JPH07170204A - 無線周波数フィルタ、及びこれを用いた無線電話 - Google Patents
無線周波数フィルタ、及びこれを用いた無線電話Info
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- JPH07170204A JPH07170204A JP6217365A JP21736594A JPH07170204A JP H07170204 A JPH07170204 A JP H07170204A JP 6217365 A JP6217365 A JP 6217365A JP 21736594 A JP21736594 A JP 21736594A JP H07170204 A JPH07170204 A JP H07170204A
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/12—Bandpass or bandstop filters with adjustable bandwidth and fixed centre frequency
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 無線周波数フィルタに関し、無線電話の受信
混合器におけるスプリアス応答を容易に且つ低コストで
減衰させることを目的とする。 【構成】 デュープレックスフィルタ等、所定の通過帯
をもつ幾つかの共振回路を設ける。係るフィルタは、帯
域消去回路として接続される少なくとも１つの共振回路
を備える。この共振回路は、伝送ライン共振器Ｒｅｓ，
誘導性素子ＭＬＩＮ２及びキャパシタンスダイオードＤ
の直列接続をもち、この直列接続の一端は、伝送ライン
共振器の接続点と接続され、共振器を２つの部分ＴＬＩ
Ｎ１及びＴＬＩＮ２に分割し、他端は当該無線周波フィ
ルタの出力コネクタ１に接続される。更に共振回路は、
直流電圧Ｖ＋をキャパシタンスダイオードのカソードに
印加するための手段を備える。これにより、その制御電
圧に従って直列共振周波数が変化する。
混合器におけるスプリアス応答を容易に且つ低コストで
減衰させることを目的とする。 【構成】 デュープレックスフィルタ等、所定の通過帯
をもつ幾つかの共振回路を設ける。係るフィルタは、帯
域消去回路として接続される少なくとも１つの共振回路
を備える。この共振回路は、伝送ライン共振器Ｒｅｓ，
誘導性素子ＭＬＩＮ２及びキャパシタンスダイオードＤ
の直列接続をもち、この直列接続の一端は、伝送ライン
共振器の接続点と接続され、共振器を２つの部分ＴＬＩ
Ｎ１及びＴＬＩＮ２に分割し、他端は当該無線周波フィ
ルタの出力コネクタ１に接続される。更に共振回路は、
直流電圧Ｖ＋をキャパシタンスダイオードのカソードに
印加するための手段を備える。これにより、その制御電
圧に従って直列共振周波数が変化する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、無線周波数フィルタに
関し、特に、無線電話の受信混合器からのスプリアス応
答 ( spurious response )を減衰させるためのフィルタ
に関する。
関し、特に、無線電話の受信混合器からのスプリアス応
答 ( spurious response )を減衰させるためのフィルタ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線電話では、受信された無線信号は、
通常、アンテナからデュープレックスフィルタへ送ら
れ、そこから、受信機の初段にある第一の増幅器を通過
する。この後、受信信号は、固定帯域パスフィルタを通
過して初段混合器へ向かい、そこで、局部発振周波数と
混合され、中間周波を得るために混合器の出力はフィル
タにかけられる。この中間周波数信号は、第二の混合器
に送られる前に増幅される。部品コストを抑さえ、且つ
受信機の基本構成を簡略化するために、低い中間周波数
を選択するのが好ましい。しかし、低い中間周波数の選
択により、固定フィルタによっては解決できない困難が
引き起こされる。例えば局部発振信号の信号減衰は、受
信されるべき信号及びミラー周波数信号 ( mirror freq
uency signal)から中間周波数分だけ離れたところにあ
り、受信帯域から中間周波の二倍離れたところに位置す
るので実現するのが困難である。
通常、アンテナからデュープレックスフィルタへ送ら
れ、そこから、受信機の初段にある第一の増幅器を通過
する。この後、受信信号は、固定帯域パスフィルタを通
過して初段混合器へ向かい、そこで、局部発振周波数と
混合され、中間周波を得るために混合器の出力はフィル
タにかけられる。この中間周波数信号は、第二の混合器
に送られる前に増幅される。部品コストを抑さえ、且つ
受信機の基本構成を簡略化するために、低い中間周波数
を選択するのが好ましい。しかし、低い中間周波数の選
択により、固定フィルタによっては解決できない困難が
引き起こされる。例えば局部発振信号の信号減衰は、受
信されるべき信号及びミラー周波数信号 ( mirror freq
uency signal)から中間周波数分だけ離れたところにあ
り、受信帯域から中間周波の二倍離れたところに位置す
るので実現するのが困難である。
【０００３】スプリアス応答信号は、一般に、局部発信
器の注入周波数 ( injection frequency ) が、受信さ
れる周波数の上側に位置付けされる場合（局部発振周波
数が、受信されるべき周波数よりも高い場合）、受信さ
れるＲｆ信号よりも中間周波数の半分だけ高い。逆に、
スプリアス応答信号は、局部発振器の注入周波数が、受
信される周波数の下側に位置付けされる場合（局部発振
周波数が、受信されるべき周波数よりも低い場合）、受
信されるＲｆ信号よりも中間周波数の半分だけ低い。
器の注入周波数 ( injection frequency ) が、受信さ
れる周波数の上側に位置付けされる場合（局部発振周波
数が、受信されるべき周波数よりも高い場合）、受信さ
れるＲｆ信号よりも中間周波数の半分だけ高い。逆に、
スプリアス応答信号は、局部発振器の注入周波数が、受
信される周波数の下側に位置付けされる場合（局部発振
周波数が、受信されるべき周波数よりも低い場合）、受
信されるＲｆ信号よりも中間周波数の半分だけ低い。
【０００４】この中間周波数が、受信帯域に対して十分
に高い場合、つまり受信帯域の少なくとも２倍だけ高い
場合には、スプリアス応答を発生する周波数成分は、受
信機の高周波成分の固定フィルタによりフィルタ除去さ
れ得る。そのために、第一の中間周波数は、一般に十分
高くあるように選択されるが、一方で、これに使用され
る各構成部品が製造上難しくなり、これによりコストが
増大してしまう。例えばＮＭＴ無線電話システムの場
合、受信帯域幅は２５ＭＨｚであり、中間周波は５０Ｍ
Ｈｚより高く、例えば８７ＭＨｚである。ある種の無線
電話システムでは、スプリアス応答を抑さえるために電
話内で必要とされる減衰があまりに高いので、その受信
機がシステムの特性通りには動作せず、動作させるには
高調波成分によるスプリアス応答の原因を特定的に抑さ
えるための別のシステムが必要となる。
に高い場合、つまり受信帯域の少なくとも２倍だけ高い
場合には、スプリアス応答を発生する周波数成分は、受
信機の高周波成分の固定フィルタによりフィルタ除去さ
れ得る。そのために、第一の中間周波数は、一般に十分
高くあるように選択されるが、一方で、これに使用され
る各構成部品が製造上難しくなり、これによりコストが
増大してしまう。例えばＮＭＴ無線電話システムの場
合、受信帯域幅は２５ＭＨｚであり、中間周波は５０Ｍ
Ｈｚより高く、例えば８７ＭＨｚである。ある種の無線
電話システムでは、スプリアス応答を抑さえるために電
話内で必要とされる減衰があまりに高いので、その受信
機がシステムの特性通りには動作せず、動作させるには
高調波成分によるスプリアス応答の原因を特定的に抑さ
えるための別のシステムが必要となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】スプリアス応答に関係
した問題は、受信帯域の上側端で発生する。受信機が受
信帯域の下側端で聴取しているときは、スプリアス応答
周波数は、初段のフィルタ ( front end filter ) が減
衰を与えられない受信帯域の上側端内で形成される。こ
の周波数帯域で強力な信号が起こると、混合器内に有害
なスプリアス応答が発生する。最悪の場合は、これは完
全に全体的な聴取を不能とするか、あるいは希望する受
信信号の判別を不能とする。上述のように、ＮＭＴ電話
における受信帯域は２５ＭＨｚであり、且つその中間周
波数が２×２５ＭＨｚ以下、即ち５０ＭＨｚよりも低い
場合には、有害なスプリアス応答が発生され、スプリア
ス信号の周波数は、受信帯域幅の上側端内に位置され
る。受信されるべき信号の周波数が受信帯域幅の上側端
に位置されると、スプリアス応答により形成される周波
数は、受信帯域の外側に移動するので、混合器の前の固
定フィルタが、このスプリアス応答を除去することがで
きる。したがって、幾つかの問題は、特に、受信機が受
信帯域の下側に同調され、スプリアス応答を引き起こす
信号が受信帯域の上側端位置されるようなときに起こ
る。
した問題は、受信帯域の上側端で発生する。受信機が受
信帯域の下側端で聴取しているときは、スプリアス応答
周波数は、初段のフィルタ ( front end filter ) が減
衰を与えられない受信帯域の上側端内で形成される。こ
の周波数帯域で強力な信号が起こると、混合器内に有害
なスプリアス応答が発生する。最悪の場合は、これは完
全に全体的な聴取を不能とするか、あるいは希望する受
信信号の判別を不能とする。上述のように、ＮＭＴ電話
における受信帯域は２５ＭＨｚであり、且つその中間周
波数が２×２５ＭＨｚ以下、即ち５０ＭＨｚよりも低い
場合には、有害なスプリアス応答が発生され、スプリア
ス信号の周波数は、受信帯域幅の上側端内に位置され
る。受信されるべき信号の周波数が受信帯域幅の上側端
に位置されると、スプリアス応答により形成される周波
数は、受信帯域の外側に移動するので、混合器の前の固
定フィルタが、このスプリアス応答を除去することがで
きる。したがって、幾つかの問題は、特に、受信機が受
信帯域の下側に同調され、スプリアス応答を引き起こす
信号が受信帯域の上側端位置されるようなときに起こ
る。
【０００６】混合器内でのスプリアス応答の発生は、十
分なる中間周波数、即ち受信器の帯域幅の二倍の周波数
を選択することにより容易に避けることができ、これに
より、スプリアス応答を形成する信号は、受信機の受信
範囲では発生しないであろう。
分なる中間周波数、即ち受信器の帯域幅の二倍の周波数
を選択することにより容易に避けることができ、これに
より、スプリアス応答を形成する信号は、受信機の受信
範囲では発生しないであろう。
【０００７】スプリアス応答を形成する幾つかの信号
は、ＲＦ増幅器の後の制御可能なフィルタを使用するこ
とにより低減できるが、そのようなフィルタは現在市販
されていない。
は、ＲＦ増幅器の後の制御可能なフィルタを使用するこ
とにより低減できるが、そのようなフィルタは現在市販
されていない。
【０００８】また、混合器の特性を強化したり改善した
りしてもよいが、そのためには、より高価なフィルタが
使用されることになる。ＲＦ信号経路と、受信機の混合
器以前の受信機アースとの間に接続される独立した吸引
フィルタ ( suction filter) が用いられてもよい。こ
のような吸引フィルタは、フィンランド特許ＦＩ−８６
０１４号に開示されている。そのなかで吸引フィルタ
は、例えばヘリカル共振器といった共振器であり、その
共振周波数は、回路内に設けられたキャパシタンス・ダ
イオードの制御電圧で制御可能である。この制御電圧の
値は、受信チャンネルの変化とともに変わり、受信チャ
ンネルの周波数が高くなると共振器の共振周波数も増加
する。
りしてもよいが、そのためには、より高価なフィルタが
使用されることになる。ＲＦ信号経路と、受信機の混合
器以前の受信機アースとの間に接続される独立した吸引
フィルタ ( suction filter) が用いられてもよい。こ
のような吸引フィルタは、フィンランド特許ＦＩ−８６
０１４号に開示されている。そのなかで吸引フィルタ
は、例えばヘリカル共振器といった共振器であり、その
共振周波数は、回路内に設けられたキャパシタンス・ダ
イオードの制御電圧で制御可能である。この制御電圧の
値は、受信チャンネルの変化とともに変わり、受信チャ
ンネルの周波数が高くなると共振器の共振周波数も増加
する。
【０００９】また、フィンランド特許出願ＦＩ−９０２
１４９号も有効な回路を開示している。この回路は、信
号ルートと回路のアースとの間で、中間周波増幅器の前
に接続される共振回路を含む。この共振回路は、中間周
波数の半分の周波数で直列共振し、これにより当該周波
数の信号が強力に減衰される一方、周波数が中間周波で
ある場合には並列共振となり、この周波数での信号の減
衰は実質的に無視できるものとなる。この共振回路は、
並列に接続されたインダクタンス及びキャパシタンス
と、直列のキャパシタンスとを含む。この回路は、中間
周波の半分の周波数で直列共振する。即ち、４５ＭＨｚ
の中間周波数としたとき、２２．５ＭＨｚで共振する。
従って、共振回路のインピーダンスは非常に低く、２
２．５ＭＨｚの周波数成分は増幅器の前段で強力に減衰
されるので、増幅器の出力内で見られる他のハーモニッ
クス ( harmonics )は、非常に小さく、仕様によって特
定されるスプリアス応答の必要条件が項が満足される。
同じ共振回路が、中間周波数、即ち４５ＭＨｚでは並列
共振状態となるので、その結果、そのインピーダンスは
高く、中間周波信号を減衰させることはない。この設計
は、無線電話が所定の仕様を満足するように設計される
ような用途に適している。したがって仕様が変更される
ときには、共振回路が再設計されなければならない。更
に、留意すべきことは、この回路が、中間周波数の信号
に対して意図されていることである。
１４９号も有効な回路を開示している。この回路は、信
号ルートと回路のアースとの間で、中間周波増幅器の前
に接続される共振回路を含む。この共振回路は、中間周
波数の半分の周波数で直列共振し、これにより当該周波
数の信号が強力に減衰される一方、周波数が中間周波で
ある場合には並列共振となり、この周波数での信号の減
衰は実質的に無視できるものとなる。この共振回路は、
並列に接続されたインダクタンス及びキャパシタンス
と、直列のキャパシタンスとを含む。この回路は、中間
周波の半分の周波数で直列共振する。即ち、４５ＭＨｚ
の中間周波数としたとき、２２．５ＭＨｚで共振する。
従って、共振回路のインピーダンスは非常に低く、２
２．５ＭＨｚの周波数成分は増幅器の前段で強力に減衰
されるので、増幅器の出力内で見られる他のハーモニッ
クス ( harmonics )は、非常に小さく、仕様によって特
定されるスプリアス応答の必要条件が項が満足される。
同じ共振回路が、中間周波数、即ち４５ＭＨｚでは並列
共振状態となるので、その結果、そのインピーダンスは
高く、中間周波信号を減衰させることはない。この設計
は、無線電話が所定の仕様を満足するように設計される
ような用途に適している。したがって仕様が変更される
ときには、共振回路が再設計されなければならない。更
に、留意すべきことは、この回路が、中間周波数の信号
に対して意図されていることである。
【００１０】当分野においては、キャパシタンスダイオ
ードに対する半導体インタフェースのキャパシタンス
が、逆の直流電圧で制御可能であることが知られてい
る。キャパシタンスダイオードのキャパシタンスは、イ
ンタフェースの両端に印加する直流電圧が増加するにつ
れて減少し、またこの逆も成立する。留意すべきこと
は、このキャパシタンスダイオードが逆方向にバイアス
され、即ち、ダイオード両端の電圧が、ダイオードのイ
ンタフェースに対して逆方向であるので、これらを通し
て直流電流が流れず、これにより電力は消費されないこ
とである。したっがって、キャパシタンスダイオード、
即ちバラクタは、電圧制御されるキャパシタンスとして
広く使用される。
ードに対する半導体インタフェースのキャパシタンス
が、逆の直流電圧で制御可能であることが知られてい
る。キャパシタンスダイオードのキャパシタンスは、イ
ンタフェースの両端に印加する直流電圧が増加するにつ
れて減少し、またこの逆も成立する。留意すべきこと
は、このキャパシタンスダイオードが逆方向にバイアス
され、即ち、ダイオード両端の電圧が、ダイオードのイ
ンタフェースに対して逆方向であるので、これらを通し
て直流電流が流れず、これにより電力は消費されないこ
とである。したっがって、キャパシタンスダイオード、
即ちバラクタは、電圧制御されるキャパシタンスとして
広く使用される。
【００１１】デュープレックスフィルタは、送信分岐に
接続される送信フィルタＴＸと、受信分岐に接続される
受信フィルタとを含む。これらのフィルタは、帯域消去
フィルタ ( bandstop type )、又は帯域通過フィルタ
( bandpass type )、又はこれらの組み合わせで構成す
ることができ、典型的には例えば同軸の共振器又はヘリ
カルな共振器といった伝送ライン共振器で構成される。
接続される送信フィルタＴＸと、受信分岐に接続される
受信フィルタとを含む。これらのフィルタは、帯域消去
フィルタ ( bandstop type )、又は帯域通過フィルタ
( bandpass type )、又はこれらの組み合わせで構成す
ることができ、典型的には例えば同軸の共振器又はヘリ
カルな共振器といった伝送ライン共振器で構成される。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、帯域消
去フィルタの機能をするように適合された共振器を備え
た無線周波数フィルタであって、この帯域消去フィルタ
が、当該無線周波数フィルタの通過帯域帯内での信号を
減衰するように同調可能とされている無線周波数フィル
タが提供される。
去フィルタの機能をするように適合された共振器を備え
た無線周波数フィルタであって、この帯域消去フィルタ
が、当該無線周波数フィルタの通過帯域帯内での信号を
減衰するように同調可能とされている無線周波数フィル
タが提供される。
【００１３】本発明に係る回路に於て、デュープレック
スフィルタのＲＸ部分にある共振器の一つが、帯域消去
型回路内に接続され、且つアンテナゲートからできるだ
け距離を離して配置される。この回路は、無線周波数で
動作し、その直列共振周波数より高い信号、または低い
信号をほとんど減衰させることなく通過させることを特
徴とする。この回路は、共振器が二つの部分に分割され
るように構成される。これら部分間の接続点は、キャパ
シタンスダイオードとインダクタンスとが直列に構成さ
れたものを通してデュープレックスフィルタの主回路に
接続される。アンテナから受信されるべき信号は、当該
フィルタの他の共振器を経由して、例えばマイクロスト
リップ等の他の適合素子を通り、本発明の回路が結合さ
れ、且つ同時に当該フィルタのＲｘのための出力ゲート
を形成する１つの接続点に供給される。
スフィルタのＲＸ部分にある共振器の一つが、帯域消去
型回路内に接続され、且つアンテナゲートからできるだ
け距離を離して配置される。この回路は、無線周波数で
動作し、その直列共振周波数より高い信号、または低い
信号をほとんど減衰させることなく通過させることを特
徴とする。この回路は、共振器が二つの部分に分割され
るように構成される。これら部分間の接続点は、キャパ
シタンスダイオードとインダクタンスとが直列に構成さ
れたものを通してデュープレックスフィルタの主回路に
接続される。アンテナから受信されるべき信号は、当該
フィルタの他の共振器を経由して、例えばマイクロスト
リップ等の他の適合素子を通り、本発明の回路が結合さ
れ、且つ同時に当該フィルタのＲｘのための出力ゲート
を形成する１つの接続点に供給される。
【００１４】
【作用】この回路は、帯域消去回路の直列共振が、受信
帯域の上側に位置され、且つ当該回路の周波数が制御さ
れ得るようにサイズが決められる。この回路が直列共振
状態のときには、当該回路は共振周波信号を減衰させ、
その場合、そのゼロ点を中間周波の半分だけ受信周波数
よりも高く位置決めしたり（上側局部発振周波注入の場
合）、又は受信周波数よりも低く位置決めする（下側局
部発振周波注入の場合）ことにより、スプリアス応答を
発生する信号がデュープレックスフィルタ内で極力早く
減衰され得る。
帯域の上側に位置され、且つ当該回路の周波数が制御さ
れ得るようにサイズが決められる。この回路が直列共振
状態のときには、当該回路は共振周波信号を減衰させ、
その場合、そのゼロ点を中間周波の半分だけ受信周波数
よりも高く位置決めしたり（上側局部発振周波注入の場
合）、又は受信周波数よりも低く位置決めする（下側局
部発振周波注入の場合）ことにより、スプリアス応答を
発生する信号がデュープレックスフィルタ内で極力早く
減衰され得る。
【００１５】本発明の更なる利点は、フィルタ内に追加
的な回路構成が全く要求されないか、あるいは、このよ
うな要求が極僅かであるということであるので、そのコ
ストと製造上の複雑さを低減できることにある。
的な回路構成が全く要求されないか、あるいは、このよ
うな要求が極僅かであるということであるので、そのコ
ストと製造上の複雑さを低減できることにある。
【００１６】
【実施例】以下、本発明に係る特定的な実施例を添付図
面を参照しながら説明する。図１は１つの共振器を示し
ており、係る共振器は、局部発振注入が上側に位置付け
されるときにスプリアス応答を起こす信号を減衰させる
ための帯域消去回路に接続されている。スプリアス応答
を起こす信号周波数は、受信周波数の上側に中間周波数
の半分だけ高く位置決めされる。この回路は、ヘリカル
共振器ＲＥＳと、キャパシタンスダイオードＤと、これ
らの間に直列なマイクロストリップＭＬＩＮ２とを備え
て構成される。マイクロストリップのコンダクタは、一
方の端部が、ヘリカル共振器ＲＥＳと接続点３でタップ
をとることにより共振器と接続されており、これにより
ヘリカル共振器ＲＥＳは２つの部分、つまりＴＬＩＮ１
及びＴＬＩＮ２に分割される。また、マイクロストリッ
プの他端は、ダイオードＤに接続されている。ダイオー
ドＤの他端は、デュープレックスフィルタ内のＲｘ分岐
の主信号回路の接続点１に接続されている。図１に示さ
れる例では、このカップリングがＲｘ分岐の最後の要素
のために配置されており、これにより当該回路がフィル
タのＲｘゲートに接続される。コンデンサＣの機能は、
デュープレックスフィルタの特性に対する直流電圧の影
響を防止することである。アンテナから受信される信号
は、デュープレックスフィルタの他の共振器（図不せ
ず）を経由して、マイクロストリップＭＬＩＮ１を通っ
て接続点１に供給されると共に、フィルタのＲｘのため
の出力ゲートとして提供される。
面を参照しながら説明する。図１は１つの共振器を示し
ており、係る共振器は、局部発振注入が上側に位置付け
されるときにスプリアス応答を起こす信号を減衰させる
ための帯域消去回路に接続されている。スプリアス応答
を起こす信号周波数は、受信周波数の上側に中間周波数
の半分だけ高く位置決めされる。この回路は、ヘリカル
共振器ＲＥＳと、キャパシタンスダイオードＤと、これ
らの間に直列なマイクロストリップＭＬＩＮ２とを備え
て構成される。マイクロストリップのコンダクタは、一
方の端部が、ヘリカル共振器ＲＥＳと接続点３でタップ
をとることにより共振器と接続されており、これにより
ヘリカル共振器ＲＥＳは２つの部分、つまりＴＬＩＮ１
及びＴＬＩＮ２に分割される。また、マイクロストリッ
プの他端は、ダイオードＤに接続されている。ダイオー
ドＤの他端は、デュープレックスフィルタ内のＲｘ分岐
の主信号回路の接続点１に接続されている。図１に示さ
れる例では、このカップリングがＲｘ分岐の最後の要素
のために配置されており、これにより当該回路がフィル
タのＲｘゲートに接続される。コンデンサＣの機能は、
デュープレックスフィルタの特性に対する直流電圧の影
響を防止することである。アンテナから受信される信号
は、デュープレックスフィルタの他の共振器（図不せ
ず）を経由して、マイクロストリップＭＬＩＮ１を通っ
て接続点１に供給されると共に、フィルタのＲｘのため
の出力ゲートとして提供される。
【００１７】逆の回路 ( reverse circuit )として接続
される共振器の直列共振周波数が、例えば９７０ＭＨｚ
から９９０ＭＨｚまで制御可能となるように当該回路を
構成してもよい。この逆の回路は、フィルタに接続され
ているとき、通過帯域の上方部分でスプリアス応答信号
の減衰を増大させ、これにより受信機内のスプリアス応
答が低減される。
される共振器の直列共振周波数が、例えば９７０ＭＨｚ
から９９０ＭＨｚまで制御可能となるように当該回路を
構成してもよい。この逆の回路は、フィルタに接続され
ているとき、通過帯域の上方部分でスプリアス応答信号
の減衰を増大させ、これにより受信機内のスプリアス応
答が低減される。
【００１８】図２には、この回路を更に詳しい形態で示
している。仮に、９４０ＭＨｚの周波数におけるＴＮＩ
Ｎ１のリアクタンスがｊ５９オームであり、ＴＮＩＮ２
のリアクタンスがｊ４１３オームであるとする。バラク
タのキャパシタンスは２７ｐＦから３ｐＦの範囲で変化
する。即ち、−ｊ６オームから−ｊ５６オームまで変化
する。当分野においては、例えばヘリカル共振器ＲＥＳ
等の共振回路のリアクタンスは、その共振周波数よりも
高い周波数では容量性であることが知られている。従っ
て直列共振は、マイクロストリップ・コンダクタＭＬＩ
Ｎ２及びキャパシタンス・ダイオードＤによって構成さ
れるアースに対する直列結合を接続点３から接続するこ
とにより提供される。例えば９７０ＭＨｚの状態で減衰
が要求される場合、その周波数における共振器ＲＥＳの
容量性リアクタンスは例えば５６．１オームであり、こ
れにより、マイクロストリップＭＬＩＮ２、及びキャパ
シタンスダイオードの直列接続のリアクタンスは、同じ
大きさではあるが、逆の符号のリアクタンスとなる必要
があり、即ち誘導性の５６．１オームでなければならな
い。これはマイクロストリップの誘導性リアクタンスが
５６．１オームであるときに満足される。即ち、インダ
クタンスで計算される場合には凡そ１０ｎＨであれば６
２．１７オームであるとき満足される。これにより当該
共振回路は９７０ＭＨｚで直列共振状態となる。
している。仮に、９４０ＭＨｚの周波数におけるＴＮＩ
Ｎ１のリアクタンスがｊ５９オームであり、ＴＮＩＮ２
のリアクタンスがｊ４１３オームであるとする。バラク
タのキャパシタンスは２７ｐＦから３ｐＦの範囲で変化
する。即ち、−ｊ６オームから−ｊ５６オームまで変化
する。当分野においては、例えばヘリカル共振器ＲＥＳ
等の共振回路のリアクタンスは、その共振周波数よりも
高い周波数では容量性であることが知られている。従っ
て直列共振は、マイクロストリップ・コンダクタＭＬＩ
Ｎ２及びキャパシタンス・ダイオードＤによって構成さ
れるアースに対する直列結合を接続点３から接続するこ
とにより提供される。例えば９７０ＭＨｚの状態で減衰
が要求される場合、その周波数における共振器ＲＥＳの
容量性リアクタンスは例えば５６．１オームであり、こ
れにより、マイクロストリップＭＬＩＮ２、及びキャパ
シタンスダイオードの直列接続のリアクタンスは、同じ
大きさではあるが、逆の符号のリアクタンスとなる必要
があり、即ち誘導性の５６．１オームでなければならな
い。これはマイクロストリップの誘導性リアクタンスが
５６．１オームであるときに満足される。即ち、インダ
クタンスで計算される場合には凡そ１０ｎＨであれば６
２．１７オームであるとき満足される。これにより当該
共振回路は９７０ＭＨｚで直列共振状態となる。
【００１９】この直列共振周波数は、キャパシタンスダ
イオードのキャパシタンスを変化させることにより、即
ち、ダイオードの両端の直流電圧の大きさを変化させる
ことによりスムーズに制御される。バラクタのキャパシ
タンスの大きさが３ｐＦの場合、希望される周波数９９
０ＭＨｚは直列共振周波数として得られる。広いキャパ
シタンスの範囲をもつ適当なダイオードを選択すること
により、直列共振周波数は更に広い範囲で変えることが
できる。
イオードのキャパシタンスを変化させることにより、即
ち、ダイオードの両端の直流電圧の大きさを変化させる
ことによりスムーズに制御される。バラクタのキャパシ
タンスの大きさが３ｐＦの場合、希望される周波数９９
０ＭＨｚは直列共振周波数として得られる。広いキャパ
シタンスの範囲をもつ適当なダイオードを選択すること
により、直列共振周波数は更に広い範囲で変えることが
できる。
【００２０】図３は、図１の実施例を用いてＮＭＴ無線
電話システムに施されたデュープレックスフィルタのＲ
ｘ分岐における透過曲線を示している。制御可能な共振
器がフィルタのＲｘ端に配置されており、このとき共振
器は、高い送信電力がデュープレックスフィルタに影響
を及ぼすアンテナゲートからできる限り遠くに配置され
ている。これにより送信信号は、デュープレックスフィ
ルタのＲｘ分岐内において、本発明に従って動作する制
御可能な回路の前段で約５０ｄＢだけ減衰されることに
なる。従ってバラクタ内に現われる高周波信号は非常に
低いレベルであるので、制御されるべき回路の動作に影
響が無くなる。制御される回路がアンテナゲート近傍に
配置される場合には、当該回路の動作は、完全に乱され
る可能性がある。バラクタがバイアスされていない場合
（制御電圧が０ボルトのとき）、フィルタの周波数応答
は曲線１のようになる。この曲線からは、当該回路が９
５７．５ＭＨｚから９６０ＭＨｚの範囲で約１０ｄＢの
減衰を形成することが見いだされる。この回路における
直列共振周波数はＡ点で示される。
電話システムに施されたデュープレックスフィルタのＲ
ｘ分岐における透過曲線を示している。制御可能な共振
器がフィルタのＲｘ端に配置されており、このとき共振
器は、高い送信電力がデュープレックスフィルタに影響
を及ぼすアンテナゲートからできる限り遠くに配置され
ている。これにより送信信号は、デュープレックスフィ
ルタのＲｘ分岐内において、本発明に従って動作する制
御可能な回路の前段で約５０ｄＢだけ減衰されることに
なる。従ってバラクタ内に現われる高周波信号は非常に
低いレベルであるので、制御されるべき回路の動作に影
響が無くなる。制御される回路がアンテナゲート近傍に
配置される場合には、当該回路の動作は、完全に乱され
る可能性がある。バラクタがバイアスされていない場合
（制御電圧が０ボルトのとき）、フィルタの周波数応答
は曲線１のようになる。この曲線からは、当該回路が９
５７．５ＭＨｚから９６０ＭＨｚの範囲で約１０ｄＢの
減衰を形成することが見いだされる。この回路における
直列共振周波数はＡ点で示される。
【００２１】数ボルトの直流電圧がバラクタに印加され
る場合、共振器の直列共振周波数は増加して点Ｂに移動
し、当該フィルタのＲＸ分岐の周波数応答は曲線２で示
されるようになる。このゼロ点は周波数の上方に移動す
る。
る場合、共振器の直列共振周波数は増加して点Ｂに移動
し、当該フィルタのＲＸ分岐の周波数応答は曲線２で示
されるようになる。このゼロ点は周波数の上方に移動す
る。
【００２２】本発明において使用されるカップリング形
態によれば、無線電話器の混合器内において、スプリア
ス応答に起因する変更の必要性は不要である。従って本
発明に係る設計を採用することにより、無線電話器の混
合器内で発生されるスプリアス応答信号は、他の構成部
品の変更をもたらすことなく効果的に減衰され得る。従
って、係る装置の性能を大幅に改善することができる。
態によれば、無線電話器の混合器内において、スプリア
ス応答に起因する変更の必要性は不要である。従って本
発明に係る設計を採用することにより、無線電話器の混
合器内で発生されるスプリアス応答信号は、他の構成部
品の変更をもたらすことなく効果的に減衰され得る。従
って、係る装置の性能を大幅に改善することができる。
【００２３】もしも局部発振注入が下側の場合（受信さ
れる周波数が局部発振周波数よりも高い場合）、スプリ
アス応答信号の周波数は、受信される周波数よりも中間
周波数の半分だけ低いものとなる。このような状態にお
いては、図４のような回路が使用できる。尚、便宜上、
図１と共通の部品には同じ参照番号が用いられている。
図４においてゼロ点は、受信される帯域以下（直列共振
周波数）に設定されている。これはインダクタンスＭＬ
ＩＮ２に加えて、コンデンサＣ２が回路に使用されるこ
とにより実現される。バラクタのキャパシタンスを制御
のに使用される直流電圧は、抵抗Ｒを介して当該回路に
印加される。このように、この回路の直列共振周波数は
受信帯域よりの低く生成される。
れる周波数が局部発振周波数よりも高い場合）、スプリ
アス応答信号の周波数は、受信される周波数よりも中間
周波数の半分だけ低いものとなる。このような状態にお
いては、図４のような回路が使用できる。尚、便宜上、
図１と共通の部品には同じ参照番号が用いられている。
図４においてゼロ点は、受信される帯域以下（直列共振
周波数）に設定されている。これはインダクタンスＭＬ
ＩＮ２に加えて、コンデンサＣ２が回路に使用されるこ
とにより実現される。バラクタのキャパシタンスを制御
のに使用される直流電圧は、抵抗Ｒを介して当該回路に
印加される。このように、この回路の直列共振周波数は
受信帯域よりの低く生成される。
【００２４】図４に示した回路の振幅応答は、図５にお
いて１０ｄＢスケールで示される。図５に示されるよう
に、この場合ゼロ点は約９１５ＭＨｚにあり、この周波
数近傍の周波数は、スプリアス応答が引き起こされない
ように十分減衰されている。
いて１０ｄＢスケールで示される。図５に示されるよう
に、この場合ゼロ点は約９１５ＭＨｚにあり、この周波
数近傍の周波数は、スプリアス応答が引き起こされない
ように十分減衰されている。
【００２５】デュープレックスフィルタに関連してスプ
リアス応答を引き起こす信号に対して減衰回路を配置す
ることにより、受信分岐内に更なる特別な回路が設けら
れる必要性がないので、従来の回路形態のようにするこ
とができる。
リアス応答を引き起こす信号に対して減衰回路を配置す
ることにより、受信分岐内に更なる特別な回路が設けら
れる必要性がないので、従来の回路形態のようにするこ
とができる。
【００２６】上記直列共振周波数は、実際上、段階的以
外でも制御可能であるが、キャパシタンスの制御電圧に
対してのみ２つの直流電圧状態を用いることにより簡略
化される。本発明に係る制御可能な共振器がフィルタ内
に使用される場合、バラクタに必要とされる直流電圧
は、Ｒｘ信号ゲートを介して供給され得るので、当該フ
ィルタの機械的な構造は外見上変化なく、直流電圧を供
給するために別のゲートを必要とすることもない。勿
論、必要に応じて直流電圧を供給するために独立したゲ
ートが設けられてもよい。
外でも制御可能であるが、キャパシタンスの制御電圧に
対してのみ２つの直流電圧状態を用いることにより簡略
化される。本発明に係る制御可能な共振器がフィルタ内
に使用される場合、バラクタに必要とされる直流電圧
は、Ｒｘ信号ゲートを介して供給され得るので、当該フ
ィルタの機械的な構造は外見上変化なく、直流電圧を供
給するために別のゲートを必要とすることもない。勿
論、必要に応じて直流電圧を供給するために独立したゲ
ートが設けられてもよい。
【００２７】制御されるべき当該回路の構成部品を適当
に設定することにより、制御されるべきゼロ点の周波数
は、スプリアス応答を引き起こす周波数以外で、所望の
周波数に変えられ得る。例えば９８０ＭＨｚから１００
５ＭＨｚの周波数が設定され、４５ＭＨｚの中間周波数
を使用したときに無線電話器の局部発振器が動作する範
囲を形成するようにすることができる。局部発振器から
無線電話機のアンテナゲートへの漏れは、各々用いられ
る局部発振器の周波数の直列共振周波数を設定すること
により防止することができる。同様に、動作範囲に関し
ては、いわゆるミラー周波数範囲が選択され、このミラ
ー周波数範囲がＮＭＴにおいて１０２５ＭＨｚから１０
５０ＭＨｚの範囲に起きるとき、これを通してミラー周
波数減衰を大幅な改善するようにすることができる。
に設定することにより、制御されるべきゼロ点の周波数
は、スプリアス応答を引き起こす周波数以外で、所望の
周波数に変えられ得る。例えば９８０ＭＨｚから１００
５ＭＨｚの周波数が設定され、４５ＭＨｚの中間周波数
を使用したときに無線電話器の局部発振器が動作する範
囲を形成するようにすることができる。局部発振器から
無線電話機のアンテナゲートへの漏れは、各々用いられ
る局部発振器の周波数の直列共振周波数を設定すること
により防止することができる。同様に、動作範囲に関し
ては、いわゆるミラー周波数範囲が選択され、このミラ
ー周波数範囲がＮＭＴにおいて１０２５ＭＨｚから１０
５０ＭＨｚの範囲に起きるとき、これを通してミラー周
波数減衰を大幅な改善するようにすることができる。
【００２８】以上の例においてはヘリカル共振器を使用
したが、ＬＣ回路，同軸共振器，ストリップライン又は
同等の共振器を使用することも可能であり、上述の実施
例の構成に限定する必要はない。また、係る回路は、本
願特許請求の範囲内で規定すると同時に、多くの様々な
形態で構成することができる。また、上記フィルタは、
デュープレックスフィルタである必要はなく、つまり本
発明の範囲では、いかなる無線周波数フィルタと関連し
て利用されえる。
したが、ＬＣ回路，同軸共振器，ストリップライン又は
同等の共振器を使用することも可能であり、上述の実施
例の構成に限定する必要はない。また、係る回路は、本
願特許請求の範囲内で規定すると同時に、多くの様々な
形態で構成することができる。また、上記フィルタは、
デュープレックスフィルタである必要はなく、つまり本
発明の範囲では、いかなる無線周波数フィルタと関連し
て利用されえる。
【００２９】本発明の開示の範囲は、特許請求の範囲に
関連するか否か、又は、本発明が対象とする課題の一部
又は全てを緩和するか否かにかかわらず、ここに開示さ
れた新規の特徴、又はこれら特徴の組み合わせ、あるい
はこれらを明確又は暗示的にしめした一般形態を包含す
るものである。
関連するか否か、又は、本発明が対象とする課題の一部
又は全てを緩和するか否かにかかわらず、ここに開示さ
れた新規の特徴、又はこれら特徴の組み合わせ、あるい
はこれらを明確又は暗示的にしめした一般形態を包含す
るものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る回路の原理的構成を示した回路図
である。
である。
【図２】図１の回路を更に詳しく示した回路図である。
【図３】図１の回路を使用した場合におけるデュープレ
ックスフィルタの振幅応答を示したグラフである。
ックスフィルタの振幅応答を示したグラフである。
【図４】本発明に係る第２の実施例による回路の原理的
構成を示した回路図である。
構成を示した回路図である。
【図５】図４の回路を用いた場合の周波数応答を示した
グラフである。
グラフである。
１，６…コネクター部 ３…接続点 Ｒｅｓ…伝送ライン共振器 ＴＬＩＮ１，ＴＬＩＮ２…分割された伝送ライン共振器
部分 ＭＬＩＮ１，ＭＬＩＮ１…誘導性素子 Ｄ…キャパシタンスダイオード
部分 ＭＬＩＮ１，ＭＬＩＮ１…誘導性素子 Ｄ…キャパシタンスダイオード
Claims (12)
- 【請求項１】 無線周波数フィルタであって、該無線周
波数フィルタと接続され、且つ帯域消去フィルタとして
適合する共振器を具備し、該帯域消去フィルタが、前記
無線周波数フィルタの通過帯領域の信号を減衰させるよ
うに調整可能である無線周波数フィルタ。 - 【請求項２】 複数の共振器を更に具備し、該共振器
が、実質的に減衰される入力信号に対する直列共振周波
数をもった直列共振器として接続され、その周波数が、
帯域消去フィルタに入力される直流電圧制御信号（Ｖ
＋）により変更され、これにより該制御信号の少なくと
も１つの値で前記直列共振周波数が前記通過帯域帯内に
配置される、請求項１に記載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項３】 前記共振器が伝送ライン共振器（Ｒｅ
ｓ）であり、且つ、前記フィルタが、直列接続された誘
導性素子（ＭＬＩＮ２）と、キャパシタンスダイオード
（Ｄ）を含む容量性素子とを備えており、前記誘導性素
子の一端は、前記伝送ライン共振器が二つの部分（ＴＬ
ＩＮ１，ＴＬＩＮ２）に分割されるように接続され、ま
た他端は、前記無線周波フィルタの出力コネクタ（１）
に接続されており、更に、前記フィルタが、 前記キャパシタンスダイオードのカソードに直流電圧
（Ｖ＋）を印加するための手段を備えている、請求項２
に記載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項４】 前記直列接続された誘導性素子（ＭＬＩ
Ｎ２）及び容量性素子のリアクタンスが誘導性であり、
且つ、前記伝送ライン共振器の共振周波数よりも高い周
波数で前記伝送ラインの容量性リアクタンスより大きさ
れており、これにより前記帯域消去の直列共振周波数
が、前記受信帯域よりも高い領域に位置付けられる請求
項３に記載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項５】 前記直列接続された誘導性素子（ＭＬＩ
Ｎ２）及び容量性素子のリアクタンスが容量性であり、
且つ、前記伝送ライン共振器がその共振周波数よりも低
い周波数で動作する際、該伝送ライン共振器（Ｒｅｓ）
の誘導性リアクタンスよりも大きくされており、これに
より前記帯域消去回路の直列共振周波数が前記受信帯域
よりも低い領域に位置付けられる、請求項３に記載の無
線周波数フィルタ。 - 【請求項６】 前記直流電圧制御信号（Ｖ＋）が、前記
無線周波数フィルタの出力コネクタ（１）に適用され
る、請求項１乃至５のいずれか１項に記載の無線周波数
フィルタ。 - 【請求項７】 前記出力コネクタ（１）は、抵抗（Ｒ）
を経由して前記キャパシタンスダイオード（Ｄ）のカソ
ードに接続されており、該キャパシタンスダイオード
（Ｄ）は、コンデンサ（Ｃ２）を経由して前記フィルタ
の出力コネクタ（１）に接続されている、請求項６に記
載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項８】 前記誘導性素子（ＭＬＩＮ２）は、スト
リップライン又はコイルである、請求項３に記載の無線
周波数フィルタ。 - 【請求項９】 前記フィルタがデュープレックスフィル
タであり、前記共振器が、前記フィルタのＲｘ分岐内の
帯域消去回路として接続されいる、請求項１乃至８のい
ずれか１項に記載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項１０】 前記共振器の直列共振周波数が、前記
受信機内でスプリアス応答を引き起こす信号の周波数で
ある、請求項８に記載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項１１】 前記共振器の直列共振周波数が、前記
受信機内の局部発振周波数とほぼ等しい、請求項９に記
載の無線周波数フィルタ。 - 【請求項１２】 請求項１乃至１１のいずれか１項の無
線周波数フィルタを具備する無線電話器であって、前記
共振器が前記無線電話のアンテナから遠くに配置されて
いる無線電話器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI933988 | 1993-09-10 | ||
| FI933988A FI110148B (fi) | 1993-09-10 | 1993-09-10 | Useita resonaattoreita käsittävä radiotaajuussuodatin |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07170204A true JPH07170204A (ja) | 1995-07-04 |
Family
ID=8538571
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6217365A Pending JPH07170204A (ja) | 1993-09-10 | 1994-09-12 | 無線周波数フィルタ、及びこれを用いた無線電話 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5717368A (ja) |
| EP (1) | EP0643481B1 (ja) |
| JP (1) | JPH07170204A (ja) |
| DE (1) | DE69431022T2 (ja) |
| FI (1) | FI110148B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9628137B2 (en) | 2014-12-11 | 2017-04-18 | Fujitsu Limited | Wireless communication device, wireless communication method, and recording medium |
Families Citing this family (43)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI110148B (fi) * | 1993-09-10 | 2002-11-29 | Filtronic Lk Oy | Useita resonaattoreita käsittävä radiotaajuussuodatin |
| AU2002218005A1 (en) | 2000-11-03 | 2002-05-15 | Paratek Microwave, Inc. | Method of channel frequency allocation for rf and microwave duplexers |
| SE520112C2 (sv) * | 2000-12-27 | 2003-05-27 | Allgon Ab | Metod samt system för att avstämma ett radiofilter |
| EP1763905A4 (en) | 2004-06-28 | 2012-08-29 | Pulse Finland Oy | ANTENNA COMPONENT |
| FI20055420A0 (fi) * | 2005-07-25 | 2005-07-25 | Lk Products Oy | Säädettävä monikaista antenni |
| FI119009B (fi) * | 2005-10-03 | 2008-06-13 | Pulse Finland Oy | Monikaistainen antennijärjestelmä |
| FI118782B (fi) | 2005-10-14 | 2008-03-14 | Pulse Finland Oy | Säädettävä antenni |
| FI119577B (fi) * | 2005-11-24 | 2008-12-31 | Pulse Finland Oy | Monikaistainen antennikomponentti |
| US8618990B2 (en) | 2011-04-13 | 2013-12-31 | Pulse Finland Oy | Wideband antenna and methods |
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| FI20075269A0 (fi) * | 2007-04-19 | 2007-04-19 | Pulse Finland Oy | Menetelmä ja järjestely antennin sovittamiseksi |
| FI120427B (fi) | 2007-08-30 | 2009-10-15 | Pulse Finland Oy | Säädettävä monikaista-antenni |
| KR101610956B1 (ko) * | 2009-10-01 | 2016-04-08 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신 시스템을 위한 광대역 수신 장치 및 그 제어 방법 |
| FI20096134A0 (fi) | 2009-11-03 | 2009-11-03 | Pulse Finland Oy | Säädettävä antenni |
| FI20096251A0 (sv) | 2009-11-27 | 2009-11-27 | Pulse Finland Oy | MIMO-antenn |
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| FI20105158A (fi) | 2010-02-18 | 2011-08-19 | Pulse Finland Oy | Kuorisäteilijällä varustettu antenni |
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| FI20115072A0 (fi) | 2011-01-25 | 2011-01-25 | Pulse Finland Oy | Moniresonanssiantenni, -antennimoduuli ja radiolaite |
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