JP2002214024A - 重量測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高精度な重量測定装置を提供する。 【解決手段】 交流励磁回路２により交流バイアスされ
たロードセル３は、励磁信号Ｅの大きさ及び荷重Ｗxに
応じた交流荷重信号Ｗoを出力する。この交流荷重信号
Ｗoは、前置増幅回路４によって交流増幅された後、Ａ
／Ｄ変換器５に入力される。Ａ／Ｄ変換器５は、タイミ
ング回路６から供給されるタイミングパルスＴＰに従っ
て、入力信号Ｖiの各ピーク部分をディジタル化し、こ
のディジタル化したデータＶoをＣＰＵ９に入力する。
ＣＰＵ９は、上記入力信号Ｖiの所謂最大ピークに対応
するデータＶoと最小ピークに対応するデータＶoとの差
を求めることによって、上記前置増幅回路４自身が持つ
入力ノイズΔｅの影響を排除すると共に、当該入力信号
Ｖiのピーク・トゥー・ピーク値を捉えるのと等価な効
果を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、物体の重量を測定
する重量測定装置に関し、特に、例えば歪みゲージ式ロ
ードセル等のように外部からバイアスとしての励磁信号
を与えることによって当該励磁信号の大きさと測定対象
物の重量とに応じた荷重信号を出力する重量センサ、を
用いた重量測定装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】上記のような重量測定装置においては、
重量センサに掛かる荷重負荷の大きさの変化に対して、
上記荷重信号の変化量が極めて小さいため、所謂前置増
幅回路を設けて、この前置増幅回路により荷重信号を比
較的に大きなゲインで増幅するのが、一般的である。上
記前置増幅回路としては、性能の良さ及び手軽さ等か
ら、多くの場合、演算増幅器（operational amplifie
r）が用いられる。しかし、演算増幅器は、それ自身、
入力ノイズを有しているので、この入力ノイズ、特に低
周波数帯域の入力ノイズが、高精度な測定を阻害する一
つの大きな要因となっている。

【０００３】即ち、上記入力ノイズのうち、比較的に周
波数の高い成分については、例えば上記荷重信号の品質
を損なわない程度のローパス・フィルタを通過させるこ
とにより、比較的に容易に除去できる。しかし、重量セ
ンサの応答特性と重なるような低周波数帯域の入力ノイ
ズを、上記のようなローパス・フィルタにより除去する
ことは不可能である。特に、この入力ノイズには、所謂
温度ドリフト等も含まれるが、このドリフトによる信号
の変化は、極めて遅くしかも環境条件に左右されるた
め、かかる低周波数かつ不規則なノイズを除去するの
は、非常に厄介である。

【０００４】従来、このようなノイズを除去する技術と
して、例えば特許第３００２０７８号公報に開示された
ものがある。これは、上記重量センサに対応する歪みゲ
ージブリッジ回路に、そのバイアスとして交流電圧を与
え、このブリッジ回路の出力信号を、交流増幅器を介し
て、互いに独立した２つのサンプルホールド回路に供給
する。そして、これら各サンプルホールド回路により、
上記交流増幅器の出力信号を、上記交流電圧の極性に一
致するように各半サイクルごとに交互にサンプルホール
ドし、この２つの出力の差を、積分機能を有する差動増
幅器で増幅することによって、上記ノイズをキャンセル
すると共に、上記ブリッジ回路の機械的歪み量に応じた
直流の信号を復調する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかし、ディジタル技
術が発達しかつ一般化している近年においては、上記復
調して得た直流信号を、アナログ信号のままの状態で処
理することは、極めて稀であり、殆どの場合は、当該ア
ナログ信号をディジタル化して、各種ディジタル処理を
施すことにより、最終的な測定結果等を導き出してい
る。従って、上記従来技術の場合、別途Ａ／Ｄ変換器を
設け、このＡ／Ｄ変換器により上記復調信号をディジタ
ル化してから、例えばＣＰＵ（中央演算処理装置）やＤ
ＳＰ（ディジタル信号処理装置）等により上記ディジタ
ル処理を行うことになる。

【０００６】かかるディジタル処理を前提とする場合、
言うまでもなく、アナログ処理を掌る部分については、
その構成を極力簡素化するのが望ましい。そこで、本発
明は、上記従来技術よりも極めて簡単な構成で、上記前
置増幅回路自身の入力ノイズ等誤差信号の影響を回避で
きる重量測定装置、を提供することを目的とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の重量測定装置は、周波数が一定の交流励
磁信号を出力する励磁手段と、上記励磁信号が供給さ
れ、この励磁信号の大きさと測定対象物の重量とに応じ
た大きさの交流荷重信号を出力する重量センサと、上記
交流荷重信号に所定の処理を施す処理手段と、この処理
手段によって処理した後の前処理済荷重信号をディジタ
ル化するＡ／Ｄ変換手段と、或る第１の時点における上
記前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタ
ル化して得た第１のデータと、当該第１の時点から上記
励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数であ
る。）］倍に相当する時間だけ離れた第２の時点におけ
る上記前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディ
ジタル化して得た第２のデータと、の差を求め、この差
を基に上記測定対象物の重量を表す荷重データを導出す
る演算手段と、を具備するものである。

【０００８】なお、ここで言う上記重量センサとして
は、例えば上述した歪みゲージブリッジ回路等に代表さ
れる歪みゲージ式ロードセルがある。また、上記処理手
段としては、例えば上記交流荷重信号を比較的に大きな
ゲインで増幅する前置増幅回路等がある。

【０００９】本発明によれば、重量センサは、交流の励
磁信号が供給されることにより、所謂交流バイアスされ
ており、当該励磁信号の大きさ、例えば電圧と、風袋等
に載置された測定対象物の重量と、に応じた交流荷重信
号を出力する。この交流荷重信号は、処理手段によって
例えば増幅処理等の前処理が成された後、Ａ／Ｄ変換手
段に入力される。Ａ／Ｄ変換手段は、この前処理済荷重
信号をディジタル化し、このディジタル化して得たデー
タを演算手段に入力する。

【００１０】演算手段は、上記Ａ／Ｄ変換手段から入力
されるデータのうち、或る第１の時点における上記前処
理済荷重信号をディジタル化して得た第１のデータと、
或る第２の時点における上記前処理済荷重信号をディジ
タル化して得た第２のデータと、を捉える。ここで、上
記第１の時点と第２の時点とは、互いに上記励磁信号の
周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時間だけ離れ
ている。このような第１及び第２の各時点においては、
上記励磁信号は、それぞれ略同じ大きさでかつ逆極性の
値を示す。従って、かかる第１及び第２の各時点におけ
る上記前処理済荷重信号は、それぞれ測定対象物の重量
に応じた大きさでかつ逆極性の値を示す。そして、これ
らの値をそれぞれディジタル化して得た上記第１及び第
２の各データは、それぞれ測定対象物の重量を表しかつ
互いに逆符号のデータである。

【００１１】上記のように、第１及び第２の各データ
は、互いに逆符号のデータではあるものの、それぞれが
単独で測定対象物の重量を表しているので、演算手段
は、これらのデータを捉えることにより、測定対象物の
重量を認識する。しかし、演算手段は、これら第１及び
第２の各データを捉えるだけでなく、これら互いに逆符
号のデータの差を求めることによって、測定対象物の重
量を言わば２倍の感度で認識する。そして、演算手段
は、上記第１及び第２の各データの差を基に、測定対象
物の重量を例えば数値等で表すための荷重データを導出
する。この荷重データは、例えば紙等に記録したり、或
るいは半導体メモリや磁気ディスク等の各種電気式記録
媒体に記録したり、更にはモニタ画面に表示する等、視
覚情報として出力したり、スピーカから音声で出力する
等、聴覚情報として出力することができる。

【００１２】ところで、本発明においても、上記処理手
段により交流荷重信号を増幅処理等する際に、上述した
温度ドリフト等の処理手段自身が持つ入力ノイズ等誤差
信号の影響によって、当該処理後の前処理済荷重信号が
変化することがある。しかし、この前処理済荷重信号を
上記Ａ／Ｄ変換手段によりディジタル化したとき、第１
及び第２のデータは位相差が［｛１／２｝＋ｍ］周期分
あるので、第１及び第２のデータのうち交流荷重信号相
当分は、絶対値が等しく極性が反対の信号になるが、前
処理手段の入力点で発生する入力ノイズ等誤差信号相当
分は極性が反転しない。しかも、交流荷重信号の周期に
比べて入力ノイズ等誤差信号が変化する周期が充分長け
れば、交流荷重信号をＡ／Ｄ変換した第１及び第２の時
点での誤差信号の大きさがほぼ等しいとみなせるので、
当該誤差信号は第１及び第２のデータに同極性でほぼ等
しい値で含まれる。これら第１及び第２の各データは、
上記演算手段により所謂減算処理されるので、この減算
処理の際に、ほぼ等しい値である上記誤差信号はキャン
セルされる。これにより、上記入力ノイズ等誤差信号の
影響を排除した、純粋な荷重データを得ることができ
る。

【００１３】なお、上記第１及び第２の各時点間の時間
間隔が短いほど（即ち、励磁信号の周期が短いほど、及
び整数ｍの絶対値が小さいほど）、または入力ノイズ等
誤差信号の周期が長いほど、上記第１及び第２の各デー
タにそれぞれ含まれる上記入力ノイズの値は、近似す
る。従って、これら第１及び第２の各時点間の時間間隔
を極力短くした方が、または第１及び第２の各時点の時
間間隔に対して入力ノイズ等誤差信号の周期が長いほ
ど、上記入力ノイズ等誤差信号の影響を有効に排除で
き、より高精度な重量測定を実現できる。また、上記荷
重データを時系列で複数導出し、これら複数の荷重デー
タを例えば移動平均処理等のディジタル処理をすれば、
より一層高精度化できる。

【００１４】本発明は、重量センサを、所謂直流バイア
スする方式の重量測定装置にも、供する。この場合、上
記重量センサに励磁信号を供給するための励磁手段とし
て、例えば電圧値が略一定の直流の励磁信号を出力する
ものを、用いる。これにより、重量センサは、当該励磁
信号の大きさと測定対象物の重量とに応じた大きさの直
流荷重信号を出力するようになる。そして、この直流荷
重信号を一定の周期で断続（チョッピング）することに
より、当該直流荷重信号を、概略矩形でかつ一方の極性
のみに振幅を持つ片極性パルス荷重信号に変換するチョ
ッパ手段を設ける。そして、このチョッパ手段による変
換前の段階または変換後の段階において、処理手段によ
り上記直流荷重信号または片極性パルス荷重信号を例え
ば増幅する等の所定の処理を施し、この処理手段及び上
記チョッパ手段による処理後の前処理済荷重信号を、Ａ
／Ｄ変換手段によりディジタル化する。演算手段につい
ては、上記と同様に、第１の時点における前処理済荷重
信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第
１のデータと、第２の時点における前処理済荷重信号を
Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第２のデ
ータと、の差を求め、この差を基に荷重データを導出す
るよう構成する。なお、ここで言う上記第１及び第２の
各時点は、互いに上記チョッパ手段による直流荷重信号
の断続周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数であ
る。）］倍に相当する時間だけ離れた時点、とする。

【００１５】この構成によれば、上記チョッパ手段が所
謂出力ＯＮの状態にあるときは、上記前処理済荷重信号
は、上記処理手段自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影
響を含む測定対象物の重量に応じた大きさとなる。そし
て、チョッパ手段が所謂出力ＯＦＦの状態にあるときに
は、上記前処理済荷重信号は、基本的に大きさ零（０）
となり、厳密には測定対象物の重量を含まない上記入力
ノイズ等誤差信号の影響のみに応じた大きさとなる。演
算手段は、これらチョッパ手段が出力ＯＮの状態にある
ときと出力ＯＦＦの状態にあるときとに、それぞれ上記
第１及び第２の各時点を設け、これら各時点における前
処理済荷重信号をそれぞれディジタル化して得た第１及
び第２のデータの差を求める。これにより、上記入力ノ
イズ等誤差信号の影響が排除される。ただし、これら第
１及び第２の各データの一方は、基本的に零を表し測定
対象物の重量に係る情報を含まないので、これら各デー
タの差を求めても、上記重量センサを交流バイアスする
場合とは異なり、測定対象物の重量を２倍の感度で認識
することはできない。

【００１６】そこで、重量センサを直流バイアスする場
合でも、重量センサを交流バイアスする場合と同様に、
測定対象物の重量を２倍の感度で認識できるようにする
には、次のように構成すればよい。

【００１７】即ち、上記チョッパ手段に代えて、重量セ
ンサから出力される直流荷重信号の極性を一定の周期で
交互に反転させる極性反転手段を設ける。これにより、
上記直流荷重信号を、その極性が正極と負極とに交互に
反転する概略矩形の両極性パルス荷重信号に、変換す
る。そして、この極性反転手段による変換前の段階また
は変換後の段階において、処理手段により上記直流荷重
信号または極性パルス荷重信号を処理し、この処理手段
及び上記極性反転手段による処理後の前処理済荷重信号
を、Ａ／Ｄ変換手段によりディジタル化する。これ以降
は、上記と同様に、演算手段により、第１の時点におけ
る前処理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタ
ル化して得た第１のデータと、第２の時点における前処
理済荷重信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタル化し
て得た第２のデータと、の差を求め、この差を基に荷重
データを導出するよう構成する。なお、ここで言う上記
第１及び第２の各時点は、互いに上記極性反転手段によ
る極性の反転周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数で
ある。）］倍に相当する時間だけ離れた時点、とする。

【００１８】この構成によれば、上記重量センサを交流
バイアスする場合と同様に、第１及び第２の各時点にお
ける前処理済荷重信号は、それぞれ上記処理手段自身の
入力ノイズ等誤差信号の影響を含む測定対象物の重量に
応じた大きさで、入力ノイズ等誤差信号は同極性、前処
理ずみ荷重信号は逆極性の値を示す。従って、これらの
値をそれぞれディジタル化して得た第１及び第２の各デ
ータの差を、演算手段により求めることによって、上記
入力ノイズ等誤差信号の影響を排除すると共に、測定対
象物の重量を略２倍の感度で測定することができる。

【００１９】本発明においては、上記Ａ／Ｄ変換手段の
動作負担を軽減するために、このＡ／Ｄ変換手段による
上記前処理済荷重信号のサンプリング周期を、上記第１
及び第２の各時点間の時間間隔に相当する周期としても
よい。

【００２０】即ち、上記Ａ／Ｄ変換手段よってディジタ
ル化して得たデータは、演算手段に入力されるが、この
演算手段が上記荷重データを導出するために必要として
いるるデータは、第１及び第２の各時点における前処理
済荷重信号をそれぞれディジタル化して得た第１及び第
２のデータのみである。従って、Ａ／Ｄ変換手段は、少
なくとも上記第１及び第２の各時点における前処理済荷
重信号をそれぞれディジタル化すれば十分であり、これ
ら第１及び第２の各時点間の途中で前処理済荷重信号を
ディジタル化する必要はない。よって、本発明を実現す
るには、Ａ／Ｄ変換手段による前処理済荷重信号のサン
プリング周期を、上記のように第１及び第２の各時点間
の時間間隔に相当する周期とすれば十分ある。そして、
このようにＡ／Ｄ変換手段のサンプリング周期を設定す
ることによって、当該Ａ／Ｄ変換手段の動作負担を最小
限に抑制できる。

【００２１】また、本発明において、上記重量センサを
交流バイアスする場合には、上記励磁信号を正弦（si
n）波信号とするのが、望ましい。この場合、演算手段
は、上記励磁信号の或る１周期中において、上記前処理
済荷重信号の大きさが略最大または略最小になる時点
を、上記第１の時点とするよう、構成する。この構成に
よれば、装置の測定感度を略最大限に向上できる。

【００２２】即ち、今、上記励磁信号の或る１周期中に
おいて、例えば前処理済荷重信号の大きさが略最大にな
る時点を、第１の時点とするとする。この場合、第２の
時点は、当該励磁信号の或る１周期中または他の周期中
において、前処理済荷重信号の大きさが略最小になる時
点、となる。このような第１及び第２の各時点における
前処理済荷重信号をそれぞれディジタル化して得た第１
及び第２の各データの差は、言わば当該前処理済荷重信
号のピーク・トゥー・ピーク値に対応する。従って、か
かるピーク・トゥー・ピーク値を基に、測定対象物の重
量を求めれば、最も高い測定感度を得ることができる。

【００２３】なお、上記とは逆に、励磁信号の或る１周
期中において、前処理済荷重信号の大きさが略最小にな
る時点を、第１の時点とした場合、当該励磁信号の或る
１周期中または他の周期中において、前処理済荷重信号
の大きさが略最大になる時点が、第２の時点となる。従
って、この場合も、上記と同様に、前処理済荷重信号の
ピーク・トゥー・ピーク値を得ることができ、最も高い
感度で重量測定を実現できる。

【００２４】本発明において、重量センサを直流バイア
スする場合であって、上記チョッパ手段を用いる場合に
は、このチョッパ手段による直流荷重信号の断続周期の
或る１周期中において、上記前処理済荷重信号の大きさ
が急変する所謂立ち上がり及び立ち下がり時点以外の所
定の時点を、第１の時点とするよう、演算手段を構成す
るのが、望ましい。

【００２５】即ち、チョッパ手段により直流荷重信号を
チョッピングすると、このチョッピングにより生成され
る片極性パルス荷重信号は、その立ち上がり及び立ち下
がりにおいて、過渡的な乱れを生じる。この信号の乱れ
は、上記前処理済荷重信号にも現れる。また、上記信号
の急激な立ち上がり及び立ち下がりによって、接地（Ｇ
ＮＤ）電位等の基準電位に、高周波ノイズが乗る。従っ
て、かかる信号の乱れや高周波ノイズの影響を回避する
ために、上記のように、第１の時点は、前処理済荷重信
号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設けるの
が、望ましい。なお、このように第１の時点を決定すれ
ば、第２の時点も、必然的に、前処理済荷重信号の立ち
上がり及び立ち下がり以外の時点に設けられるようにな
る。

【００２６】上記チョッパ手段に代えて、上述した極性
反転手段を用いる場合には、この極性反転手段による極
性の反転周期の或る１周期中において、上記前処理済荷
重信号の立ち上がり及び立ち下がり時点以外の時点を、
第１の時点とするよう、演算手段を構成する。

【００２７】即ち、極性反転手段により直流荷重信号の
極性を反転した場合にも、この極性を反転させることに
より生成される両極性パルス荷重信号の立ち上がり及び
立ち下がりに、過渡的な乱れが生じる。そして、この信
号の乱れは、前処理済荷重信号にも現れる。また、上記
と同様、接地電位等の基準電位に、高周波ノイズが載
る。よって、この場合にも、上記信号の乱れや高周波ノ
イズの影響を回避するために、第１の時点は、前処理済
荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設け
るのが、望ましい。そして、このように第１の時点を決
定することにより、第２の時点も、必然的に、前処理済
荷重信号の立ち上がり及び立ち下がり以外の時点に設け
られる。

【００２８】更に、上記重量センサを交流バイアスする
場合において、上記第１及び第２の各時点を定める際、
例えば励磁信号の位相に同期して、これらの時点を定め
るよう、演算手段を構成するのが、望ましい。このよう
にすれば、例え何らかの原因により励磁信号の位相がシ
フトし、これによって前処理済荷重信号の位相がシフト
したとしても、この位相のシフトに応じて、上記第１及
び第２の各時点もシフトする。このように、Ａ／Ｄ変換
手段によるディジタル化の対象となる前処理済荷重信号
の位相と、この前処理済荷重信号を実際にディジタル化
するタイミングとが、上記励磁信号の位相を基準として
連携してシフトするので、当該ディジタル化のタイミン
グを一定とすることができる。これにより、装置の測定
感度が一定となり、常に安定した測定精度が得られる。
なお、上記ディジタル化の対象となる前処理済荷重信号
自身の位相に同期して、当該ディジタル化のタイミング
である上記第１及び第２の各時点を定めれば、最も安定
した測定感度を得ることができる。これ以外にも、例え
ば上記交流荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の
各時点を定めてもよい。

【００２９】一方、上記重量センサを直流バイアスする
場合であって、上記チョッパ手段を用いる場合には、例
えば、当該チョッパ手段による直流荷重信号の断続動作
に同期して、上記第１及び第２の各時点を定めるよう、
演算手段を構成する。なお、この場合も、前処理済荷重
信号の位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めれ
ば、最も安定した測定感度を得ることができる。これ以
外にも、例えば上記片極性パルス荷重信号の位相に同期
して、第１及び第２の各時点を定めてもよい。

【００３０】上記チョッパ手段に代えて、上記極性反転
手段を用いる場合には、例えば、当該極性反転手段によ
る上記極性の反転動作に同期して、第１及び第２の各時
点を定めるよう、演算手段を構成する。この場合も、前
処理済荷重信号の位相に同期して、第１及び第２の各時
点を定めれば、最も安定した測定感度を得ることができ
る。これ以外にも、例えば上記両極性パルス荷重信号の
位相に同期して、第１及び第２の各時点を定めてもよ
い。

【００３１】また、上記第１及び第２の各時点を定める
際、これら各時点間の時間間隔、換言すればＡ／Ｄ変換
手段による前処理済荷重信号のサンプリング周期は、重
量センサの固有振動数の逆数の１／２以下の値に相当す
る時間間隔とする（換言すれば、Ａ／Ｄ変換手段による
前処理済荷重信号のサンプリング周波数を、重量センサ
の固有振動数の１／２以上とする）よう、演算手段を構
成するのが、望ましい。このようにすれば、重量センサ
の応答特性に応じた上記前処理済荷重信号をディジタル
化する際に、所謂サンプリング定理を満足する。従っ
て、重量センサの機械的な応答を忠実に捉えることがで
き、正確な重量測定を実現できる。

【００３２】上記Ａ／Ｄ変換手段は、第１の変換手段及
び第２の変換手段という、それぞれ個別の２つの変換手
段により構成してもよい。この場合、第１の変換手段に
より、第１の時点における前処理済荷重信号をディジタ
ル化することによって、第１のデータを得る。そして、
第２の変換手段により、第２の時点における前処理済荷
重信号をディジタル化することによって、第２のデータ
を得る。演算手段については、これら各変換手段からそ
れぞれ上記第１及び第２の各データを取り込み、これら
のデータの差を基に荷重データを導出するよう、構成す
る。

【００３３】このように、第１のデータを得るためのＡ
／Ｄ変換手段と、第２のデータを得るためのＡ／Ｄ変換
手段とを、それぞれ別個に設けることによって、これら
各変換手段の動作負担を軽減することができ、換言すれ
ば、より高速な応答性を実現できる。更に、言い換えれ
ば、上記２つの変換手段として、例えば比較的に応答性
の低いＡ／Ｄ変換器を用いても、本発明を実現するの
に、十分に対応できる。

【００３４】更に、上記のように２つの変換手段を設け
る場合には、上記第１の時点における前処理済荷重信号
をサンプルホールドするための第１のサンプルホールド
手段と、上記第２の時点における前処理済荷重信号をサ
ンプルホールドするための第２のサンプルホールド手段
とを、設けてもよい。そして、上記第１のサンプルホー
ルド手段によりサンプルホールドした信号を、上記第１
の変換手段によりディジタル化することによって、第１
のデータを得る。一方、上記第２のサンプルホールド手
段によりサンプルホールドした信号を、上記第２の変換
手段によりディジタル化することによって、第２のデー
タを得るように、構成する。

【００３５】このように構成すれば、上記第１及び第２
の各変換手段として、例えば一般に知られているデルタ
−シグマ形のＡ／Ｄ変換器のように極めて変換速度の遅
いＡ／Ｄ変換器を用いたとしても、本発明を実現するの
に、十分に対応できる。このデルタ−シグマ形のＡ／Ｄ
変換器は、上記のように変換速度は遅いものの、例えば
逐次比較形Ａ／Ｄ変換器等のような他のＡ／Ｄ変換器に
比べて、非常に低価格である、また、高分解能なものも
多い。従って、かかるデルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器
を採用すれば、高精度な測定装置を低コストで提供する
のに、極めて有効である。

【００３６】なお、一般に知られているＡ／Ｄ変換器
は、その多くが基準端子を有しており、この基準端子に
入力される信号の大きさ、例えば電圧、を基準として、
変換の対象となるアナログ信号をディジタル化する。そ
こで、本発明において、例えば重量センサを交流バイア
スする場合であって、Ａ／Ｄ変換手段として、上記基準
端子を有するＡ／Ｄ変換器を用いる場合には、励磁信号
を基に、この励磁信号の実効値（または最大振幅）に応
じた大きさの直流基準信号を生成する直流基準信号生成
手段を、設ける。そして、この直流基準信号を、上記Ａ
／Ｄ変換手段の基準端子に、入力する。

【００３７】この構成によれば、例え何らかの原因によ
り励磁信号の大きさ（実効値）が変化し、これに伴っ
て、前処理済荷重信号の大きさ、厳密には第１及び第２
の各時点における前処理済荷重信号の大きさ、が変化し
たとしても、この変化に応じて、上記直流基準信号の大
きさも、同じ比率で変化する。このように、Ａ／Ｄ変換
手段によるディジタル化の対象となる前処理済荷重信号
の大きさと、当該ディジタル化の際に基準となる直流基
準信号の大きさとが、連携して変化するので、常に正確
なＡ／Ｄ変換値を得ることができる。これにより、安定
した測定精度を確保できる。

【００３８】なお、重量センサを直流バイアスする場合
には、励磁信号を直接または増幅処理や濾波処理等の或
る一定の処理を施してから、上記Ａ／Ｄ変換手段の基準
端子に入力すればよい。

【００３９】また、特に重量センサを交流バイアスする
場合であって、上記励磁信号の大きさが変化する場合の
対処法として、次のような策を講じることもできる。即
ち、上記励磁信号が入力され、この励磁信号の大きさに
応じた大きさの交流基準信号を生成する交流基準信号生
成手段と、上記交流基準信号と上記前処理済荷重信号と
を上記Ａ／Ｄ変換手段によって選択的にディジタル化す
る状態に、当該Ａ／Ｄ変換手段によるディジタル化の対
象となる信号を選択する信号選択手段と、を具備する。
そして、上記信号選択手段により上記交流基準信号が選
択されているとき、演算手段により、或る第３の時点に
おける交流基準信号をＡ／Ｄ変換手段によってディジタ
ル化して得た第３のデータと、当該第３の時点から上記
励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時
間だけ離れた第４の時点における上記交流基準信号を上
記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第４の
データと、の差を求め、この差を基に上記励磁信号の大
きさを表す励磁基準データを導出する。そして、上記信
号選択手段により上記前処理済荷重信号が選択されてい
るとき、上述した手順と同様に第１及び第２の各データ
の差を求め、この差を上記励磁基準データで除すること
により、上記荷重データを導出するよう、演算手段を構
成する。

【００４０】この構成によれば、上記前処理済荷重信号
から第１及び第２の各データを得るのと全く同様に、上
記励磁信号の大きさに応じた大きさの交流基準信号から
第３及び第４の各データを得る。そして、これら第３及
び第４の各データの差を求めることにより、上記交流基
準信号に含まれる各種ノイズ、例えば交流荷重信号生成
手段が演算増幅器を有するものである場合にはこの演算
増幅器自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影響を排除す
ると共に、上記励磁信号の大きさを略２倍の感度で捉え
たのと略等価な励磁基準データを、導出する。一方、上
記第１及び第２の各データの差は、上述したように測定
対象物の重量を略２倍の感度で捉えたのと等価な値を示
すが、この値は、上記励磁信号の大きさにも依存する。
そこで、この第１及び第２の各データの差を、上記励磁
基準データで、除算することにより、上記第１及び第２
の各データの差から、励磁信号の変化分を含む当該励磁
信号の大きさを取り除く。これにより、純粋に測定対象
物の重量のみを表す荷重データを、導出できる。

【００４１】更に、上記信号選択手段に代えて、上記Ａ
／Ｄ変換手段とは別個の第３の変換手段を設け、この第
３の変換手段により上記交流基準信号をディジタル化し
てもよい。この場合、演算手段については、上記第３の
時点における交流基準信号を上記第３の変換手段によっ
てディジタル化して得た第３のデータと、上記第４の時
点における交流基準信号を上記第３の変換手段によって
ディジタル化して得た第４のデータと、の差を求め、こ
の差を基に上記励磁基準データを導出する。そして、こ
の励磁基準データで、上記Ａ／Ｄ変換手段から得られる
第１及び第２の各データの差を、除することによって、
上記荷重データを導出するよう、構成する。なお、第３
の時点は、第１若しくは第２の時点と同一に、あるいは
第１及び第２の時点と異なる時点に選択できる。

【００４２】即ち、前処理済荷重信号をディジタル化す
るためのＡ／Ｄ変換手段とは別個に、交流基準信号をデ
ィジタル化するためのＡ／Ｄ変換手段（第３の変換手
段）を設ける。このようにすれば、上記前処理済荷重信
号と交流基準信号とを１つのＡ／Ｄ変換手段により選択
的にディジタル化するという上記信号選択手段を用いる
場合とは異なり、測定対象物の重量を所謂リアルタイム
で測定できる。

【００４３】また、演算手段は、上記のように、第１及
び第２の各データの差を、第３及び第４の各データの差
（励磁基準データ）で除することにより、荷重データを
導出する。従って、これら第１及び第２の各データの取
得タイミングである第１及び第２の各時点と、第３及び
第４の各データの取得タイミングである第３及び第４の
各時点とを、それぞれ一致させれば、より正確な重量測
定を実現できる。上記の構成によれば、第１及び第２の
各データを取得するためのＡ／Ｄ変換手段と、第３及び
第４の各データを取得するための第３の変換手段とを、
それぞれ別個に設けているので、上記第１及び第２の各
時点と、第３及び第４の各時点とを、それぞれ一致させ
ることができる。よって、より正確な重量測定を実現で
きる。

【００４４】なお、上記励磁信号が、例えば正弦波信号
である場合には、当該励磁信号の或る１周期中におい
て、上記交流基準信号の大きさが略最大または略最小に
なる時点を、上記第３の時点とするよう、演算手段を構
成する。

【００４５】即ち、今、上記励磁信号の或る１周期中に
おいて、例えば交流基準信号の大きさが略最大になる時
点を、第３の時点とするとする。この場合、第４の時点
は、当該励磁信号の或る１周期中または他の周期中にお
いて、交流荷重信号の大きさが略最小になる時点、とな
る。このような第３及び第４の各時点における交流基準
信号をそれぞれディジタル化して得た第３及び第４の各
データの差は、言わば当該交流基準信号のピーク・トゥ
ー・ピーク値に対応する。従って、かかるピーク・トゥ
ー・ピーク値を基に、交流基準信号の大きさを求めれ
ば、最も高い感度で当該交流基準信号の大きさを捉える
ことができる。

【００４６】なお、上記とは逆に、励磁信号の或る１周
期中において、交流基準信号の大きさが略最小になる時
点を、第１の時点とした場合、当該励磁信号の或る１周
期中または他の周期中において、交流基準信号の大きさ
が略最大になる時点が、第２の時点となる。従って、こ
の場合も、上記と同様に、交流基準信号のピーク・トゥ
ー・ピーク値を得ることができ、最も高い感度で当該交
流基準信号の大きさを捉えることができる。

【００４７】

【発明の実施の形態】本発明に係る重量測定装置の第１
の実施形態について、図１から図５を参照して説明す
る。なお、本第１の実施形態は、本発明のうち、主に請
求項１に記載の発明を具体化したものである。

【００４８】図１に、本第１の実施形態の概略構成を示
す。同図に示すように、この装置は、パルス発生器１を
有している。このパルス発生器１は、例えば図示しない
水晶発振器やカウンタ回路等で構成されており、例えば
図２（ａ）に示すように、数十ｋＨｚ乃至数百ｋＨｚの
概略矩形の正極性クロックパルスＣＰを発生する。そし
て、このパルス発生器１は、上記クロックパルスＣＰ
を、交流励磁回路２に入力する。

【００４９】交流励磁回路２は、例えば図示しない分周
回路、ローパス・フィルタ回路、バイアス調整回路及び
増幅器等を、内蔵している。そして、この交流励磁回路
２は、パルス発生器１から入力されるクロックパルスＣ
Ｐを、上記分周回路で分周することにより、例えば図２
（ｂ）に示すような周期Ｔoの矩形波基本パルスＯＰを
生成し、この基本パルスＯＰを、上記ローパス・フィル
タ回路で濾波処理することにより、正弦波の信号に変形
する。更に、この正弦波信号に対して、上記バイアス調
整回路により負極のバイアス電圧を掛けることによっ
て、この正弦波信号の中心電圧を接地電位（＝０
［Ｖ］）にシフトさせて、交流の正弦波信号を生成す
る。そして、この交流正弦波信号を、上記増幅器で増幅
することによって、最終的に、図２（ｃ）に示すような
励磁信号Ｅ（＝Ａsinωｔ：ここで、Ａは、最大振幅、
ωは、角周波数、ｔは、時刻である。）を、生成する。
なお、この励磁信号Ｅの周期（周波数ｆo）は、基本パ
ルスＯＰの周期Ｔo（周波数）と同じである。そして、
この励磁信号Ｅの位相は、基本パルスＯＰの位相より
も、上記ローパス・フィルタ回路等の時定数に応じた時
間φ_１だけ、遅れる。なお、ここで説明した励磁信号Ｅ
の生成方法は、飽くまで一例であって、これ以外の方法
によっても、当該励磁信号Ｅを生成できる。この交流励
磁回路２が、特許請求の範囲に記載の励磁手段に対応す
る。

【００５０】交流励磁回路２は、上記励磁信号Ｅを、本
装置における重量センサとしての歪みゲージ式ロードセ
ル３のブリッジ入力端子３ａ、３ａに入力する。これに
より、ロードセル３は、所謂交流バイアスされる。ここ
で、例えば図示しない風袋に図示しない測定対象物が載
置され、これによって、ロードセル３に荷重Ｗxが付加
されたとする。すると、ロードセル３は、次の数１で表
される交流荷重信号Ｗoを、ブリッジ出力端子３ｂ、３
ｂから出力する。

【００５１】

【数１】Ｗo＝ｋ・Ｗx・Ｅ＝ｋ・Ｗx・Ａsinωｔ ここで、ｋは、ロードセル３の荷重変換係数である。

【００５２】そして、この交流荷重信号Ｗoは、前置増
幅回路４に入力される。前置増幅回路４は、例えば演算
増幅器構成のもので、上記交流荷重信号Ｗoを交流増幅
し、この増幅後の信号Ｖaを、Ａ／Ｄ変換器５のアナロ
グ入力端子（ＩＮ）に入力する。なお、前置増幅回路４
は、それ自身、上述した入力ノイズを有している。従っ
て、この入力ノイズを符号Δｅで表すと、前置増幅回路
４の出力信号Ｖa、換言すればＡ／Ｄ変換器５への入力
信号Ｖiは、次の数２のようになる。

【００５３】

【数２】Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗo＋Δｅ）＝Ｇw（ｋ・Ｗx・
Ａsinωｔ＋Δｅ） ここで、Ｇwは、前置増幅回路４の増幅率である。

【００５４】上記荷重Ｗxと励磁信号ＥとＡ／Ｄ変換器
５の入力信号Ｖiとの関係を、図で表すと、例えば図３
（ａ）乃至同図（ｃ）のようになる。これらの図に誇張
して示すように、或る荷重Ｗxがロードセル３に付加さ
れると、Ａ／Ｄ変換器５には、上記荷重Ｗxにより励磁
信号Ｅを言わば振幅変調したような信号Ｖiが、入力さ
れる。

【００５５】Ａ／Ｄ変換器５は、これに入力される上記
信号Ｖiを、ディジタル化する。具体的には、Ａ／Ｄ変
換器５は、クロック入力端子（ＣＬＫ）と基準電圧端子
（ＲＥＦ）とを、有している。そして、Ａ／Ｄ変換器５
は、クロック入力端子に入力されるタイミングパルスＴ
Ｐのタイミング、例えば立ち上がり（または立ち下が
り）に応じて、上記入力信号Ｖiをサンプリングすると
共に、上記基準電圧端子に供給される基準信号Ｖrの電
圧値を例えば最大基準電圧として、当該サンプリングし
て得た入力信号Ｖiを、所定ビット数のディジタルデー
タＶoに変換して出力する。

【００５６】上記タイミングパルスＴＰは、タイミング
回路６から与えられる。即ち、タイミング回路６は、パ
ルス発生器１からクロックパルスＣＰを取り込むと共
に、交流励磁回路２から基本パルスＯＰを取り込む。そ
して、これらのパルスＣＰ、ＯＰを基に、タイミング回
路６は、図３（ｄ）に示すように、励磁信号Ｅの周期Ｔ
oの１／２に相当する時間Ｔs（＝Ｔo／２）間隔で、か
つ、励磁信号Ｅの各１周期Ｔo中において上記入力信号
Ｖiが最大または最小となる時点（上記数２において、s
inωｔが「＋１」または「−１」となる時点）で、Ａ／
Ｄ変換器５により入力信号Ｖiをサンプリングするよう
に、タイミングパルスＴＰを生成する。これら入力信号
ＶiとタイミングパルスＴＰとの時間的関係をより詳し
く表すと、図２（ｄ）及び同図（ｅ）のようになる。こ
の図２（ｄ）に示すように、入力信号Ｖiは、励磁信号
Ｅよりも、前置増幅回路４の時定数に応じた時間φ_２だ
け、位相が遅れる。そして、同図（ｅ）に示すように、
タイミングパルスＴＰは、上記基本パルスＯＰの立ち上
がり時点から、上述した時間φ_１と上記時間φ_２と基本
パルスＯＰの周期Ｔoの１／４に相当する時間Ｔo／４と
を足し合わせた時間Ｔd（＝φ_１＋φ_２＋Ｔo／４）だ
け、その位相が遅れる。このようなタイミングパルスＴ
Ｐを生成するタイミング回路６は、例えば論理回路とカ
ウンタ回路との組み合せによって、構成できる。

【００５７】一方、上記基準電圧端子には、励磁信号Ｅ
を例えば演算増幅器構成の差動増幅回路７によって差動
増幅し、この差動増幅後の信号Ｖeを例えばダイオード
及び平滑コンデンサ構成の整流平滑回路８によって整流
平滑して得た直流信号が、上記基準信号Ｖrとして、供
給される。この基準信号Ｖrの電圧は、上記入力信号Ｖi
の電圧の最大値よりも若干大き目となるように、上記差
動増幅回路７（増幅率Ｇe）により調整される。

【００５８】上記Ａ／Ｄ変換器５によってディジタル化
して得たデータＶoは、次の数３及び数４で表される。

【数３】Ｖo＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr ただし、数２において、sinωｔ＝１のとき。

【００５９】

【数４】Ｖo＝Ｇw（−ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr ただし、数２において、sinωｔ＝−１のとき。

【００６０】そして、このデータＶoは、順次、ＣＰＵ
９に入力される。ＣＰＵ９は、この順次入力されるデー
タＶoに対して、次の数５で表される演算を行い、これ
を最終的な荷重データＤとして、導出する。

【００６１】

【数５】 Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛ｋ・Ｗx(n)・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw｛−ｋ
・Ｗx(n-1)・Ａ＋Δｅ(n-1)｝／Ｖr｜ または、 Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛−ｋ・Ｗx(n)・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw｛ｋ
・Ｗx(n-1)・Ａ＋Δｅ(n-1)｝／Ｖr｜ ここで、ｎは、Ａ／Ｄ変換器５によるサンプリングタイ
ミング（番号）を表すインデックスである。

【００６２】ところで、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング
周期Ｔsが、比較的に短く、厳密には上記荷重Ｗx及び入
力ノイズΔｅの変動周期に比べて遥かに短いとすると、
Ｗx(n)＝Ｗx(n-1)とみなすことができ、よってΔｅ(n)
≒Δｅ(n-1)とみなせるので、上記数５は、次の数６に
示すようになる。

【００６３】

【数６】Ｄ(n)≒２Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr

【００６４】この数６から明らかなように、最終的に導
出して得られる上記荷重データＤは、上記入力ノイズΔ
ｅの影響を排除したものとなる。しかも、Ａ／Ｄ変換器
５の出力Ｖoを言わば２倍したのと等価なデータを得る
ことができ、これは、測定対象物の重量を言わば２倍の
感度で認識するのと等価である。

【００６５】更に、上記荷重データＤに対して、適宜デ
ィジタルフィルタリング処理等を施すことができる。こ
のディジタルフィルタリング処理の一例として、例えば
次の数７で表される移動平均処理がある。

【００６６】

【数７】Ｄ(n)'＝｛Ｄ(n)＋Ｄ(n-1)＋・・・＋Ｄ(n-
N)｝／（Ｎ＋１） ここで、Ｄ(n)'は、移動平均処理後のデータ、Ｎは、自
然数である。

【００６７】ＣＰＵ９は、上記のように導出して得た荷
重データＤまたはＤ'に係る情報を、例えば液晶パネル
（ＬＣＤ）構成の表示部１０に、数値やグラフ等で表示
する。この表示部１０に代えて、例えばスピーカ等を設
け、このスピーカから音声により上記荷重データＤまた
はＤ'に係る情報を出力するようにしてもよい。また、
ＣＰＵ９には、例えばキーボード等の操作部１１も接続
されており、ＣＰＵ９は、この操作部１１から入力され
る各種命令に従って、例えば重量測定を開始する等の各
種動作を実行する。このＣＰＵ９の一連の動作は、例え
ば半導体メモリ構成の記憶部１２に予め記憶されている
制御プログラムにより制御される。また、この記憶部１
２には、上記導出して得た荷重データＤまたはＤ'等を
記憶することもできる。

【００６８】このように、本第１の実施形態によれば、
上述した特許第３００２０７８号公報に開示された従来
技術とは異なり、所謂復調回路（当該従来技術において
は、２つのサンプルホールド回路と積分機能を有する差
動増幅器とから成る部分）を必要としなくとも、図４
（ｅ）に示すように、言わばディジタル的に荷重Ｗxに
応じた荷重データＤを得ることができる。従って、その
分、装置の構成を簡素化できると共に、装置を低コスト
化できる。しかも、上述した入力ノイズΔｅの影響を排
除し、かつ、２倍の測定感度を得ることができるので、
極めて高精度な重量測定を実現できる。

【００６９】なお、本第１の実施形態における前置増幅
回路４が、特許請求の範囲に記載の処理手段に対応し、
Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiが、特許請求の範囲に記
載の前処理済荷重信号に対応する。そして、ＣＰＵ９
が、特許請求の範囲に記載の演算手段に対応し、上記数
５における各データＶo(n)及びＶo(n-1)が、それぞれ特
許請求の範囲に記載の第１及び第２の各データに対応す
る。

【００７０】本第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換器５に
対して所謂両極性の入力信号Ｖiを供給したが、これに
限らない。例えば、Ａ／Ｄ変換器５が、片極性（正極ま
たは負極）の信号のみを入力可能とするものである場合
には、前置増幅回路４の出力信号Ｖaに直流バイアスを
掛けて、当該Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiの極性を片
極性とすればよい。なお、この場合も、上記数５に基づ
いて、上記入力信号Ｖiの所謂最大ピーク及び最小ピー
クにそれぞれ対応するデータＶo(n)及びＶo(n-1)の差を
求めることによって、上記入力ノイズΔｅの影響を排除
すると共に、測定対象物の重量を２倍の感度で認識する
のと等価な効果が得られることは、明らかである。

【００７１】また、本第１の実施形態においては、Ａ／
Ｄ変換器５のサンプリング周期（タイミングパルスＴＰ
の周期）Ｔsを、励磁信号Ｅ（基本パルスＯＰ）の周期
Ｔoの１／２としたが、これに限らない。例えば、Ａ／
Ｄ変換器５の変換速度が遅い場合や、或いはＣＰＵ９の
処理速度が遅い場合等には、上記サンプリング周期Ｔs
を、励磁信号Ｅの周期Ｔoの［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、
整数である。）］倍に相当する時間間隔としてもよい。
なお、ここで言う整数ｍを、例えばｍ＝１とした場合、
即ち周期Ｔs＝３Ｔo／２とした場合の、Ａ／Ｄ変換器５
の入力信号ＶiとタイミングパルスＴＰとの時間的な関
係を、図４に示す。

【００７２】上記整数ｍは、任意であるが、これを大き
くし過ぎると、サンプリング周期Ｔsが長くなり、上記
数５において、Δｅ(n)≒Δｅ(n-1)が成立しなくなる。
従って、この整数ｍは、できるだけ小さい値とするのが
好ましい。

【００７３】特に、予めロードセル３の固有振動数ｆw
が判っている場合には、上記サンプリング周期Ｔsを、
当該ロードセル３の固有振動数ｆwの逆数１／ｆwの１／
２以下の値に相当する時間間隔（Ｔs≦１／２ｆw）とす
るのが、好ましい。具体的には、例えば、ロードセル３
の固有振動数ｆwが、ｆw＝５０［Ｈｚ］である場合、上
記サンプリング周期Ｔsを、１０［ｍｓ］以下（Ｔs≦１
０［ｍｓ］）とする。この場合、上記整数ｍが、ｍ＝０
であるとすると、励磁信号Ｅの周波数ｆoは、５０［Ｈ
ｚ］以上（ｆo≧５０［Ｈｚ］）となる。このようにす
れば、ロードセル３の応答特性に応じた上記入力信号Ｖ
iをディジタル化する際に、所謂サンプリング定理を十
分に満足する。従って、ロードセル３の機械的な応答を
忠実にディジタル化することができ、正確な重量測定を
実現できる。特に、上記サンプリング周期Ｔsを、サン
プリング定理を満足するのに必要な最低限の値、即ち上
記逆数１／ｆwの１／２に相当する時間間隔（Ｔs＝１／
２ｆw）とすれば、Ａ／Ｄ変換器５やＣＰＵ９の負担を
最小限にすることができる。

【００７４】また、例えば、上記Ａ／Ｄ変換器５の変換
速度は比較的に速いけれど、ＣＰＵ９の処理速度が遅い
場合には、次のように構成してもよい。即ち、Ａ／Ｄ変
換器５のサンプリング周期Ｔsを、極力短くする。そし
て、このＡ／Ｄ変換器５の出力データＶoを基に、ＣＰ
Ｕ９により上記荷重データＤ(n)を導出する際、上記数
５に代えて、次の数８の演算を行う。

【００７５】

【数８】Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-p)｜ ここで、ｐは、任意の奇数である。

【００７６】つまり、ＣＰＵ９の処理速度に合わせて、
Ａ／Ｄ変換器５から得られるデータＶoを所謂間引きす
る。このようにすれば、ＣＰＵ９の処理速度が遅くて
も、これに合わせて、上記荷重データＤ(n)を正確に導
出できる。ただし、この場合も、当該数８における各デ
ータＶo(n)及びＶo(n-p)の時間的な間隔（即ち、ｐに相
当する時間間隔）は、上記ロードセル３の固有振動数ｆ
wの逆数１／ｆwの１／２以下の値に相当する時間間隔と
するのが、好ましい。

【００７７】更に、本第１の実施形態では、Ａ／Ｄ変換
器５により入力信号Ｖiをディジタル化する際、この入
力信号Ｖiの所謂各ピークを捉えてこれをディジタル化
するように構成したが、これに限らない。即ち、一定の
周期Ｔsで入力信号Ｖiをディジタル化するのであれば、
上記ピーク以外の部分を捉えてもよい。ただし、本第１
の実施形態のように、入力信号Ｖiの各ピークを捉えれ
ば、上記荷重データＤ(n)として、入力信号Ｖiの所謂ピ
ーク・トゥー・ピーク値を得ることができ、最も高い感
度で重量測定できる。また、入力信号Ｖiの各ピーク付
近においては、時間ｔの変化に対する当該入力信号Ｖi
の変化量が小さい。従って、例えば何らかの理由により
Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期Ｔsが多少ずれて
も、上記入力信号Ｖiのピーク付近をディジタル化して
得たデータＶoであれば然程の差は生じないので、比較
的に安定した測定精度を得ることができる。

【００７８】また、上記タイミングパルスＯＰは、基本
パルスＯＰの立ち上がりに同期するので、Ａ／Ｄ変換器
５は、この基本パルスＯＰに同期して、上記入力信号Ｖ
iをディジタル化することになる。従って、例えば、何
らかの原因により上記基本パルスＯＰの位相がシフト
し、これに伴って、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiの位
相が変化したとしても、この位相のシフトに応じて、上
記タイミングパルスＴＰの位相もシフトする。このよう
に、Ａ／Ｄ変換器５によるディジタル化の対象となる入
力信号Ｖiの位相と、このディジタル化のタイミングを
計るタイミングパルスＴＰとが、上記基本パルスＯＰの
位相を基準として連携してシフトするので、当該基本パ
ルスＯＰの位相が変化しても、常に一定のタイミングで
上記入力信号Ｖiをディジタル化できる。

【００７９】なお、上記Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖi
の位相と、基本パルスＯＰの位相とは、上述したよう
に、交流励磁回路２を構成するローパス・フィルタ回路
等の時定数に応じた時間φ_１と前置増幅回路４の時定数
に応じた時間φ_２とを足し合わせた時間（φ_１＋φ_２）
だけ、ずれている。従って、例えば、これら交流励磁回
路２または前置増幅回路４の時定数が何らかの原因によ
り変化すると、上記入力信号Ｖiと基本パルスＯＰとの
位相差（φ_１＋φ_２）が変化して、適切なタイミングで
当該入力信号Ｖiをディジタル化できなくなることがあ
る。

【００８０】そこで、例えば図１に点線１３で示すよう
に、上記基本パルスＯＰに代えて、上記Ａ／Ｄ励磁信号
Ｅの入力信号Ｖiを、タイミング回路６に供給する。そ
して、この入力信号Ｖiの位相に同期して、上記タイミ
ングパルスＴＰを生成するように、タイミング回路６を
構成してもよい。このような構成は、例えば一般に知ら
れているＰＬＬ（位相同期ループ）回路を用いることに
より、実現できる。このようにすれば、入力信号Ｖi自
身の位相に合わせて、これをディジタル化できる。な
お、これ以外にも、例えば励磁信号Ｅまたは交流荷重信
号Ｗoをタイミング回路６に供給し、これらの信号に同
期して、上記タイミングパルスＴＰを生成するよう構成
してもよい。

【００８１】更に、本第１の実施形態では、励磁信号Ｅ
を差動増幅回路７で差動増幅し、この差動増幅後の信号
Ｖeを整流平滑回路８で整流平滑した後の信号を、上述
した基準信号Ｖrとして、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端
子に供給するように構成したが、これに限らない。例え
ば、回路電源電圧（所謂Ｖcc）等の任意の直流電圧を、
上記基準信号Ｖrとして用いてもよい。ただし、本第１
の実施形態のように、励磁信号Ｅを基に上記基準信号Ｖ
rを生成することにより、次のような効果が得られる。
即ち、今、何らかの原因により励磁信号Ｅの最大振幅
（または実効値）が、変化したとする。すると、Ａ／Ｄ
変換器５の入力信号Ｖiも、当然に変化する。しかし、
本第１の実施形態によれば、上記励磁信号Ｅの変化に応
じて、基準信号Ｖrも、入力信号Ｖiと同じ比率で、変化
する。このように、ディジタル化の対象となる信号Ｖi
と、このディジタル化の際に基準となる基準信号Ｖrと
が、連携して変化し、所謂レシオメトリックが成立す
る。従って、例え励磁信号Ｖiの最大振幅が変化たとし
ても、これに関係なく、常に正確なデータＶoが得られ
る。

【００８２】なお、上記整流平滑回路８を構成するダイ
オードは、例えば温度変化等によるドリフトを生じ易
い。従って、この温度ドリフト等の影響により、上記レ
シオメトリックが成立しなくなる可能性がある。そこ
で、このレシオメトリック作用を、より理想的なものに
するには、例えば図５に示すように構成すればよい。

【００８３】即ち、同図に示すように、前置増幅回路４
の出力側とＡ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子との間
に、２入力１出力形式の切替回路１４を設ける。そし
て、この切替回路１４の一方の入力端子に、前置増幅器
４の出力端子を接続し、他方の入力端子に、差動増幅回
路７の出力端子を直接接続する。そして、この切替回路
１４の出力端子を、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子
に接続する。この切替回路１４の切替動作は、例えばＣ
ＰＵ９（同図では省略している）から供給される切替制
御パルスＳＰにより、制御される。なお、Ａ／Ｄ変換器
５の基準電圧端子には、例えば回路電源電圧等の任意の
直流電圧を、基準信号Ｖrとして供給する。

【００８４】ＣＰＵ９は、上記前置増幅器４の出力信号
Ｖaと、差動増幅回路７の出力信号Ｖeとを、交互にＡ／
Ｄ変換器５に入力するよう、切替回路１４を制御する
（厳密には、この制御を実現するための上記切替制御パ
ルスＳＰを生成して切替回路１４に供給する）。ここ
で、例えば、ＣＰＵ９が、前置増幅回路４の出力信号Ｖ
aをＡ／Ｄ変換器５に入力するよう、切替回路１４を制
御しているとする（同図の状態）。この場合、ＣＰＵ９
は、上記のように数５に示す演算を実行して、荷重デー
タＤを導出する。

【００８５】一方、ＣＰＵ９が、差動増幅回路７の出力
信号ＶeをＡ／Ｄ変換器５に入力するよう、切替回路１
４を制御しているとする。この場合も、ＣＰＵ９は、上
記数５と同様の演算を実行する。ただし、この演算によ
り得られるデータ（以下、これを励磁基準データと言
い、符号Ｄeで表す。）は、次の数９で表される。

【００８６】

【数９】 Ｄe(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇe｛Ａ＋Δｅ(n)'｝／Ｖr−Ｇe｛−Ａ＋Δｅ(n-
1)'｝］／Ｖr｜ または、 Ｄe(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇe｛−Ａ＋Δｅ(n)'｝／Ｖr−Ｇe｛Ａ＋Δｅ(n-
1)'｝］／Ｖr｜ ここで、Δｅ(n)'、Δｅ(n-1)'は、差動増幅回路７の入
力ノイズである。

【００８７】なお、この数９においても、Ａ／Ｄ変換器
５のサンプリング周期Ｔsが、比較的に短い場合には、
「Δｅ(n)' ≒Δｅ(n-1)'」が成り立つ。従って、この
数９は、次の数１０で表すことができる。

【００８８】

【数１０】Ｄe(n)≒２Ｇe・Ａ／Ｖr

【００８９】即ち、この数１０から明らかなように、励
磁信号Ｅをディジタル化する場合にも、上記差動増幅回
路７の入力ノイズΔｅ'の影響を排除し、かつ、２倍の
感度で当該励磁信号Ｅの最大振幅Ａを認識できる。

【００９０】そして、ＣＰＵ９は、上記数５（数６）で
表される荷重データＤを、上記数１０で表される励磁基
準データＤeで除算することにより、最終的に、次の数
１１に示すようなデータＤ"を導出する。

【００９１】

【数１１】 Ｄ(n)"＝Ｄ(n)／Ｄe(n) ＝｛２Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr｝／｛２Ｇe・Ａ／Ｖr｝ ＝Ｇw・ｋ・Ｗx(n)／Ｇe

【００９２】この数１１からも明らかなように、上記デ
ータＤ"として、励磁信号Ｅの振幅Ａと基準信号Ｖrの電
圧値とを排除したデータを得ることができる。従って、
これら励磁信号Ｅの振幅Ａや基準信号Ｖrの電圧値が変
化しても、これらの変化に影響されない理想に近いレシ
オメトリック作用が得られる。

【００９３】なお、上記数９（または数１０）に示すよ
うに、励磁信号Ｅの最大振幅Ａを認識するには、Ａ／Ｄ
変換器５により差動増幅回路７の出力信号Ｖeをディジ
タル化する際に、当該信号Ｖeの各ピーク部分をディジ
タル化する必要がある。そのためには、差動増幅回路７
の出力信号Ｖeの位相と、前置増幅回路４の出力信号Ｖa
の位相とを、略一致させればよい。この図５の構成で
は、例えば差動増幅回路７の時定数と前置増幅回路４の
時定数とが略等価であれば、上記各信号Ｖe及びＶaの各
位相は必然的に略一致する。

【００９４】なお、この図５に示す構成は、主に請求項
１６に記載の発明に対応する。そして、この図５におけ
る差動増幅回路７が、特許請求の範囲に記載の交流基準
信号生成手段に対応し、切替回路１４が、特許請求の範
囲に記載の信号選択手段に対応する。また、上記数９に
おける各データＶo(n)及びＶo(n-1)が、それぞれ特許請
求の範囲に記載の第３及び第４のデータに対応する。

【００９５】ところで、上記図５の構成によれば、前置
増幅回路４の出力信号Ｖaと、差動増幅回路７の出力信
号Ｖeとを、１つのＡ／Ｄ変換器５により交互にディジ
タル化するので、これらの信号Ｖa及びＶeをそれぞれデ
ィジタル化するタイミングに、時間的なズレが生じる。
そして、この時間的なズレにより、上記荷重データＤに
含まれる励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値
と、上記励磁基準データＤeに含まれる励磁信号Ｅの振
幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値とに、差異が生じ、これ
によって上記レシオメトリックの精度が若干低下する場
合がある。また、前置増幅回路４の出力信号Ｖaのみを
連続的にディジタル化することが不可能なため、所謂リ
アルタイム測定を実現できない。

【００９６】そこで、かかる不具合を解決するには、例
えば図６に示すように構成すればよい。同図に示すよう
に、上記切替回路１４に代えて、上記Ａ／Ｄ変換器５と
同様（例えば同規格）のＡ／Ｄ変換器１５を、別個に設
ける。そして、この新たに設けたＡ／Ｄ変換器１５のア
ナログ入力端子（ＩＮ）に、差動増幅回路７の出力信号
Ｖeを入力し、Ａ／Ｄ変換器５のアナログ入力端子に
は、図１と同様に、前置増幅回路４の出力信号Ｖaのみ
を入力する。そして、これら各Ａ／Ｄ変換器５、１５の
各出力データＶo、Ｖoを、それぞれＣＰＵ９（図６では
省略している）に入力し、上記数５、数９及び数１１と
同様の演算を行う。なお、各Ａ／Ｄ変換器５、１５の各
基準電圧端子には、例えば回路電源等からそれぞれ同じ
直流の基準信号Ｖrを供給し、各クロック入力端子に
は、タイミング回路６からそれぞれ同じタイミングパル
スＴＰを供給する。

【００９７】このように、前置増幅回路４の出力信号Ｖ
aをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器５と、差動増
幅回路７の出力信号Ｖeをディジタル化するためのＡ／
Ｄ変換器１５と、それぞれ別個に設ければ、上記リアル
タイム測定を実現できる。また、前置増幅回路４の出力
信号Ｖaと、差動増幅回路７の出力信号Ｖeとを、それぞ
れ同じタイミングでディジタル化できる。これにより、
上記荷重データＤに含まれる励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基
準信号Ｖrの電圧値と、上記励磁基準データＤeに含まれ
る励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧値とを、
それぞれ同じにすることができるので、より理想的なレ
シオメトリック作用を期待できる。

【００９８】なお、この図６に示す構成は、主に請求項
１７に記載の発明に対応する。そして、この図６におい
て新たに設けたＡ／Ｄ変換器１５が、特許請求の範囲に
記載の第３の変換手段に対応する。

【００９９】上記レシオメトリック作用は、例えば図７
に示す構成によっても、実現できる。同図に示すよう
に、ロードセル３の各入力端子３ａ、３ａ間に、３つの
抵抗器１６ａ乃至１６ｃを直列に接続して、上記励磁信
号Ｅを分圧する分圧回路１６を構成し、この分圧回路１
６により、励磁信号Ｅの最大振幅Ａをロードセル３の出
力信号Ｗoの最大振幅よりも若干大き目の振幅にまで分
圧する。そして、前置増幅回路４の入力側に、２連の２
入力１出力形式の切替回路１７を設け、この２連の入力
端子の一方に、ロードセル３の各出力端子３ｂ、３ｂを
それぞれ接続し、他方の入力端子に、上記分圧回路１６
の出力（真中の抵抗器１６ｂの両端）をそれぞれ接続す
る。そして、切替回路１７の出力端子を、前置増幅回路
４の入力端子に接続する。なお、この切替回路１７の切
替動作は、上記図５における切替回路７と同様、例えば
ＣＰＵ９（図７では省略している）から供給される切替
制御パルスＳＰにより、制御される。また、Ａ／Ｄ変換
器５の基準電圧端子には、例えば回路電源電圧等の任意
の安定な直流電圧を、基準信号Ｖrとして供給する。

【０１００】ＣＰＵ９は、上記ロードセル３の出力信号
Ｗoと、分圧回路１６の出力信号Ｅdとを、交互に前置増
幅回路４に入力するよう、切替回路１７を制御する（厳
密には、この制御を実現するための上記切替制御パルス
ＳＰを生成して切替回路１７に供給する）。ここで、例
えば、ＣＰＵ９が、ロードセル３の出力信号Ｗoを前置
増幅回路４に入力するよう、切替回路１７を制御してい
るとする（同図の状態）。この場合、ＣＰＵ９は、上記
のように数５に示す演算を実行して、荷重データＤを導
出する。

【０１０１】一方、ＣＰＵ９が、分圧回路１６の出力信
号Ｅdを前置増幅回路４に入力するよう、切替回路１７
を制御しているとする。この場合も、ＣＰＵ９は、上記
数５と同様の演算を実行する。ただし、この演算により
得られるデータ（以下、このデータについても励磁基準
データと言い、符号Ｄeで表す。）は、次の数１２で表
される。

【０１０２】

【数１２】 Ｄe(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛α・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw｛−α・Ａ＋Δ
ｅ(n-1)｝］／Ｖr｜ または、 Ｄe(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛−α・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw｛α・Ａ＋Δ
ｅ(n-1)｝］／Ｖr｜ ここで、αは、分圧回路１６による分圧率である。

【０１０３】この数１２において、Ａ／Ｄ変換器５のサ
ンプリング周期Ｔsが、比較的に短く、上記「Δｅ(n)
≒Δｅ(n-1)」が成り立つ場合には、この数１２は、次
の数１３で表される。

【０１０４】

【数１３】Ｄe(n)≒２Ｇw・α・Ａ／Ｖr

【０１０５】この数１３から明らかなように、励磁信号
Ｅをディジタル化する場合にも、前置増幅回路４の入力
ノイズΔｅの影響を排除し、かつ、２倍の感度で当該励
磁信号Ｅの最大振幅Ａを認識できる。

【０１０６】そして、ＣＰＵ９は、上記数６で表される
荷重データＤを、上記数１３で表される励磁基準データ
Ｄeで除算することにより、最終的に、次の数１４に示
すようなデータＤ"を導出する。

【０１０７】

【数１４】 Ｄ(n)"＝Ｄ(n)／Ｄe(n) ＝｛２Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr｝／｛２Ｇw・α・Ａ／Ｖr｝ ＝ｋ・Ｗx(n)／α

【０１０８】この数１４からも明らかなように、上記デ
ータＤ"として、前置増幅回路４の増幅率Ｇwと励磁信号
Ｅの振幅Ａと基準信号Ｖrの電圧値とを排除したデータ
を得ることができる。従って、これら前置増幅回路４の
増幅率Ｇw、励磁信号Ｅの振幅Ａ及び基準信号Ｖrの電圧
値が変化しても、これらの変化に影響されない理想的な
レシオメトリック作用が得られる。なお、この図７に示
す構成においても、上記図５に示す構成と同様に、ＣＰ
Ｕ９は、１つのＡ／Ｄ変換器５から、上記荷重データＤ
を得るためのデータＶoと、励磁基準データＤeを得るた
めのデータＶoとを、交互に取り込む。従って、完全な
レシオメトリック作用は望めず、また、リアルタイム測
定を実現できないことは、言うまでもない。

【０１０９】なお、この図７に示す構成もまた、請求項
１６に記載の発明に対応する。この図７における分圧回
路１６が、特許請求の範囲に記載の交流基準信号生成手
段に対応し、切替回路１７が、特許請求の範囲に記載の
信号選択手段に対応する。そして、上記数１２における
各データＶo(n)及びＶo(n-1)が、それぞれ特許請求の範
囲に記載の第３及び第４のデータに対応する。

【０１１０】次に、本発明の第２の実施形態について、
図８及び図９を参照して説明する。なお、本第２の実施
形態は、本発明のうち、主に請求項２に記載の発明を具
体化したものである。

【０１１１】図６に、本第２の実施形態の概略構成を示
す。同図に示すように、この第２の実施形態の装置は、
上記第１の実施形態における交流励磁回路２に代えて、
直流励磁回路２０を、設けたものである。そして、この
直流励磁回路２０からロードセル３のブリッジ入力端子
３ａ、３ａに、励磁信号Ｅとして電圧値がＡの直流信号
を入力することにより、当該ロードセル３を、所謂直流
バイアスするものである。このように直流バイアスされ
たロードセル３は、そのブリッジ出力端子３ｂ、３ｂか
ら、次の数１５で表される直流荷重信号Ｗoを出力す
る。

【０１１２】

【数１５】Ｗo＝ｋ・Ｗx・Ｅ＝ｋ・Ｗx・Ａ

【０１１３】この直流荷重信号Ｗoは、チョッパ回路２
１に入力される。チョッパ回路２１は、これに入力され
る直流荷重信号Ｗoを一定の周期Ｔcでチョッピングする
ことにより、当該直流荷重信号Ｗoを、概略矩形でかつ
一方の極性（例えば正極）のみに振幅を持つ所謂片極性
パルス荷重信号Ｗoaに、変換する。なお、このチョッパ
回路２１のチョッピング動作は、タイミング回路６から
供給されるゲート制御パルスＧＰによって制御される。
タイミング回路６は、パルス発生器１の発生するクロッ
クパルスＣＰを基に、上記ゲート制御パルスＧＰを生成
する。これらクロックパルスＣＰとゲート制御パルスＧ
Ｐとの時間的な関係を、図９（ａ）及び同図（ｂ）に示
す。これらの図に示すように、タイミング回路６は、上
記直流荷重信号Ｗoを通過させる所謂出力ＯＮ（図８に
おいて、ＳＷ１がＯＮで、ＳＷ２がＯＦＦ）の状態と、
この直流荷重信号Ｗoを遮断する所謂出力ＯＦＦ（図８
において、ＳＷ１がＯＦＦで、ＳＷ２がＯＮ）の状態と
を、略同じ期間（Ｔc_１≒Ｔc_２）毎に交互に切り替える
よう、チョッパ回路２１を制御する（厳密には、この制
御を実現するためのゲート制御パルスＧＰを生成してチ
ョッパ回路２１に供給する）。

【０１１４】上記チョッパ回路２１による変換後の片極
性パルス荷重信号Ｗoaは、前置増幅回路４に入力され
る。前置増幅回路４は、この片極性パルス荷重信号Ｗoa
を交流増幅し、この増幅後の信号Ｖaを、Ａ／Ｄ変換器
５のアナログ入力端子（ＩＮ）に入力する。このＡ／Ｄ
変換器５への入力信号Ｖiは、基本的に、次の数１６及
び数１７で表される。

【０１１５】

【数１６】Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗoa＋Δｅ）＝Ｇw（ｋ・Ｗ
x・Ａ＋Δｅ） ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＮの状態にあると
き。

【０１１６】

【数１７】Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗoa＋Δｅ）＝Ｇw（０＋Δ
ｅ）＝Ｇw・Δｅ ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＦＦの状態にある
とき。

【０１１７】これら数１６及び数１７からも明らかなよ
うに、本第２の実施形態においても、上記第１の実施形
態と同様に、上記前置増幅回路４による増幅処理の際
に、この前置増幅回路４自身が持つ入力ノイズΔｅの影
響を受ける。また、上記のように、片極性パルス荷重信
号Ｗoaは、直流荷重信号Ｗoをチョッピングすることに
より生成されるものであるので、このチョッピングの瞬
間、即ち立ち上がり及び立ち下がりにおいて、過渡的に
乱れを生じる。そして、この乱れは、図９（ｃ）に誇張
して示すように、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiにも現
れる。また、上記チョッピングの瞬間に、接地電位等の
周囲の電位に、高周波ノイズが載ることもある。

【０１１８】Ａ／Ｄ変換器５は、上記入力信号Ｖiの立
ち上がり及び立ち下がり付近における乱れや上記高周波
ノイズ等の影響を回避しつつ、当該入力信号Ｖiをディ
ジタル化する。具体的には、Ａ／Ｄ変換器５は、図９
（ｄ）に示すように、タイミングパルスＴＰに応じて、
上記チョッパ回路２１のチョッピング周期（ゲート制御
パルスＧＰの周期）Ｔcの１／２に相当する時間Ｔs（＝
Ｔc／２）間隔で、かつ、上記入力信号Ｖiの立ち上がり
及び立ち上がり付近以外の時点、例えばこれら立ち上が
りと立ち下がりとの間の略中間時点において、当該入力
信号Ｖiをサンプリングしてディジタル化する。これに
より、チョッパ回路２１が出力ＯＮの状態にあるときの
入力信号Ｖiと、チョッパ回路２１が出力ＯＦＦの状態
にあるとき入力信号Ｖiとが、上記時間Ｔs間隔で、交互
にディジタル化される。

【０１１９】なお、上記Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング
タイミングを制御する上記タイミングパルスＴＰは、タ
イミング回路６からＡ／Ｄ変換器５のクロック入力端子
（ＣＬＫ）に入力される。タイミング回路６は、上記ク
ロックパルスＣＰを基に、このタイミングパルスＴＰを
生成する。また、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子（ＲＥ
Ｆ）には、励磁信号Ｅを直流増幅回路７によって増幅し
て得た直流信号Ｖeが、基準信号Ｖrとして、入力され
る。この基準信号Ｖrの電圧は、上記入力信号Ｖiの電圧
の最大値よりも若干大き目となるように、上記直流増幅
回路７（増幅率Ｇe）により調整される。

【０１２０】上記Ａ／Ｄ変換器５によってディジタル化
して得たデータＶoは、次の数１８及び数１９で表され
る。

【数１８】Ｖo＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＮの状態にあると
き。

【０１２１】

【数１９】Ｖo＝Ｇw・Δｅ／Ｖr ただし、チョッパ回路２１が、出力ＯＦＦの状態にある
とき。

【０１２２】そして、このデータＶoは、順次、上記第
１の実施形態におけるＣＰＵ９と同様の図示しないＣＰ
Ｕに入力される。ＣＰＵは、この順次入力されるデータ
Ｖoに対して、次の数２０で表される演算を行い、これ
を最終的な荷重データＤとして、導出する。

【０１２３】

【数２０】 Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛ｋ・Ｗx(n)・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw・Δｅ
(n-1)／Ｖr｜ または、 Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw・Δｅ(n)／Ｖr−Ｇw｛ｋ・Ｗx(n-1)・Ａ＋Δｅ
(n-1)｝／Ｖr｜

【０１２４】ここで、上記チョッパ回路２１のチョッピ
ング周期Ｔcが、比較的に短く、厳密には上記荷重Ｗx及
び入力ノイズΔｅの変動周期に比べて遥かに短いとする
と、Ｗx(n)＝Ｗx(n-1)とみなせ、Δｅ(n)≒Δｅ(n-1)と
みなせるので、上記数２０は、次の数２１に示すように
なる。

【０１２５】

【数２１】Ｄ(n)≒Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr

【０１２６】この数２１から明らかなように、本第２の
実施形態においても、上記第１の実施形態と同様に、上
記荷重データＤとして、前置増幅回路４自身が持つ入力
ノイズΔｅの影響を排除したデータを得ることができ
る。ただし、本第２の実施形態では、第１の実施形態と
は異なり、測定対象物の重量を言わば２倍の感度で認識
することはできない。なお、本第２の実施形態において
も、上記第１の実施形態と同様に、この荷重データＤ
を、例えば移動平均処理する等、適宜ディジタルフィル
タリング処理をしてもよい。

【０１２７】また、本第２の実施形態によれば、Ａ／Ｄ
変換器５の基準電圧端子に供給する基準信号Ｖrとし
て、励磁信号Ｅを直流増幅回路７により増幅して得た直
流信号Ｖeを用いているので、上述したレシオメトリッ
クが成立する。従って、例え励磁信号Ｅの電圧が変化し
たとしても、常に正確なディジタルデータＶoを得るこ
とができ、安定した測定精度を確保できる。ただし、こ
のレシオメトリック作用を求めない場合には、上記基準
信号Ｖrとして、例えば回路電源電圧等の任意の安定な
直流信号を供給してもよい。なお、図８のＶeには誤差
信号Δｅ'が加わるが、励磁信号Ｅに比べ、直流増幅回
路７の入力点の誤差信号ｅ'は十分に小さいので、測定
精度の上で無視できることが多い。

【０１２８】そして、タイミング回路６は、クロックパ
ルスＣＰに基づいて、チョッパ回路２１のチョッピング
動作を制御するためのゲート制御パルスＧＰと、Ａ／Ｄ
変換器５のサンプリングタイミングを制御するためのタ
イミングパルスＴＰとを、生成する。このように、チョ
ッパ回路２１のチョッピング動作と、Ａ／Ｄ変換器５の
サンプリングタイミングとは、それぞれに共通のクロッ
クパルスＣＰを基準として同期しているので、Ａ／Ｄ変
換器５は、常に適切なタイミングで入力信号Ｖiをディ
ジタル化できる。なお、図８に点線２２で示すように、
本第２の実施形態においても、上記第１の実施形態と同
様に、Ａ／Ｄ変換器５の入力信号Ｖiを上記タイミング
回路６に供給し、この入力信号Ｖiの位相に同期して、
上記Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミングを制御
（タイミングパルスＴＰを生成）するよう、構成しても
よい。

【０１２９】また、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期
（タイミングパルスＴＰの周期）Ｔsを、チョッパ回路
２１のチョッピング周期Ｔcの１／２としたが、これに
限らない。このサンプリング周期Ｔsは、チョッピング
周期Ｔcの［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］
倍に相当する時間間隔であればよい。ただし、ここで言
う整数ｍは、極力小さい値とするのが、好ましい。

【０１３０】次に、本発明の第３の実施形態について、
図１０から図１３を参照して説明する。なお、本第３の
実施形態は、本発明のうち、主に請求項３に記載の発明
を具体化したものである。

【０１３１】図１０に、本第３の実施形態の概略構成を
示す。同図に示すように、この第３の実施形態は、上記
第２の実施形態と同様、ロードセル３を直流励磁するも
のである。そして、第２の実施形態におけるチョッパ回
路２１に代えて、反転回路３１を、設けたものである。

【０１３２】上記反転回路３１は、４つのアナログスイ
ッチＡＳ１乃至ＡＳ４を備えており、これらのスイッチ
ＡＳ１乃至ＡＳ４を一定の周期ＴaでＯＮ／ＯＦＦさせ
ることにより、ロードセル３から入力される直流荷重信
号Ｗoを、その極性が正極と負極とに交互に反転する概
略矩形の両極性パルス荷重信号Ｗobに、変換する。この
反転回路３１による極性の反転動作（各スイッチＡＳ１
乃至ＡＳ４のＯＮ／ＯＦＦ動作）は、タイミング回路６
から供給される極性制御パルスＡＰによって制御され
る。なお、タイミング回路６は、パルス発生器１の発生
するクロックパルスＣＰを基に、上記極性制御パルスＡ
Ｐを生成する。これらクロックパルスＣＰと極性制御パ
ルスＡＰとの時間的な関係を、図１１（ａ）及び同図
（ｂ）に示す。これらの図に示すように、タイミング回
路６は、上記両極性パルス荷重信号Ｗobの極性を例えば
正極とする期間（例えばＡＳ１及びＡＳ３がＯＮで、Ａ
Ｓ２及びＡＳ４がＯＦＦの期間）と、この両極性パルス
荷重信号Ｗobの極性を負極とする期間（ＡＳ１及びＡＳ
３がＯＦＦで、ＡＳ２及びＡＳ４がＯＮの期間）とが、
略同じ長さ（Ｔa_１≒Ｔa_２）になるように、反転回路３
１を制御する（厳密には、この制御を実現するための反
転制御パルスＡＰを生成して反転回路３１に供給す
る）。

【０１３３】上記反転回路３１による変換後の両極性パ
ルス荷重信号Ｗobは、前置増幅回路４に入力される。前
置増幅回路４は、この両極性パルス荷重信号Ｗobを交流
増幅し、この増幅後の信号Ｖaを、Ａ／Ｄ変換器５のア
ナログ入力端子（ＩＮ）に入力する。このＡ／Ｄ変換器
５への入力信号Ｖiは、基本的に、次の数２２及び数２
３で表される。また、図１１（ｃ）に、この入力信号Ｖ
iの一例を示す。

【０１３４】

【数２２】Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗob＋Δｅ）＝Ｇw（ｋ・Ｗ
x・Ａ＋Δｅ） ただし、両極性パルス荷重信号Ｗobの極性が正極である
とき。

【０１３５】

【数２３】Ｖa＝Ｖi＝Ｇw（Ｗob＋Δｅ）＝Ｇw（−ｋ・
Ｗx・Ａ＋Δｅ） ただし、両極性パルス荷重信号Ｗobの極性が負極である
とき。

【０１３６】Ａ／Ｄ変換器５は、上記入力信号Ｖiをデ
ィジタル化する。具体的には、Ａ／Ｄ変換器５は、図１
１（ｄ）に示すように、タイミングパルスＴＰに応じ
て、上記反転回路３１の極性反転周期（反転制御パルス
ＡＰの周期）Ｔaの１／２に相当する時間Ｔs（＝Ｔa／
２）間隔で、かつ、上記入力信号Ｖiの立ち上がりと立
ち下がりとの間の時点、例えばこれらの略中間時点にお
いて、当該入力信号Ｖiをサンプリングしてディジタル
化する。これにより、正極の入力信号Ｖiと、負極の入
力信号Ｖiとが、上記時間Ｔs間隔で、交互にディジタル
化される。

【０１３７】なお、上記タイミングパルスＴＰは、タイ
ミング回路６からＡ／Ｄ変換器５のクロック入力端子
（ＣＬＫ）に入力される。タイミング回路６は、上記ク
ロックパルスＣＰを基に、このタイミングパルスＴＰを
生成する。また、Ａ／Ｄ変換器５の基準電圧端子（ＲＥ
Ｆ）には、上記第２の実施形態と同様、励磁信号Ｅを直
流増幅回路７によって増幅して得た直流信号Ｖeが、基
準信号Ｖrとして、入力される。

【０１３８】上記Ａ／Ｄ変換器５によってディジタル化
して得たデータＶoは、次の数２４及び数２５で表され
る。

【数２４】Ｖo＝Ｇw（ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr ただし、入力信号Ｖiの極性が正極であるとき。

【０１３９】

【数２５】Ｖo＝Ｇw（−ｋ・Ｗx・Ａ＋Δｅ）／Ｖr ただし、入力信号Ｖiの極性が負極であるとき。

【０１４０】そして、このデータＶoは、順次、上記第
１の実施形態におけるＣＰＵ９と同様の図示しないＣＰ
Ｕに入力される。ＣＰＵは、この順次入力されるデータ
Ｖoに対して、次の数２６で表される演算を行い、これ
を最終的な荷重データＤとして、導出する。

【０１４１】

【数２６】 Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛ｋ・Ｗx(n)・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw｛−ｋ
・Ｗx(n-1)・Ａ＋Δｅ(n-1)｝／Ｖr｜ または、 Ｄ(n)＝｜Ｖo(n)−Ｖo(n-1)｜ ＝｜Ｇw｛−ｋ・Ｗx(n)・Ａ＋Δｅ(n)｝／Ｖr−Ｇw｛ｋ
・Ｗx(n-1)・Ａ＋Δｅ(n-1)｝／Ｖr｜

【０１４２】ここで、上記反転回路２１の極性反転周期
Ｔaが、比較的に短く、厳密には上記荷重Ｗx及び入力ノ
イズΔｅの変動周期に比べて遥かに短いとすると、Ｗx
(n)＝Ｗx(n-1)とみなせ、従ってΔｅ(n)≒Δｅ(n-1)と
みなせるので、上記数２６は、次の数２７に示すように
なる。

【０１４３】

【数２７】Ｄ(n)≒２Ｇw・ｋ・Ｗx(n)・Ａ／Ｖr

【０１４４】この数２７から明らかなように、本第３の
実施形態によれば、上記第１の実施形態と全く同様に、
前置増幅回路４自身が持つ入力ノイズΔｅの影響を排除
し、かつ測定対象物の重量を言わば２倍の感度で認識し
たのと等価な荷重データＤを得ることができる。なお、
本第３の実施形態においても、この荷重データＤを、例
えば移動平均処理する等、適宜ディジタルフィルタリン
グ処理をしてもよい。

【０１４５】本第３の実施形態によれば、上記第２の実
施形態と全く同様のレシオメトリック作用を期待できる
ことは、言うまでもない。そして、タイミング回路６に
より、クロックパルスＣＰを基に、反転回路３１の極性
反転動作と、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリングタイミング
とを、制御しているので、常に適切なタイミングで入力
信号Ｖiをディジタル化できることも、上記第２の実施
形態と同様である。なお、本第３の実施形態において
も、図１０に点線３２で示すように、Ａ／Ｄ変換器５の
入力信号Ｖiを上記タイミング回路６に供給し、この入
力信号Ｖiの位相に同期して、上記Ａ／Ｄ変換器５のサ
ンプリングタイミングを制御するよう、構成してもよ
い。

【０１４６】また、Ａ／Ｄ変換器５のサンプリング周期
Ｔsを、反転回路３１の極性反転周期Ｔaの１／２とした
が、これに限らない。このサンプリング周期Ｔsは、上
記極性反転周期Ｔaの［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数で
ある。）］倍に相当する時間間隔であればよい。ただ
し、ここで言う整数ｍは、極力小さい値とするのが、好
ましい。

【０１４７】ところで、近年、比較的に安価でかつ高分
解能なＡ／Ｄ変換器として、デルタ−シグマ形のもの
が、知られている。よって、例えば上記Ａ／Ｄ変換器５
として、このデルタ−シグマ形のものを採用すれば、高
精度な測定装置を低価格で提供できる。しかし、このデ
ルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器は、その構成上、逐次比
較形等の他の形式のＡ／Ｄ変換器に比べて、変換速度が
遅いため、装置の仕様、特に重量選別機等の所謂動的は
かりの仕様に、十分に対応できない場合がある。そこ
で、デルタ−シグマ形のＡ／Ｄ変換器を採用しながら
も、高速処理を実現するために、例えば図１２に示すよ
うな構成を考える。

【０１４８】同図に示すように、上記Ａ／Ｄ変換器５の
他に、これと同規格のＡ／Ｄ変換器５ａを、もう１つ別
個に設ける。そして、これら各Ａ／Ｄ変換器５、５ａと
前置増幅回路４との間に、それぞれサンプルホールド回
路３３、３３ａを設け、これら各サンプルホールド回路
３３、３３ａにより、前置増幅回路４の出力信号Ｖaを
それぞれサンプルホールドする。そして、これらサンプ
ルホールドした信号を、それぞれ各Ａ／Ｄ変換器５、５
ａの入力信号Ｖiとする。

【０１４９】なお、上記各サンプルホールド回路３３、
３３ａのうちの一方３３は、タイミング回路６から供給
されるタイミングパルスＴＰ_１に応じて、例えば前置増
幅回路４の出力信号Ｖaの極性が正極であるとき（図１
１（ｃ）における期間Ｔa_１）の当該出力信号Ｖaをサン
プルホールドする。そして、他方のサンプルホールド回
路３３ａは、タイミング回路６から供給されるタイミン
グパルスＴＰ_２に応じて、前置増幅回路４の出力信号Ｖ
aの極性が負極であるとき（図１１（ｃ）における期間
Ｔa_２）の当該出力信号Ｖaをサンプルホールドする。た
だし、これら各サンプルホールド回路３３、３３ａは、
内部にローパス・フィルタ等の時定数を有しているの
で、この時定数の影響を回避するために、各Ａ／Ｄ変換
器５、５ａの各クロック入力端子（ＣＬＫ）には、それ
ぞれ、遅延回路３４、３４ａにより上記各タイミングパ
ルスＴＰ_１、ＴＰ_２の位相を遅らせたパルスＴＰ_１'、
ＴＰ _２'を入力する。

【０１５０】即ち、この図１２の構成は、前置増幅回路
４の出力信号Ｖaの極性が正極であるときの当該出力信
号Ｖaをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換器５と、前
置増幅回路４の出力信号Ｖaの極性が負極であるときの
当該出力信号Ｖaをディジタル化するためのＡ／Ｄ変換
器５ａとを、それぞれ別個に設けたものである。これに
より、各Ａ／Ｄ変換器５、５ａの負担が軽減されるの
で、当該各Ａ／Ｄ変換器５、５ａとして、応答性の低い
上記デルタ−シグマ式のものを採用することができる。

【０１５１】また、上記各Ａ／Ｄ変換器５、５ａの前段
に、それぞれサンプルホールド回路３３、３３ａを設け
ることによって、これら各Ａ／Ｄ変換器５、５ａによる
変換処理を、確実なものとしている。なお、サンプルホ
ールド回路３３、３３ａは、例えば図１３に示すよう
に、スイッチング素子３５、抵抗器３６、この抵抗器３
６とローパス・フィルタを形成すると共に畜電器として
も機能するコンデンサ３７、及びバッファ増幅器３８、
と言う極めて簡単な回路構成で実現できる。

【０１５２】なお、この図１２に示す構成は、主に請求
項１２に記載の発明に対応し、特に請求項１３に記載の
発明を具体化したものである。この図１２における各Ａ
／Ｄ変換器５、５ａが、それぞれ特許請求の範囲に記載
の第１及び第２の変換手段に対応する。そして、各サン
プルホールド回路３３、３３ａが、それぞれ特許請求の
範囲に記載の第１及び第２のサンプルホールド手段に対
応する。このように請求項１２または１３に記載の発明
に対応する構成は、本第３の実施形態のみならず、上記
第１及び第２の各実施形態にも、適用できる。

【０１５３】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、上述し
た特許第３００２０７８号公報に開示された従来技術と
は異なり、当該従来技術における２つのサンプルホール
ド回路や積分機能を有する差動増幅器等を設けることな
く、測定対象物の重量を高感度で測定でき、かつ処理手
段自身が持つ入力ノイズ等誤差信号の影響を排除でき
る。従って、上記サンプルホールド回路や差動増幅器等
の言わば余計な回路を必要としない分、装置の構成を簡
素化できると共に、低コスト化できる、という効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態の概略構成を示すブロ
ック図である。

【図２】同実施形態における各要部の信号波形を示すタ
イミングチャートである。

【図３】同実施形態における各要部の信号波形を示すタ
イミングチャートで、図２よりも時間軸を短縮して表し
たチャートである。

【図４】同実施形態における各要部の信号波形を示すタ
イミングチャートで、図２とは異なる条件でＡ／Ｄ変換
器を動作させる場合のチャートである。

【図５】同実施形態の別の例を示すブロック図である。

【図６】図５の構成において、Ａ／Ｄ変換器を２つ設け
る場合のブロック図である。

【図７】同実施形態の更に別の例を示すブロック図であ
る。

【図８】本発明の第２の実施形態の概略構成を示すブロ
ック図である。

【図９】同実施形態における各要部の信号波形を示すタ
イミングチャートである。

【図１０】本発明の第３の実施形態の概略構成を示すブ
ロック図である。

【図１１】同実施形態における各要部の信号波形を示す
タイミングチャートである。

【図１２】同実施形態の別の例を示すブロック図であ
る。

【図１３】図１２におけるサンプルホールド回路の構成
例を示す図である。

【符号の説明】

１ パルス発生器 ２ 交流励磁回路 ３ ロードセル ４ 前置増幅回路 ５ Ａ／Ｄ変換器 ６ タイミング回路 ７ ＣＰＵ

Claims (18)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 周波数が一定の交流の励磁信号を出力す
   る励磁手段と、 上記励磁信号が供給され、この励磁信号の大きさと測定
   対象物の重量とに応じた大きさの交流荷重信号を出力す
   る重量センサと、 上記交流荷重信号に所定の処理を施す処理手段と、 この処理手段によって処理した後の前処理済荷重信号を
   ディジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、 或る第１の時点における上記前処理済荷重信号を上記Ａ
   ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデー
   タと、該第１の時点から上記励磁信号の周期の略［｛１
   ／２｝＋ｍ（ｍは、整数である。）］倍に相当する時間
   だけ離れた第２の時点における上記前処理済荷重信号を
   上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第２
   のデータと、の差を求め、この差を基に上記測定対象物
   の重量を表す荷重データを導出する演算手段と、を具備
   する重量測定装置。
2. 【請求項２】 直流の励磁信号を出力する励磁手段と、 上記励磁信号が供給され、この励磁信号の大きさと測定
   対象物の重量とに応じた大きさの直流荷重信号を出力す
   る重量センサと、 上記直流荷重信号を一定の周期で断続することにより、
   該直流荷重信号を概略矩形の片極性パルス荷重信号に変
   換するチョッパ手段と、 このチョッパ手段による変換前の段階において上記直流
   荷重信号に所定の処理を施し、または該チョッパ手段に
   よる変換後の段階において上記片極性パルス荷重信号に
   所定の処理を施す処理手段と、 上記チョッパ手段及び処理手段による処理後の前処理済
   荷重信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、 或る第１の時点における上記前処理済荷重信号を上記Ａ
   ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデー
   タと、該第１の時点から上記チョッパ手段による上記直
   流荷重信号の断続周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整
   数である。）］倍に相当する時間だけ離れた第２の時点
   における上記前処理済荷重信号を上記Ａ／Ｄ変換手段に
   よってディジタル化して得た第２のデータと、の差を求
   め、この差を基に上記測定対象物の重量を表す荷重デー
   タを導出する演算手段と、を具備する重量測定装置。
3. 【請求項３】 直流の励磁信号を出力する励磁手段と、 上記励磁信号が供給され、この励磁信号の大きさと測定
   対象物の重量とに応じた大きさの直流荷重信号を出力す
   る重量センサと、 上記直流荷重信号の極性を一定の周期で交互に反転させ
   ることにより、該直流荷重信号を概略矩形の両極性パル
   ス荷重信号に変換する極性反転手段と、 この極性反転手段による変換前の段階において上記直流
   荷重信号に所定の処理を施し、または該極性反転手段に
   よる変換後の段階において上記両極性パルス荷重信号に
   所定の処理を施す処理手段と、 上記極性反転手段及び処理手段による処理後の前処理済
   荷重信号をディジタル化するＡ／Ｄ変換手段と、 或る第１の時点における上記前処理済荷重信号を上記Ａ
   ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第１のデー
   タと、該第１の時点から上記極性反転手段による上記極
   性の反転周期の略［｛１／２｝＋ｍ（ｍは、整数であ
   る。）］倍に相当する時間だけ離れた第２の時点におけ
   る上記前処理済荷重信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によって
   ディジタル化して得た第２のデータと、の差を求め、こ
   の差を基に上記測定対象物の重量を表す荷重データを導
   出する演算手段と、を具備する重量測定装置。
4. 【請求項４】 上記Ａ／Ｄ変換手段は、上記第１及び第
   ２の各時点間の時間間隔に相当する周期で、上記前処理
   済荷重信号を、ディジタル化する状態に構成された、請
   求項１、２または３に記載の重量測定装置。
5. 【請求項５】 上記励磁信号は、正弦波信号であって、 上記演算手段は、上記励磁信号の或る１周期中におい
   て、上記前処理済荷重信号の大きさが略最大または略最
   小になる時点を、上記第１の時点とする状態に構成され
   た、請求項１に記載の重量測定装置。
6. 【請求項６】 上記演算手段は、上記チョッパ手段によ
   る上記直流荷重信号の断続周期の或る１周期中におい
   て、上記前処理済荷重信号の大きさが急変する時点以外
   の所定の時点を、上記第１の時点とする状態に構成され
   た、請求項２に記載の重量測定装置。
7. 【請求項７】 上記演算手段は、上記極性反転手段によ
   る上記極性の反転周期の或る１周期中において、上記前
   処理済荷重信号の大きさが急変する時点以外の所定の時
   点を、上記第１の時点とする状態に構成された、請求項
   ３に記載の重量測定装置。
8. 【請求項８】 上記演算手段は、上記励磁信号、上記交
   流荷重信号及び上記前処理済荷重信号、のいずれかの位
   相に同期して、上記第１及び第２の各時点を定める状態
   に構成された、請求項１に記載の重量測定装置。
9. 【請求項９】 上記演算手段は、上記チョッパ手段によ
   る上記直流荷重信号の断続動作、上記片極性パルス荷重
   信号の位相及び上記前処理済荷重信号の位相、のいずれ
   かに同期して、上記第１及び第２の各時点を定める状態
   に構成された、請求項２に記載の重量測定装置。
10. 【請求項１０】 上記演算手段は、上記極性反転手段に
    よる上記極性の反転動作、上記両極性パルス荷重信号の
    位相及び上記前処理済荷重信号の位相、のいずれかに同
    期して、上記第１及び第２の各時点を定める状態に構成
    された、請求項３に記載の重量測定装置。
11. 【請求項１１】 上記演算手段は、上記第１及び第２の
    各時点間の時間間隔を、上記重量センサの固有振動数の
    逆数の１／２以下の値に相当する時間間隔とする状態に
    構成された、請求項１、２または３に記載の重量測定装
    置。
12. 【請求項１２】 上記Ａ／Ｄ変換手段は、それぞれ個別
    の第１の変換手段と第２の変換手段とから成り、該第１
    の変換手段により上記第１の時点における上記前処理済
    荷重信号をディジタル化することにより上記第１のデー
    タを得、該第２の変換手段により上記第２の時点におけ
    る上記前処理済荷重信号をディジタル化することにより
    上記第２のデータを得る状態に構成され、 上記演算手段は、上記第１及び第２の各変換手段からそ
    れぞれ得られる上記第１及び第２の各データの差を求
    め、この差を基に上記荷重データを導出する状態に構成
    された、請求項１、２または３に記載の重量測定装置。
13. 【請求項１３】 上記第１の時点における上記前処理済
    荷重信号をサンプルホールドする第１のサンプルホール
    ド手段と、上記第２の時点における上記前処理済荷重信
    号をサンプルホールドする第２のサンプルホールド手段
    と、を備え、 上記第１のサンプルホールド手段によりサンプルホール
    ドした信号を上記第１の変換手段によりディジタル化
    し、上記第２のサンプルホールド手段によりサンプルホ
    ールドした信号を上記第２の変換手段によりディジタル
    化する状態に構成された、請求項１２に記載の重量測定
    装置。
14. 【請求項１４】 上記Ａ／Ｄ変換手段は、基準端子を有
    し、この基準端子に入力される信号の大きさを基準とし
    て、上記前処理済荷重信号をディジタル化するものであ
    って、 上記励磁信号が入力され、この励磁信号の実効値に応じ
    た大きさの直流基準信号を生成する直流基準信号生成手
    段、を設け、 上記Ａ／Ｄ変換手段の基準端子に、上記直流基準信号を
    入力する状態に構成された、請求項１に記載の重量測定
    装置。
15. 【請求項１５】 上記Ａ／Ｄ変換手段は、基準端子を有
    し、この基準端子に入力される信号の大きさを基準とし
    て、上記前処理済荷重信号をディジタル化するものであ
    って、 このＡ／Ｄ変換手段の基準端子に、上記直流の励磁信号
    を直接または或る一定の処理を施したあと入力する状態
    に構成された、請求項２または３に記載の重量測定装
    置。
16. 【請求項１６】 上記励磁信号が入力され、この励磁信
    号の大きさに応じた大きさの交流基準信号を生成する交
    流基準信号生成手段と、 上記交流基準信号と上記前処理済荷重信号とを上記Ａ／
    Ｄ変換手段によって選択的にディジタル化する状態に、
    該Ａ／Ｄ変換手段によるディジタル化の対象となる信号
    を選択する信号選択手段と、 を具備し、 上記演算手段は、上記交流基準信号が上記信号選択手段
    によって選択されているとき、或る第３の時点における
    該交流基準信号を上記Ａ／Ｄ変換手段によってディジタ
    ル化して得た第３のデータと、該第３の時点から上記励
    磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］倍に相当する時間
    だけ離れた第４の時点における上記交流基準信号を上記
    Ａ／Ｄ変換手段によってディジタル化して得た第４のデ
    ータと、の差を求め、この差を基に上記励磁信号の大き
    さを表す励磁基準データを導出し、上記前処理済荷重信
    号が上記信号選択手段によって選択されているとき、上
    記第１及び第２の各データの差を求め、この差を上記励
    磁基準データで除することにより上記荷重データを導出
    する状態に構成された、請求項１に記載の重量測定装
    置。
17. 【請求項１７】 上記励磁信号が入力され、この励磁信
    号の大きさに応じた大きさの交流基準信号を生成する交
    流基準信号生成手段と、 上記Ａ／Ｄ変換手段とは別個に設けられ、上記交流基準
    信号をディジタル化する第３の変換手段と、を具備し、 上記演算手段は、上記第１若しくは第２の時点と同一の
    時点または第１及び第２の時点と異なる時点である第３
    の時点における上記交流基準信号を上記第３の変換手段
    によってディジタル化して得た第３のデータと、該第３
    の時点から上記励磁信号の周期の略［｛１／２｝＋ｍ］
    倍に相当する時間だけ離れた第４の時点における上記交
    流基準信号を上記第３の変換手段によってディジタル化
    して得た第４のデータと、の差を求め、この差を基に上
    記励磁信号の大きさを表す励磁基準データを導出すると
    共に、上記第１及び第２の各データの差を求め、この差
    を上記励磁基準データで除することにより上記荷重デー
    タを導出する状態に構成された、請求項１に記載の重量
    測定装置。
18. 【請求項１８】 上記励磁信号は、正弦波信号であっ
    て、 上記演算手段は、上記励磁信号の或る１周期中におい
    て、上記前処理済荷重信号の大きさが略最大または略最
    小になる時点を、上記第３の時点とする状態に構成され
    た、請求項１６または１７に記載の重量測定装置。