JP2002171129A - 電圧制御型発振回路 - Google Patents
電圧制御型発振回路Info
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
Abstract
の抑制を容易に達成できる電圧制御型発振回路を提供す
る。 【解決手段】共振回路部Xと、前記共振回路部Xに接続
し、該共振回路部Xの共振周波数に基づいて発振信号を
出カする発振用トランジスタを含む負性抵抗回路部Y、
前記負性抵抗回路部Yに接続し、前記発振信号を増幅
し、出力整合回路部Z1とを含む増幅回路部Zとから成
る電圧制御発振回路において、前記出力整合回路部Z1
は、発振出力の周波数にてインピーダンスが誘導性とな
るカップリングコンデンサC10から構成されている。
Description
局部発振回路などに適した電圧制御型発振回路に関する
ものである。
置の送信用発振器、受信部の局部発振器に電圧制御型発
振器が用いられていることが知られている。現在、電圧
制御発振器の市場は移動体通信の発展と共に伸びつづけ
ており、その市場からは「小型化」「高性能化」が要求
されている。「小型化」と「高性能化」は相反するもの
である。これらを実現化するためには新しい技術が必要
である事は言うまでもない。
分の抑制」が上げられる。電圧制御発振器は任意の周波
数波を発振出力しているが、その出力波には任意の周波
数に対して整数倍の高調波成分が含までいる。しかし、
発振器の理想として任意の周波数のみを安定に出力させ
る性能が必要であり、また通信装置の搭載した際に高調
波成分が多く含まれてしまうと不具合が生じてしまうた
め、通常、電圧制御発振器の電気的特性の条件として高
調波成分のレベル規格が設けられている。その高調波レ
ベルの抑制は発振器の出力部に構成されている出力整合
回路部の調節にて行なうことが出来る。
ジスタのコレクタと、電源電圧端子、出力端子との間に
配置される。そして、発振出力を、例えば特性インピー
ダンスを50Ω系に変化させるインピーダンス変換機能
を持っている。具体的には,例えば、図1において、増
幅用トランジスタTr2のコレクタから出力端子OUT
にかけて、カップリングコンデンサC10が接続、この
コレクタとカップリングコンデンサC10との間で、接
地電位に接続するように、インダクタンス素子L2及び
コンデンサC11の直列回路、コンデンサC9が並列接
続されている。このような構成により、等価的には、図
4に示すように表される。即ち、インダクタンス素子L
2を2つに分け、またコンデンサC11を無視してい
る。即ち、出力整合回路部は、2つの回路ZO1とZO
2とからなる。回路ZO1は、2つの分けたインダクタ
ンス素子L2の一部のインダクタ成分とコンデンサC9
の容量成分からなる共振回路(バンドパスフィルタ機
能)である。また、回路Z2Oは、2つの分けたインダ
クタンス素子L2の一部のインダクタ成分とカップリン
グコンデンサC10の容量成分からなるハイパスフィル
タ回路である。このハイパスフィルタ回路側で、特性イ
ンピーダンスを例えば50Ωに変換していた。このよう
な回路では、電源電圧端子から供給された直流電流は、
カップリングコンデンサC10の直流制限機能により、
出力端子OUTより漏らさせないという利点があった。
御型発振回路には「高調波レベルの抑制」が要求されて
いる。従来の出力整合回路部では、共振回路のQ特性に
て通過帯域を狭帯域に設定し、高調波レベルの抑制を行
なっている。しかし、その方法は発振周波数帯域が広帯
域化には適用できない。また、通過帯域を狭帯域にする
ことは発振出力レベルの周波数偏差を大きくしてしまい
発振回路としての性能を悪くしてしまう。
策としては、図5に示すように、図4のカップリングコ
ンデンサに変えてインダクタンス素子L3を用いて、回
路ZO2をローパスフィルタ型に変えることが考えられ
る。この時、インダクタンス素子L3に対して、T型に
接続されるコンデンサC92は、コンデンサC9の一部
の容量で兼用できる。
コンデンサの変わりとなるインダクタンス素子を付加す
る必要となり、電源電圧端子VCCから供給される電流
が外部に漏洩してしまうとうい致命的な問題があった。
たものであり、その目的は、部品点数の増加させること
なく、高調波レベルの抑制を容易に達成できる電圧制御
型発振回路を提供することである。
はストリップ線路と、可変容量ダイオードと、コンデン
サとを含み制御電圧端子から供給される制御電圧を前記
可変容量ダイオードに印加して共振周波数を制御する共
振回路部と、前記共振回路部に接続し、該共振回路部の
共振周波数に基づいて発振信号を出カする発振用トラン
ジスタを含む負性抵抗回路部と、前記負性抵抗回路部に
接続し、前記発振信号を増幅する増幅用トランジスタ
と、該増幅用トランジスタのコレクタに接続される電源
電圧供給手段及び増幅された発振出力をカップリングコ
ンデンサを介して出力する出力整合回路部とを含む増幅
回路部とから成る電圧制御発振回路において、前記出力
整合回路部のカップリングコンデンサは、前記発振出力
の周波数にてインピーダンスが誘導性となるコンデンサ
であることを特徴とする電圧制御型発振回路である。
出力整合回路部において、デカップリングコンデンサが
発振出力の周波数にて、インピーダンスが誘導性となっ
ている。
発振出力の周波数帯において等価インダクタとして動作
することになり、出力整合回路部の接地コンデンサと組
み合わせてローパスフィルタ型のインピーダンス変換回
路を構成することになる。これは電圧制御型発振回路の
発振周波数帯において、等価的にローパスフィルタを具
備していることに他ならない。これにより、低周波領域
において信号が阻止できる。この実質的に等価的なロー
パスフィルタ型のインピーダンス変換回路を用いること
で、高周波帯域でのインピダンス調整が容易となり、そ
の結果出力整合回路部の周波数特性において高周波帯域
での減衰量を上げることが可能となる。
より、電圧制御型発振回路に供給される電源電圧端子か
ら流れる電流を外部に漏れる問題もなく、低消費電流化
が可能となる。
を図面に基づいて詳説する。図1は、本発明の電圧制御
発振回絡の回路図である。図1において、Xは共振回路
部であり、Yは負性抵抗回路部、Zは増幅回路部であ
る。
るストリップ線路SLと、可変容量ダイオードDVと、
コンデンサC1〜C3、結合コンデンサC4、インダク
タンス素子L1とからなり、制御端子VTを有してい
る。
Tr1、各種コンデンサC5〜C7、各種抵抗R1〜R
3とから構成されている。
Tr2、各種コンデンサC7〜C11、各種抵抗R4、
インダクタンス素子L2とから構成されている。また、
この増幅回路部Zは、電源電圧供給端子Vccを有し、
また、増幅用トランジスタTr2のコククタと出力端子
OUTとの間には、出力整合回路部Z1が配置されてい
る。
Yの発振用トランジスタTr1のコレクタを高周波的に
接地すれば、べ一スから見たインピーダンスは負性とな
り、そして、発振用トランジスタTr1のべ一スに共振
回路部Xを、接合コンデンサC4を介して接続し、他端
を接地すれば、この回路は共振回路部Xの振幅特性とト
ランジスタの負性利得が1以上で共振回路とトランジス
タの負性との位相角の和が2nπ(nは整数)となる条
件を溝たす周波数にて発振する。そして、この発振信号
は増幅用トランジスタTr2に供給され、ここで増幅さ
れて出力瑞子OUTより発振出力される。
には可変容量ダイオードDVの容量成分を制御する制御
電圧が供給される。即ち、可変容量ダイオードDVに印
加される制御電圧を所定値に制御することにより、スト
リップ線路SL及びコンデンサC2、C3からなるLC
共振回路に、さらに、可変容量ダイオードDVの容量成
分が付加されることになり、共振回路部Xの共振周波数
を所定値に制御できる。
合コンデンサC4を介して、負性抵抗回路部Yの増幅用
トランジスタTr2のベースに接続されている。
r2のコレクタ側に出力整合回路部Z1が配置されてい
る。具体的に、増幅用トランジスタTr2のコレクタか
ら出力端子OUTにかけて、カップリングコンデンサC
10が接続、このコレクタとカップリングコンデンサC
10との間で、接地電位に接続するように、インダクタ
ンス素子L2及びコンデンサC11の直列回路、コンデ
ンサC9が並列接続されている。この出力整合回路部Z
1を高周波的に展開すると図2のようになる。即ち、コ
ンデンサC11を無視でき、コンデンサC9を2つに分
解して、2つの出力整合回路ZN1、ZN2で表せる。
尚、図2において、発振出力の周波数がカップリングコ
ンデンサC10の自己共振周波数以上とした場合、即
ち、カップリングコンデンサC10が誘導性で動作する
場合を示す。
ンス素子L2とコンデンサC9の一部の容量C91とか
らなり、これにより、ある共振周波数を中心に信号を通
過させるバンドパスフィルタフとして動作することにな
る。
デンサC9の一部の容量C91と発振周波数で誘導性と
して作動するカップリングコンデンサC10とから構成
される。即ち、一端が接地されたコンデンサC91と誘
導性に振る舞うカップリングコンデンサC10とのT型
回路を構成し、これより、ローパスフィルタとして動作
することになる。
ZN1の共振周波数を中心にしたバンドパスフィルタ
と、ローパスフィルタとして動作する出力整合回路ZN
2とからなることにより、図3(c)に示すようにな
る。図3では、発振周波数を3GHz近辺に想定した概
略特性図である。即ち、図3(a)のバンドパスフィル
タの減衰特性と、図3(b)のローパスフィルタ(1G
Hz〜3GHz領域で通過特性を有している)の減衰特
性を合成した減衰特性となる。
z付近では、支障なく発振出力することができ、しか
も、例えば2倍、3倍の高調波成分(例えば3GHzの
2倍である6GHz付近、3倍の9GHz付近のノイ
ズ)においては、十分な減衰が得られることになる。
の概念を考慮できるため、出力端子OUT前のカップリ
ングコンデンサC10が配置されているので、直流制限
機能をそのまま維持できる。
整合回路Zとして、発振周波数がコンデンサの自己共振
周波数以上となるカップリングコンデンサC10を用い
て、この発振周波数において、インピーダンス成分が誘
導性で動作させ、ローパスフィルタを構成しているた
め、発振周波数の高調波成分の抑圧ができるとともに、
しかも、直流電流の制限により、電源電源が出力端子か
ら漏れるという致命的な問題を解決できる。
付近(例えば、2.8GHz〜3.2GHz)の電圧制
御型発振回路において、高調波成分の抑制と電源電圧の
漏れを防止するため、出力地整合回路部Zとして、カッ
プリングコンデンサC10の容量を15pF(自己共振
周波数が1.5GHz)、コンデンサC9の容量を2p
F、コンデンサC11を7pF、インダクタンス素子L
2を3nHとした。その結果、発振周波数領域では、通
過損失が2dBとなり、2倍の高調波成分の減衰量28
dBとなり、しかも、電源電圧の漏れのない良好な電圧
制御型発振回路となることを確認した。
路部Xの共振周波数及び可変容量ダイオードDVの設定
により行なわれ、この発振周波数帯域に応じて、所定の
自己共振周波数をもつカップリングコンデンサC10を
設定すればよい。
振手段としてストリップ線路SLを用いて説明している
が、誘電体共振器などの共振素子を用いても構わない。
また、負性抵抗回路部Yの構成や増幅回路部の構成は、
最も一般的な構成を図示しているが、例えば、発振出力
の波形の純度を向上させたり、また、消費電力を低下さ
せるように、これらの回路部での構造を種々変更しても
構わない。
ングコンデンサに発振周波数帯にてインピーダンスが誘
導性になるコンデンサを用いることにより、等価的にロ
ーパスフィルタを構成することができるため、高周波帯
域での高調波成分などのノイズレベルを抑制することが
可能となる。
自己共振周波数以下の周波数帯域では、インピーダンス
特性が容量性で動作するため、直流電流制限機能がその
まま維持できるため、DCカットの機能も果たしてい
る。
ある。
の発振されている場合の出力整合回路部の等価回路図で
ある。
特性を示す特性図であり、(a)は整合回路ZN1のみ
の特性、(b)は整合回路ZN2のみの特性、(c)は
その全体の特性を夫々示す。
る。
Claims (1)
- 【請求項1】 共振素子またはストリップ線路と、可変
容量ダイオードと、コンデンサとを含み制御電圧端子か
ら供給される制御電圧を前記可変容量ダイオードに印加
して共振周波数を制御する共振回路部と、 前記共振回路部に接続し、該共振回路部の共振周波数に
基づいて発振信号を出カする発振用トランジスタを含む
負性抵抗回路部と、 前記負性抵抗回路部に接続し、前記発振信号を増幅する
増幅用トランジスタと、該増幅用トランジスタのコレク
タに接続される電源電圧供給手段及び該増幅用トランジ
スタにて増幅された発振出力を導出する出力整合回路部
とを含む増幅回路部とから成る電圧制御発振回路におい
て、 前記出力整合回路部は、前記発振出力の周波数にてイン
ピーダンスが誘導性として動作するカップリングコンデ
ンサを有していることを特徴とすることを特徴とする電
圧制御型発振回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000364012A JP2002171129A (ja) | 2000-11-30 | 2000-11-30 | 電圧制御型発振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000364012A JP2002171129A (ja) | 2000-11-30 | 2000-11-30 | 電圧制御型発振回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2002171129A true JP2002171129A (ja) | 2002-06-14 |
Family
ID=18835028
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000364012A Pending JP2002171129A (ja) | 2000-11-30 | 2000-11-30 | 電圧制御型発振回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2002171129A (ja) |
-
2000
- 2000-11-30 JP JP2000364012A patent/JP2002171129A/ja active Pending
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Legal Events
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A131 | Notification of reasons for refusal |
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A521 | Written amendment |
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A02 | Decision of refusal |
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A521 | Written amendment |
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A521 | Written amendment |
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A911 | Transfer of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
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|
A912 | Removal of reconsideration by examiner before appeal (zenchi) |
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