CN101523728A - 测量放大装置和方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及测量放大方法和测量放大装置，用于在使用积分的模数转换器的情况下检测以双极性矩形的供电电压(Us)供电的测量电桥(10)的失调。本发明的特征在于，在模数转换中使用的参考电压(Uref)经历极性变换，该极性变换与供电电压(Us)的极性变换同步。通过偶数数目的单个测量的加和完全消除偏移和漂移。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于检测以双极性矩形供电电压供电的测量电桥的失调的测量放大装置。
本发明还涉及一种用于检测以双极性矩形供电电压供电的测量电桥的失调的测量放大方法。
背景技术
已知的装置具有进行积分的模数转换器，该模数转换器基于测量电桥的双极性模拟失调信号生成用于表示电桥失调的数字输出值。在此，模数转换器具有积分器，积分器将在运行中持续地加载在其上的测量信号和间歇性地在其上加载的参考信号工作电平进行积分。此外，模数转换器具有在积分器后面串联的比较器，该比较器将积分器输出信号与阈值进行比较。比较器测定出当积分器输出信号跨越阈值的每个时间点。借助反馈至可切换的参考电压源的比较器输出信号，比较器控制参考信号的工作电平的间歇性的加载。在此，时间测量件检测每个测量间隔的持续时间，因为由此限定，在测量间隔的持续时间期间，参考信号的工作电平被加载到积分器上，作为电桥失调的量度的基础而被检测。
这种用于对测量信号、特别是测量电桥的失调信号进行数字化检测的方法和装置在载波频率放大和载波频率转换的概念中被公知。概念“测量电桥”在此应当理解得较为广泛并且不仅包括传统的惠斯顿电桥，而且也包括所谓的半电桥和其他的以供电电压供电的、具有至少一个可改变的电阻的电路，该电阻的改变导致可在电路上截取的失调电压的失调。
在导入载波频率原理之前，直流电压测量信号，例如测量电桥的失调信号借助直流电压放大器预放大并且接下来在积分的模数转换器中数字化。
积分的模数转换器的原理在丰富多样的变动方案中久已被公知。这里例如在DE 21 14 141、DE 28 20 601 C2以及DE 100 40 373 A1中所述的。在积分的模数转换器中，测量信号被加载到作为积分器布线的运算放大器的输入端上。为了作为积分器布线，运算放大器的输出端通过电容器与其测量信号输入端连接。同样，直流电压参考信号的输入与运算放大器的测量信号输入端相连接。该参考信号仅间歇性地以工作电平接入。在其余时间内参考信号以数量上较低的静电平(Ruhepegel)加载或者完全与运算放大器的输入端分离。在测量脉冲(Messtakt)的第一脉冲部分期间，在该脉冲部分中参考信号的工作电平没有被加载，电容器通过在运算放大器中放大的测量信号被充电。如果在预先给定的时间跨度之后参考信号的工作电平被接入，则电容器在第二脉冲部分期间放电，由此积分器输出信号下降。积分器输出信号的过零的时间点或者通用的过阈值的时间点借助在后面串联的比较器检测，比较器在其一侧通过控制件促使，参考信号的工作电平重新从积分器输入端分离，从而一个新的测量脉冲能够以电容器的充电开始。第二脉冲部分的持续时间，也就是说，时间跨度以合适的时间测量件，例如定时的计数器测量，在该时间跨度期间参考信号的工作电平加载在积分器上。测量的时间段，在此称为测量间隔，表示对于电容器的在第一脉冲部分中进行的充电的量度以及因此对于测量信号的电平的量度。在借助定时的计数器进行时间测量的情况下，计数器值直接地被用作测量信号的数字量度，也即特别是测量电桥的失调信号的数字量度。
在过去，直流电压测量信号的精确预放大由于与此相联系的偏移电压和其漂移而具有困难。部分的补救措施通过载波频率原理的导入而实现，载波频率原理也显示关于1/f噪声的抑制方面的优点。在此，以双极性矩形信号供给测量电桥。由此产生测量电桥的同样是双极性矩形的失调信号。利用公知的交流电压放大器将上述失调信号预放大。该预放大的交流电压信号可以接下来通过相位合适的整流和随后的低通滤波过滤转换成直流电压测量信号。这从DE 2164315中公知。接下来的直流电压测量信号的数字化可以如上面所述那样实现。
代替相位合适的整流和接下来的低通滤波过滤，在WO 03/087749A2中公知一种系统，在该系统中预放大的交流电压失调信号直接地和高频地被探测，其中，在双极性的失调信号的各相邻的半时段检测到的探测值的平均值的差被用作电桥失调的量度。这种方法相对于前面所述的相位合适的整流和接下来的低通滤波过滤的方法具有数字地消除交流电压预放大器偏移和漂移的优点。然而在此不利的是，很高频率的但在其分辨率方面受到限制的探测器是必需的。
在DE 36 33 790 A1中公知测量电桥的失调信号的电压/频率转换的装置，其中按照失调信号的变换的累积和去累积的原理以及按照与比较器中的阈值进行比较的原理生成脉冲列，该脉冲列的频率对于电桥失调具有代表性。在公知的装置中，测量电桥的供电电压根据外部的极性变换脉冲任意地进行换极。相应地，在测量电桥上加载的失调信号也变换其极性，这通常在累积阶段期间发生，相对于累积阶段的持续时间，去累积阶段(Abintegrationsphase)的持续时间是可被忽略地短。由此为了在脉冲列中不包括误推移的(fehlverschobenen)脉冲，启动充电平衡回路，其造成待输出脉冲的延迟，该脉冲同样导入下一个去累积阶段。该装置具有多个缺点。第一，脉冲列(其频率为了计算测量电压值必须被测量)的产生已经是不利的，因为一方面在技术上是费事的并且另一方面是费时的，因为为了精确测量频率，许多个脉冲，也就是说许多个累积阶段和去累积阶段必须被考虑。第二，原理以忽略偏移电压、电容剩余电压和对于去累积所必需的时间为基础。这可能在很多情况下是切合实际的假设。但是，在非常迅速和/或非常精确的测量需求情况下，这些因素就不再能够被忽略了，以致公知的测量方法或者相应的装置在此不能被使用。第三，充电平衡回路需要大量附加的构件，这意味着相应高的技术投入和能量耗费。
由DE 42 22 580 A1公知带有积分器的传统的模数转换电路，除了测量信号之外还将参考信号的变换不同的电平加载到积分器上。
在US 4 031 532中公开了用于测量电桥的失调电压转换的模数转换电路。该电路具有积分器，除了失调信号还将由电桥供电电压导出的参考信号加载到积分器上，参考信号的极性为了累积和去累积而转变。与此相反供电电压的极性保持恒定。
发明内容
本发明的任务在于，将测量放大装置和测量放大方法如此进一步改进，以使得能够在不引入附加的高频的但是分辨率受限的元件的情况下实现预放大器的良好的偏移减少和漂移减少。
该任务借助权利要求1的特征以及权利要求8的特征予以解决。
根据本发明提出一种用于检测以双极性矩形供电电压供电的测量电桥的失调的测量放大装置，该测量放大装置具有积分的模数转换器，该模数转换器基于测量电桥的双极性模拟失调信号生成用于表示电桥失调的数字输出值，其中，模数转换器具有：
-积分器，积分器将失调信号或者由失调信号导出的双极性信号以及将间歇性地加载到其上的参考信号工作电平进行积分，其中失调信号或者由失调信号导出的双极性信号作为在运行中持续地加载到其上的测量信号；
-在积分器后面串联的比较器，其将积分器输出信号与阈值进行比较；
-时间测量件，其确定参考信号的工作电平被加载到积分器上的每个测量间隔的持续时间，作为对于电桥失调的量度的基础，
其中，比较器测定出积分器输出信号跨越阈值的每个时间点，并且控制件依赖于所测定的跨越时间点
-控制可切换的供电电压源，以实现供电电压的极性变换，以及
-控制可切换的参考电压源，以将参考信号的工作电平与积分器分离，从而使得参考信号和供电电压相互同步地具有双极性。
此外，根据本发明提出，用于检测以双极性矩形供电电压供电的测量电桥的失调的测量放大方法，在该测量放大方法中借助积分的模数转换器基于测量电桥的双极性模拟失调信号生成用于表示电桥失调的数字输出值，其中
-模数转换器的积分器将持续地作为测量信号加载到其上的失调信号或者由失调信号导出的双极性信号以及将间歇性地加载到其上的参考信号工作电平进行积分；
-比较积分器输出信号与阈值，并且
-检测参考信号的工作电平被加载到积分器上的每个测量间隔的持续时间，并且该持续时间被用作用于确定对于电桥失调的量度的基础，
其中，测定积分器输出信号跨越阈值的每个时间点，并且依赖于测定的跨越时间点
-控制可切换的供电电压源，以实现供电电压的极性变换，以及
-控制可切换的参考电压源，以将参考信号的工作电平与积分器分离，从而产生供电电压的极性和参考信号的极性的同步。
首先，根据本发明设计为，供电电压源不是作为基础的脉冲发送器起作用，而是依赖于比较器输出信号。也就是说，供电电压矩形的相应换极依赖于积分器输出信号的过阈值点，特别地依赖于积分器输出信号的过零点。此外，根据本发明设计为，作为模数转换器的测量信号不使用整流的信号，而使用双极性的失调信号本身或者特别是通过交流电压预放大器传输的双极性信号。最后，根据本发明设计为，双极性信号也被用作参考信号，该双极性信号在其极性方面与供电电压同步。换言之这意味着，供电电压和参考信号的极性变换相互明确限定地发生。
本发明的基本思想在于通过将参考信号相应地与测量信号的极性相配合而实现可能的预放大的失调信号的直接数字化，测量信号的极性通过供电电压的极性确定。在两个相邻的累积阶段积分器的电容器以相反的方向充电并且随后重又放电。如从现有技术所公知的那样，在此放电时间作为测量间隔被测量，也即其间加载参考信号的工作电平的时间作为对于测量信号的电平的量度进而作为对于电桥失调的量度而被测量。
本发明的重要优点在于实现了对在现有技术中所必需的模拟测量信号的整流和低通滤波过滤的放弃。由此省去了一些构件和与这些构件相联系的误差源。另一方面，也略去了在数字范围内的整流，也就是说，略去在探测到的双极性数字化测量信号中的平均值构成以及差构成，其导致上面已经阐述的缺点。事实上整流作为借助双极性参考信号进行数字化的“自然的”结果而发生。
本发明特别优选的实施方式在从属权利要求中进行限定。
因此有利的是，可切换的供电电压源与附加的参考信号开关共同用作可切换的参考电压源。这避免了必需两个电压源，这两个电压源必须通过附加的同步件相互协调。事实上可切换的供电电压源可以是双极的电源，其正的和负的连接部可以借助依赖于比较器输出信号而被控制的开关变换地与测量电桥连接。所产生的双极性的矩形信号可以通过同样依赖于比较器输出信号而被控制的开关作为参考信号被输送给积分器。
有利的是，供电电压和参考信号对于比较器输出信号的依赖性如此具体化，以使得比较器为了测定积分器输出信号跨越阈值的每个时间点，特别是过零点而被设定，并且为了反馈比较器输出信号设计有控制件，这些控制件依赖于测定的跨越时间点而控制可切换的供电电压源以实现供电电压的极性变换，以及控制可切换的参考电压源以将参考信号的工作电平与积分器分离。换言之，优选设计为，在将积分器输出信号与阈值特别是零点值进行比较的情况下测定积分器输出信号跨越阈值的时间点并且供电电压的极性变换以及参考信号的工作电平与积分器的分离依赖于检测的时间点而实现。典型地，该控制如此设定，以使得积分器输出信号的阈值跨越或者过零、供电电压的极性变换以及参考信号的工作电平与积分器输入端的分离基本上与为了时间测量而使用的定时的计数器的脉冲同时地或者脉冲同步地进行。然而与脉冲同步同时性的针对性偏离能够被调适。用于改善测量放大装置的收敛特性的可比较的偏离由已经提及的DE 100 40 373 A1所公知。那里所公开的原理以简单的方式也应用在本发明中。
在本发明的该实施方式的特别优选的改进构造方案中设计为，控制件进一步被设定为，每次在参考信号的工作电平与积分器分离后的预先确定的时间间隔之后，控制可切换的参考电压源，以将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。关于根据本发明的方法意味着，每次在参考信号的工作电平与积分器分离后的预先确定的时间间隔之后，将参考信号的工作电平重新被加载到积分器上。换言之，在积分器上不加载参考信号的时间段或者说加载参考信号的静电平的时间段，进而其间积分器的电容器被充电时的时间段基本上被固定地调适。同样为积分器提供预先限定的充电时间。与此相反，可变的并且依赖于累积的充电的量的是电容器的放电时间，也就是说，其间加载参考信号的工作电平的时间。该阶段，测量间隔，通过比较器输出信号而结束并且其持续时间被确定为测量信号电平的量度。可以注意到，在本发明的该实施方式中为了确定测量间隔在实践中总的测量脉冲的持续时间，也就是累积阶段和去累积阶段的持续时间(其在本发明的优选的实施方式中等于在供电电压的两次极性变换之间的持续时间)也能被用作对于电桥失调的量度，因为仅恒定的时间段，也即电容器的充电阶段的持续时间加至可变的脉冲部分，也就是测量间隔或者电容器的放电阶段上。
作为对前面描述的具有可变的测量脉冲的变动方案的替代可以在本发明另外的同样有利的实施方式中使得测量脉冲保持恒定。由此设计为，控制件进一步被设定为，每次在前一次将参考信号的工作电平加载到积分器上后的固定的时间间隔之后，控制可切换的参考电压源，以将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。关于根据本发明的方法这意味着，每次在前一次将参考信号加载到积分器上后的固定的时间间隔之后，将参考信号的工作电平重新加载到积分器上。也就是说用于将参考信号的工作电平加载到积分器上的两个相邻的切换过程之间的时间跨度保持恒定。与此相反，可变的是在其间将参考信号的工作电平加载保持到积分器上的时间跨度或者是其间不加载参考信号到积分器上或将参考信号的静电平加载到积分器上的时间。因此，充电阶段和放电阶段的比例在固定的测量脉冲内是可变的。可以注意到，由于放电阶段和充电阶段的持续时间的相互之间的简单依赖，在实践中，每个这种阶段为了确定测量间隔而被测量并且可以用作对于电桥失调的量度的基础。
正如已经提及的，可能使用的交流电压预放大器的偏移和漂移表达了关于电桥失调的测量精确性的严重问题。偏移导致，在两个相邻的具有不同的供电电压极性的测量脉冲期间不同的测量信号电平加载在积分器上。而漂移导致，这种偏移不是通过一次性的调适而被消除，因为它随时间而改变，例如由于温度或者湿度。然而这种改变与测量脉冲的持续时间相比通常进行得非常缓慢。因此为了消除可随时间改变的偏移在本发明的优选的改进构造方案中设计有加法器和输出器，其中加法器用于加和偶数数目的测量间隔持续时间，输出器用于输出以加和的值为基础的输出值作为对于电桥失调的量度。关于根据本发明的方法这意味着，加和偶数数目的相邻的测量间隔持续时间并且以加和的值为基础输出对于电桥失调的量度。由此，各个实时的偏移完全被消除。
通过测量间隔持续时间的加和同时改善了总体测量的分辨率。借助定时的计数器独立测量间隔持续时间被赋予计数器脉冲的误差。因此，直接说明，一种包括(偶数)数目的间隔持续时间并且同时仅被赋予计数器脉冲误差的连续的测量具有较小的相对误差，也就是说具有更好的分辨率。然而如果加和(偶数)数目的相邻的、单独测量的测量间隔持续时间，那么在上述情况下的分辨率改善也发生了。这关系到，由于对参考信号的脉冲同步的控制电容器充电间隔的持续时间不是不依赖于测量间隔的持续时间，在测量间隔之间电容器充电间隔被嵌入，也就是说所谓的高斯误差传递法则不能被使用。因此对偶数数目的测量间隔持续时间进行加和的分辨率改善效应从上述的每个变动方案中得出。
优选设计为，加法器被设定为，将作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定的数目的最老测量间隔的持续时间并且加入额外的相同数目的在前一次确定中未考虑的最新测量间隔的持续时间，作为加和的值的实时确定的基础。关于根据本发明的方法这意味着，作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定的数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外的相同数目的在前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间，作为加和的值的实时确定的基础。换言之，测量间隔的序列按照“滑动窗口”的形式被确定，测量间隔的多个持续时间分别为了测定用于失调电压的无偏移的量度而被加和。例如，在时间t1、t2、t3和t4(其中t1<t2<t3<t4)上所测量的测量间隔持续时间为了确定加和的值而被相加，在随后的确定中在时间t2、t3、t4和t5(其中t2<t3<t4<t5)上所测量的间隔持续时间可被相加。以这种方式在每次确定测量间隔持续时间之后都输出用于测量电桥失调的实时化的量度，其中，每个实时输出值都受益于由加和所产生的无偏移性和分辨率高度。在这个例子中“滑动窗口”分别推移一个测量间隔。然而，不言而喻的是，以其他步量的推移也是可能的。
最后，还须提示危险，即通过根据本发明的供电电压和参考电压的换极能够产生附加的误差源。在此，由此导入的误差随着换极的频繁性而增长。因此在本法明的变动方案中可以设计为，供电电压的以及因此还有参考电压的极性变换不是在每个测量脉冲中被控制，而是按照仅在每第n个测量脉冲中，也就是说按照每第n个测量间隔而被控制，其中，n优选在2和100之间，特别是在2和10之间。对n的具体选择是在权衡通过转换频繁性而导入的误差和在选择较大的n时反应惰性上升的情况下而作出的。为了通过加和来消除偏移也就是在本实施方式中对偶数倍n测量间隔持续时间进行加和是必需的。而步量的选择在使用滑动窗口的情况下在该变动方案中不受限制。
附图说明
其他的特征和优点从下面的专门性描述和附图中给出。其中：
图1示出本发明的实施方式的示意性等效电路图；
图2示出本发明的第一实施方式示意性的时序图；
图3示出本发明的第二实施方式的示意性的时序图。
具体实施方式
图1示意性示出根据本发明的装置的等效电路图。在图1的左边区域示出由四个电阻10a、10b、10c和10d所构成的测量电桥10。这种测量电桥在测量技术中广泛应用，在这种测量电桥中，电阻10a-10d中的至少一个可以改变。特别地，电阻10a-10d中的一个或者多个例如能够构成为应变计，这例如在精密力接收器中通常是上述情况。测量电桥10由供电电压源12供应供电电压Us。在完全平衡的电桥10情况下，在点A和B之间量取的失调电压Uv等于零。电阻10a-10d中的至少一个的电阻值的变化导致非零失调电压Uv，该失调电压Uv是对要测量大小例如力接收器元件弯曲的量度。供电电压源12构成为可切换的供电电压源，其可以提供双极性供电电压。在图1中示出的实施方式中这通过同步接通带相反极性的等量电压的输出端来实现。可以注意到，图1的图示是完全示意性的并且只应表示双极的、可切换的供电电压源的功能性。极性的转变分别依赖于加在供电电压源12的控制输入端上的控制信号Ss来实现。
相应于测量电桥10的双极供电得出相应双极性的失调电压Uv。这在根据图1的实施方式中由交流电压预放大器14适当地预放大。预放大器14典型地具有偏差和漂移，于是在此典型地是待消除的误差进入到测量中。
预放大器14的输出电压通过电阻16转换成相应的电流，电流加载在作为积分器布线的运算放大器18的第一输入端上。运算放大器18的第二输入端在上述情况下接地，然而其中，每个其他恒定电势原则上均可被加载。运算放大器18作为积分器的布线通过将其输出信号经由积分电容器20反馈至其第一输入端而实现，电容电压Uc加在积分电容器20上。
同样加载到运算放大器18的第一输入端上的是通过电阻22转换成电流的参考电压Uref。参考电压Uref源于可切换的参考电压源，该参考电压源以合适的方式与供电电压源12同步。这在图1中所示的实施方式中特别地具有优点地以下述方式实现，供电电压源12作为参考电压源与附加的开关24共同应用。以这种方式确保，参考电压Uref始终与供电电压Us同时经历极性变换，然而其中，通过附加的开关24可以出现附加的定时。开关24通过自身的控制信号Sref进行控制。可以注意到，在所示的实施方式中，参考电压Uref或者加载到运算放大器的输入端上或者与运算放大器的输入端分离。在其他可考虑的实施方式中，代替该分离而设计加载数量上较低的静电平。
在由运算放大器18和电容器20所组成的积分器之后串联的是比较器26，比较器26在所示的实施方式中构成为接地的微分放大器。在其他实施方式中，比较器也可以与不同于大地的电势接通。借助比较器检测积分器输出电压的过零时间点。在比较器26后面串联的控制件28处理比较器输出信号，以产生用于控制供电电压源12或者参考电压源(也就是说基本上是在图1的实施方式中的开关24)的控制信号Ss和Sref。控制件28在图1中作为纯功能块示出并且能够以不同的方式在纯硬件中或者作为硬件和软件的组合实现。下面针对本发明的两个特别优选的实施方式借助图2和3的时序图阐述功能块的功能原理。
图2示出根据本发明的第一实施方式的时序图。该图示只是为了显示单个信号相互之间的相对的、时间上的关系，其中该图示以任意的单位实现。如已经阐述的那样，双极性供电电压Us跟随控制信号Ss，控制信号在所示的实施方式中是单极的信号，但是不言而喻也可能例如双极性地实施和/或者实施为脉冲信号。重要的是，供电电压Us的极性变换依赖于控制信号Ss实现。在失调的测量电桥10的情况下由此在测量电桥10的输出端上产生失调电压Uv，失调电压Uv在其极性变换方面与供电电压同步。为了简化图示，反向预放大器14的输出信号在图2中未示出，该输出信号相对于失调电压Uv能够具有可能的时间上的可改变的偏移。可以注意到预放大器14的反向的特性与发明无关，而是依赖于期待的失调的方向。仅取决于下述内容，即预放大的失调信号具有不同于参考信号的另一极性。
如所阐述的那样，参考电压Uref显示出基本上与供电电压Us相同的极性变换。此外，通过控制信号Sref发生定时。在根据图2的实施方式中，参考电压Uref在每个测量脉冲的开始从积分器18、20的输入端分离。在这段时间期间在运算放大器18的输入端仅加载测量信号，即反向预放大的失调电压Uv。在测量脉冲TT的第一脉冲部分Tc期间电容器充电，这导致电容器电压Uc(数量上)的上升。在预先确定的、在图2的实施方式中恒定的时间Tc之后，通过开关24依赖于控制信号Sref的切换(Umlegen)，参考电压Uref附加地加载到积分器18、20的输入端上。由于其与测量信号相反的极性在现在接下来的脉冲部分Tm期间，电容器20放电而且放电如此久，直到电容器电压Uc经过过零点，该过零点由比较器26记录。该时间点在图2中通过闪电形箭头标志。过零点的时间点由控制件28转译成控制信号Ss和Sref的脉冲同步的改变，以使得一方面供电电压Us的极性和参考电压Uref的极性改变，并且另外参考电压Uref从积分器18、20的输入端分离。下面的测量脉冲以如上述那样同样的方式运行，然而在相反的极性情况下。
失调电压Uv的电平通过下述时间段表示，该时间段是必需的，以便将电容器20在恒定的充电时间Tc之后重新放电，也即直到Uc的过零点。该时间段是测量间隔Tm。因为充电时间Tc如所提及的那样是恒定的，不仅测量间隔Tm的持续时间而且总的测量脉冲TT＝Tc+Tm的持续时间能够确定为失调电压Uv的电平的量度。对持续时间Tm或者TT＝Tc+Tm的检测优选通过高频的计数器实现，该计数器在Tc或者Tm的起始被激活，优选依赖于Sref和/或者Ss。不同的间隔持续时间可以以同一个计数器进行检测。
如已经提及的那样，可能的情况是，通过预放大器14将偏差引入测量信号中。这可能意味着，不同极性的间隔提供失调电压Uv的不同电平。这又可能导致下述结果，即不同极性的两个相邻的测量脉冲具有不同的持续时间，其中，可能一个测量脉冲的持续时间过长的量与另一个测量脉冲的持续时间过短的量一样。因此通过两个测量间隔持续时间或者测量脉冲持续时间的相加或者偶数的多个测量间隔持续时间或者测量脉冲持续时间总体相加可以校正这种误差。可以注意到，这种修正不依赖于偏移的时间性漂移，只要该漂移与加和的总持续时间相比是缓慢的。由于充电时段Tc的恒定性不仅是相邻的测量间隔Tm1和Tm2而且两个相邻的完整的测量脉冲的持续时间均可用于(Tc+Tm1)+(Tc+Tm2)。由此如在较远之前已阐述的那样可以改善数字化的分辨率。对用于测量电桥失调的输出量度的迅速更新可以通过根据在较远之前阐述的“滑动窗口”方法对要加和的测量间隔持续时间进行选择来实现。
图3示出本发明第二实施方式的示意性时序图，对于其图示而言上面图2图示所述的内容同样有效。与根据图2的实施方式不同在图3中各个测量脉冲TT的总持续时间是恒定的。可变的仅是充电阶段的相对比率和本来的测量间隔Tm的比率，这里也就是指下述时间，该时间是必需的，以便将充电的电容器通过附加加载参考电压Uref而放电。
此外，对图3的时序图类似于图2的阐述而进行阐释。可以注意到，Uc的单个节段的不同的斜率以(可能的预放大的)失调电压Uv和参考电压Uref的相对电平为条件。
当然在附图中所示出的和在具体描述中所论及的实施方式仅表示本发明的例证性的实施例。本领域专业人员在局部公开的指导下可以获得丰富多样的变动可能性。
特别地，可以从单个的、可切换的信号的严格同步发生微小的偏离，例如以便在失调电压Uv的较强的电平改变情况下达到数字化信号的迅速收敛。
Claims (13)
1.测量放大装置，用于检测以双极性矩形供电电压(Us)供电的测量电桥(10)的失调，所述测量放大装置具有积分的模数转换器，所述模数转换器基于所述测量电桥(10)的双极性模拟失调信号(Uv)生成用于表示电桥失调的数字输出值，其中，所述模数转换器具有：
-积分器(18、20)，所述积分器(18、20)将所述失调信号(Uv)或者由所述失调信号(Uv)导出的双极性信号以及将间歇性地加载到所述积分器上的参考信号(Uref)的工作电平进行积分，其中所述失调信号(Uv)或者由所述失调信号(Uv)导出的双极性信号作为在运行中持续地加载到所述积分器上的测量信号；
-在所述积分器(18、20)后面串联的比较器(26)，所述比较器(26)将积分器输出信号与阈值进行比较；
-时间测量件，所述时间测量件确定所述参考信号(Uref)的工作电平被加载到所述积分器(18、20)上的每个测量间隔(Tm)的持续时间，作为对于所述电桥失调的量度的基础，
其中，所述比较器(26)测定出所述积分器输出信号跨越阈值的每个时间点，并且控制件(28)依赖于所测定的跨越时间点而控制可切换的供电电压源(12)以实现所述供电电压(Us)的极性变换，以及控制可切换的参考电压源(12、24)以将所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)分离，从而使得所述参考信号和所述供电电压相互同步地具有双极性。
2.按权利要求1所述的装置，其特征在于，所述可切换的供电电压源(12)与附加的参考信号开关共同用作可切换的参考电压源(24)。
3.按前述权利要求之一所述的装置，其特征在于，所述控制件(28)进一步被设定为，每次在所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)分离后的预先确定的时间间隔(Tc)之后，控制所述可切换的参考电压源(12、24)，以将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。
4.按权利要求3所述的装置，其特征在于，在所述供电电压(Us)的两个相邻的极性变换之间的总持续时间用作对于所述电桥失调的量度的基础。
5.按权利要求1至2之一所述的装置，其特征在于，所述控制件进一步被设定为，每次在前一次将所述参考信号(Uref)的工作电平加载到所述积分器(18、20)后的固定的时间间隔(TT)之后，控制所述可切换的参考电压源(12、24)，以将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。
6.按前述权利要求之一所述的装置，其特征在于，设计有加法器和输出器，其中所述加法器用于加和偶数数目的测量间隔持续时间，输出器用于输出以加和的值为基础的输出值作为对于所述电桥失调的量度。
7.按权利要求6所述的装置，其特征在于，所述加法器被设定为，将作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外相同数目的在所述前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间，作为所述加和的值的实时确定的基础。
8.测量放大方法，用于检测以双极性矩形供电电压(Us)供电的测量电桥(10)的失调，在所述测量放大方法中借助积分的模数转换器基于所述测量电桥(10)的双极性模拟失调信号(Uv)生成用于表示电桥失调的数字输出值，其中
-所述模数转换器的积分器(18、20)将持续地作为测量信号加载到所述积分器上的失调信号(Uv)或者由所述失调信号(Uv)导出的双极性信号以及将间歇性地加载到所述积分器上的参考信号(Uref)的工作电平进行积分，
-比较积分器输出信号与阈值，并且
-检测所述参考信号(Uref)的工作电平被加载到所述积分器(18、20)上的每个测量间隔(Tm)的持续时间，并且所述持续时间被用作用于确定对于所述电桥失调的量度的基础，
其中，测定所述积分器输出信号跨越阈值的每个时间点，并且依赖于所测定的跨越时间点而控制可切换的供电电压源(12)以实现所述供电电压(Us)的极性变换，以及控制可切换的参考电压源(12、14)以将所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器分离，从而产生所述供电电压(Us)的极性和所述参考信号(Uref)的极性的同步。
9.按权利要求8所述的方法，其特征在于，每次在所述参考信号(Uref)的工作电平与所述积分器(18、20)分离后的预先确定的时间间隔(Tc)之后，将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。
10.按权利要求9所述的方法，其特征在于，在所述供电电压(Us)的两个相邻的极性变换之间的总持续时间(TT)用作对于所述电桥失调的量度的基础。
11.按权利要求8所述的方法，其特征在于，每次在前一次将所述参考信号(Uref)的工作电平加载到所述积分器(18、20)上后的固定的时间间隔(TT)之后，将所述参考信号(Uref)的工作电平重新加载到所述积分器(18、20)上。
12.按权利要求8至11之一所述的方法，其特征在于，加和偶数数目的相邻的测量间隔持续时间，并且以所述加和的值为基础输出对于所述电桥失调的量度。
13.按权利要求12所述的方法，其特征在于，作为前一次确定的基础的测量间隔持续时间的序列去掉预先给定数目的最老的测量间隔的持续时间并且加入额外相同数目的在所述前一次确定中未考虑的最新的测量间隔的持续时间，作为所述加和的值的实时确定的基础。
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Effective date of registration: 20110902 Address after: German gttingen Applicant after: Sartorius Weighing Technology GmbH Address before: German gttingen Applicant before: Sartorius GmbH |
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| C14 | Grant of patent or utility model | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| ASS | Succession or assignment of patent right |
Owner name: SARTORIUS LABORATORY INSTRUMENT GMBH + CO. KG Free format text: FORMER OWNER: SARTORIUS WEIGHING TECHNOLOGY GMBH Effective date: 20131010 |
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| C41 | Transfer of patent application or patent right or utility model | ||
| TR01 | Transfer of patent right |
Effective date of registration: 20131010 Address after: German gttingen Patentee after: SARTORIUS WEIGHING TECHNOLOGY GMBH Address before: German gttingen Patentee before: Sartorius Weighing Technology GmbH |
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20111221 Termination date: 20191024 |
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| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |