of the magnetic sensor when a current with noise superimposed thereon is measured using the high sensitivity magnetic sensor having the magnetic saturation characteristic shown in FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a configuration of a current sensor according to the first embodiment of the present invention.
  • This current sensor is a magnetic current sensor that detects a magnetic field generated according to the current I to be measured flowing in the current path 9 by the magnetic sensors (1, 2), and has two magnetic sensors (1 having different sensitivity to the current I). , 2) are used by switching according to the measurement range.
  • the current sensor shown in FIG. 1 includes a first magnetic sensor 1 and a second magnetic sensor 2 that measure a magnetic field generated according to a current I to be measured, and a first low-pass through which an output of the first magnetic sensor 1 passes.
  • Filter 11, second low-pass filter 12 through which the output of second magnetic sensor 2 passes, comparator 3 that compares the output of first magnetic sensor 1 with a threshold value, and output signal S 3 of comparator 3 A selection unit that selects and passes either the output of the first low-pass filter 11 or the output of the second low-pass filter 12 according to the detection signal S5. 4.
  • the first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2 are sensors for measuring a magnetic field generated according to the current I to be measured flowing in the current path 9.
  • a Hall element or a magnetoresistive element GMR element, TMR, etc.
  • GMR element magnetoresistive element
  • the second magnetic sensor 2 has a higher sensitivity for measuring the magnetic field generated according to the current I to be measured than the first magnetic sensor 1.
  • the distance from the current path 9 to the second magnetic sensor 2 is shorter than the distance from the current path 9 to the first magnetic sensor 1. That is, the second magnetic sensor 2 is disposed at a position where the magnetic field generated by the current I to be measured is larger than that of the first magnetic sensor 1. Further, the first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2 are elements having the same characteristics. Since the second magnetic sensor 2 is at a position where the magnetic field generated by the current I to be measured is larger than that of the first magnetic sensor 1, the first magnetic sensor 2 has the same characteristics as the first magnetic sensor 1.
  • the measurement sensitivity with respect to the measured current I becomes higher, and the current value of the measured current I that starts to cause magnetic saturation becomes smaller than that of the first magnetic sensor 1.
  • FIG. 2 is an example of two magnetic sensors having different sensitivities.
  • FIG. 2A shows a configuration example of the first magnetic sensor 1
  • FIG. 2B shows a configuration example of the second magnetic sensor 2.
  • a magnetic shield 1E is provided on a magnetoresistive effect element 1A disposed on a substrate 1B via an insulating layer 1D, and an insulating layer 1C is formed on the magnetic shield 1E.
  • an insulating layer 1C is formed on the magnetic shield 1E.
  • the insulating layer 2C is formed on the magnetoresistive element 2A disposed on the substrate 2B, but no magnetic shield is provided.
  • the first magnetic sensor 1 having the magnetic shield 1E has a relatively low sensitivity to the magnetic field
  • the second magnetic sensor 2 having no magnetic shield has a relatively high sensitivity to the magnetic field.
  • the distance from the current path 9 to the first magnetic sensor 1 and the distance from the current path 9 to the second magnetic sensor 2 may be the same. Since the second magnetic sensor 2 is more sensitive to the same magnetic field strength than the first magnetic sensor 1, the distance from the current path 9 is the same between the first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2.
  • the apparatus size can be reduced.
  • first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2 have different sensitivities to the magnetic field of the current I to be measured by changing the angle of the sensitivity axis with respect to the magnetic field direction of the current path 9. is there.
  • the first low pass filter 11 attenuates the high frequency component included in the output of the first magnetic sensor 1.
  • the second low-pass filter 12 attenuates high frequency components included in the output of the second magnetic sensor 2.
  • the first low-pass filter 11 and the second low-pass filter 12 can be realized by an analog circuit or a digital circuit.
  • the comparator 3 compares the output of the first magnetic sensor 1 with the threshold value Vref1, and outputs a signal S3 indicating the comparison result.
  • the comparator 3 may be a general comparator or a single operational amplifier that does not apply negative feedback. By using one operational amplifier that does not apply negative feedback, a comparator can be configured with a simple configuration, and the circuit size can be reduced. In addition, by using a hysteresis comparator as the comparator 3, frequent changes in the control signal S3 due to minute noise near the first threshold value Vref1 can be suppressed.
  • the comparator 3 can be realized by an analog circuit or a digital circuit.
  • the threshold value Vref1 is set to a value indicating a magnetic field smaller than a magnetic field in which the output of the second magnetic sensor 2 is distorted by magnetic saturation.
  • the threshold current of the current I to be measured corresponding to the threshold Vref1 indicates the maximum value of the current I to be measured under the condition that the second magnetic sensor 2 does not cause magnetic saturation.
  • the comparator 3 When the output of the first magnetic sensor 1 exceeds the threshold value Vref1, the comparator 3 outputs a high-level signal S3 indicating that the measured current I exceeds the threshold current.
  • the comparator 3 outputs a low-level signal S3 indicating that the measured current I does not exceed the threshold current.
  • Off-delay timer 5 compares that the level of the measured current I has fallen below the threshold current immediately after the comparator 3 detects that the level of the measured current I has exceeded the threshold current corresponding to the threshold value Vref1.
  • the detection signal S5 is output until a predetermined time elapses after the detector 3 detects it.
  • the “fixed time” time is determined according to the time constant of the second low-pass filter 12.
  • the detection signal S5 of the off-delay timer 5 is output to the outside of the current sensor.
  • the detection signal S5 indicates which one of the output signal of the first low-pass filter 11 or the output signal of the second low-pass filter 12 is selected in the selection unit 4, and the output of the selection unit 4 in a subsequent circuit (not shown). Used when processing the signal Sout. For example, if the sensitivity of the first magnetic sensor 1 is 1/3 of the sensitivity of the second magnetic sensor 2, the output from the first magnetic sensor 1 (the first The output signal Sout (or data after AD conversion of the output signal Sout when the output signal of the low-pass filter 11) is selected by the selection unit 4 is multiplied by three times the gain. Thereby, the difference in the output signal Sout due to the difference in sensitivity between the first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2 is corrected.
  • the detection signal S5 is used as a signal indicating the selection state of the selection unit 4 in such correction processing.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of the configuration of the off-delay timer 5, and shows an example using a pulse stretcher circuit.
  • the off-delay timer 5 (pulse stretcher circuit) includes operational amplifiers OP1 and OP2, diodes D1, resistors R1 and R2, capacitors C1, and inverter circuits 51 and 52.
  • the signal S3 of the comparator 3 is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP1.
  • One terminal of the capacitor C1 is connected to the output of the operational amplifier OP1 through the resistor R1 and the diode D1, and is also connected to the inverting input terminal of the operational amplifier OP1.
  • the other terminal of the capacitor C1 is connected to the ground.
  • the resistor R2 is connected in parallel with the capacitor C1.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP2 is connected to one terminal of the capacitor C1, and the inverting input terminal is connected to the output of the operational amplifier OP2.
  • the inverter circuits 51 and 52 are connected in cascade at the subsequent stage of the operational amplifier OP2.
  • the detection signal S5 is output from the cascaded inverter circuits 51 and 52.
  • the output voltage of the operational amplifier OP1 decreases so as to discharge the capacitor C1.
  • a reverse voltage is applied to the diode D1, and the diode D1 Turns off. Therefore, the electric charge of the capacitor C1 is not rapidly discharged by the operational amplifier OP1, but is slowly discharged by the resistor R2.
  • the voltage of the capacitor C1 decreases with a constant time constant corresponding to the capacitance value of the capacitor C1 and the resistance value of the resistor R2.
  • the operational amplifier OP2 constitutes a buffer circuit having a high input impedance and a low output impedance, and inputs a signal having substantially the same level as the voltage of the capacitor C1 to the inverter circuit 51 in the subsequent stage.
  • the output of the inverter circuit 51 is inverted from the low level to the high level.
  • the output of the inverter circuit 52 connected to ie, the detection signal S5 changes from the high level to the low level.
  • the off-delay timer 5 pulse stretcher circuit shown in FIG. 3
  • a high level signal is output as the detection signal S5 immediately after the change.
  • the signal S3 of the comparator 3 is maintained at a high level, a high level signal is output as the detection signal S5.
  • the signal S3 of the comparator 3 changes from the high level to the low level, the voltage of the capacitor C1 becomes lower than the logic threshold value of the inverter circuit 51 after a certain time has elapsed, and the detection signal S5 changes from the high level to the low level.
  • the off-delay timer 5 can be realized by a circuit using a timer IC, for example, in addition to a circuit using a pulse stretcher circuit as shown in FIG.
  • the off-delay timer 5 may be constituted by an integrated circuit including a digital circuit and an analog circuit. Design is facilitated by using existing integrated circuits.
  • selection unit 4 While the high-level detection signal S5 is output from the off-delay timer 5, the selection unit 4 selects and passes the output of the first magnetic sensor 1 (the output that has passed through the first low-pass filter 11), While the high-level detection signal S5 is not output from the off-delay timer 5 (while the low-level detection signal S5 is output), the output of the second magnetic sensor 2 (the second low-pass filter 12 is output). Select (Passed output) to pass.
  • the selection unit 4 includes, for example, an SPDT (Single Pole, Dual Throw) switch.
  • the operation of the current sensor having the above-described configuration will be described.
  • the signal S3 of the comparator 3 becomes low level, and the detection signal S5 of the off-delay timer 5 also becomes low level. Therefore, in the selection unit 4, the output of the second magnetic sensor 2 that has passed through the second low-pass filter 12 is selected and output as the output signal Sout.
  • the selection unit 4 selects the output of the first magnetic sensor 1.
  • the signal S3 of the comparator 3 returns to the low level immediately after temporarily becoming the high level.
  • the detection signal S5 of the off-delay timer 5 remains high for a certain time after the signal S3 returns to low level.
  • the selection unit 4 switches to the output of the second magnetic sensor 2 after the output of the first magnetic sensor 1 is continuously selected for a certain time. Therefore, even after the temporary magnetic saturation of the second magnetic sensor 2 is finished, the error component remaining for a while in the output of the second low-pass filter 12 is difficult to be output from the selection unit 4.
  • the output of the first magnetic sensor 1 and the second current are selected in the selection unit 4.
  • the output of the magnetic sensor 2 does not switch frequently.
  • the comparator 3 compares the output of the first magnetic sensor 1 before passing through the first low-pass filter 11 and the threshold value Vref1. Thus, either the output of the first magnetic sensor 1 or the output of the second magnetic sensor 2 is selected by the selection unit 4.
  • the output of the first magnetic sensor 1 that hardly causes the magnetic saturation is selected by the selection unit. 4 can be selected appropriately. Therefore, even when a noise component is superimposed on the current I to be measured, the measurement range can be appropriately switched so that a measurement error due to magnetic saturation of the second magnetic sensor 2 does not occur.
  • the output of the first magnetic sensor 1 is less than the threshold value Vref1. Even after the measured current I becomes small, the output of the first magnetic sensor 1 is selected by the selection unit 4 until a predetermined time elapses. Thereby, even after the temporary magnetic saturation of the second magnetic sensor 2 is finished, the first magnetic sensor 1 is kept until the error component remaining in the output of the second low-pass filter 12 becomes sufficiently small. Are continuously selected by the selection unit 4. Therefore, it is possible to effectively prevent a decrease in accuracy of the output signal Sout due to the magnetic saturation of the second magnetic sensor 2.
  • the threshold value Vref1 of the comparator 3 is set to a value indicating a magnetic field that is smaller than the magnetic field in which the output of the second magnetic sensor 2 is distorted by magnetic saturation.
  • the selection unit 4 is controlled according to the result of comparing the output of the first magnetic sensor 1 having a low sensitivity to the current I to be measured and the threshold value Vref1.
  • the selection unit 4 is controlled according to the result of comparing the output of the second magnetic sensor 2 having high sensitivity to the current I to be measured and the threshold value Vref2.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the second embodiment.
  • the current sensor shown in FIG. 4 is obtained by replacing the comparator 3 in the current sensor shown in FIG. 1 with a comparator 3A, and other configurations are the same as those of the current sensor shown in FIG.
  • the comparator 3A compares the output of the second magnetic sensor 2 with a threshold value. Specifically, the comparator 3A compares the output of the second magnetic sensor 2 with the threshold value Vref2, and outputs a signal S3 indicating the comparison result.
  • the comparator 3A is configured using a general comparator, one operational amplifier that does not apply negative feedback, a hysteresis comparator, and the like, similar to the above-described comparator 3 (FIG. 1).
  • the comparator 3A can be realized by an analog circuit or a digital circuit.
  • the threshold value Vref2 is set to a value indicating a magnetic field smaller than the magnetic field in which the output of the second magnetic sensor 2 is distorted by magnetic saturation.
  • the threshold current of the current I to be measured corresponding to the threshold Vref2 indicates the maximum value of the current I to be measured under the condition that the second magnetic sensor 2 does not cause magnetic saturation.
  • the comparator 3A When the output of the second magnetic sensor 2 exceeds the threshold value Vref2, the comparator 3A outputs a high level signal S3 indicating that the measured current I exceeds the threshold current.
  • the comparator 3A outputs a low level signal S3 indicating that the measured current I does not exceed the threshold current.
  • the threshold value Vref2 of the comparator 3A is The value is larger than the threshold value Vref1 of the comparator 3. Therefore, in the current sensor shown in FIG. 4, the comparator 3A can accurately compare the output of the second magnetic sensor 2 and the threshold value Vref2. In addition, since the accuracy of the comparison operation of the comparator 3A is high, the maximum value of the current I to be measured under a condition that does not cause the magnetic saturation of the second magnetic sensor 2 is set higher than that of the comparator 3. Is possible. Thereby, in the current sensor shown in FIG. 4, the measurement range of the second magnetic sensor 2 can be expanded.
  • the selection unit 4 is controlled based on the result of comparing one output of the two magnetic sensors with a threshold value. Then, the selection unit 4 is controlled based on the result of comparing both outputs and threshold values of the two magnetic sensors.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the third embodiment.
  • the current sensor shown in FIG. 5 is obtained by replacing the comparator 3 in the current sensor shown in FIG. 1 with a comparator 3B, and other configurations are the same as those of the current sensor shown in FIG.
  • the comparator 3B compares the output of the first magnetic sensor 1 with a threshold value Vref1 (first threshold value), the output of the second magnetic sensor 2, and the threshold value Vref2 (second threshold value). ) And a logic gate 33 to which the output of the first comparator 31 and the output of the second comparator 32 are input.
  • the first comparator 31 and its threshold value Vref1 correspond to the comparator 3 and its threshold value Vref1 in FIG.
  • the second comparator 32 and its threshold value Vref2 correspond to the comparator 3A and its threshold value Vref2 in FIG.
  • the logic gate 33 is a circuit that performs an OR operation, and outputs a high level signal S3 when the output of either the first comparator 31 or the second comparator 32 is at a high level. When both the outputs of the comparator 31 and the first comparator 31 are at low level, a low level signal S3 is output.
  • the measured current I is the maximum value in either one of the first comparator 31 and the second comparator 32 (under the condition that magnetic saturation does not occur in the second magnetic sensor 2).
  • the selection unit 4 selects the output of the first magnetic sensor 1. Therefore, even when there is a variation in the comparison accuracy between the threshold value and the sensor output in each of the first comparator 31 and the second comparator 32, the output of the second magnetic sensor 2 in which distortion due to magnetic saturation has occurred is generated. It can prevent more reliably that it is selected in the selection part 4.
  • FIG. 6 shows an example.
  • the current sensor shown in FIG. 6 is provided with a logic gate 34 that performs an AND operation on the outputs of the first comparator 31 and the second comparator 32.
  • the measured current I is the maximum value in both the first comparator 31 and the second comparator 32 (measured under the condition that magnetic saturation does not occur in the second magnetic sensor 2).
  • the output of the first magnetic sensor 1 is selected by the selector 4 only when a comparison result is obtained that exceeds the maximum value of the current I).
  • the output of the first magnetic sensor 1 is selected by the selection unit 4. Therefore, compared with the current sensor shown in FIG. 5, the highly sensitive measurement range by the second magnetic sensor 2 can be widened.
  • a logical operation of a negative logical sum or a negative logical product is performed as a logic gate that performs a logical operation on the outputs of the first comparator 31 and the second comparator 32.
  • a logic gate may be provided. Thereby, the number of transistors included in the logic gate can be reduced.
  • the low-pass filter (11, 12) is provided on the input side of the selection unit 4, but in the current sensor according to the present embodiment, the selection unit 4 includes A low-pass filter is provided on the output side.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the configuration of a current sensor according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the current sensor shown in FIG. 7 is provided after the first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2 for measuring the magnetic field generated according to the current I to be measured flowing in the current path 9 and the first magnetic sensor 1.
  • Amplifier 6, comparator 3 C that compares the output of amplifier 6 with a threshold value, and the output of amplifier 6 and the output of second magnetic sensor 2 according to output signal S 3 of comparator 3 C.
  • a selection unit 4 that allows selection and passage, a low-pass filter 13 connected to an output terminal of the selection unit 4, and a coincidence determination circuit 7 are provided.
  • 1st magnetic sensor 1 and 2nd magnetic sensor 2 are the same as the component of the same code
  • the amplifier 6 has an amplification factor set so that the output of the amplifier 6 and the output of the second magnetic sensor 2 are the same in a normal state where the output of the second magnetic sensor 2 is not distorted by magnetic saturation.
  • the comparator 3C compares the output of the second magnetic sensor 2 amplified by the amplifier 6 with the threshold value Vref1, and outputs a signal S3 indicating the comparison result.
  • the comparator 3C is configured using a general comparator, one operational amplifier that does not apply negative feedback, a hysteresis comparator, and the like, similar to the above-described comparator 3 (FIG. 1).
  • the comparator 3C can be realized by an analog circuit or a digital circuit.
  • the threshold value Vref1 is set to a value indicating a magnetic field smaller than the magnetic field in which the output of the second magnetic sensor 2 is distorted by magnetic saturation. 2 shows the maximum value of the current I to be measured under the condition that no magnetic saturation occurs in the two magnetic sensors 2.
  • the selection unit 4 When the output of the second magnetic sensor 2 exceeds the threshold value Vref1, that is, when the current I to be measured is larger than the maximum value in a condition that does not cause magnetic saturation in the second magnetic sensor 2, the selection unit 4 The output of the amplifier 6 is selected and passed. On the other hand, the selection unit 4 has a smaller current I to be measured when the output of the second magnetic sensor 2 falls below the threshold value Vref1, that is, when the second magnetic sensor 2 does not cause magnetic saturation. In this case, the output of the second magnetic sensor 2 is selected and passed.
  • the low-pass filter 13 is a circuit that attenuates a high-frequency component included in the output of the selection unit 4, and can be realized by an analog circuit or a digital circuit.
  • the coincidence determination circuit 7 is a circuit that determines whether the level difference between the output of the amplifier 6 and the output of the second magnetic sensor 2 is equal to or smaller than a predetermined level difference.
  • a signal S7 indicating the determination result is used as a current sensor. Output to the outside. Since the amplification factor of the amplifier 6 is set so that the output of the amplifier 6 and the output of the second magnetic sensor 2 are the same in a normal state where the distortion of the second magnetic sensor 2 has not occurred, the coincidence determination
  • the signal S7 of the circuit 7 represents an abnormality of the current sensor (for example, failure of the first magnetic sensor 1 or the second magnetic sensor 2).
  • An external device indicates that the level difference between the output of the amplifier 6 and the output of the second magnetic sensor 2 exceeds a predetermined level difference even though the output level of the output signal Sout is low.
  • the signal S7 is output from the current sensor, it can be determined that an abnormality has occurred in the current sensor.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating an example of the configuration of the coincidence determination circuit 7. 8 includes a first differential amplifier 71, a second differential amplifier 72, a first comparator 73, a second comparator 74, and a logic gate 75. .
  • the first differential amplifier 71 amplifies the level difference between the non-inverting input terminal IN1 + and the inverting input terminal IN1-.
  • the output terminal of the amplifier 6 is connected to the inverting input terminal IN1- of the first differential amplifier 71, and the output terminal of the second magnetic sensor 2 is connected to the non-inverting input terminal IN1 + of the first differential amplifier 71.
  • the first differential amplifier 71 includes an operational amplifier OP11 and resistors R11 to R14.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP11 is connected to the inverting input terminal IN1- through the resistor R11, and is connected to the output terminal of the operational amplifier OP11 through the resistor R13.
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP11 is connected to the non-inverting input terminal IN1 + via the resistor R12 and to the ground via the resistor R14.
  • the second differential amplifier 72 amplifies the level difference between the non-inverting input terminal IN2 + and the inverting input terminal IN2-.
  • the output terminal of the second magnetic sensor 2 is connected to the inverting input terminal IN2- of the second differential amplifier 72, and the output terminal of the amplifier 6 is connected to the non-inverting input terminal IN2 + of the second differential amplifier 72.
  • the second differential amplifier 72 includes an operational amplifier OP21 and resistors R21 to R24.
  • the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP21 is connected to the inverting input terminal IN2- through the resistor R21, and is connected to the output terminal of the operational amplifier OP21 through the resistor R23.
  • the inverting input terminal of the operational amplifier OP21 is connected to the non-inverting input terminal IN2 + via the resistor R22 and is connected to the ground via the resistor R24.
  • the first comparator 73 compares the output level of the first differential amplifier 71 with the first threshold value Vref1 ′.
  • the second comparator 74 compares the output level of the second differential amplifier 72 with the second threshold value Vref2 ′.
  • the logic gate 75 calculates a negative logical sum of the output of the first comparator 73 and the output of the second comparator 74.
  • the output level of the first differential amplifier 71 increases.
  • the output level difference exceeds a predetermined level difference, the output level of the first differential amplifier 71 becomes higher than the first threshold value Vref1 ′, and a high level signal is output from the first comparator 73.
  • the output signal S7 of the logic gate 75 becomes low level.
  • the output level of the second differential amplifier 72 becomes higher than the second threshold value Vref2 ′, and a high level signal is output from the second comparator 74.
  • the output signal S7 of the logic gate 75 becomes low level.
  • the output signal S7 of the logic gate 75 becomes low level when the level difference between the output level of the second magnetic sensor 2 and the output level of the amplifier 6 becomes larger than the predetermined level difference.
  • the output signal S7 of the logic gate 75 becomes a high level when the level difference between the output level of the second magnetic sensor 2 and the output level of the amplifier 6 becomes smaller than a predetermined level difference.
  • the logic gate 75 for calculating the negative OR of the output of the first comparator 73 and the output of the second comparator 74 is provided, but the logical sum is used instead of the negative OR. There may be provided a logic gate 75 for calculating. Further, even in a circuit in which a hysteresis comparator having a predetermined hysteresis width is connected to a subsequent stage of a differential amplifier having a differential output, an operation similar to that of the coincidence determination circuit 7 shown in FIG. 8 can be realized.
  • the selection unit 4 selects the output of the second magnetic sensor 2, passes through the low-pass filter 13, and is output as the output signal Sout.
  • the output of the amplifier 6 is selected, passes through the low-pass filter 13, and is output as the output signal Sout.
  • the measured current I becomes larger than the maximum value (threshold current corresponding to the threshold value Vref1) that does not cause magnetic saturation of the second magnetic sensor 2, and the output of the second magnetic sensor 2 is distorted by magnetic saturation. Since there is a possibility, the output signal Sout is not output from the selection unit 4.
  • the current sensor based on the result of comparison in the comparator 3 between the output of the first magnetic sensor 1 before passing through the low-pass filter 13 and the threshold value Vref1. Either the output of the first magnetic sensor 1 or the output of the second magnetic sensor 2 is selected by the selection unit 4. As a result, even when the noise component superimposed on the current I to be measured becomes so large that the magnetic saturation of the second magnetic sensor 2 occurs instantaneously, the output of the first magnetic sensor 1 that hardly causes the magnetic saturation is selected by the selection unit. 4 can be selected appropriately. Therefore, even when a noise component is superimposed on the current I to be measured, it is possible to switch to an appropriate measurement range that does not cause a measurement error due to magnetic saturation of the second magnetic sensor 2.
  • a fifth embodiment of the present invention will be described.
  • selection is made according to the result of comparing the output of the amplifier 6 connected to the output terminal of the first magnetic sensor 1 having low sensitivity to the current I to be measured and the threshold value Vref1.
  • the selection unit 4 is controlled according to the result of comparing the output of the second magnetic sensor 2 having high sensitivity to the current I to be measured and the threshold value Vref2.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the fifth embodiment.
  • the current sensor shown in FIG. 9 is obtained by replacing the comparator 3C in the current sensor shown in FIG. 7 with a comparator 3D, and the other configuration is the same as that of the current sensor shown in FIG.
  • the comparator 3D compares the output of the second magnetic sensor 2 with a threshold value. Specifically, the comparator 3D compares the output of the second magnetic sensor 2 with the threshold value Vref2, and outputs a signal S3 indicating the comparison result.
  • the comparator 3D is configured using a general comparator, one operational amplifier that does not apply negative feedback, a hysteresis comparator, and the like, similar to the above-described comparator 3 (FIG. 1).
  • the comparator 3D can be realized by an analog circuit or a digital circuit.
  • the threshold value Vref2 is set to a value indicating a magnetic field that is smaller than the magnetic field in which the output of the second magnetic sensor 2 is distorted by magnetic saturation, and the current to be measured in a condition that does not cause magnetic saturation in the second magnetic sensor 2
  • the maximum value of I is shown.
  • the comparator 3D compares the output of the second magnetic sensor 2 with the threshold value Vref2 with high accuracy. Is possible.
  • the maximum value of the current I to be measured under a condition that does not cause magnetic saturation of the second magnetic sensor 2 can be set higher than that of the comparator 3C, so that the measurement range of the second magnetic sensor 2 is expanded. Can do.
  • the selection unit 4 is controlled based on the result of comparing either the output of the amplifier 6 or the output of the second magnetic sensor 2 with a threshold value.
  • the selection unit 4 is controlled based on the result of comparing both the output of the amplifier 6 and the output of the second magnetic sensor 2 with the threshold value.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of the configuration of the current sensor according to the sixth embodiment.
  • the current sensor shown in FIG. 10 is obtained by replacing the comparator 3C in the current sensor shown in FIG. 7 with a comparator 3E, and the other configuration is the same as that of the current sensor shown in FIG.
  • the comparator 3E compares the output of the amplifier 6 with the threshold value Vref1 (first threshold value), the first comparator 35, and compares the output of the second magnetic sensor 2 with the threshold value Vref2 (second threshold value). And a logic gate 37 to which the output of the first comparator 31 and the output of the second comparator 32 are input.
  • the first comparator 35 and its threshold value Vref1 correspond to the comparator 3C and its threshold value Vref1 in FIG.
  • the second comparator 36 and its threshold value Vref2 correspond to the comparator 3D and its threshold value Vref2 in FIG.
  • the logic gate 37 is a circuit that performs an OR operation, and outputs a high level signal S3 when either one of the first comparator 35 and the second comparator 36 is at a high level. When the outputs of the comparator 35 and the first comparator 36 are both low level, a low level signal S3 is output.
  • the measured current I is the maximum value in either one of the first comparator 35 and the second comparator 36 (under the condition that magnetic saturation does not occur in the second magnetic sensor 2).
  • the output of the amplifier 6 is selected by the selector 4. Therefore, even when there is a variation in the comparison accuracy between the threshold value and the sensor output in each of the first comparator 35 and the second comparator 36, the output of the second magnetic sensor 2 in which distortion due to magnetic saturation has occurred is obtained. It can prevent more reliably that it is selected in the selection part 4.
  • FIG. 11 shows an example.
  • the current sensor shown in FIG. 11 includes a logic gate 38 that performs a logical product operation on the outputs of the first comparator 35 and the second comparator 36.
  • the measured current I is the maximum value in both the first comparator 35 and the second comparator 36 (measured under a condition in which no magnetic saturation occurs in the second magnetic sensor 2).
  • the output of the amplifier 6 is selected by the selector 4 only when a comparison result is obtained that exceeds the maximum value of the current I). That is, when it becomes more certain that the measured current I exceeds the maximum value, the output of the amplifier 6 is selected by the selector 4. Therefore, compared with the current sensor shown in FIG. 10, the highly sensitive measurement range by the second magnetic sensor 2 can be widened.
  • a logical operation of a negative logical sum or a negative logical product is performed as a logic gate that performs a logical operation on the outputs of the first comparator 35 and the second comparator 36.
  • a logic gate may be provided. Thereby, the number of transistors included in the logic gate can be reduced.
  • the first magnetic sensor 1 and the second magnetic sensor 2 may include an amplifier.
  • the second magnetic sensor 2 since the second magnetic sensor 2 includes an amplifier, measurement sensitivity with respect to a minute current can be increased.
  • the present invention can be applied to a vehicle-mounted current sensor or the like.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)

Abstract

【課題】小電流時の測定感度が高く、ダイナミックレンジの広い電流センサにおいて、検出対象の電流にノイズ成分が重畳している場合でも適切に測定レンジを切り換えること。 【解決手段】第１のローパスフィルタ１１を通過する前の第１の磁気センサ１の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較器３において比較した結果に基づいて、第１の磁気センサ１の出力又は第２の磁気センサ２の出力の何れか一方が選択部４において選択される。これにより、被測定電流Ｉに重畳するノイズ成分が瞬時的に第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じる程大きくなった場合でも、磁気飽和を生じ難い第１の磁気センサ１の出力を選択部４において適切に選択できる。

Description

電流センサ
　本発明は、磁気センサを用いて電流を検出する電流センサに係り、特に、検出可能な電流の範囲が異なる複数の測定レンジを切り換えることが可能な電流センサに関するものである。
　電流センサの測定レンジを広げる方法として、検出可能な電流の範囲が異なる複数の測定レンジを切り換える方法が一般的に知られている。下記の特許文献に記載される感度切換型センサ回路では、シャント抵抗の電圧が高ゲインの小電流用アンプと低ゲインの大電流用アンプとにおいてそれぞれ増幅される。各アンプの出力信号は、ローパスフィルタによって低周波成分を抽出された後、Ａ／Ｄコンバータにおいてそれぞれデジタル値の検出データｘ，ｙに変換されて、マイクロコンピュータに取り込まれる。マイクロコンピュータでは、小電流用アンプの検出データｘがしきい値ｉＬより小さい場合、検出データｘに基づいて電流値が算出され、大電流用アンプの検出データｙがしきい値ｉＨ（＞ｉＬ）より大きい場合、データｙに基づいて電流値が算出される。
特開２００６－２６６７３８号公報
　上記特許文献１では、電流検出素子としてシャント抵抗が使用されているが、磁電変換素子やカレントトランスなどの磁気センサを用いても、同様な回路を実現可能である。磁気センサは、特に測定系を被測定系から絶縁することが要求される用途、例えば電気自動車・ハイブリッド自動車等の高電圧回路において多く使用されている。
　一般に磁気センサは磁性材料を含んでおり、大電流による高い磁場を受けると磁性材料が磁気飽和を生じるため、検出結果に誤差が生じる。図１２は、磁気式の電流センサの特性を示す図である。横軸は電流Ｉを示し、縦軸は磁気センサの出力信号Ｓｏｕｔを示す。図１２の例では、電流値Ｉｓを超える電流が流れると、磁気センサの感度が磁気飽和によって低下し、電流Ｉに対する出力信号Ｓｏｕｔのリニアリティが劣化する。通常は、感度（出力信号レベル／電流）が大きいほど小さな電流で磁気飽和が生じるので、大電流用には低感度の磁気センサ、小電流用には高感度の磁気センサを用いることが好ましい。
　従って、上記特許文献１と同様な回路を磁気センサで実現する場合、低感度の磁気センサと高感度の磁気センサを２つ用意して、小電流用アンプに高感度の磁気センサを接続し、大電流用アンプに低感度の磁気センサを接続する方式が考えられる。これにより、大電流用アンプと小電流用アンプを同一の磁気センサに接続する方式に比べて、小電流の測定レンジにおけるＳ／Ｎ比やリニアリティを向上できる。
　ところで、上記特許文献１の回路では、ローパスフィルタで高周波成分を除去した検出データｘ，ｙに基づいて測定レンジ（大電流／小電流）の切り換えが行われている。すなわち、高周波成分が除去された検出データｘ，ｙを適当なしきい値と比較することにより、レンジ切り換えの判定が行われている。電流検出素子として低感度と高感度の磁気センサを用いる場合、このしきい値は、高感度の磁気センサにおいて磁気飽和が始まる値「Ｖｓ」より若干小さい値「Ｖｒ」に設定される（図１２）。もし検出対象の高周波成分が充分小さければ、高感度の磁気センサにおいて磁気飽和が始まる前の「Ｖｒ」において、測定レンジを確実に低感度の磁気センサへ切り換えることが可能である。
　しかしながら、例えば電気自動車等の用途では、インバータ等によって発生する大きな高周波ノイズが検出対象の電流に重畳する。大きなノイズが重畳すると、磁気飽和によって磁気センサの検出結果の波形に歪みが生じるため、次に述べるように、測定レンジの切り換えが適切に行われない場合がある。
　図１３は、図１２に示す磁気飽和特性を有した高感度の磁気センサを用いてノイズが重畳された電流を測定した場合における、磁気センサの出力信号の波形を示す図である。
　図１３において、「Ｓｏｕｔ１」は高感度の磁気センサの出力信号を示し、「Ｓｏｕｔ２」は、低感度の磁気センサの出力信号を示す。ただし図１３の例では、波形の比較を容易にするため、同一レベルの電流に対する出力信号Ｓｏｕｔ１と出力信号Ｓｏｕｔ２の信号レベルが等しくなるように図解している。また図１３において、「ＣＶ１」は出力信号Ｓｏｕｔ１のローパスフィルタ通過後の波形を示し、「ＣＶ２」は出力信号Ｓｏｕｔ２のローパスフィルタ通過後の波形を示す。更に図１３において、「Ｓｏｕｔ１’」は磁気飽和を生じない理想的な磁気センサの出力信号を示し、「ＣＶ１’」はその理想的な出力信号Ｓｏｕｔ１’がローパスフィルタを通過した後の波形を示す。
　図１３における出力信号Ｓｏｕｔ１と出力信号Ｓｏｕｔ１’の波形を比較して分かるように、高感度の磁気センサの出力信号Ｓｏｕｔ１は、「Ｖｓ」を超えると磁気飽和によって歪んだ波形となる。磁気飽和によって歪んだ出力信号Ｓｏｕｔ１の波形は、「Ｖｓ」より高い範囲において、実際の電流に対応するレベルよりも低くなる。その結果、「ＣＶ１」と「ＣＶ１’」の波形を比較して分かるように、ローパスフィルタを通過した後の出力信号Ｓｏｕｔ１の波形（ＣＶ１）も、磁気飽和の影響によって、実際の電流に対応するレベルより低くなる。
　「ＣＶ１」に示すローパスフィルタ通過後の出力信号Ｓｏｕｔ１と「Ｖｒ」との比較に基づいて測定レンジの切り換えが行われると、出力信号Ｓｏｕｔ１が「Ｖｒ」を超える時刻ｔ２において測定レンジが切り換わる。ところが、既に時刻ｔ１以降、出力信号Ｓｏｕｔ１はしばしば歪んでいる。この為、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間、「ＣＶ１」に示すローパスフィルタ通過後の出力信号Ｓｏｕｔ１は、実際の電流から高周波成分を除去した値に比べて低くなる。
　このように、「ＣＶ１」に示すローパスフィルタ通過後の出力信号Ｓｏｕｔ１と「Ｖｒ」とを比較した結果に基づいて測定レンジを切り換える方法では、測定対象の電流に大きなノイズ成分が重畳している場合に磁気センサの磁気飽和によって生じ得る測定誤差が考慮されていないため、測定レンジの切り換えが適切に行われていないという問題がある。
　上記の問題を避けるため、例えば、測定レンジの切り換えを行う「Ｖｒ」を磁気飽和が始まる「Ｖｓ」に比べて十分に低く設定することにより、ノイズのピークが「Ｖｓ」を超えないようにする方法が考えられる。しかしながら、「Ｖｒ」をあまり低く設定してしまうと、特にノイズの少ない期間において、小電流の測定レンジが不必要に狭くなり、小電流における測定感度が低下してしまうという問題が生じる。
　本発明はかかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、小電流時の測定感度が高く、ダイナミックレンジの広い電流センサにおいて、検出対象の電流にノイズ成分が重畳している場合でも適切に測定レンジを切り換えることである。
　上述した従来技術の問題を解決し、上述した目的を達成するために、第１の本発明の電流センサは、被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第１の磁気センサと、前記被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第２の磁気センサと、前記第１の磁気センサの出力が通過する第１のローパスフィルタと、前記第２の磁気センサの出力が通過する第２のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタの出力及び前記第２のローパスフィルタの出力のうち、何れか一方の出力を通過させる選択部と、前記第１の磁気センサの出力、又は、前記第２の磁気センサの出力と閾値とを比較する比較器と、前記被測定電流のレベルが前記閾値に対応する閾電流を上回ったことを前記比較器が検出した直後から、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を下回ったことを前記比較器が検出してから一定時間経過するまで、検出信号を出力するオフディレイタイマと、を有し、前記第１の磁気センサは、磁場の測定が可能な前記被測定電流の最大値が前記第２の磁気センサよりも大きく、前記第２の磁気センサは、前記被測定電流に応じて生じる磁場の測定感度が前記第１の磁気センサよりも高く、前記選択部は、前記オフディレイタイマから前記検出信号が出力されている間、前記第１磁気センサの出力を通過させ、前記選択部は、前記オフディレイタイマから前記検出信号が出力されていない間、前記第２磁気センサの出力を通過させることを特徴とする。
　上記の構成によれば、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を上回ったことが前記比較器において検出された場合、その直後から、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を下回ったことが前記比較器において検出されて一定時間が経過するまでの間、前記オフディレイタイマにおいて前記検出信号が出力される。そして、前記オフディレイタイマから前記検出信号が出力される間は、前記選択部において前記第１磁気センサの出力が通過する。前記オフディレイタイマから前記検出信号が出力されていない間は、前記選択部において前記第２磁気センサの出力が通過する。
　好適に、前記オフディレイタイマの前記検出信号を前記電流センサの外側に出力してよい。
　これにより、前記電流センサの外側の機器等において、前記第１のセンサの出力又は前記第２のセンサの出力のどちらが前記選択部において選択されているかが把握可能となる。
　好適に、前記オフディレイタイマは、集積回路からなるものでもよい。また、前記オフディレイタイマは、パルスストレッチャ回路からなるものでもよい。
　好適に、前記比較器は、前記第１の磁気センサの出力と前記閾値とを比較してよい。あるいは、前記比較器は、前記第２の磁気センサの出力と前記閾値とを比較してもよい。
　また、前記比較器は、負帰還をかけない１つのオペアンプからなるものでもよい。
　好適に、前記閾値は、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値であってよい。
　これにより、前記第２の磁気センサの歪んだ出力が前記選択部において選択され難くなる。
　好適に、前記比較器は、前記第１の磁気センサの出力と第１の閾値とを比較する第１の比較器と、前記第２の磁気センサの出力と第２の閾値とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器の出力及び前記第２の比較器の出力が入力される論理ゲートとを含んでよい。前記論理ゲートは、論理和ゲート又は論理積ゲートのどちらかであってよい。この場合、前記第１の閾値と、前記第２の閾値とは、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値であってよい。
　好適に、前記被測定電流が流れる電流路から前記第１の磁気センサ迄の距離より、前記電流路から前記第２の磁気センサ迄の距離が短くてもよい。
　これにより、前記第１の磁気センサと前記第２の磁気センサとを同一特性の素子にすることが可能となる。
　好適に、前記第１の磁気センサの感度より、前記第２の磁気センサの感度が高くてもよい。
　これにより、前記被測定電流が流れる電流路から、前記第１の磁気センサ迄の距離と、前記電流路から前記第２の磁気センサ迄の距離を同じにすることが可能となる。
　第２の本発明の電流センサは、被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第１の磁気センサと、前記被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第２の磁気センサと、前記第１の磁気センサの後段に設けられる増幅器と、前記増幅器の出力、又は、前記第２の磁気センサの出力と閾値とを比較する比較器と、前記増幅器の出力及び前記第２の磁気センサの出力の内、何れか一方の出力を前記比較器の比較結果に応じて通過させる選択部と、前記選択部の出力端に接続されたローパスフィルタと、を有し、前記第１の磁気センサは、磁場の測定が可能な前記被測定電流の最大値が前記第２の磁気センサよりも大きく、前記第２の磁気センサは、前記被測定電流に応じて生じる磁場の測定感度が前記第１の磁気センサよりも高く、前記選択部は、前記被測定電流のレベルが前記閾値に対応する閾電流を上回ったことを前記比較器が検出した場合に前記増幅器の出力を通過させ、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を下回ったことを前記比較器が検出した場合に前記第２の磁気センサの出力を通過させ、前記増幅器は、前記第２の磁気センサの出力が歪まない正常状態において、前記増幅器の出力と前記第２の磁気センサの出力とが同一となるように設定された増幅率を有することを特徴とする。
　上記の構成によれば、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を上回ったことが前記比較器において検出された場合、前記選択部において前記増幅器の出力が通過し、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を下回ったことが前記比較器において検出された場合、前記選択部において前記第２の磁気センサの出力が通過する。前記選択部を通過した前記増幅器の出力又は前記第２の磁気センサの出力は、前記ローパスフィルタに入力される。前記第２の磁気センサの出力が歪まない正常状態において、前記増幅器の出力及び前記第２の磁気センサの出力は前記増幅率の設定により同一となっているため、前記選択部の選択が切り換わっても、前記ローパスフィルタに入力される信号のレベルは同一となる。
　好適に、前記比較器は、前記増幅器の出力と前記閾値とを比較してもよい。あるいは、前記比較器は、前記第２の磁気センサの出力と前記閾値とを比較してもよい。
　また、前記比較器は、負帰還をかけない１つのオペアンプからなるものでもよい。
　前記閾値は、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値であってよい。
　これにより、前記第２の磁気センサの歪んだ出力が前記選択部において選択され難くなる。
　好適に、前記比較器は、前記第１の磁気センサの出力と第１の閾値とを比較する第１の比較器と、前記第２の磁気センサの出力と第２の閾値とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器の出力及び前記第２の比較器の出力とが入力される論理ゲートとを含んでよい。前記論理ゲートは、論理和ゲート又は論理積ゲートのどちらかであってよい。この場合、前記第１の閾値と、前記第２の閾値とは、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値であってよい。
　好適に、前記第２の磁気センサは増幅器を内蔵してよい。
　これにより、微弱な電流に対する測定の感度が高められる。
　好適に、前記増幅器の出力と前記第２の磁気センサの出力とのレベル差が所定のレベル差以下であるかを判定する一致判定回路を有しよい。また、前記一致判定回路の出力を前記電流センサの外側に出力してよい。
　これにより、前記一致判定回路の出力に基づいて、前記電流センサの内部に異常（前記第１の磁気センサや前記第２の磁気センサの故障など）が発生したか否か判定可能となる。
　好適に、前記一致判定回路は、第１の差動増幅器と、第２の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器の出力レベルと第１の閾値とを比較する第１の比較器と、前記第２の差動増幅器の出力レベルと第２の閾値とを比較する第２の比較器と、前記第１の比較器の出力と前記第２の比較器の出力とを論理演算する論理ゲートとを有し、前記論理ゲートは、否定論理和ゲート又は論理和ゲートであって、前記第１の差動増幅器の反転入力端子に前記増幅器の出力端が接続され、前記第１の差動増幅器の非反転入力端子に前記第２の磁気センサの出力端が接続され、前記第２の差動増幅器の反転入力端子に前記第２の磁気センサの出力端が接続され、前記第２の差動増幅器の非反転入力端子に前記増幅器の出力端が接続されてよい。
　好適に、前記被測定電流が流れる電流路から前記第１の磁気センサ迄の距離より、前記電流路から前記第２の磁気センサ迄の距離が短くてよい。
　これにより、前記第１の磁気センサと前記第２の磁気センサとを同一特性の素子にすることが可能となる。
　好適に、前記第１の磁気センサの感度より、前記第２の磁気センサの感度が高くてよい。
　これにより、前記被測定電流が流れる電流路から、前記第１の磁気センサ迄の距離と、前記電流路から前記第２の磁気センサ迄の距離を同じにすることが可能となる。
　本発明によれば、小電流時の測定感度が高く、ダイナミックレンジの広い電流センサにおいて、検出対象の電流にノイズ成分が重畳している場合でも適切に測定レンジを切り換えることができる。
図１は、第１の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。 図２は、電流センサに用いられる磁気センサの構成の一例を示す図である。図２Ａは第１の磁気センサの構成例を示し、図２Ｂは第２の磁気センサの構成例を示す。 図３は、オフディレイタイマの構成の一例を示す図である。 図４は、第２の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。 図５は、第３の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。 図６は、第３の実施形態に係る電流センサの他の構成例を示す図である。 図７は、第４の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。 図８は、一致判定回路の構成の一例を示す図である。 図９は、第５の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。 図１０は、第６の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。 図１１は、第６の実施形態に係る電流センサの他の構成例を示す図である。 図１２は、磁気式の電流センサの特性を示す図である。 図１３は、図１２に示す磁気飽和特性を有した高感度の磁気センサを用いてノイズが重畳された電流を測定した場合における、磁気センサの出力信号の波形を示す図である。
　以下、本発明の実施形態に係る電流センサについて説明する。
＜第１の実施形態＞
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。この電流センサは、電流路９に流れる被測定電流Ｉに応じて生じる磁場を磁気センサ（１，２）によって検出する磁気式の電流センサであり、電流Ｉに対する感度が異なる２つの磁気センサ（１，２）を測定レンジに応じて切り換えて使用する。
　図１に示す電流センサは、被測定電流Ｉに応じて生じる磁場を測定する第１の磁気センサ１及び第２の磁気センサ２と、第１の磁気センサ１の出力が通過する第１のローパスフィルタ１１と、第２の磁気センサ２の出力が通過する第２のローパスフィルタ１２と、第１の磁気センサ１の出力と閾値とを比較する比較器３と、比較器３の出力信号Ｓ３に応じた検出信号Ｓ５を出力するオフディレイタイマ５と、第１のローパスフィルタ１１の出力及び第２のローパスフィルタ１２の出力のうち何れか一方を検出信号Ｓ５に応じて選択して通過させる選択部４とを有する。
［第１の磁気センサ１及び第２の磁気センサ２］
　第１の磁気センサ１及び第２の磁気センサ２は、電流路９に流れる被測定電流Ｉに応じて生じる磁場を測定するセンサであり、例えばホール素子や磁気抵抗効果素子（ＧＭＲ素子，ＴＭＲ等）、カレントトランスなど、磁場を電気的な信号に変換する種々のセンサ素子の何れかを含んで構成される。第１の磁気センサ１は、磁場の測定が可能な被測定電流Ｉの最大値が第２の磁気センサ２に比べて大きい。第２の磁気センサ２は、被測定電流Ｉに応じて生じる磁場の測定感度が第１の磁気センサ１よりも高い。
　本実施形態では、例えば図１に示すように、電流路９から第１の磁気センサ１迄の距離に比べて、電流路９から第２の磁気センサ２迄の距離が短い。すなわち、第２の磁気センサ２は、第１の磁気センサ１に比べて被測定電流Ｉによる磁場が大きい位置に配置される。また、第１の磁気センサ１と第２の磁気センサ２とは、同一特性を持った素子である。
　第２の磁気センサ２は、第１の磁気センサ１に比べて被測定電流Ｉによる磁場が大きい位置にあるため、第１の磁気センサ１と同一の特性を有していても、第１の磁気センサ１に比べて被測定電流Ｉに対する測定感度が高くなるとともに、磁気飽和を生じ始める被測定電流Ｉの電流値が第１の磁気センサ１より小さくなる。
　第１の磁気センサ１及び第２の磁気センサ２を同一特性の素子にすることで、部品の種類を少なくすることができる。
　なお、本実施形態の他の例においては、第１の磁気センサ１と第２の磁気センサ２とが同一特性の素子でなくとも良い。例えば、図２は、感度の異なる２つの磁気センサの例である。図２Ａは第１の磁気センサ１の構成例を示し、図２Ｂは第２の磁気センサ２の構成例を示す。図２Ａに示す第１の磁気センサ１は、基板１Ｂに配置された磁気抵抗効果素子１Ａの上に絶縁層１Ｄを介して磁気シールド１Ｅが設けられ、磁気シールド１Ｅの上に絶縁層１Ｃが形成されている。他方、図２Ｂに示す第２の磁気センサ２は、基板２Ｂに配置された磁気抵抗効果素子２Ａの上に絶縁層２Ｃが形成されているが、磁気シールドは設けられていない。磁気シールド１Ｅを有する第１の磁気センサ１は磁場に対する感度が相対的に低く、磁気シールドを持たない第２の磁気センサ２は磁場に対する感度が相対的に高い。この場合、電流路９から第１の磁気センサ１までの距離と電流路９から第２の磁気センサ２までの距離とが同じでもよい。
　第２の磁気センサ２は、第１の磁気センサ１に比べて同一の磁界強度に対する感度が高いため、電流路９からの距離が第１の磁気センサ１と第２の磁気センサ２とで同じであっても、被測定電流Ｉに対する測定感度が高くなるとともに、磁気飽和を生じ始める被測定電流Ｉの電流値が第１の磁気センサ１よりも小さくなる。
　電流路９から第１の磁気センサ１までの距離と電流路９から第２の磁気センサ２までの距離を同じにすることで、装置サイズを小型化できる。
　また、電流路９の磁場の方向に対する感度軸の角度を変えることにより、被測定電流Ｉの磁場に対する第１の磁気センサ１と第２の磁気センサ２の感度が異なるようにすることも可能である。
［第１のローパスフィルタ１１及び第２のローパスフィルタ１２］
　第１のローパスフィルタ１１は、第１の磁気センサ１の出力に含まれる高周波成分を減衰させる。第２のローパスフィルタ１２は、第２の磁気センサ２の出力に含まれる高周波成分を減衰させる。第１のローパスフィルタ１１及び第２のローパスフィルタ１２は、アナログ回路でもデジタル回路でも実現可能である。
［比較器３］
　比較器３は、第１の磁気センサ１の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓ３を出力する。比較器３は、一般的なコンパレータを用いても良いし、負帰還をかけない１つのオペアンプを用いてもよい。負帰還をかけない１つのオペアンプを用いることにより、簡単な構成で比較器を構成でき、回路のサイズを小型化できる。また、比較器３としてヒステリシスコンパレータを用いることにより、第１の閾値Ｖｒｅｆ１付近の微小なノイズによる制御信号Ｓ３の頻繁な変化を抑えることができる。比較器３は、アナログ回路でもデジタル回路でも実現可能である。
　閾値Ｖｒｅｆ１は、第２の磁気センサ２の出力が磁気飽和によって歪みを生じる磁場よりも小さい磁場を示す値に設定されている。例えば、閾値Ｖｒｅｆ１に対応する被測定電流Ｉの閾電流は、第２の磁気センサ２において磁気飽和を生じない条件における被測定電流Ｉの最大値を示す。比較器３は、第１の磁気センサ１の出力が閾値Ｖｒｅｆ１を超える場合、被測定電流Ｉが当該閾電流を超えていることを示すハイレベルの信号Ｓ３を出力する。他方、第１の磁気センサ１の出力が閾値Ｖｒｅｆ１を超えない場合、比較器３は、被測定電流Ｉが当該閾電流を超えていないことを示すローレベルの信号Ｓ３を出力する。
［オフディレイタイマ５］
　オフディレイタイマ５は、被測定電流Ｉのレベルが閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流を上回ったことを比較器３が検出した直後から、被測定電流Ｉのレベルが当該閾電流を下回ったことを比較器３が検出してから一定時間経過するまで、検出信号Ｓ５を出力する。前記「一定時間」の時間は、第２のローパスフィルタ１２の時定数に応じて決められる。
　このオフディレイタイマ５の検出信号Ｓ５は、電流センサの外側へ出力される。検出信号Ｓ５は、選択部４において第１のローパスフィルタ１１の出力信号又は第２のローパスフィルタ１２の出力信号のどちらが選択されているかを示しており、図示しない後段の回路において選択部４の出力信号Ｓｏｕｔを処理する際に使用される。
　例えば、第１の磁気センサ１の感度が第２の磁気センサ２の感度に対して１／３になっているとすると、後段の回路では、第１の磁気センサ１からの出力（第１のローパスフィルタ１１の出力信号）が選択部４において選択された場合の出力信号Ｓｏｕｔ（若しくは、これをＡＤ変換した後のデータ）に対して、３倍のゲインが乗ぜられる。これにより、第１の磁気センサ１と第２の磁気センサ２の感度の違いによる出力信号Ｓｏｕｔの違いが補正される。検出信号Ｓ５は、このような補正処理において、選択部４の選択状態を示す信号として使用される。
　図３は、オフディレイタイマ５の構成の一例を示す図であり、パルスストレッチャ回路を用いる例を示す。
　図３の例において、オフディレイタイマ５（パルスストレッチャ回路）は、オペアンプＯＰ１，ＯＰ２と、ダイオードＤ１と、抵抗Ｒ１，Ｒ２と、キャパシタＣ１と、インバータ回路５１，５２とを有する。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、比較器３の信号Ｓ３が入力される。キャパシタＣ１の一方の端子は、抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１を介してオペアンプＯＰ１の出力に接続されるとともに、オペアンプＯＰ１の反転入力端子に接続される。キャパシタＣ１の他方の端子は、グランドに接続される。抵抗Ｒ２は、キャパシタＣ１と並列に接続される。オペアンプＯＰ２の非反転入力端子はキャパシタＣ１の一方の端子に接続され、反転入力端子はオペアンプＯＰ２の出力に接続される。インバータ回路５１，５２は、オペアンプＯＰ２の後段において縦続接続される。縦続接続されたインバータ回路５１，５２から検出信号Ｓ５が出力される。
　キャパシタＣ１の電圧がローレベルの状態で信号Ｓ３がハイレベルになると、オペアンプＯＰ１の出力電圧が上昇し、抵抗Ｒ１及びダイオードＤ１を介してキャパシタＣ１に電流が流れ、キャパシタＣ１の電圧が上昇する。キャパシタＣ１の電圧が信号Ｓ３と同じハイレベルになると、オペアンプＯＰ１の出力からキャパシタＣ１へ流れる電流がゼロとなり、キャパシタＣ１の電圧上昇が止まる。信号Ｓ３がハイレベルに留まると、キャパシタＣ１の電圧もハイレベルに保たれる。キャパシタＣ１の電圧がハイレベルの場合、オペアンプＯＰ２の出力はハイレベルになるため、縦続接続されたインバータ回路５１，５２から出力される検出信号Ｓ５はハイレベルとなる。
　キャパシタＣ１の電圧がハイレベルの状態で信号Ｓ３がローレベルになると、キャパシタＣ１を放電するようにオペアンプＯＰ１の出力電圧が低下するが、このときダイオードＤ１には逆方向電圧が加わり、ダイオードＤ１はオフ状態となる。そのため、キャパシタＣ１の電荷はオペアンプＯＰ１によって急速に放電されず、抵抗Ｒ２によってゆっくり放電される。この場合、キャパシタＣ１の電圧は、キャパシタＣ１の静電容量値と抵抗Ｒ２の抵抗値とに応じた一定の時定数で低下する。
　オペアンプＯＰ２は、高入力インピーダンスかつ低出力インピーダンスのバッファ回路を構成しており、キャパシタＣ１の電圧とほぼ同じレベルを有する信号を後段のインバータ回路５１に入力する。キャパシタＣ１の電圧がハイレベルから一定の時定数で低下し、その電圧がインバータ回路５１の論理閾値より低くなると、インバータ回路５１の出力がローレベルからハイレベルに反転し、このインバータ回路５１の後段に接続されるインバータ回路５２の出力（すなわち検出信号Ｓ５）がハイレベルからローレベルに変化する。
　図３に示すオフディレイタイマ５（パルスストレッチャ回路）によれば、比較器３の信号Ｓ３がローレベルからハイレベルへ変化した場合、その変化の直後から検出信号Ｓ５としてハイレベルの信号が出力される。比較器３の信号Ｓ３がハイレベルに維持される場合、検出信号Ｓ５としてハイレベルの信号が出力される。比較器３の信号Ｓ３がハイレベルからローレベルへ変化すると、一定時間経過後にキャパシタＣ１の電圧がインバータ回路５１の論理閾値より低くなり、検出信号Ｓ５はハイレベルからローレベルに変化する。
　なお、オフディレイタイマ５は、図３に示すようなパルスストレッチャ回路を用いた回路の他にも、例えばタイマＩＣを用いた回路によっても実現可能である。また、オフディレイタイマ５は、デジタル回路やアナログ回路を含んだ集積回路により構成してもよい。既存の集積回路を用いることで、設計が容易になる。
［選択部４］
　選択部４は、オフディレイタイマ５からハイレベルの検出信号Ｓ５が出力されている間、第１の磁気センサ１の出力（第１のローパスフィルタ１１を通過した出力）を選択して通過させ、オフディレイタイマ５からハイレベルの検出信号Ｓ５が出力されていない間は（ローレベルの検出信号Ｓ５が出力されている間は）、第２の磁気センサ２の出力（第２のローパスフィルタ１２を通過した出力）を選択して通過させる。選択部４は、例えばＳＰＤＴ（Single Pole, Dual Throw；単極双投）スイッチにより構成される。
　上述した構成を有する電流センサの動作を説明する。
　被測定電流Ｉが比較器３の閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流よりも小さい場合、比較器３の信号Ｓ３はローレベルとなり、オフディレイタイマ５の検出信号Ｓ５もローレベルとなる。そのため、選択部４においては、第２のローパスフィルタ１２を通過した第２の磁気センサ２の出力が選択され、出力信号Ｓｏｕｔとして出力される。
　他方、被測定電流Ｉが閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流より大きい場合、比較器３の信号Ｓ３及びオフディレイタイマ５の検出信号Ｓ５がハイレベルとなる。この場合、選択部４においては、第１のローパスフィルタ１１を通過した第１の磁気センサ１の出力が選択され、出力信号Ｓｏｕｔとして出力される。すなわち、第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じない最大値（閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流）に比べて被測定電流Ｉが大きい場合、第２の磁気センサ２の出力は磁気飽和によって歪む可能性があるため、選択部４では第１の磁気センサ１の出力が選択される。
　また、被測定電流Ｉがノイズ成分によって閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流より一時的に大きくなった場合は、比較器３の信号Ｓ３は一時的にハイレベルとなった後で直ぐにローレベルへ戻るが、オフディレイタイマ５の検出信号Ｓ５は信号Ｓ３がローレベルへ戻った後も一定時間ハイレベルのままとなる。この場合、選択部４においては、第１の磁気センサ１の出力が一定時間選択され続けた後、第２の磁気センサ２の出力に切り換わる。そのため、第２の磁気センサ２の一時的な磁気飽和が終了した後も第２のローパスフィルタ１２の出力にしばらくの間残存している誤差成分は、選択部４から出力され難くなる。また、被測定電流Ｉがノイズ成分によって閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流より大きくなったり小さくなったりする状態が頻繁に繰り返されても、選択部４において第１の磁気センサ１の出力と第２の磁気センサ２の出力とが頻繁に切り換わることはない。
　以上説明したように、本実施形態に係る電流センサによれば、第１のローパスフィルタ１１を通過する前の第１の磁気センサ１の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較器３において比較した結果に基づいて、第１の磁気センサ１の出力又は第２の磁気センサ２の出力の何れか一方が選択部４において選択される。
　これにより、被測定電流Ｉに重畳するノイズ成分が瞬時的に第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じる程大きくなった場合でも、磁気飽和を生じ難い第１の磁気センサ１の出力を選択部４において適切に選択できる。従って、被測定電流Ｉにノイズ成分が重畳する場合でも、第２の磁気センサ２の磁気飽和に起因する測定誤差が生じることがないように、測定レンジを適切に切り換えることができる。
　また、本実施形態に係る電流センサよれば、第１の磁気センサ１の出力が閾値Ｖｒｅｆ１を超えるほど被測定電流Ｉが大きくなった場合、第１の磁気センサ１の出力が閾値Ｖｒｅｆ１を下回るまで被測定電流Ｉが小さくなった後も、一定時間経過するまでは選択部４において第１の磁気センサ１の出力が選択される。これにより、第２の磁気センサ２の一時的な磁気飽和が終了した後も第２のローパスフィルタ１２の出力に残存している誤差成分が十分に小さくなるまでの間、第１の磁気センサ１の出力が選択部４において選択され続ける。そのため、第２の磁気センサ２の磁気飽和に起因した出力信号Ｓｏｕｔの精度の低下を有効に防止できる。
　更に、本実施形態に係る電流センサによれば、比較器３の閾値Ｖｒｅｆ１が、磁気飽和によって第２の磁気センサ２の出力に歪みが生じる磁場よりも小さい磁場を示す値に設定されている。これにより、第２の磁気センサ２に磁気飽和が生じている状態でその出力が選択部４を通過することがないため、第２の磁気センサ２の磁気飽和に起因した出力信号Ｓｏｕｔの精度の低下をより確実に防止できる。
＜第２の実施形態＞
　次に、本発明の第２の実施形態について説明する。
　上述した第１の実施形態に係る電流センサでは、被測定電流Ｉに対する感度が低い第１の磁気センサ１の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較した結果に応じて選択部４が制御されるが、本実施形態に係る電流センサでは、被測定電流Ｉに対する感度が高い第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２とを比較した結果に応じて選択部４が制御される。
　図４は、第２の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。図４に示す電流センサは、図１に示す電流センサにおける比較器３を比較器３Ａに置き換えたものであり、他の構成は図１に示す電流センサと同じである。
　比較器３Ａは、第２の磁気センサ２の出力と閾値とを比較する。具体的には、比較器３Ａは、第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓ３を出力する。比較器３Ａは、上述した比較器３（図１）と同様に、一般的なコンパレータや、負帰還をかけない１つのオペアンプ、ヒステリシスコンパレータなどを用いて構成される。また、比較器３Ａは、アナログ回路でもデジタル回路でも実現可能である。
　閾値Ｖｒｅｆ２は、第２の磁気センサ２の出力が磁気飽和によって歪みを生じる磁場よりも小さい磁場を示す値に設定されている。例えば、閾値Ｖｒｅｆ２に対応する被測定電流Ｉの閾電流は、第２の磁気センサ２において磁気飽和を生じない条件における被測定電流Ｉの最大値を示す。比較器３Ａは、第２の磁気センサ２の出力がこの閾値Ｖｒｅｆ２を超える場合、被測定電流Ｉが当該閾電流を超えていることを示すハイレベルの信号Ｓ３を出力する。他方、比較器３Ａは、第２の磁気センサ２の出力が閾値Ｖｒｅｆ２を超えない場合、被測定電流Ｉが当該閾電流を超えていないことを示すローレベルの信号Ｓ３を出力する。
　このように、第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２とを比較する比較器３Ａを設けた図４に示す電流センサにおいても、第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じない条件における最大値（閾値Ｖｒｅｆ２に対応する被測定電流Ｉの閾電流）を超えた被測定電流Ｉが電流路９に流れているか否かを正しく判定可能であり、図１に示す電流センサと同様の動作を実現できる。
　また、第２の磁気センサ２は第１の磁気センサ１に比べて被測定電流Ｉに対する感度が高いことから、被測定電流Ｉの同一の電流値について比べた場合、比較器３Ａの閾値Ｖｒｅｆ２は比較器３の閾値Ｖｒｅｆ１に比べて大きな値となる。そのため、図４に示す電流センサでは、比較器３Ａにおいて第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２との比較を精度良く行うことができる。また、比較器３Ａの比較動作の精度が高いことから、第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じない条件における被測定電流Ｉの最大値を、比較器３に比べて高い値に設定することが可能である。これにより、図４に示す電流センサでは、第２の磁気センサ２の測定レンジを広げることができる。
＜第３の実施形態＞
　次に、本発明の第３の実施形態について説明する。
　上述した第１，第２の実施形態に係る電流センサでは、２つの磁気センサにおける一方の出力と閾値とを比較した結果に基づいて選択部４が制御されるが、本実施形態に係る電流センサでは、２つの磁気センサにおける両方の出力と閾値とをそれぞれ比較した結果に基づいて選択部４が制御される。
　図５は、第３の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。図５に示す電流センサは、図１に示す電流センサにおける比較器３を比較器３Ｂに置き換えたものであり、他の構成は図１に示す電流センサと同じである。
　比較器３Ｂは、第１の磁気センサ１の出力と閾値Ｖｒｅｆ１（第１の閾値）とを比較する第１の比較器３１と、第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２（第２の閾値）とを比較する第２の比較器３２と、第１の比較器３１の出力及び第２の比較器３２の出力が入力される論理ゲート３３とを有する。第１の比較器３１とその閾値Ｖｒｅｆ１は、既に説明した図１における比較器３とその閾値Ｖｒｅｆ１に相当する。また、第２の比較器３２とその閾値Ｖｒｅｆ２は、図４における比較器３Ａとその閾値Ｖｒｅｆ２に相当する。論理ゲート３３は、論理和演算を行う回路であり、第１の比較器３１及び第２の比較器３２の何れか一方の出力がハイレベルの場合にハイレベルの信号Ｓ３を出力し、第１の比較器３１及び第１の比較器３１の出力が共にローレベルの場合はローレベルの信号Ｓ３を出力する。
　図５に示す電流センサによれば、第１の比較器３１及び第２の比較器３２の何れか一方において被測定電流Ｉが最大値（第２の磁気センサ２において磁気飽和が生じない条件における被測定電流Ｉの最大値）を超えたとの比較結果が得られた場合、選択部４において第１の磁気センサ１の出力が選択される。そのため、第１の比較器３１及び第２の比較器３２のそれぞれにおいて閾値とセンサ出力との比較精度にばらつきが存在する場合でも、磁気飽和による歪みが生じた第２の磁気センサ２の出力が選択部４において選択されることをより確実に防止できる。
　なお、図５の例に示す電流センサでは、第１の比較器３１及び第２の比較器３２の出力に対して論理和演算が行われているが、本実施形態の他の例では、論理和演算の代わりに他の論理演算を行ってもよい。図６はその一例を示す。図６に示す電流センサは、第１の比較器３１及び第２の比較器３２の出力に対して論理積演算を行う論理ゲート３４を設けたものである。図６に示す電流センサによれば、第１の比較器３１及び第２の比較器３２の両方で被測定電流Ｉが最大値（第２の磁気センサ２において磁気飽和が生じない条件における被測定電流Ｉの最大値）を超えたとの比較結果が得られた場合にのみ、選択部４において第１の磁気センサ１の出力が選択される。すなわち、被測定電流Ｉが最大値を超えたことがより確実となった場合に第１の磁気センサ１の出力が選択部４において選択される。そのため、図５に示す電流センサに比べて、第２の磁気センサ２による高感度の測定レンジを広くすることができる。
　また、本実施形態の更に他の例では、第１の比較器３１及び第２の比較器３２の出力に対して論理演算を行う論理ゲートとして、否定論理和や否定論理積の論理演算を行う論理ゲートを設けてもよい。これにより、論理ゲートに含まれるトランジスタの数を少なくすることができる。
＜第４の実施形態＞
　次に、本発明の第４の実施形態について説明する。
　上述した第１乃至第３の実施形態に係る電流センサでは、選択部４の入力側にローパスフィルタ（１１，１２）が設けられているが、本実施形態に係る電流センサでは、選択部４の出力側にローパスフィルタが設けられている。
　図７は、本発明の第４の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。図７に示す電流センサは、電流路９に流れる被測定電流Ｉに応じて生じる磁場を測定する第１の磁気センサ１及び第２の磁気センサ２と、第１の磁気センサ１の後段に設けられる増幅器６と、増幅器６の出力と閾値とを比較する比較器３Ｃと、増幅器６の出力及び第２の磁気センサ２の出力の内、何れか一方を比較器３Ｃの出力信号Ｓ３に応じて選択して通過させる選択部４と、選択部４の出力端に接続されたローパスフィルタ１３と、一致判定回路７とを有する。
　第１の磁気センサ１及び第２の磁気センサ２は、図１に示す電流センサにおける同一符号の構成要素と同じである。
　増幅器６は、第２の磁気センサ２の出力が磁気飽和によって歪まない正常状態において、増幅器６の出力と第２の磁気センサ２の出力とが同一となるように設定された増幅率を有する。
　比較器３Ｃは、増幅器６において増幅された第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓ３を出力する。比較器３Ｃは、上述した比較器３（図１）と同様に、一般的なコンパレータや、負帰還をかけない１つのオペアンプ、ヒステリシスコンパレータなどを用いて構成される。また、比較器３Ｃは、アナログ回路でもデジタル回路でも実現可能である。
　閾値Ｖｒｅｆ１は、上述した比較器３（図１）の閾値Ｖｒｅｆ１と同様に、第２の磁気センサ２の出力が磁気飽和によって歪みを生じる磁場よりも小さい磁場を示す値に設定されており、第２の磁気センサ２において磁気飽和を生じない条件における被測定電流Ｉの最大値を示す。
　選択部４は、第２の磁気センサ２の出力が閾値Ｖｒｅｆ１を上回った場合、すなわち、第２の磁気センサ２において磁気飽和を生じない条件における最大値に比べて被測定電流Ｉが大きい場合に、増幅器６の出力を選択して通過させる。他方、選択部４は、第２の磁気センサ２の出力が閾値Ｖｒｅｆ１を下回った場合、すなわち、第２の磁気センサ２において磁気飽和を生じない条件における最大値に比べて被測定電流Ｉが小さい場合に、第２の磁気センサ２の出力を選択して通過させる。
　ローパスフィルタ１３は、選択部４の出力に含まれる高周波成分を減衰させる回路であり、アナログ回路でもデジタル回路でも実現可能である。
　一致判定回路７は、増幅器６の出力と第２の磁気センサ２の出力とのレベル差が所定のレベル差以下であるかを判定する回路であり、この判定結果を示す信号Ｓ７を電流センサの外側に出力する。第２の磁気センサ２の歪みが生じていない正常状態において、増幅器６の出力と第２の磁気センサ２の出力とが同一となるように増幅器６の増幅率が設定されているため、一致判定回路７の信号Ｓ７は、電流センサの異常（例えば第１の磁気センサ１や第２の磁気センサ２の故障）を表す。図示しない外部の機器等は、出力信号Ｓｏｕｔの出力レベルが低いにもかかわらず、増幅器６の出力と第２の磁気センサ２の出力とのレベル差が所定のレベル差を超えていることを示す信号Ｓ７が電流センサから出力された場合、電流センサにおいて異常が発生したと判断することができる。
　図８は、一致判定回路７の構成の一例を示す図である。
　図８に示す一致判定回路７は、第１の差動増幅器７１と、第２の差動増幅器７２と、第１の比較器７３と、第２の比較器７４と、論理ゲート７５とを有する。
　第１の差動増幅器７１は、非反転入力端子ＩＮ１＋と反転入力端子ＩＮ１－とのレベル差を増幅する。第１の差動増幅器７１の反転入力端子ＩＮ１－に増幅器６の出力端が接続され、第１の差動増幅器７１の非反転入力端子ＩＮ１＋に第２の磁気センサ２の出力端が接続される。
　第１の差動増幅器７１は、例えば図８に示すように、オペアンプＯＰ１１と抵抗Ｒ１１～Ｒ１４を有する。オペアンプＯＰ１１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１１を介して反転入力端子ＩＮ１－に接続されるとともに、抵抗Ｒ１３を介してオペアンプＯＰ１１の出力端子に接続される。オペアンプＯＰ１１の反転入力端子は、抵抗Ｒ１２を介して非反転入力端子ＩＮ１＋に接続されるとともに、抵抗Ｒ１４を介してグランドに接続される。
　第２の差動増幅器７２は、非反転入力端子ＩＮ２＋と反転入力端子ＩＮ２－とのレベル差を増幅する。第２の差動増幅器７２の反転入力端子ＩＮ２－に第２の磁気センサ２の出力端が接続され、第２の差動増幅器７２の非反転入力端子ＩＮ２＋に増幅器６の出力端が接続される。
　第２の差動増幅器７２は、例えば図８に示すように、オペアンプＯＰ２１と抵抗Ｒ２１～Ｒ２４を有する。オペアンプＯＰ２１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ２１を介して反転入力端子ＩＮ２－に接続されるとともに、抵抗Ｒ２３を介してオペアンプＯＰ２１の出力端子に接続される。オペアンプＯＰ２１の反転入力端子は、抵抗Ｒ２２を介して非反転入力端子ＩＮ２＋に接続されるとともに、抵抗Ｒ２４を介してグランドに接続される。
　第１の比較器７３は、第１の差動増幅器７１の出力レベルと第１の閾値Ｖｒｅｆ１’とを比較する。
　第２の比較器７４は、第２の差動増幅器７２の出力レベルと第２の閾値Ｖｒｅｆ２’とを比較する。
　論理ゲート７５は、第１の比較器７３の出力と第２の比較器７４の出力との否定論理和を演算する。
　第２の磁気センサ２の出力レベルが増幅器６の出力レベルより高くなり、その出力レベル差が大きくなると、第１の差動増幅器７１の出力レベルが上昇する。そして、当該出力レベル差が所定のレベル差を超えると、第１の差動増幅器７１の出力レベルが第１の閾値Ｖｒｅｆ１’より高くなり、第１の比較器７３からハイレベルの信号が出力され、論理ゲート７５の出力信号Ｓ７がローレベルとなる。
　また、増幅器６の出力レベルが第２の磁気センサ２の出力レベルより高くなり、その出力レベル差が大きくなると、第２の差動増幅器７２の出力レベルが上昇する。そして、当該出力レベル差が所定のレベル差を超えると、第２の差動増幅器７２の出力レベルが第２の閾値Ｖｒｅｆ２’より高くなり、第２の比較器７４からハイレベルの信号が出力され、論理ゲート７５の出力信号Ｓ７がローレベルとなる。
　このように、論理ゲート７５の出力信号Ｓ７は、第２の磁気センサ２の出力レベルと増幅器６の出力レベルとのレベル差が所定のレベル差より大きくなるとローレベルになる。一方、論理ゲート７５の出力信号Ｓ７は、第２の磁気センサ２の出力レベルと増幅器６の出力レベルとのレベル差が所定のレベル差より小さくなるとハイレベルとなる。
　なお、図８の例では、第１の比較器７３の出力と第２の比較器７４の出力との否定論理和を演算する論理ゲート７５を設けているが、否定論理和の代わりに論理和を演算する論理ゲート７５を設けてもよい。また、差動出力を有する差動増幅器の後段に所定のヒステリシス幅を有したヒステリシスコンパレータを接続した回路でも、図８に示す一致判定回路７と同様の動作を実現可能である。
　ここで、上述した構成を有する本実施形態に係る電流センサの動作を説明する。
　被測定電流Ｉが比較器３Ｃの閾値Ｖｒｅｆ１に対応する電流より小さい場合、選択部４において第２の磁気センサ２の出力が選択されてローパスフィルタ１３を通過し、出力信号Ｓｏｕｔとして出力される。
　他方、被測定電流Ｉが比較器３Ｃの閾値Ｖｒｅｆ１に対応する電流より大きい場合は、増幅器６の出力が選択されてローパスフィルタ１３を通過し、出力信号Ｓｏｕｔとして出力される。この場合、第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じない最大値（閾値Ｖｒｅｆ１に対応する閾電流）に比べて被測定電流Ｉが大きくなり、第２の磁気センサ２の出力は磁気飽和によって歪む可能性があるため、出力信号Ｓｏｕｔとして選択部４から出力されない。
　以上説明したように、本実施形態に係る電流センサによれば、ローパスフィルタ１３を通過する前の第１の磁気センサ１の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較器３において比較した結果に基づいて、第１の磁気センサ１の出力又は第２の磁気センサ２の出力の何れか一方が選択部４において選択される。これにより、被測定電流Ｉに重畳するノイズ成分が瞬時的に第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じる程大きくなった場合でも、磁気飽和を生じ難い第１の磁気センサ１の出力を選択部４において適切に選択できる。従って、被測定電流Ｉにノイズ成分が重畳する場合でも、第２の磁気センサ２の磁気飽和に起因する測定誤差を生じない適切な測定レンジに切り換えることができる。
　また、本実施形態に係る電流センサによれば、１つのローパスフィルタ１３を２つの測定レンジにおいて共用できるため、上述した各実施形態に係る電流センサに比べて部品点数を削減し、装置サイズを小型化できる。
＜第５の実施形態＞
　次に、本発明の第５の実施形態について説明する。
　上述した第４の実施形態に係る電流センサでは、被測定電流Ｉに対する感度が低い第１の磁気センサ１の出力端に接続される増幅器６の出力と閾値Ｖｒｅｆ１とを比較した結果に応じて選択部４が制御されるが、本実施形態に係る電流センサでは、被測定電流Ｉに対する感度が高い第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２とを比較した結果に応じて選択部４が制御される。
　図９は、第５の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。図９に示す電流センサは、図７に示す電流センサにおける比較器３Ｃを比較器３Ｄに置き換えたものであり、他の構成は図７に示す電流センサと同じである。
　比較器３Ｄは、第２の磁気センサ２の出力と閾値とを比較する。具体的には、比較器３Ｄは、第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２とを比較し、その比較結果を示す信号Ｓ３を出力する。比較器３Ｄは、上述した比較器３（図１）と同様に、一般的なコンパレータや、負帰還をかけない１つのオペアンプ、ヒステリシスコンパレータなどを用いて構成される。また、比較器３Ｄは、アナログ回路でもデジタル回路でも実現可能である。
　閾値Ｖｒｅｆ２は、第２の磁気センサ２の出力が磁気飽和によって歪みを生じる磁場よりも小さい磁場を示す値に設定されており、第２の磁気センサ２において磁気飽和を生じない条件における被測定電流Ｉの最大値を示す。
　このように、第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２とを比較する比較器３Ｄを設けた図９に示す電流センサにおいても、第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じない条件における最大値を超えた被測定電流Ｉが電流路９に流れているか否かを正しく判定可能であり、図７に示す電流センサと同様の動作を実現できる。
　また、第２の磁気センサ２が第１の磁気センサ１に比べて被測定電流Ｉに対する感度が高いことから、比較器３Ｄにおいて第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２との比較を精度良く行うことが可能である。これにより、第２の磁気センサ２の磁気飽和を生じない条件における被測定電流Ｉの最大値を比較器３Ｃに比べて高い値に設定できるため、第２の磁気センサ２の測定レンジを広げることができる。
＜第６の実施形態＞
　次に、本発明の第６の実施形態について説明する。
　上述した第４，第５の実施形態に係る電流センサでは、増幅器６の出力又は第２の磁気センサ２の出力の何れか一方と閾値とを比較した結果に基づいて選択部４が制御されるが、本実施形態に係る電流センサでは、増幅器６の出力及び第２の磁気センサ２の出力の両方と閾値とをそれぞれ比較した結果に基づいて選択部４が制御される。
　図１０は、第６の実施形態に係る電流センサの構成の一例を示す図である。図１０に示す電流センサは、図７に示す電流センサにおける比較器３Ｃを比較器３Ｅに置き換えたものであり、他の構成は図７に示す電流センサと同じである。
　比較器３Ｅは、増幅器６の出力と閾値Ｖｒｅｆ１（第１の閾値）とを比較する第１の比較器３５と、第２の磁気センサ２の出力と閾値Ｖｒｅｆ２（第２の閾値）とを比較する第２の比較器３６と、第１の比較器３１の出力及び第２の比較器３２の出力が入力される論理ゲート３７とを有する。第１の比較器３５とその閾値Ｖｒｅｆ１は、既に説明した図７における比較器３Ｃとその閾値Ｖｒｅｆ１に相当する。また、第２の比較器３６とその閾値Ｖｒｅｆ２は、図９における比較器３Ｄとその閾値Ｖｒｅｆ２に相当する。論理ゲート３７は、論理和演算を行う回路であり、第１の比較器３５及び第２の比較器３６の何れか一方の出力がハイレベルの場合にハイレベルの信号Ｓ３を出力し、第１の比較器３５及び第１の比較器３６の出力が共にローレベルの場合はローレベルの信号Ｓ３を出力する。
　図１０に示す電流センサによれば、第１の比較器３５及び第２の比較器３６の何れか一方において被測定電流Ｉが最大値（第２の磁気センサ２において磁気飽和が生じない条件における被測定電流Ｉの最大値）を超えたとの比較結果が得られた場合、選択部４において増幅器６の出力が選択される。そのため、第１の比較器３５及び第２の比較器３６のそれぞれにおいて閾値とセンサ出力との比較精度にばらつきが存在する場合でも、磁気飽和による歪みが生じた第２の磁気センサ２の出力が選択部４において選択されることをより確実に防止できる。
　なお、図１０の例に示す電流センサでは、第１の比較器３５及び第２の比較器３６の出力に対して論理和演算が行われているが、本実施形態の他の例では、論理和演算の代わりに他の論理演算を行ってもよい。図１１はその一例を示す。図１１に示す電流センサは、第１の比較器３５及び第２の比較器３６の出力に対して論理積演算を行う論理ゲート３８を設けたものである。図１１に示す電流センサによれば、第１の比較器３５及び第２の比較器３６の両方で被測定電流Ｉが最大値（第２の磁気センサ２において磁気飽和が生じない条件における被測定電流Ｉの最大値）を超えたとの比較結果が得られた場合にのみ、選択部４において増幅器６の出力が選択される。すなわち、被測定電流Ｉが最大値を超えたことがより確実となった場合に増幅器６の出力が選択部４において選択される。そのため、図１０に示す電流センサに比べて、第２の磁気センサ２による高感度の測定レンジを広くすることができる。
　また、本実施形態の更に他の例では、第１の比較器３５及び第２の比較器３６の出力に対して論理演算を行う論理ゲートとして、否定論理和や否定論理積の論理演算を行う論理ゲートを設けてもよい。これにより、論理ゲートに含まれるトランジスタの数を少なくすることができる。
　本発明は上述した実施形態には限定されない。
　すなわち、当業者は、本発明の技術的範囲またはその均等の範囲内において、上述した実施形態の構成要素に関し、様々な変更、コンビネーション、サブコンビネーション、並びに代替を行ってもよい。
　例えば、上述した各実施形態において、第１の磁気センサ１や第２の磁気センサ２は増幅器を内蔵していてもよい。特に第２の磁気センサ２が増幅器を内蔵することによって、微小な電流に対する測定感度を高めることができる。
　本発明は、車載用の電流センサ等に適用可能である。
１…第１の磁気センサ、２…第２の磁気センサ、３…比較器、３１…第１の比較器、３２…第２の比較器、３３，３４…論理ゲート、３５…第１の比較器、３６…第２の比較器、３７，３８…論理ゲート、４…選択部、５…オフディレイタイマ、６…増幅器、７…一致判定回路、７１…第１の差動増幅器、７２…第２の差動増幅器、７３…第１の比較器、７４…第２の比較器、７５…論理ゲート、１１…第１のローパスフィルタ、１２…第２のローパスフィルタ、１３…ローパスフィルタ、９…電流路。
 

Claims (24)

  1. 　被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第１の磁気センサと、
    　前記被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第２の磁気センサと、
    　前記第１の磁気センサの出力が通過する第１のローパスフィルタと、
    　前記第２の磁気センサの出力が通過する第２のローパスフィルタと、
    　前記第１のローパスフィルタの出力及び前記第２のローパスフィルタの出力のうち、何れか一方の出力を通過させる選択部と、
    　前記第１の磁気センサの出力、又は、前記第２の磁気センサの出力と閾値とを比較する比較器と、
    　前記被測定電流のレベルが前記閾値に対応する閾電流を上回ったことを前記比較器が検出した直後から、前記被測定電流のレベルが前記閾電流を下回ったことを前記比較器が検出してから一定時間経過するまで、検出信号を出力するオフディレイタイマと、を有し、
    　前記第１の磁気センサは、磁場の測定が可能な前記被測定電流の最大値が前記第２の磁気センサよりも大きく、
    　前記第２の磁気センサは、前記被測定電流に応じて生じる磁場の測定感度が前記第１の磁気センサよりも高く、
    　前記選択部は、前記オフディレイタイマから前記検出信号が出力されている間、前記第１磁気センサの出力を通過させ、
    　前記選択部は、前記オフディレイタイマから前記検出信号が出力されていない間、前記第２磁気センサの出力を通過させる
    　ことを特徴とする電流センサ。
  2. 　前記オフディレイタイマの前記検出信号を前記電流センサの外側に出力する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の電流センサ。
  3. 　前記オフディレイタイマが集積回路からなる
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電流センサ。
  4. 　前記オフディレイタイマがパルスストレッチャ回路からなる
    　ことを特徴とする請求項１又は２に記載の電流センサ。
  5. 　前記比較器は、前記第１の磁気センサの出力と前記閾値とを比較する
    　ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の電流センサ。
  6. 　前記比較器は、前記第２の磁気センサの出力と前記閾値とを比較する
    　ことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載の電流センサ。
  7. 　前記比較器は、負帰還をかけない１つのオペアンプからなる
    　ことを特徴とする請求項５又は６に記載の電流センサ。
  8. 　前記閾値は、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値である
    　ことを特徴とする請求項５乃至７の何れかに記載の電流センサ。
  9. 　前記比較器は、
    　　前記第１の磁気センサの出力と第１の閾値とを比較する第１の比較器と、
    　　前記第２の磁気センサの出力と第２の閾値とを比較する第２の比較器と、
    　　前記第１の比較器の出力及び前記第２の比較器の出力が入力される論理ゲートと
    　を含み、
    　前記論理ゲートは、論理和ゲート又は論理積ゲートのどちらかである
    　ことを特徴とする請求項１乃至４の何れかに記載の電流センサ。
  10. 　前記第１の閾値と、前記第２の閾値とは、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値である
    　ことを特徴とする請求項９に記載の電流センサ。
  11. 　前記被測定電流が流れる電流路から前記第１の磁気センサ迄の距離より、前記電流路から前記第２の磁気センサ迄の距離が短い
    　ことを特徴とする請求項１乃至１０の何れか一項に記載の電流センサ。
  12. 　前記第１の磁気センサの感度より、前記第２の磁気センサの感度が高い
    　ことを特徴とする請求項１乃至１０の何れか一項に記載の電流センサ。
  13. 　被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第１の磁気センサと、
    　前記被測定電流に応じて生じる磁場を測定する第２の磁気センサと、
    　前記第１の磁気センサの後段に設けられる増幅器と、
    　前記増幅器の出力、又は、前記第２の磁気センサの出力と閾値とを比較する比較器と、
    　前記増幅器の出力及び前記第２の磁気センサの出力の内、何れか一方の出力を前記比較器の比較結果に応じて通過させる選択部と、
    　前記選択部の出力端に接続されたローパスフィルタと、を有し、
    　前記第１の磁気センサは、磁場の測定が可能な前記被測定電流の最大値が前記第２の磁気センサよりも大きく、
    　前記第２の磁気センサは、前記被測定電流に応じて生じる磁場の測定感度が前記第１の磁気センサよりも高く、
    　前記選択部は、
    　　前記被測定電流のレベルが前記閾値に対応する閾電流を上回ったことを前記比較器が検出した場合に前記増幅器の出力を通過させ、
    　　前記被測定電流のレベルが前記閾電流を下回ったことを前記比較器が検出した場合に前記第２の磁気センサの出力を通過させ、
    　前記増幅器は、前記第２の磁気センサの出力が歪まない正常状態において、前記増幅器の出力と前記第２の磁気センサの出力とが同一となるように設定された増幅率を有する
    　ことを特徴とする電流センサ。
  14. 　前記比較器は、前記増幅器の出力と前記閾値とを比較する
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の電流センサ。
  15. 　前記比較器は、前記第２の磁気センサの出力と前記閾値とを比較する
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の電流センサ。
  16. 　前記比較器は、負帰還をかけない１つのオペアンプからなる
    　ことを特徴とする請求項１４又は請求項１５に記載の電流センサ。
  17. 　前記閾値は、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値である
    　ことを特徴とする請求項１３乃至１６の何れか一項に記載の電流センサ。
  18. 　前記比較器は、
    　　前記第１の磁気センサの出力と第１の閾値とを比較する第１の比較器と、
    　　前記第２の磁気センサの出力と第２の閾値とを比較する第２の比較器と、
    　　前記第１の比較器の出力及び前記第２の比較器の出力とが入力される論理ゲートと
    　を含み、
    　前記論理ゲートは、論理和ゲート又は論理積ゲートのどちらかである
    　ことを特徴とする請求項１３に記載の電流センサ。
  19. 　前記第１の閾値と、前記第２の閾値とは、前記第２の磁気センサの出力が歪む磁場よりも小さい磁場を示す値である
    　ことを特徴とする請求項１８に記載の電流センサ。
  20. 　前記第２の磁気センサは、増幅器を内蔵している
    　ことを特徴とする請求項１３乃至１９の何れか一項に記載の電流センサ。
  21. 　前記増幅器の出力と前記第２の磁気センサの出力とのレベル差が所定のレベル差以下であるかを判定する一致判定回路を有し、
    　前記一致判定回路の出力を前記電流センサの外側に出力する
    　ことを特徴とする請求項１３乃至２０の何れか一項に記載の電流センサ。
  22. 　前記一致判定回路は、
    　　第１の差動増幅器と、
    　　第２の差動増幅器と、
    　　前記第１の差動増幅器の出力レベルと第１の閾値とを比較する第１の比較器と、
    　　前記第２の差動増幅器の出力レベルと第２の閾値とを比較する第２の比較器と、
    　　前記第１の比較器の出力と前記第２の比較器の出力とを論理演算する論理ゲートと
    　を有し、
    　前記論理ゲートは、否定論理和ゲート又は論理和ゲートであって、
    　前記第１の差動増幅器の反転入力端子に前記増幅器の出力端が接続され、
    　前記第１の差動増幅器の非反転入力端子に前記第２の磁気センサの出力端が接続され、
    　前記第２の差動増幅器の反転入力端子に前記第２の磁気センサの出力端が接続され、
    　前記第２の差動増幅器の非反転入力端子に前記増幅器の出力端が接続される
    　ことを特徴とする請求項２１に記載の電流センサ。
  23. 　前記被測定電流が流れる電流路から前記第１の磁気センサ迄の距離より、前記電流路から前記第２の磁気センサ迄の距離が短い
    　ことを特徴とする請求項１３乃至２２の何れか一項に記載の電流センサ。
  24. 　前記第１の磁気センサの感度より、前記第２の磁気センサの感度が高い
    　ことを特徴とする請求項１３乃至２２の何れか一項に記載の電流センサ。
     
PCT/JP2015/071664 2014-08-05 2015-07-30 電流センサ WO2016021480A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016540182A JP6218159B2 (ja) 2014-08-05 2015-07-30 電流センサ

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2014159847 2014-08-05
JP2014-159847 2014-08-05

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2016021480A1 true WO2016021480A1 (ja) 2016-02-11

Family

ID=55263748

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2015/071664 WO2016021480A1 (ja) 2014-08-05 2015-07-30 電流センサ

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP6218159B2 (ja)
WO (1) WO2016021480A1 (ja)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3346238A1 (en) 2017-01-10 2018-07-11 Melexis Technologies SA Sensor with multiple sensing elements
JP2018189415A (ja) * 2017-04-28 2018-11-29 音羽電機工業株式会社 クーロン量計測装置
WO2023138935A1 (de) * 2022-01-20 2023-07-27 Robert Bosch Gmbh Stromsensormodul für einen elektrischen energiespeicher
JP7434287B2 (ja) 2018-08-20 2024-02-20 アレグロ・マイクロシステムズ・エルエルシー 複数の感度範囲を有する電流センサ

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6339890B2 (ja) * 2014-08-05 2018-06-06 アルプス電気株式会社 電流センサ

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002350470A (ja) * 2001-05-23 2002-12-04 Yazaki Corp 電流センサ及び電流計測装置
JP2004132790A (ja) * 2002-10-09 2004-04-30 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電流センサ

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006266738A (ja) * 2005-03-22 2006-10-05 Denso Corp 感度切換型センサ回路及び感度切換型センサ回路を用いる電子回路装置
US8299824B2 (en) * 2010-02-16 2012-10-30 Infineon Technologies Ag System providing a switched output signal and a high resolution output signal

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002350470A (ja) * 2001-05-23 2002-12-04 Yazaki Corp 電流センサ及び電流計測装置
JP2004132790A (ja) * 2002-10-09 2004-04-30 Fuji Electric Holdings Co Ltd 電流センサ

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3346238A1 (en) 2017-01-10 2018-07-11 Melexis Technologies SA Sensor with multiple sensing elements
US10712143B2 (en) 2017-01-10 2020-07-14 Melexis Technologies Sa Sensor with multiple sensing elements
JP2018189415A (ja) * 2017-04-28 2018-11-29 音羽電機工業株式会社 クーロン量計測装置
JP7434287B2 (ja) 2018-08-20 2024-02-20 アレグロ・マイクロシステムズ・エルエルシー 複数の感度範囲を有する電流センサ
WO2023138935A1 (de) * 2022-01-20 2023-07-27 Robert Bosch Gmbh Stromsensormodul für einen elektrischen energiespeicher

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2016021480A1 (ja) 2017-04-27
JP6218159B2 (ja) 2017-10-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6190537B2 (ja) 電流センサ
JP6218159B2 (ja) 電流センサ
CN107462773B (zh) 负载检测器
EP2284554A1 (en) Magnetic sensor with bridge circuit including magnetoresistance effect elements
US9897635B2 (en) Sensor circuit
US20150022184A1 (en) Current sense circuit with offset calibration
KR20110117008A (ko) 차동 서미스터 회로
US9103695B2 (en) Detection circuit for detecting signals produced by bridge circuit sensor
JP6339890B2 (ja) 電流センサ
US11204233B2 (en) Vector length variance check for functional safety of angle sensors
JP6192251B2 (ja) 電流センサ
US9837997B2 (en) Comparison circuit and sensor device
EP2860541B1 (en) Magnetic sensor
JP6714860B2 (ja) 測定モジュール
Hain et al. Highly dynamic current measurements with inductive current sensors-a numerical recipe
JP2007529713A (ja) インダクタによる電流検出
JP2016080526A (ja) 絶縁性能診断装置および擬似キャパシタの容量値の設定方法
JP6860633B2 (ja) センサ及びセンサをチェックする方法
CN111064442B (zh) 用于测量宽范围的电流的放大器系统
JP2002050406A (ja) 電流検出装置と電流検出装置を備えるバッテリー装置
US9817034B2 (en) Measuring device
US11656252B2 (en) Method for measuring current and measurement apparatus
WO2013153892A1 (ja) 位置検出器
JP2017538937A (ja) インダクティブ方式の位置判定
JPWO2015145675A1 (ja) 電圧信号検出装置および電圧信号調整方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 15829679

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2016540182

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 15829679

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1