JP4865037B2

JP4865037B2 - 測定増幅装置および方法

Info

Publication number: JP4865037B2
Application number: JP2009533727A
Authority: JP
Inventors: フェルドッテ，ハインリッヒ; クラウアー，アルフレート
Original assignee: ザトーリウスウェイングテクノロジーゲーエムベーハー
Priority date: 2006-10-27
Filing date: 2007-10-24
Publication date: 2012-02-01
Anticipated expiration: 2027-10-24
Also published as: EP2087595A1; US20090207064A1; CN101523728A; US7830294B2; DE102006051365A1; JP2010507944A; WO2008049602A1; CN101523728B; DE102006051365B4; EP2087595B1; DE502007002963D1

Description

本発明は、両極性矩形供給電圧がそれに供給される測定ブリッジの離調を検出する、測定増幅装置に関する。

本発明は、両極性矩形供給電圧がそれに供給される測定ブリッジの離調を検出する、測定増幅方法にも関する。

公知の装置は、測定ブリッジのアナログ両極性離調信号に基づき、ブリッジ離調を表わすディジタル出力値を生成する積分Ａ／Ｄ変換器を有する。このＡ／Ｄ変換器は、動作中に前記積分器に連続的に加えられる測定信号と、ある特定の時間に前記積分器に加えられる作動レベルの基準信号とを積分する、積分器を備える。このＡ／Ｄ変換器は、積分器の下流に接続されて積分器出力信号と閾値を比較する、比較器も備える。この比較器は、積分器出力信号が閾値と交差する各時点を量定する。切換え式基準電圧源にフィードバックされる比較器出力信号を用いて、比較器は、ある特定の時間における、作動レベルの基準信号の付加を制御する。時間測定手段は、それぞれの実測間隔の期間を検出するが、その理由は、それぞれの実測間隔の期間全体を通して、ブリッジ離調に対する尺度の基礎として、作動レベルの基準信号が積分器に加えられることがそれによって定義されているからである。

測定ブリッジの測定信号、特に離調信号のディジタル化検出のための、この種の方法および装置は、搬送周波数増幅および搬送周波数変換の文脈において知られている。この文脈においては、「測定ブリッジ」という用語は、広い意味があり、古典的なホイーストンブリッジだけでなく、いわゆるハーフブリッジおよび、少なくとも１つの可変抵抗器を有して、その変化が回路から検出可能な離調電圧の離調につながる、供給電圧を供給されるその他の回路も含む。

搬送周波数原理を導入する前に、ＤＣ電圧測定信号、例えば測定ブリッジの離調信号は、ＤＣ電圧増幅器を用いて前置増幅されて、次いで、積分Ａ／Ｄ変換器内でディジタル化される。

積分Ａ／Ｄ変換器の原理は、例えば、ドイツ特許ＤＥ２１１４１４１、ＤＥ２８２０６０１Ｃ２、およびＤＥ１００４０３７３Ａ１から、多数の変形形態として古くから知られている。積分Ａ／Ｄ変換器において、測定信号は、積分器として構成された演算増幅器の入力に加えられる。積分器として構成するために、演算増幅器の出力は、キャパシタを介して、その測定信号入力に連結されている。演算増幅器の測定信号入力には、ＤＣ電圧基準信号用の供給回線が連結されている。この基準信号は、ある特定の時間においてのみ作動レベルで付加される。残りの時間の間には、この基準信号は、量的に少ない静止レベルで付加されるか、または、演算増幅器の入力から完全に切断されている。

測定クロックパルスの第１のパルス部分の間、作動レベルの基準信号は付加されず、キャパシタは、演算増幅器において増幅された測定信号によって充電される。所定の時間後に、作動レベルの基準信号のスイッチが入れられて、キャパシタは、第２のクロックパルス部分の間に放電して、その結果として積分器出力信号が低下する。積分器出力信号によるゼロ交差、またはより一般的には閾値交差の時点が、下流に接続された比較器によって検出され、この比較器自体は、制御手段を介して、作動レベルの基準信号を積分器入力から切断する工程を新たに開始し、それによって新規測定クロックパルスがキャパシタを充電し始めることができる。

第２のクロックパルス部分の期間、すなわち作動レベルの基準信号が積分器に加えられる時間スパンが、好適な時間測定手段、例えば、クロックドカウンタによって測定される。測定された時間期間は、本明細書においては実測間隔と呼び、第１のクロックパルス部分において生じるキャパシタの帯電に対する尺度、したがって測定信号のレベルに対する尺度を表わす。クロックドカウンタを用いる時間測定の場合には、カウンタ値は、測定信号に対する、すなわち特に測定ブリッジの離調信号に対する、ディジタル尺度として直接使用することができる。

これまでは、ＤＣ電圧測定信号の正確な前置増幅は、付随するオフセット電圧とそのドリフトのために困難であった。このことは、搬送周波数原理の導入によって部分的に矯正され、この搬送周波数原理は、１／ｆノイズの抑制に関しても有利である。この原理によると、測定ブリッジには、両極性矩形信号が供給される。この結果、同様に双極性で矩形の測定ブリッジの離調信号が得られる。この信号は、公知のＡＣ電圧増幅器で前置増幅することができる。次いで、前置増幅されたＡＣ電圧信号を、同相整流と、それに続くローパスフィルタリングによって、ＤＣ電圧測定信号に変換することができる。このことは、ＤＥ２１６４３１５から公知である。その後のＤＣ電圧測定信号のディジタル化は、上述したように行うことができる。

同相整流とそれに続くローパスフィルタリングに対する代替選択肢として、ＷＯ０３／０８７７４９Ａ２によるシステムが知られており、このシステムにおいては、前置増幅されたＡＣ電圧離調信号が直接的、かつ高頻度でサンプリングされ、両極性離調信号のそれぞれの連続する半周期において検出されるサンプル値の平均値間の差が、ブリッジ離調に対する尺度として使用される。同先述の相整流とそれに続くローパスフィルタリングの方法と比較して、この方法は、ＡＣ電圧前置増幅器のオフセットとドリフトをディジタル消去するという利点がある。しかしながら、この方法は、解像度が限定されていながら、非常に高周波数のサンプラーを必要とするという欠点がある。

測定ブリッジの離調信号の電圧／周波数変換を備える装置が、ＤＥ３６３３７９０Ａ１より知られており、この装置においては、離調信号の交互の上方積分および下方積分の原理と、比較器における閾値との比較とによって、ブリッジ離調を表わす周波数を有するパルストレインが生成される。この公知の装置において、測定ブリッジの供給電圧の極性は、外部の極性逆転クロックパルスにしたがって、ランダムに逆転される。測定ブリッジに付加される離調信号も、その極性が相応して変化し、これは、上方積分段階中に発生し、この期間に比較して、下方積分段階の期間は無視できるほど短い。この結果としてのパルストレイン中の位置不良のパルスを避けるために、出力されるパルスを遅延させる電荷バランスサイクルが開始されて、これはまた、次の下方積分段階を開始させる。

この装置にはいくつかの欠点がある。第１に、測定された電圧値の計算のためにその周波数を測定しなくてはならない、パルストレインそれ自体の生成が好ましくなく、その理由は、これは、周波数の正確な測定のために多数のパルス、すなわち多数の上方積分と下方積分の段階を考慮に入れる必要があるために、技術的に複雑であるだけでなく、時間がかかるからである。第２に、この原理は、下方積分に必要なオフセット電圧、キャパシタ残留電圧および時間位相を無視することに基づいている。多くの場合に、これらは、現実的な仮定となる可能性がある。しかしながら、非常に迅速かつ／または正確な測定が必要となる場合には、そのような因子は、無視することはできなくなり、その結果、この公知の測定方法および対応する装置は使用することができなくなる。第３に、電荷バランスサイクルには、多数の追加構成要素が必要となり、このことは、これに対応して技術努力が大きくなりエネルギ消費も多くなることを示唆している。

ＤＥ４２２２５８０Ａ１から、積分器を備える従来型Ａ／Ｄ変換器回路は公知であり、この回路には、測定信号を別として、異なるレベルの基準信号が交互に加えられる。
ＵＳ４０３１５３２は、測定ブリッジの離調電圧の変換のためのＡ／Ｄ変換器回路を開示している。この回路は、離調信号とは別にブリッジ供給電圧から抽出される基準信号がそれに付加される積分器を有し、この基準信号の極性は、上方積分および下方積分のために切り換えられる。しかしながら、供給電圧の極性は、一定のままである。

発明の目的
本発明の目的は、高周波であるが解像度の限られた追加の要素を導入することなく、前置増幅器におけるオフセットとドリフトの効果的な低減を可能にするように、測定増幅装置および方法を改良することである。

発明の概要
この目的は、請求項１の特徴と、請求項８の特徴によって達成される。

本発明によれば、両極性矩形供給電圧がそれに供給される測定ブリッジの離調を測定するための、測定増幅装置が提案され、該装置は、前記測定ブリッジのアナログ離調信号に基づいてブリッジ離調を表わすディジタル出力値を生成する積分Ａ／Ｄ変換器を有し、このＡ／Ｄ変換器は、
動作中に前記積分器に連続的に加えられる測定信号としての前記離調信号、またはそれから導出される両極性信号と、ある特定の時間に前記積分器に加えられる作動レベルの基準信号とを積分する、積分器；
該積分器の下流に接続されて、積分出力信号と閾値を比較する、比較器；
作動レベルの基準信号がその間、前記積分器に加えられる各測定間隔の期間を、ブリッジ離調に対する尺度の基礎として量定する、時間測定手段を含み、
前記比較器は、積分器出力信号が閾値と交差する各時点を計算し、該計算された交差時点に応じて、制御手段が、
供給電圧の極性逆転を行う、切換え式基準電圧源、および
作動レベルの基準信号を積分器から切断する、切換え式基準電圧源を制御して、
基準信号と供給電圧を両極方式で互いに同期させる。

また、本発明によって提供されるのは、両極性矩形供給電圧がそれに供給される、測定ブリッジの離調を検出する測定増幅方法であって、該方法においては、ブリッジ離調を表わすディジタル出力値が、測定ブリッジのアナログ両極性離調信号に基づいて積分Ａ／Ｄ変換器によって生成され、
Ａ／Ｄ変換器の積分器が、離調信号、またはそれから導出される両極性信号を、動作中に前記積分器に連続的に加えられる測定信号、およびある特定の時間に前記積分器に加えられる作動レベルの基準信号として積分し；
積分器出力信号が閾値と比較されて；
作動レベルの基準信号がその間、積分器に加えられる各実測間隔の期間が検出されて、ブリッジ離調の尺度として計算するための基礎として使用され、
積分器出力信号が閾値と交差する各時点が計算され、計算された交差時点に応じて、
切換え式基準電圧源によって、供給電圧の極性逆転が行われ、
切換え式基準電圧源によって、作動レベルの基準信号が積分器から切断されて、
基準信号の極性と供給電圧の極性とが同期される。

本発明によれば、供給電圧源は、基盤となるクロックパルス発生器としては機能せず、それは、比較器出力信号に依存することになる。このことは、供給電圧矩形の各極性逆転が、積分器出力信号の閾値交差、特にそのゼロ交差に応じて行われることを意味する。また、本発明によれば、Ａ／Ｄ変換器用の測定信号として使用されるのは、矩形信号ではなく、両極性離調信号それ自体、または特にＡＣ電圧前置増幅を介して導出される両極性信号とされる。最後に、本発明によれば、両極性信号が基準信号としても使用され、この基準信号は、その極性に関して、供給電圧と同期されている。言い換えると、このことは、供給電圧および基準信号の極性逆転は、互いに明確に定義された方法で行われることを意味する。

本発明の根底をなす概念は、基準信号を、供給電圧の極性によって決まる測定信号の極性にそれぞれマッチングさせることによって、前置増幅されていてもよい離調信号を、直接ディジタル化することである。２つの連続積分段階の間に、積分器のキャパシタが、逆方向に充電されて、次いで、再び放電される。従来技術から知られているように、放電時間、すなわち作動レベルの基準信号がその間に加えられる時間が、測定信号のレベル、したがってブリッジ離調の尺度とみなされる。

本発明の重要な利点は、従来技術においては必要とされる、アナログ測定信号の整流およびローパスフィルタリングが結果として不要となることである。これによって、構成要素が節約され、関連する誤差源が削減される。他方で、上記のような欠点を生じるディジタルドメインにおける「整流」、すなわちオーバサンプリングされた両極性ディジタル化測定信号における平均化および差分形成も不要である。そうではなく、整流は、両極性基準信号のディジタル化の「自然」な結果として行われる。

本発明の特に好ましい態様は、従属請求項に定義される。
したがって、切換え式供給電圧源が、追加される基準信号スイッチと共に、切換え式基準電圧源としての役割を果たせば、有利である。これによって、追加の同期手段によって互いに整合されなくてはならない、２つの電圧源の必要性が回避される。むしろ、切換え式供給電圧源は、両極性源とすることができ、その正および負の接続を、その制御が比較器出力信号に依存するスイッチを用いて、測定ブリッジに交互に接続することができる。結果として得られる両極性矩形信号を、その制御がやはり比較器出力信号に依存するスイッチを介して、積分器に基準信号として供給することができる。

有利には、供給電圧および基準信号の比較器出力信号への依存性は、比較器が、積分出力信号が閾値と交差する、特にゼロ交差する各時点を量定するように構成されており、制御手段が、比較器出力信号のフィードバックのために設けられており、前記制御手段は、量定された交差時点に応じて、切換え式供給電圧源を制御し、供給電圧において極性逆転を発生させるとともに、切換え式基準電圧源を制御して、作動レベルの基準信号を積分器から切断させる。言い換えると、積分出力信号が閾値、特にゼロ値と比較されるときに、検出された時点に応じて、積分出力信号が閾値と交差する時点が検出されること、および供給電圧の極性逆転ならびに作動レベルの基準信号の積分器からの切断が実行されることが好ましい。

通常、制御の構成は、積分器出力信号の閾値交差またはゼロ交差、供給電圧の極性逆転、および積分器入力からの作動レベルの基準信号の切断が、時間測定に使用されるクロックドカウンタのクロックパルスと本質的に同時に、またはそれと同期して発生するようにされる。しかしながら、クロック同期同時性からの意図的な変更を設定することは可能である。測定増幅装置の収束挙動を改善するための相当する変更が、上記で引用したＤＥ１００４０３７３Ａ１から既知である。その刊行物に開示された原理は、本発明に容易に適用することができる。

本発明のこの態様の特に有利な展開においては、制御手段は、作動レベルの基準信号を積分器から切断する度にそれに続く所定の時間間隔の後に、作動レベルの基準信号を積分器に新たに加えるために、切換え式基準電圧源を制御するように構成されている。本発明による方法に関して、このことは、作動レベルの基準信号を積分器から切断する毎にそれに続く所定の時間間隔の後に、作動レベルの基準信号が、再び積分器に加えられることを意味している。

言い換えると、このことは、その間に積分器に基準信号が加えられないか、または静止レベルの基準信号が加えられる時間期間、したがって積分器のキャパシタがその間に充電される時間期間が、本質的に一定であることを意味する。したがって、積分器は、あらかじめ定められた充電時間を有する。それとは異なり、キャパシタの放電時間、すなわち、作動レベルの基準信号がその間に加えられる時間は可変であり、上方積分された電荷の量に依存する。この段階、すなわち実測間隔は、比較器出力信号によって停止されて、その期間が、測定信号のレベルに対する尺度として量定される。

なお、本発明のこの態様においては、１つの一定時間期間、具体的にはキャパシタの充電段階の期間のみが、可変クロックパルス部分、すなわち、実測間隔またはキャパシタの放電段階に加えられるので、実測間隔を量定するために、測定クロックパルス全体の期間、すなわち、本発明の好ましい態様においては、供給電圧における２回の極性逆転間の期間に等しい、上方積分段階と下方積分段階の期間を、ブリッジ離調に対する尺度として実際に使用することもできることに留意すべきである。

可変測定クロックパルスを備える先述の変形形態の代替として、本発明の別の好ましい態様においては、測定クロックパルスは、一定に保たれる。この目的で、制御手段はまた、作動レベルの基準信号を積分器に先行して加える度に、それに続く固定時間の後に、作動レベルの基準信号を積分器に新たに加えるために、切換え式基準電圧源を制御するように構成される。本発明の方法に関して、このことは、基準信号を積分器に先行して加える度にそれに続く一定時間後に、作動レベルの基準信号を積分器に再び加えることを意味する。

言い換えると、作動レベルの基準信号を積分器に加えるための、２回の連続する切換え工程間の時間スパンは一定のままとなる。しかしながら、作動レベルの基準信号が積分器にその間、加えられ続ける時間スパン、言い換えると、積分器にその間、基準信号が適用されないか、または静止レベルの基準信号が加えられる時間は可変である。一定の測定クロックパルス内での充電段階および放電段階の比率は、したがって可変である。ここで、放電段階の期間と充電段階の期間の相互に単純な依存性があるために、実際に、これらの段階のそれぞれを測定して、実測間隔を量定することが可能であり、ブリッジ離調の尺度に対する基礎としての役割を果たすことができることに留意すべきである。

上述のように、ＡＣ電圧前置増幅器を使用する場合には、オフセットおよびドリフトが、ブリッジ離調の測定の精度に対して重大な問題となる。オフセットは、供給電圧の異なる極性を有する２つの連続する測定クロックパルスの間に、異なる測定信号レベルが積分器に加えられるという影響がある。ドリフトは、この種のオフセットは、時間経過とともに、例えば温度または湿度のために変化するので、一回の調整では消去できないという影響がある。しかしながら、この変化は、測定クロックパルスの期間と比較して、通常、非常にゆっくりと発生する。したがって、時間可変オフセットを消去するために、本発明の好ましい展開においては、偶数の実測間隔期間を合計するために、加算手段が設けられるとともに、ブリッジ離調に対する尺度として合計値に基づく出力値を出力するために、出力手段が設けられる。本発明による方法に関して、このことは、偶数の連続する実測間隔期間が合計され、この合計値に基づいて、ブリッジ離調に対する尺度が出力されることを意味する。このようにして、それぞれの電流オフセットは完全に消去される。

同時に、実測間隔期間の合計は、全体的な測定の解像度を向上させる。クロックドカウンタによる間隔期間の独立した測定には、１クロックパルスの誤差が含まれる。したがって、直ちに明らかなことは、ある数（偶数）の間隔期間を含むとともに、１カウンタパルスだけの誤差も含まれる連続的な測定は、比較的小さい誤差、すなわち良好な解像度を有することである。しかしながら、本事例では、ある数（偶数）の一連の個別に測定された間隔期間が合計される場合にも、解像度の向上が生じる。この理由は、基準信号のクロック同期制御によって、キャパシタ充電間隔の期間が、これらの充電間隔の期間がその間に埋め込まれている実測間隔の期間と独立ではないため、言い換えると、いわゆる正規分布が適用できないためである。したがって、偶数の実測間隔期間の合計による解像度向上効果は、上述の変形形態のそれぞれにおいて生じる。

好ましくは、加算手段は、所定数の最も古い実測間隔の期間を用いず、先行する量定においては考慮されなかった同数の最も新しい実測間隔の期間を追加的に用いて、現行の合計値の量定を、先行の量定がそれに基づいていた一連の実測間隔期間に基づかせるように構成される。本発明の方法に関しては、このことは、現行の合計値の量定が、所定数の最も古い実測間隔の期間を用いず、先行の量定においては考慮されなかった同数の最も新しい実測間隔の期間を追加的に用いて、先行の量定がそれに基づいていた一連の実測間隔期間に基づくことを意味する。

言い換えると、その期間をそれぞれ合計して離調電圧に対するオフセットのない尺度を量定する、一連の実測間隔は、「移動ウィンドウ」の方法によって量定される。例えば、時点ｔ１、ｔ２、ｔ３およびｔ４（ここで、ｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４）において測定された実測間隔期間が、合計値を求めるために加算されると、時点ｔ２、ｔ３、ｔ４およびｔ５（ここで、ｔ２＜ｔ３＜ｔ４＜ｔ５）で測定された間隔期間を、後続の量定において加算することができる。このようにして、実測間隔期間のそれぞれの量定に続いて、測定ブリッジの離調の更新された尺度を出力することができ、各現行出力値は、この加算の結果として得られる、ゼロオフセット性および解像度の便益を受ける。この例においては、「移動ウィンドウ」は、それぞれ、１実測間隔だけ変位させられる。当然ながら、この変位に対して、その他のステップサイズを使用することもできる。

ここで、本発明による供給信号および基準信号の極性逆転のために、追加の誤差源が生じる危険があることにも留意すべきである。それによって導入される誤差は、極性逆転の頻度とともに増大する。本発明の一変形形態においては、供給電圧における、したがって基準電圧における極性の逆転が、各測定クロックパルスによってではなく、ｎ番目の測定クロックパルス毎にのみ、すなわちｎ番目の実測間隔毎に起動され、ここでｎは好ましくは２から１００の間、特に２から１０の間にある。実際のｎの選択は、スイッチ頻度によって導入される誤差に対して、ｎを大きくした場合の、増大する反応慣性を考慮して行う必要がある。この変形形態においては、加算によりオフセットが消去されることから、ｎの偶数倍の実測間隔期間を合計する必要がある。しかしながら、この変形形態においては、移動ウィンドウが使用される場合に、ステップサイズの選択は限定されない。
ここで、さらなる特徴および利点を例示的態様と図面を参照して説明する。

本発明の一態様の概略等価回路図である。本発明の第１の態様の概略タイミング図である。本発明の第２の態様の概略タイミング図である。

好ましい態様の詳細な説明
図１は、本発明による装置の等価回路図を概略形態で示す。図の左側に示すのは、４つの抵抗器１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄを備える測定ブリッジ１０である。このタイプの測定ブリッジは、抵抗器１０ａ〜ｄの内の少なくとも１つが可変であり、測定技術において使用されることが多い。特に、１つまたは２つ以上の抵抗器１０ａ〜ｄを、例えば、精密応力トランスデューサによくあるように、歪ゲージとして構成することができる。測定ブリッジ１０は、供給電圧源１２から供給電圧Ｕ_Ｓを供給される。完全にバランスのとれた測定ブリッジ１０の場合には、点ＡおよびＢの間で分岐させることのできる、離調電圧Ｕ_Ｖはゼロに等しい。抵抗器１０ａ〜ｄの内の少なくとも１つの抵抗値に変化があると、離調電圧Ｕ_Ｖを生じ、これは、ゼロと異なるとともに、求めようとする値、例えば、力トランスデューサ要素の曲げに対する尺度である。供給電圧源１２は、両極性供給電圧を供給することのできる、切換え式基準電圧源として構成されている。図１に示す態様においては、このことは、逆極性の等値電圧を有する出力を同期切換えすることによって達成される。ここで、図１における表現は純粋に模式的なものであり、両極性の切換え式基準電圧源の機能を表わすことだけを意図するものであることに留意すべきである。極性の逆転は、それぞれの場合において、供給電圧源１２の制御入力に加えられる制御信号Ｓ_Ｓに応じて、行われる。

測定ブリッジ１０の両極性電源に応じて、対応する両極性離調電圧Ｕ_Ｖが生じる。図１による態様においては、この離調電圧Ｕ_Ｖは、ＡＣ電圧前置増幅器１４によって好適に前置増幅される。前置増幅器１４は、通常、オフセットおよびドリフトを起こしやすく、その結果として、この点において、補正する必要のある誤差が測定に侵入する。

前置増幅器１４の出力電圧は、抵抗器１６を介して、対応する電流に変換され、この電流は、積分器として構成された演算増幅器１８の第１の入力に加えられる。演算増幅器１８の第２の入力は、本実施例においてはアースに接続されているが、原理的には、その他任意の一定電位をかけることもできる。演算増幅器１８の積分器としての構成は、キャパシタ電圧Ｕ_Ｃがその両端に付加される積分キャパシタ２０を介して、その出力信号を第１の入力にフィードバックすることによって実現される。

また、演算増幅器１８の第１の入力に加えられるものに基準電圧Ｕ_ｒｅｆがあり、これは抵抗器２２を介して、電流に変換される。基準電圧Ｕ_ｒｅｆは、切換え式基準電圧源によって供給され、この切換え式基準電圧源は、適当な方法で供給電圧源１２と同期されている。図１に示す態様においては、このことは、追加のスイッチ２４と共に供給電圧源１２が基準電圧源として使用される点で、特に有利に達成される。このようにして、基準電圧Ｕ_ｒｅｆは、常に供給電圧Ｕ_Ｓと同時に極性逆転を受けるが、しかしながら、追加のスイッチ２４によって、追加のクロックレートを与えることができる。スイッチ２４は、それ自体の制御信号Ｓ_ｒｅｆによって制御される。ここで、図示した態様において、基準電圧Ｕ_ｒｅｆは、演算増幅器の入力に加えられるか、またはそれから切断されることに留意すべきである。他の考えられる態様においては、切断することの代わりに、量的に低い静止レベルを与えることができる。

演算増幅器１８とキャパシタ２０からなる積分器の下流に接続されているのは、図示した態様においては、アースされた異なる増幅器として構成されている、比較器２６である。その他の態様においては、この比較器は、アースとは異なる電位に接続することもできる。積分器出力電圧によるゼロ交差の時点は、比較器によって求めることができる。比較器２６の下流に接続された制御手段２８は、比較器出力信号を処理して、供給電圧源１２または基準電圧源１２を制御するための、制御信号Ｓ_ＳおよびＳ_ｒｅｆ、すなわち本質的には図１の態様におけるスイッチ２４を生成する。制御手段２８は、単に、図１における機能ブロックとして示してあり、純粋にハードウエアとして、またはハードウエアとソフトウエアの組合せとして、異なる方法で実現することができる。これらの動作モードを、本発明の２つの特に好ましい態様に対して、図２および３のタイミング図を参照して説明する。

図２は、本発明の第１の態様によるタイミング図を示す。この図は、個々の信号間の時間的関係を説明することだけを意図するものであり、表現は任意単位を使用している。上述のように、両極性供給電圧Ｕ_Ｓは、制御信号Ｓ_Ｓに追従し、この制御信号Ｓ_Ｓは、図示した態様においては、単極性信号であるが、当然ながら、例えば両極性としてもよく、かつ／またはパルス信号として実現することもできる。本質的に重要なことは、供給電圧Ｕ_Ｓにおける極性逆転が、制御信号Ｓ_Ｓに応じて発生することである。離調された測定ブリッジ１０を用いる場合には、このことは、その極性逆転に関して、供給電圧と同期されている、測定ブリッジ１０の出力における離調電圧Ｕ_Ｖを生じることになる。表現を簡単にするために、離調電圧Ｕ_Ｖに対して時間と共に変化する可能性のあるオフセットを示す、反転前置増幅器１４の出力信号は、図２に示していない。ここで、前置増幅器１４の反転性質は本発明には関連がなく、期待される離調の方向に依存することに留意すべきである。重要なことは、前置増幅離調信号が、基準信号と異なる極性を有することだけである。

先述したように、基準電圧Ｕ_ｒｅｆは、供給電圧Ｕ_Ｓと本質的に同様の極性逆転を生じる。これに、制御信号Ｓ_ｒｅｆからのクロックパルスが加えられる。図２による態様において、基準電圧Ｕ_ｒｅｆは、各測定クロックパルスの開始点において積分器１８、２０の入力から切断されている。この時間中には、測定信号、すなわち反転前置増幅離調電圧Ｕ_Ｖだけが、演算増幅器１８の入力に加えられる。測定クロックパルスＴ_Ｔのこの第１のクロックパルス部分Ｔ_Ｃの間に、キャパシタは充電されて、これがキャパシタ電圧Ｕ_Ｃの（定量的な）上昇につながる。

図２の態様においては一定である、所定の周期Ｔ_Ｃの後に、制御信号Ｓ_ｒｅｆに応じてスイッチ２４を切り換えることによって、基準電圧Ｕ_ｒｅｆが積分器１８、２０の入力に追加的に加えられる。その極性が測定信号に対して逆転しているために、後続のクロックパルス部分Ｔ_ｍの間、キャパシタ２０は放電して、キャパシタ電圧Ｕ_Ｃがゼロ交差するまで放電し、それが、比較器２６によって記録される。これらの時点は、図２においてジグザグ矢印で示されている。ゼロ交差の時点は、制御手段２８によって、制御信号Ｓ_ＳおよびＳ_ｒｅｆ内のクロック同期変化に変換されて、その結果として供給電圧Ｕ_Ｓおよび基準電圧Ｕ_ｒｅｆの極性が変化するだけでなく、基準電圧Ｕ_ｒｅｆも、積分器１８、２０の入力から切断される。後続の測定クロックパルスは、上述したのと同様な方法であるが、逆転した極性を有して発生する。

離調電圧Ｕ_Ｖのレベルは、一定充電時間Ｔ_Ｃの後、キャパシタ２０を再び放電させるために必要な、すなわち、Ｕ_Ｃがゼロ交差するまでの、時間期間によって表わされる。この期間は、実測間隔Ｔ_ｍである。言及したように、充電時間Ｔ_Ｃは一定であるので、実測間隔Ｔ_ｍの期間および全体測定クロックパルスの期間Ｔ_Ｔ＝Ｔ_Ｃ＋Ｔ_ｍの両方とも、離調電圧Ｕ_Ｖのレベルに対する尺度として求めることができる。ＴｍまたはＴ_Ｔ＝Ｔ_Ｃ＋Ｔ_ｍの期間の検出は、高周波カウンタを用いて実行するのが好ましく、この高周波カウンタは、Ｔ_ＣまたはＴ_ｍの開始時に、好ましくはＳ_ｒｅｆおよび／またはＳ_Ｓに応じて、始動される。異なる間隔期間の検出は、単一のカウンタを用いて実施することができる。

言及したように、前置増幅器１４によってオフセットを測定信号中に導入してもよい。このことは、異なる極性の間隔は、異なるレベルの離調電圧Ｕ_Ｖを供給することを意味するといえる。そしてこのことは、異なる極性の２つの連続する測定クロックパルスは、異なる期間を有する結果となり、一方の測定クロックパルスの期間は、他方の測定クロックパルスの期間が短かすぎるのと同じ量だけ、長すぎることになる。２つ、またはより一般的には偶数の複数の実測間隔期間または測定クロックパルス期間を加算することによって、この誤差は、したがって補正することができる。ここで、この補正は、ドリフトが合計された全体期間と比較して低速であれば、時間経過による、オフセットのいかなるドリフトとも独立であることに留意すべきである。充電周期Ｔ_Ｃが一定であることによって、連続実測間隔Ｔ_ｍ１、Ｔ_ｍ２および２つの連続する完全測定クロックパルスの期間（Ｔ_Ｃ＋Ｔ_ｍ１）＋（Ｔ_Ｃ＋Ｔ_ｍ２）の両方を使用することができる。結果として、先に言及したように、ディジタル化の解像度を向上させることができる。測定ブリッジの離調に対する出力尺度の迅速な更新を、上記で説明した「移動ウィンドウ」によって合計される実測間隔期間を選択することによって、達成することができる。

図３は、本発明の第２の態様の概略タイミング図を示しており、これに対しても、図２に関して述べた内容が当てはまる。図２による態様と異なり、それぞれの測定クロックパルスの全体期間Ｔ_Ｔは図３において一定である。充電段階の相対的部分、すなわちここでも、基準電圧Ｕ_ｒｅｆの追加の付加により、充電キャパシタを放電させるのに必要な時間の実際の実測間隔Ｔ_ｍ、だけが可変である。

図３のタイミング図は、その他は、図２に対して説明したのと同様に解釈することができる。ここで、Ｕ_Ｃの個々の部分の異なる勾配は、（増幅されている可能性のある）離調電圧Ｕ_Ｖと基準電圧Ｕ_ｒｅｆの相対レベルの結果である。
図面において示し、詳細な説明において説明した態様は、もちろんのこと、本発明の実証的な例を意図するものである。本明細書での開示に照らせば、広範囲の可能な変更が、当業者には明らかである。例えば、離調電圧Ｕ_Ｖに大きなレベル変動がある場合に、ディジタル化された信号の迅速な集束を達成するために、特に、個々の切換え可能な信号の厳密な同期から、わずかな変更を行うことが可能である。

Claims

両極性矩形供給電圧（Ｕ_Ｓ）がそれに供給される、測定ブリッジ（１０）の離調を検出する測定増幅装置であって、該装置は、前記測定ブリッジ（１０）のアナログ両極性離調信号（Ｕ_Ｖ）に基づいてブリッジ離調を表わすディジタル出力値を生成する、積分Ａ／Ｄ変換器を含み、該Ａ／Ｄ変換器は、
動作中に前記積分器に連続的に加えられる測定信号としての前記離調信号（Ｕ_Ｖ）、またはそれから導出される両極性信号と、それに加えて特定の時間であって作動レベルの基準信号（U _ref ）に関する先行するある動作時点により決定される時点において開始される時間の間、前記積分器に加えられる、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）とを積分する、積分器（１８、２０）；
該積分器（１８、２０）の下流に接続されて、積分器出力信号と閾値を比較する、比較器（２６）；
前記測定信号に加えて、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）がその間、前記積分器（１８、２０）に加えられる各実測間隔（Ｔ_ｍ）の期間を、ブリッジ離調に対する尺度の基礎として量定する、時間測定手段を含み、
前記比較器（２６）は、積分器出力信号が閾値と交差する各時点を検出し、該検出された交差時点において
供給電圧（Ｕ_Ｓ）の極性変化を行うように切換え式基準電圧源（１２）を、および作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を積分器（１８、２０）から切断するように切換え式基準電圧源（１２、２４）を制御手段（２８）が制御して、
基準信号と供給電圧を両極方式で互いに同期させる、前記装置。
切換え式基準電圧源（１２）が、追加の基準信号スイッチと一緒に、切換え式基準電圧源（２４）としての役割を果たすことを特徴とする、請求項１に記載の装置。
制御手段（２８）が、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を積分器（１８、２０）から切断する度にそれに続く所定の時間間隔（Ｔ_Ｃ）の後に、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を積分器（１８、２９）に新たに加えるために、切換え式基準電圧源（１４、２４）を制御するようにも構成されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の装置。
供給電圧（Ｕ_Ｓ）における２回の連続する極性変化の間の全体期間が、ブリッジ離調に対する尺度の基礎としての役割を果たすことを特徴とする、請求項３に記載の装置。
制御手段が、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を先行して積分器（１８、２０）に加える度にそれに続く一定時間間隔（Ｔ_Ｔ）の後に、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を積分器（１８、２９）に新たに加えるために、切換え式基準電圧源（１２、２４）を制御するようにも構成されていることを特徴とする、請求項１または２に記載の装置。
加算手段が偶数の実測間隔期間を合計するために設けられるとともに、ブリッジ離調に対する尺度として、合計値に基づく出力値を出力する出力手段が設けられている、請求項１〜５のいずれか一項に記載の装置。
加算手段が、所定数の最も古い実測間隔の期間を用いず、先行する量定において考慮されなかった同数の最も新しい実測間隔の期間を用いて、現行の合計値の量定を、先行の量定がそれに基づいていた一連の実測間隔期間に基づかせるように構成されていることを特徴とする、請求項６に記載の装置。
両極性矩形供給電圧（Ｕ_Ｓ）がそれに供給される、測定ブリッジ（１０）の離調を検出する測定増幅方法であって、ブリッジ離調を表わすディジタル出力が、測定ブリッジ（１０）のアナログ両極性離調信号（Ｕ_Ｖ）に基づいて、積分Ａ／Ｄ変換器によって生成される前記方法において、
前記Ａ／Ｄ変換器の積分器（１８、２０）が、動作中に前記積分器に連続的に加えられる測定信号としての前記離調信号（Ｕ_Ｖ）、またはそれから導出される両極性信号と、それに加えて、特定の時間であって作動レベルの基準信号（U _ref ）に関する先行するある動作時点により決定される時点において開始される時間の間、前記積分器に加えられる、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）とを積分し；
積分器出力信号が、閾値と比較されて；
前記測定信号に加えて、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）がその間、積分器（１８、２０）に加えられる各実測間隔（Ｔ_ｍ）の期間が検出されて、ブリッジ離調に対する尺度を量定するための基礎として使用され；
積分器出力信号が閾値と交差する各時点が検出され、検出された交差時点において、
切換え式基準電圧源（１２）によって供給電圧（Ｕ_Ｓ）の極性変化が行われ、
および切換え式基準電圧源（１２、１４）によって作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）が積分器から切断されて、
供給電圧（Ｕ_Ｓ）の極性と基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）の極性とが同期される、前記方法。
基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を積分器（１８、２０）から切断する度にそれに続いて、所定の時間間隔（Ｔ_Ｃ）の後に、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）が積分器（１８、２０）に再び加えられることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
供給電圧（Ｕ_Ｓ）における連続する２つの極性変化の間の全体期間（Ｔ_Ｔ）が、ブリッジ離調に対する尺度のための基礎として使用されることを特徴とする、請求項９に記載の方法。
作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）を積分器（１８、２０）に先行して加える度にそれに続く一定時間間隔（Ｔ_Ｔ）の後に、作動レベルの基準信号（Ｕ_ｒｅｆ）が、積分器（１８、２０）に再び加えられることを特徴とする、請求項８に記載の方法。
偶数の連続する実測間隔期間が合計されて、ブリッジ離調に対する尺度が該合計値に基づいて出力されることを特徴とする、請求項８〜１１のいずれか一項に記載の方法。
合計値の現行の量定が、所定数の最も古い実測間隔の期間を用いず、先行の量定において考慮されなかった同数の最も新しい実測間隔の期間を追加的に用いて、先行の量定がそれに基づいていた一連の実測間隔期間に基づくことを特徴とする、請求項１２に記載の方法。