JP2002139525A - 高周波信号パワー検出装置及び高周波信号パワー検出方法 - Google Patents
高周波信号パワー検出装置及び高周波信号パワー検出方法Info
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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- G01R21/10—Arrangements for measuring electric power or power factor by using square-law characteristics of circuit elements, e.g. diodes, to measure power absorbed by loads of known impedance
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電界効果トランジスタを用いて、差動モード
で高周波信号のパワーを検出する。 【解決手段】 高周波信号が供給される２つの入力端子
と、高周波信号のパワーを検出するための２つの出力端
子と、２つの入力端子及び２つの出力端子に並列に接続
された電界効果トランジスタと、２つの出力端子の一方
と電界効果トランジスタのソースとの間に接続され、電
界効果トランジスタのドレイン−ソース間の抵抗値より
も大きな抵抗値を有する抵抗器とを備える。
で高周波信号のパワーを検出する。 【解決手段】 高周波信号が供給される２つの入力端子
と、高周波信号のパワーを検出するための２つの出力端
子と、２つの入力端子及び２つの出力端子に並列に接続
された電界効果トランジスタと、２つの出力端子の一方
と電界効果トランジスタのソースとの間に接続され、電
界効果トランジスタのドレイン−ソース間の抵抗値より
も大きな抵抗値を有する抵抗器とを備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波信号のパワ
ー検出に関し、詳しくは、高周波信号が入力される２つ
の入力端子と、検出した高周波信号のパワーを示す信号
を出力する２つの出力端子とに並列に接続された電界効
果トランジスタを用いた高周波信号パワー検出装置及び
高周波信号パワー検出方法に関する。
ー検出に関し、詳しくは、高周波信号が入力される２つ
の入力端子と、検出した高周波信号のパワーを示す信号
を出力する２つの出力端子とに並列に接続された電界効
果トランジスタを用いた高周波信号パワー検出装置及び
高周波信号パワー検出方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】高周波技術において、バイアスされたシ
ョットキーダイオード（Schottky diode）を用いて高周
波信号のパワーを測定する手法が知られている。ショッ
トキーダイオードは、その電流−電圧特性の非線性によ
り、高周波信号（以下、ＲＦ信号という）をデフォーメ
ーション（deformation）させる。また、ＲＦ信号のパ
ワー測定にサーミスタを用いることもある。しかしなが
ら、サーミスタは、感度が低いため、パワーが高いＲＦ
信号にしか適用できない。
ョットキーダイオード（Schottky diode）を用いて高周
波信号のパワーを測定する手法が知られている。ショッ
トキーダイオードは、その電流−電圧特性の非線性によ
り、高周波信号（以下、ＲＦ信号という）をデフォーメ
ーション（deformation）させる。また、ＲＦ信号のパ
ワー測定にサーミスタを用いることもある。しかしなが
ら、サーミスタは、感度が低いため、パワーが高いＲＦ
信号にしか適用できない。
【０００３】電界効果トランジスタ（Field effect tra
nsistor：以下、ＦＥＴトランジスタという。）の電流
−電圧特性も非線性を有する。したがって、ＦＥＴトラ
ンジスタもＲＦ信号のパワー検出に適している。ＦＥＴ
トランジスタは、バイアスされたショットキーダイオー
ドよりも高い感度を有し、出力電圧を直接利用すること
ができる。さらに、ＦＥＴトランジスタを用いたパワー
検出器は、ショットキーダイオードを用いたパワー検出
器に比べて、温度変化に対する影響が低い。さらに、シ
ョットキーダイオードの実効雑音電圧は６００ｎＶであ
り、これは、ＦＥＴトランジスタを用いたパワー検出器
の約４倍である。以上のような利点から、ＦＥＴ検出器
は、ＲＦパワー測定の分野において、より重要な地位を
占めるようになっている。
nsistor：以下、ＦＥＴトランジスタという。）の電流
−電圧特性も非線性を有する。したがって、ＦＥＴトラ
ンジスタもＲＦ信号のパワー検出に適している。ＦＥＴ
トランジスタは、バイアスされたショットキーダイオー
ドよりも高い感度を有し、出力電圧を直接利用すること
ができる。さらに、ＦＥＴトランジスタを用いたパワー
検出器は、ショットキーダイオードを用いたパワー検出
器に比べて、温度変化に対する影響が低い。さらに、シ
ョットキーダイオードの実効雑音電圧は６００ｎＶであ
り、これは、ＦＥＴトランジスタを用いたパワー検出器
の約４倍である。以上のような利点から、ＦＥＴ検出器
は、ＲＦパワー測定の分野において、より重要な地位を
占めるようになっている。
【０００４】上述のように、パワー検出の基本的な原理
は、非線形素子によるＲＦ信号のデフォーメーションに
基づいている。したがって、ＲＦ信号は、以下のよう
に、直流信号成分と、複数の高調波成分とに分解され
る。 Ｉ＝Ｉｄｃ＋基本波＋高調波 直流電流は、ＲＦ信号の振幅の関数である。出力電圧Ｖ
ｏｕｔは、電流−電圧特性の非線性により、低いパワー
レベルにおいてＲＦパワー信号に比例する。
は、非線形素子によるＲＦ信号のデフォーメーションに
基づいている。したがって、ＲＦ信号は、以下のよう
に、直流信号成分と、複数の高調波成分とに分解され
る。 Ｉ＝Ｉｄｃ＋基本波＋高調波 直流電流は、ＲＦ信号の振幅の関数である。出力電圧Ｖ
ｏｕｔは、電流−電圧特性の非線性により、低いパワー
レベルにおいてＲＦパワー信号に比例する。
【０００５】このようなＲＦパワー検出器の構成が、１
９９８年、ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓダイジェストバルチモ
アＭＤ（IEEE MTT-S Digest Baltimore MD）に記載され
ている、エム・ラトニ（M.Ratni）、ビー・フイヤート
（B.Huyart）、イー・ベルジェオウルト（E.Bergeaul
t）、エル・ピー・ジャレット（L.P. Jallet）著、「シ
リコンＭＯＳＦＥＴを用いたＲＦパワー検出器（RF Pow
er Detector using a silicon MOSFET）」に開示されて
いる。
９９８年、ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓダイジェストバルチモ
アＭＤ（IEEE MTT-S Digest Baltimore MD）に記載され
ている、エム・ラトニ（M.Ratni）、ビー・フイヤート
（B.Huyart）、イー・ベルジェオウルト（E.Bergeaul
t）、エル・ピー・ジャレット（L.P. Jallet）著、「シ
リコンＭＯＳＦＥＴを用いたＲＦパワー検出器（RF Pow
er Detector using a silicon MOSFET）」に開示されて
いる。
【０００６】この従来のＲＦパワー検出器の構成を図１
３に示す。シリコンＭＯＳトランジスタＴ２のゲートに
は、ＲＣセルを介してＶｇｓ＝０．６Ｖのバイアス電圧
が印可されている。ＭＯＳトランジスタＴ２は、ＲＦパ
ワー供給線に並列に接続されている。ハイパスフィルタ
として機能するコンデンサＣ１（６０ｐＦ）は、信号源
ＶＲＦからＭＯＳトランジスタＴ２を分離する。ＭＯＳ
トランジスタＴ２と、出力回路ＲＬｏａｄ（１０Ω）及
びＣ３（１０ｐＦ）との間には、理論的には、ローパス
フィルタを設ける必要があるが、技術的な制約のため、
このフィルタは、抵抗器Ｒ１（１ｋΩ）に置き換えられ
ており、抵抗器Ｒ１（１ｋΩ）は、ＭＯＳトランジスタ
Ｔ２のドレインとソース間の抵抗値よりも大きな抵抗値
を有する。したがって、ＲＦ信号はＭＯＳトランジスタ
Ｔ２を流れる。ＲＦ信号の直流電流は、負荷抵抗器Ｒ
Ｌｏａｄを流れ、コンデンサＣ３は、ＲＦ信号の残りの
高調波成分に対するシャント素子として用いられてい
る。
３に示す。シリコンＭＯＳトランジスタＴ２のゲートに
は、ＲＣセルを介してＶｇｓ＝０．６Ｖのバイアス電圧
が印可されている。ＭＯＳトランジスタＴ２は、ＲＦパ
ワー供給線に並列に接続されている。ハイパスフィルタ
として機能するコンデンサＣ１（６０ｐＦ）は、信号源
ＶＲＦからＭＯＳトランジスタＴ２を分離する。ＭＯＳ
トランジスタＴ２と、出力回路ＲＬｏａｄ（１０Ω）及
びＣ３（１０ｐＦ）との間には、理論的には、ローパス
フィルタを設ける必要があるが、技術的な制約のため、
このフィルタは、抵抗器Ｒ１（１ｋΩ）に置き換えられ
ており、抵抗器Ｒ１（１ｋΩ）は、ＭＯＳトランジスタ
Ｔ２のドレインとソース間の抵抗値よりも大きな抵抗値
を有する。したがって、ＲＦ信号はＭＯＳトランジスタ
Ｔ２を流れる。ＲＦ信号の直流電流は、負荷抵抗器Ｒ
Ｌｏａｄを流れ、コンデンサＣ３は、ＲＦ信号の残りの
高調波成分に対するシャント素子として用いられてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図１３からもわかるよ
うに、このパワー検出器の構造は非対称である。したが
って、このようなパワー検出器は、差動モード（differ
ential mode）では使用することができないという問題
がある。
うに、このパワー検出器の構造は非対称である。したが
って、このようなパワー検出器は、差動モード（differ
ential mode）では使用することができないという問題
がある。
【０００８】本発明は上述した課題に鑑みてなされたも
のであり、本発明の目的は、電界効果トランジスタを用
いてＲＦ信号のパワーを検出するとともに、差動モード
に対応できる高周波信号パワー検出装置及び高周波信号
パワー検出方法を提供することである。
のであり、本発明の目的は、電界効果トランジスタを用
いてＲＦ信号のパワーを検出するとともに、差動モード
に対応できる高周波信号パワー検出装置及び高周波信号
パワー検出方法を提供することである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上述の目的を達成するた
めに、本発明に係る高周波信号パワー検出装置は、高周
波信号のパワーを検出する高周波パワー検出装置におい
て、高周波信号が供給される２つの入力端子と、高周波
信号のパワーを検出するための２つの出力端子と、２つ
の入力端子及び２つの出力端子に並列に接続された電界
効果トランジスタと、２つの出力端子の一方と電界効果
トランジスタのソースとの間に接続され、電界効果トラ
ンジスタのドレイン−ソース間の抵抗値よりも大きな抵
抗値を有する抵抗器とを備える。
めに、本発明に係る高周波信号パワー検出装置は、高周
波信号のパワーを検出する高周波パワー検出装置におい
て、高周波信号が供給される２つの入力端子と、高周波
信号のパワーを検出するための２つの出力端子と、２つ
の入力端子及び２つの出力端子に並列に接続された電界
効果トランジスタと、２つの出力端子の一方と電界効果
トランジスタのソースとの間に接続され、電界効果トラ
ンジスタのドレイン−ソース間の抵抗値よりも大きな抵
抗値を有する抵抗器とを備える。
【００１０】さらに、この高周波信号パワー検出装置
に、２つの入力端子の一方と電界効果トランジスタのソ
ースとの間に接続されたコンデンサを設けてもよい。
に、２つの入力端子の一方と電界効果トランジスタのソ
ースとの間に接続されたコンデンサを設けてもよい。
【００１１】電界効果トランジスタのゲートは、接地し
てもよい。
てもよい。
【００１２】電界効果トランジスタのゲートは、高周波
信号のパワーに比例する電圧により自己バイアスされて
いてもよく、外部直流電圧によりバイアスされていても
よい。
信号のパワーに比例する電圧により自己バイアスされて
いてもよく、外部直流電圧によりバイアスされていても
よい。
【００１３】さらに上述の目的を達成するために、本発
明に係る高周波信号パワー検出方法は、高周波信号が供
給される１つの入力端子と、高周波信号のパワーを検出
するための２つの出力端子とに並列に接続された電界効
果トランジスタを備える高周波信号パワー検出装置によ
り高周波信号のパワーを検出する高周波信号パワー検出
方法であって、１つの入力端子には、高周波信号が供給
され、電界効果トランジスタは、高周波信号のパワーに
比例する電圧によりバイアスされている。
明に係る高周波信号パワー検出方法は、高周波信号が供
給される１つの入力端子と、高周波信号のパワーを検出
するための２つの出力端子とに並列に接続された電界効
果トランジスタを備える高周波信号パワー検出装置によ
り高周波信号のパワーを検出する高周波信号パワー検出
方法であって、１つの入力端子には、高周波信号が供給
され、電界効果トランジスタは、高周波信号のパワーに
比例する電圧によりバイアスされている。
【００１４】この高周波信号のパワーは、２つの出力端
子により差動的に検出されてもよく、１つの出力端子か
ら検出さてもよい。
子により差動的に検出されてもよく、１つの出力端子か
ら検出さてもよい。
【００１５】また、本発明は、上述の高周波信号パワー
検出装置を用いたＩ／Ｑ復調装置、（ｍ）位相偏移変調
復調装置及び（ｍ）直交振幅変調復調装置を提供する。
検出装置を用いたＩ／Ｑ復調装置、（ｍ）位相偏移変調
復調装置及び（ｍ）直交振幅変調復調装置を提供する。
【００１６】さらに、本発明は、上述の３つの高周波信
号パワー検出装置を用いた５ポートＩ／Ｑ復調器を提供
し、３つの高周波信号パワー検出装置のうち１つの高周
波信号パワー検出装置には、高周波入力端子に高周波信
号が差動的に供給され、３つの高周波信号パワー検出装
置のうち２つの高周波信号パワー検出装置には、１つの
高周波信号入力端子を介して高周波信号が供給される。
号パワー検出装置を用いた５ポートＩ／Ｑ復調器を提供
し、３つの高周波信号パワー検出装置のうち１つの高周
波信号パワー検出装置には、高周波入力端子に高周波信
号が差動的に供給され、３つの高周波信号パワー検出装
置のうち２つの高周波信号パワー検出装置には、１つの
高周波信号入力端子を介して高周波信号が供給される。
【００１７】さらに、本発明は、上述の（ｎ−２）個の
高周波信号パワー検出装置を用いたｎポートＩ／Ｑ復調
器を提供し、（ｎ−２）個の全ての高周波信号パワー検
出装置には、１つの高周波信号入力端子を介して高周波
信号が供給される。
高周波信号パワー検出装置を用いたｎポートＩ／Ｑ復調
器を提供し、（ｎ−２）個の全ての高周波信号パワー検
出装置には、１つの高周波信号入力端子を介して高周波
信号が供給される。
【００１８】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る高周波信号パ
ワー検出装置及び高周波信号パワー検出方法について、
図面を参照して詳細に説明する。
ワー検出装置及び高周波信号パワー検出方法について、
図面を参照して詳細に説明する。
【００１９】図１は、本発明を適応した自己バイアス受
動のパワー検出器（self-biased passive power detect
or：以下、ＳＢＰＰＤという。）の構成を示す回路図で
ある。電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴトランジス
タという。）１は、ＲＦ信号入力端子２，２’に並列に
接続されている。ＦＥＴトランジスタ１は、ハイパスフ
ィルタとして機能するコンデンサＣ１（３），Ｃ２（１
０）により、ＲＦ信号入力端子２、２’から分離されて
いる。ＦＥＴトランジスタ１と、出力回路Ｒ
Ｌ ｏａｄ（４）及びコンデンサＣ３（５）との間には、
理論的には、ローパスフィルタを設ける必要があるが、
技術的な制約のため、このフィルタは、抵抗器Ｒ
１（６），Ｒ２（９）に置き換えられており、抵抗器Ｒ
１（６），Ｒ２（９）は、ＦＥＴトランジスタ１のドレ
インとソース間の抵抗値よりも大きな抵抗値を有する。
したがって、ＲＦ信号７は、ＦＥＴトランジスタ１を流
れる。ＲＦ信号７の直流電流は、負荷抵抗器ＲＬｏａｄ
（４）を流れ、出力端子１３，１３’間には、負荷抵抗
器ＲＬｏａｄ（４）の電圧降下が現れる。コンデンサＣ
３（５）は、ＲＦ信号７の残りの高調波成分に対するシ
ャント素子として用いられている。
動のパワー検出器（self-biased passive power detect
or：以下、ＳＢＰＰＤという。）の構成を示す回路図で
ある。電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴトランジス
タという。）１は、ＲＦ信号入力端子２，２’に並列に
接続されている。ＦＥＴトランジスタ１は、ハイパスフ
ィルタとして機能するコンデンサＣ１（３），Ｃ２（１
０）により、ＲＦ信号入力端子２、２’から分離されて
いる。ＦＥＴトランジスタ１と、出力回路Ｒ
Ｌ ｏａｄ（４）及びコンデンサＣ３（５）との間には、
理論的には、ローパスフィルタを設ける必要があるが、
技術的な制約のため、このフィルタは、抵抗器Ｒ
１（６），Ｒ２（９）に置き換えられており、抵抗器Ｒ
１（６），Ｒ２（９）は、ＦＥＴトランジスタ１のドレ
インとソース間の抵抗値よりも大きな抵抗値を有する。
したがって、ＲＦ信号７は、ＦＥＴトランジスタ１を流
れる。ＲＦ信号７の直流電流は、負荷抵抗器ＲＬｏａｄ
（４）を流れ、出力端子１３，１３’間には、負荷抵抗
器ＲＬｏａｄ（４）の電圧降下が現れる。コンデンサＣ
３（５）は、ＲＦ信号７の残りの高調波成分に対するシ
ャント素子として用いられている。
【００２０】ＦＥＴトランジスタ１のゲート８は接地さ
れており、したがって、このパワー検出器は、外部ゲー
トバイアス電圧を用いていない。なお、ゲート８は、抵
抗器Ｒ２（９）を流れる整流されたＲＦ直流信号の一部
によりバイアスされている。ＦＥＴトランジスタ１のソ
ース１４の電位、すなわちゲート−ソース間の電圧は、
抵抗器Ｒ２（９）を流れる直流電流に比例する。したが
って、ゲート−ソース電圧は、ＲＦパワーに比例する。
換言すると、ＦＥＴトランジスタ１は、ＲＦ信号のパワ
ーに比例する電圧によりバイアスされる。
れており、したがって、このパワー検出器は、外部ゲー
トバイアス電圧を用いていない。なお、ゲート８は、抵
抗器Ｒ２（９）を流れる整流されたＲＦ直流信号の一部
によりバイアスされている。ＦＥＴトランジスタ１のソ
ース１４の電位、すなわちゲート−ソース間の電圧は、
抵抗器Ｒ２（９）を流れる直流電流に比例する。したが
って、ゲート−ソース電圧は、ＲＦパワーに比例する。
換言すると、ＦＥＴトランジスタ１は、ＲＦ信号のパワ
ーに比例する電圧によりバイアスされる。
【００２１】上述したように、抵抗器Ｒ２（９）は、残
りの高調波成分に対するローパスフィルタとして機能す
る。コンデンサＣ２（１０）は、直流電流に対するハイ
パスフィルタとして機能する。抵抗器Ｒ２（９）及びコ
ンデンサＣ２（１０）を設けることにより、このパワー
検出器は対称性を有し、これにより、差動モードにおけ
るパワー検出動作を実現することができる。
りの高調波成分に対するローパスフィルタとして機能す
る。コンデンサＣ２（１０）は、直流電流に対するハイ
パスフィルタとして機能する。抵抗器Ｒ２（９）及びコ
ンデンサＣ２（１０）を設けることにより、このパワー
検出器は対称性を有し、これにより、差動モードにおけ
るパワー検出動作を実現することができる。
【００２２】この回路設計により、ＦＥＴトランジスタ
１は、ＲＦパワーに比例するデフォームされた（deform
ed）ＲＦ信号の一部により継続的にバイアスされる。抵
抗器Ｒ２（９）及びコンデンサＣ２（１０）は、このパ
ワー検出器が差動入力パワー検出器として動作している
間、デフォームされたＲＦ信号（直流成分及び高調波成
分）が摂動（perturbation）を引き起こすことを防止す
る機能も有している。
１は、ＲＦパワーに比例するデフォームされた（deform
ed）ＲＦ信号の一部により継続的にバイアスされる。抵
抗器Ｒ２（９）及びコンデンサＣ２（１０）は、このパ
ワー検出器が差動入力パワー検出器として動作している
間、デフォームされたＲＦ信号（直流成分及び高調波成
分）が摂動（perturbation）を引き起こすことを防止す
る機能も有している。
【００２３】このパワー検出器の回路設計では、ＦＥＴ
トランジスタ１のゲート８が外部からバイアスされてい
ないため、直流オフセットを用いることなく、出力電圧
を直接検出することができる。さらに、ＦＥＴトランジ
スタ１では、直流バイアス電流が障壁層（barrier laye
r）を流れないため、ＦＥＴトランジスタ１はショット
雑音（shot noise）を発生させない。この結果、このパ
ワー検出器は、広いダイナミックレンジを有し、ダイナ
ミックレンジの下限は、熱雑音のみによって決定され
る。
トランジスタ１のゲート８が外部からバイアスされてい
ないため、直流オフセットを用いることなく、出力電圧
を直接検出することができる。さらに、ＦＥＴトランジ
スタ１では、直流バイアス電流が障壁層（barrier laye
r）を流れないため、ＦＥＴトランジスタ１はショット
雑音（shot noise）を発生させない。この結果、このパ
ワー検出器は、広いダイナミックレンジを有し、ダイナ
ミックレンジの下限は、熱雑音のみによって決定され
る。
【００２４】なお、ＦＥＴトランジスタ１は、電圧が印
可されていないため、受動素子とみなすことができ、こ
のパワー検出器の回路は、能動素子を備えておらず、受
動回路である。
可されていないため、受動素子とみなすことができ、こ
のパワー検出器の回路は、能動素子を備えておらず、受
動回路である。
【００２５】図２〜図５及び図７〜図９は、ＲＦシミュ
レーションソフトウェアを用いて得られたシミュレーシ
ョン結果を示す図である。ＦＥＴトランジスタとして
は、ソニー株式会社の０．５μｍＧａＡｓＪＦＥＴ技術
を用いている。
レーションソフトウェアを用いて得られたシミュレーシ
ョン結果を示す図である。ＦＥＴトランジスタとして
は、ソニー株式会社の０．５μｍＧａＡｓＪＦＥＴ技術
を用いている。
【００２６】図２は、異なるサイズのＦＥＴトランジス
タ（５０μｍ及び１００μｍ）を用いた２つの検出器の
シミュレーション結果を比較して示す図である。２つの
曲線は、互いに類似している。これにより、検出結果は
極めて良好であり、パワーの低い入力に対する感度も許
容範囲内にあるといえる。
タ（５０μｍ及び１００μｍ）を用いた２つの検出器の
シミュレーション結果を比較して示す図である。２つの
曲線は、互いに類似している。これにより、検出結果は
極めて良好であり、パワーの低い入力に対する感度も許
容範囲内にあるといえる。
【００２７】図３は、Ｓパラメータ（S-parameter）の
シミュレーション結果を示す図である。このグラフか
ら、反射係数Ｓ１１は、約−１ｄＢ程度と極めて高いこ
とがわかる。この反射係数Ｓ１１の値は、入力における
整合をとることなく得られている。
シミュレーション結果を示す図である。このグラフか
ら、反射係数Ｓ１１は、約−１ｄＢ程度と極めて高いこ
とがわかる。この反射係数Ｓ１１の値は、入力における
整合をとることなく得られている。
【００２８】入力回路に整合回路を設けることにより、
図４に示すように、反射係数はより良好な値を示す。入
力整合を行った場合の反射係数Ｓ１１は、−２５ｄＢ以
下となる。
図４に示すように、反射係数はより良好な値を示す。入
力整合を行った場合の反射係数Ｓ１１は、−２５ｄＢ以
下となる。
【００２９】しかしながら、図５に示すように、自己バ
イアス受動のパワー検出器に５０Ωの入力整合を行うこ
とにより、感度が係数２（factor 2）分低下し、特定の
アプリケーションにとって重要な線形性も劣化してしま
う。
イアス受動のパワー検出器に５０Ωの入力整合を行うこ
とにより、感度が係数２（factor 2）分低下し、特定の
アプリケーションにとって重要な線形性も劣化してしま
う。
【００３０】パワー検出器の線形性を向上させるため
に、図６に示すように、低い直流電圧源１５によりＦＥ
Ｔトランジスタのゲートをバイアスしてもよい。この具
体例では、ＦＥＴトランジスタ１のゲート８は、直流電
圧源１５に接続されている。バイアス電圧Ｖｇｓの値
は、ＦＥＴトランジスタ１のピンチオフ電圧（pinch of
fvoltage）に近い値に設定され、これによりＦＥＴトラ
ンジスタ１の非線形特性の利点を最大限に引き出し、検
出の効率を向上させることができる。なお、ゲートをバ
イアスするための電力消費量は、極めて少なく、この具
体例においても、ドレインをバイアスするＦＥＴ検出器
のようなＤＣバイアス電流は使用されていない。
に、図６に示すように、低い直流電圧源１５によりＦＥ
Ｔトランジスタのゲートをバイアスしてもよい。この具
体例では、ＦＥＴトランジスタ１のゲート８は、直流電
圧源１５に接続されている。バイアス電圧Ｖｇｓの値
は、ＦＥＴトランジスタ１のピンチオフ電圧（pinch of
fvoltage）に近い値に設定され、これによりＦＥＴトラ
ンジスタ１の非線形特性の利点を最大限に引き出し、検
出の効率を向上させることができる。なお、ゲートをバ
イアスするための電力消費量は、極めて少なく、この具
体例においても、ドレインをバイアスするＦＥＴ検出器
のようなＤＣバイアス電流は使用されていない。
【００３１】図７は、ＦＥＴトランジスタのゲートサイ
ズを１００μｍとし、バイアス電圧Ｖｇｓ＝０．３Ｖと
したバイアスされたパワー検出器（以下、ＢＰＰＤとい
う。）のシミュレーション結果を示すグラフである。図
７に示すように、ＦＥＴトランジスタのゲートをバイア
スすることにより線形性は向上するが、感度が低下す
る。この場合、差動増幅器を使用することが望まれる。
ズを１００μｍとし、バイアス電圧Ｖｇｓ＝０．３Ｖと
したバイアスされたパワー検出器（以下、ＢＰＰＤとい
う。）のシミュレーション結果を示すグラフである。図
７に示すように、ＦＥＴトランジスタのゲートをバイア
スすることにより線形性は向上するが、感度が低下す
る。この場合、差動増幅器を使用することが望まれる。
【００３２】図８は、ＢＰＰＤのＳパラメータのシミュ
レーション結果を示すグラフである。図８に示すよう
に、バイアス電圧Ｖｇｓ＝０．３Ｖとすると、反射係数
１１は、５ＧＨｚ付近で約−１０ｄＢとなる。
レーション結果を示すグラフである。図８に示すよう
に、バイアス電圧Ｖｇｓ＝０．３Ｖとすると、反射係数
１１は、５ＧＨｚ付近で約−１０ｄＢとなる。
【００３３】図９は、パワー検出器（ＰＰＤ）の特性と
反射係数Ｓ１１の変化を示すグラフである。
反射係数Ｓ１１の変化を示すグラフである。
【００３４】このＦＥＴパワー検出器は、図１０に示す
ように、広帯域復調器として機能する５ポート結合回路
１１を用いたデジタルダイレクト受信機のパワー検出器
として適している。
ように、広帯域復調器として機能する５ポート結合回路
１１を用いたデジタルダイレクト受信機のパワー検出器
として適している。
【００３５】図１１は、（ｎ）直交振幅変調（quadratu
re amplitude modulation：ＱＡＭ）又は（ｎ）位相偏
移変調（phase shift keying：ＰＳＫ）復調器として機
能する４ポート結合回路におけるパワー測定にＦＥＴパ
ワー検出器を用いた構成を示すブロック図である。
re amplitude modulation：ＱＡＭ）又は（ｎ）位相偏
移変調（phase shift keying：ＰＳＫ）復調器として機
能する４ポート結合回路におけるパワー測定にＦＥＴパ
ワー検出器を用いた構成を示すブロック図である。
【００３６】本発明に基づくＦＥＴパワー検出器は、差
動モードで動作することができる。
動モードで動作することができる。
【００３７】図１２（ａ）に示すパワー検出器には、Ｒ
Ｆ信号がＲＦ入力端子に差動信号として供給され、ＲＦ
信号のパワーは、ＤＣ出力端子において、差動信号とし
て検出される。
Ｆ信号がＲＦ入力端子に差動信号として供給され、ＲＦ
信号のパワーは、ＤＣ出力端子において、差動信号とし
て検出される。
【００３８】図１２（ｂ）に示すパワー検出器では、Ｒ
Ｆ信号が１つのＲＦ入力端子に供給され、他方の入力端
子は接地されている。このパワー検出器においては、Ｒ
Ｆ信号のパワーは、一方のＤＣ出力端子において検出さ
れ、他方のＤＣ出力端子は接地されている。
Ｆ信号が１つのＲＦ入力端子に供給され、他方の入力端
子は接地されている。このパワー検出器においては、Ｒ
Ｆ信号のパワーは、一方のＤＣ出力端子において検出さ
れ、他方のＤＣ出力端子は接地されている。
【００３９】図１２（ｃ）に示すパワー検出器には、Ｒ
Ｆ信号がＲＦ入力端子に差動信号として供給され、ＲＦ
信号のパワーは、一方のＤＣ出力端子において検出さ
れ、他方のＤＣ出力端子は接地されている。
Ｆ信号がＲＦ入力端子に差動信号として供給され、ＲＦ
信号のパワーは、一方のＤＣ出力端子において検出さ
れ、他方のＤＣ出力端子は接地されている。
【００４０】図１２（ｄ）に示すパワー検出器では、Ｒ
Ｆ信号が１つのＲＦ入力端子に供給され、他方の入力端
子は接地されている。このパワー検出器では、ＲＦ信号
のパワーは、ＤＣ出力端子において、差動信号として検
出される。
Ｆ信号が１つのＲＦ入力端子に供給され、他方の入力端
子は接地されている。このパワー検出器では、ＲＦ信号
のパワーは、ＤＣ出力端子において、差動信号として検
出される。
【００４１】
【発明の効果】以上のように、本発明に係る高周波信号
パワー検出装置は、高周波信号が供給される２つの入力
端子と、高周波信号のパワーを検出するための２つの出
力端子と、２つの入力端子及び２つの出力端子に並列に
接続された電界効果トランジスタと、２つの出力端子の
一方と電界効果トランジスタのソースとの間に接続さ
れ、電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の抵抗
値よりも大きな抵抗値を有する抵抗器とを備える。これ
により、電界効果トランジスタを用いて、差動モードで
高周波信号のパワーを検出することができる。
パワー検出装置は、高周波信号が供給される２つの入力
端子と、高周波信号のパワーを検出するための２つの出
力端子と、２つの入力端子及び２つの出力端子に並列に
接続された電界効果トランジスタと、２つの出力端子の
一方と電界効果トランジスタのソースとの間に接続さ
れ、電界効果トランジスタのドレイン−ソース間の抵抗
値よりも大きな抵抗値を有する抵抗器とを備える。これ
により、電界効果トランジスタを用いて、差動モードで
高周波信号のパワーを検出することができる。
【００４２】また、本発明に係る高周波信号パワー検出
方法は、高周波信号が供給される２つの入力端子と、高
周波信号のパワーを検出するための２つの出力端子とに
並列に接続された電界効果トランジスタを備える高周波
信号パワー検出装置により高周波信号のパワーを検出す
る高周波信号パワー検出方法であって、２つの入力端子
には、高周波信号が差動的に供給される。これにより、
電界効果トランジスタを用いて、差動モードで高周波信
号のパワーを検出することができる。
方法は、高周波信号が供給される２つの入力端子と、高
周波信号のパワーを検出するための２つの出力端子とに
並列に接続された電界効果トランジスタを備える高周波
信号パワー検出装置により高周波信号のパワーを検出す
る高周波信号パワー検出方法であって、２つの入力端子
には、高周波信号が差動的に供給される。これにより、
電界効果トランジスタを用いて、差動モードで高周波信
号のパワーを検出することができる。
【図１】本発明を適用した自己バイアスされた受動パワ
ー検出器の構造を示す図である。
ー検出器の構造を示す図である。
【図２】自己バイアスされた受動パワー検出器の特性を
示す図である。
示す図である。
【図３】ＦＥＴトランジスタの入出力比であるＳパラメ
ータと反射係数のシミュレーション結果を示す図であ
る。
ータと反射係数のシミュレーション結果を示す図であ
る。
【図４】図４は、入力整合を行った場合の反射係数のシ
ミュレーション結果を示す図である。
ミュレーション結果を示す図である。
【図５】５０Ωの入力整合を行った自己バイアスされた
受動パワー検出器の特性を示す図である。
受動パワー検出器の特性を示す図である。
【図６】バイアスされた受動パワー検出器の構造を示す
図である。
図である。
【図７】バイアスされた受動パワー検出器の特性を示す
図である。
図である。
【図８】受動パワー検出器の反射係数を示す図である。
【図９】受動パワー検出器の特性及び反射係数の変化を
示す図である。
示す図である。
【図１０】自己バイアスされたパワー検出器を用いた５
ポート結合復調器の構成を示す図である。
ポート結合復調器の構成を示す図である。
【図１１】自己バイアスされたパワー検出器を用いた４
ポート結合復調器の構成を示す図である。
ポート結合復調器の構成を示す図である。
【図１２】（ａ）は差動入力−差動出力のパワー検出器
を示し、（ｂ）は１入力−１出力のパワー検出器を示
し、（ｃ）は差動入力−１出力のパワー検出器を示し、
（ｄ）は、１入力−差動出力のパワー検出器を示す図で
ある。
を示し、（ｂ）は１入力−１出力のパワー検出器を示
し、（ｃ）は差動入力−１出力のパワー検出器を示し、
（ｄ）は、１入力−差動出力のパワー検出器を示す図で
ある。
【図１３】従来の高周波信号パワー検出器の構成を示す
図である。
図である。
１ ＦＥＴトランジスタ、２ 入力端子、３ コンデン
サＣ３、４ 負荷抵抗ＲＬｏａｄ、５ コンデンサ
Ｃ５、６ 抵抗器Ｒ１、７ ＲＦ信号、８ ゲート、９
抵抗器Ｒ２、１０ コンデンサＣ２、１３ 出力端
子、１４ ソース
サＣ３、４ 負荷抵抗ＲＬｏａｄ、５ コンデンサ
Ｃ５、６ 抵抗器Ｒ１、７ ＲＦ信号、８ ゲート、９
抵抗器Ｒ２、１０ コンデンサＣ２、１３ 出力端
子、１４ ソース
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ラトニ、モハメド ドイツ連邦共和国 ディー−70327 シュ トゥットゥガルト ヘデルフィンガ シュ トラーセ 61 アドヴァンスド テクノロ ジーセンター シュトゥットゥガルト ソ ニー インターナショナル （ヨーロッ パ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレ ンクテル ハフツング内 (72)発明者 クルペシェビッチ、ドラガン ドイツ連邦共和国 ディー−70327 シュ トゥットゥガルト ヘデルフィンガ シュ トラーセ 61 アドヴァンスド テクノロ ジーセンター シュトゥットゥガルト ソ ニー インターナショナル （ヨーロッ パ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレ ンクテル ハフツング内 (72)発明者 ブランコビッチ、ベズリン ドイツ連邦共和国 ディー−70327 シュ トゥットゥガルト ヘデルフィンガ シュ トラーセ 61 アドヴァンスド テクノロ ジーセンター シュトゥットゥガルト ソ ニー インターナショナル （ヨーロッ パ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレ ンクテル ハフツング内 (72)発明者 阿部 雅美 東京都品川区東五反田３丁目14番13号 高 輪ミューズビル 株式会社ソニーコンピュ ータサイエンス研究所 ソニー株式会社内 (72)発明者 佐生 登 東京都品川区東五反田３丁目14番13号 高 輪ミューズビル 株式会社ソニーコンピュ ータサイエンス研究所 ソニー株式会社内
Claims (17)
- 【請求項１】 高周波信号のパワーを検出する高周波パ
ワー検出装置において、 高周波信号が供給される２つの入力端子と、 高周波信号のパワーを検出するための２つの出力端子
と、 上記２つの入力端子及び２つの出力端子に並列に接続さ
れた電界効果トランジスタと、 上記２つの出力端子の一方と上記電界効果トランジスタ
のソースとの間に接続され、上記電界効果トランジスタ
のドレイン−ソース間の抵抗値よりも大きな抵抗値を有
する抵抗器とを備える高周波信号パワー検出装置。 - 【請求項２】 上記２つの入力端子の一方と上記電界効
果トランジスタのソースとの間に接続されたコンデンサ
を備える請求項１記載の高周波信号パワー検出装置。 - 【請求項３】 上記電界効果トランジスタのゲートは、
接地されていることを特徴とする請求項１又は２記載の
高周波信号パワー検出装置。 - 【請求項４】 上記電界効果トランジスタのゲートは、
上記高周波信号のパワーに比例する電圧により自己バイ
アスされていることを特徴とする請求項１乃至３いずれ
か１項記載の高周波信号パワー検出装置。 - 【請求項５】 上記電界効果トランジスタのゲートは、
外部直流電圧によりバイアスされていることを特徴とす
る請求項１乃至３いずれか１項記載の高周波信号パワー
検出装置。 - 【請求項６】 高周波信号が供給される２つの入力端子
と、高周波信号のパワーを検出するための２つの出力端
子とに並列に接続された電界効果トランジスタを備える
高周波信号パワー検出装置により高周波信号のパワーを
検出する高周波信号パワー検出方法であって、 上記２つの入力端子には、高周波信号が差動的に供給さ
れる高周波信号パワー検出方法。 - 【請求項７】 上記高周波信号のパワーは、上記２つの
出力端子において、差動的に検出されることを特徴とす
る請求項６記載の高周波信号パワー検出方法。 - 【請求項８】 上記高周波信号のパワーは、上記２つの
出力端子のうちの一方の出力電圧に基づいて検出される
ことを特徴とする請求項６記載の高周波信号パワー検出
方法。 - 【請求項９】 上記電界効果トランジスタは、上記高周
波信号のパワーに比例する電圧によりバイアスされてい
ることを特徴とする請求項６乃至８いずれか１項記載の
高周波信号パワー検出方法。 - 【請求項１０】 高周波信号が供給される１つの入力端
子と、高周波信号のパワーを検出するための２つの出力
端子とに並列に接続された電界効果トランジスタを備え
る高周波信号パワー検出装置により高周波信号のパワー
を検出する高周波信号パワー検出方法であって、 上記１つの入力端子には、高周波信号が供給され、上記
電界効果トランジスタは、該高周波信号のパワーに比例
する電圧によりバイアスされている高周波信号パワー検
出方法。 - 【請求項１１】 上記高周波信号のパワーは、上記２つ
の出力端子により差動的に検出されることを特徴とする
請求項１０記載の高周波信号パワー検出方法。 - 【請求項１２】 上記高周波信号のパワーは、１つの出
力端子から検出されることを特徴とする請求項１０記載
の高周波信号パワー検出方法。 - 【請求項１３】 請求項１乃至５いずれか１項記載の高
周波信号パワー検出装置を用いたＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項１４】 請求項１乃至５いずれか１項記載の高
周波信号パワー検出装置を用いた（ｍ）位相偏移変調復
調装置。 - 【請求項１５】 請求項１乃至５いずれか１項記載の高
周波信号パワー検出装置を用いた（ｍ）直交振幅変調復
調装置。 - 【請求項１６】 請求項１乃至５いずれか１項記載の３
つの高周波信号パワー検出装置を用いた５ポートＩ／Ｑ
復調器であって、 上記３つの高周波信号パワー検出装置のうち１つの高周
波信号パワー検出装置には、高周波入力端子に高周波信
号が差動的に供給され、上記３つの高周波信号パワー検
出装置のうち２つの高周波信号パワー検出装置には、１
つの高周波信号入力端子を介して高周波信号が供給され
る５ポートＩ／Ｑ復調装置。 - 【請求項１７】 請求項１乃至５いずれか１項記載の
（ｎ−２）個の高周波信号パワー検出装置を用いたｎポ
ートＩ／Ｑ復調器であって、 上記（ｎ−２）個の全ての高周波信号パワー検出装置に
は、１つの高周波信号入力端子を介して高周波信号が供
給される５ポートＩ／Ｑ復調装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP00118419.1 | 2000-08-24 | ||
| EP00118419A EP1184671B1 (en) | 2000-08-24 | 2000-08-24 | Power detector using FET transistor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002139525A true JP2002139525A (ja) | 2002-05-17 |
Family
ID=8169639
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001254953A Withdrawn JP2002139525A (ja) | 2000-08-24 | 2001-08-24 | 高周波信号パワー検出装置及び高周波信号パワー検出方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6683471B2 (ja) |
| EP (1) | EP1184671B1 (ja) |
| JP (1) | JP2002139525A (ja) |
| KR (1) | KR20020016578A (ja) |
| CA (1) | CA2353429A1 (ja) |
| DE (1) | DE60032232T2 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7113744B1 (en) * | 1999-10-21 | 2006-09-26 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with a power amplifier |
| KR100663450B1 (ko) * | 2003-05-19 | 2007-01-02 | 삼성전자주식회사 | 집적 가능한 전압조정 초고주파 전력 증폭기 |
| US20080265905A1 (en) * | 2007-04-27 | 2008-10-30 | Dell Products L.P. | System and method for detection of environmentally-induced damage of conductive elements in a circuit board |
| US8060040B2 (en) * | 2008-08-18 | 2011-11-15 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | True root-mean-square detection with a sub-threshold transistor bridge circuit |
| TWI472776B (zh) * | 2009-11-23 | 2015-02-11 | Hittite Microwave Corp | 對數均方功率檢測器 |
| TWI428611B (zh) | 2010-09-10 | 2014-03-01 | Ind Tech Res Inst | 零偏壓式功率偵測器 |
| US9625498B2 (en) | 2010-09-17 | 2017-04-18 | Hittite Microwave Llc | RMS and envelope detector |
| KR101155852B1 (ko) * | 2011-05-18 | 2012-06-20 | 주식회사 파이칩스 | 전력 검출기 |
| DE102011076840B4 (de) * | 2011-05-31 | 2013-08-01 | Johann Wolfgang Goethe-Universität Frankfurt am Main | Monolithisch integrierter Antennen- und Empfängerschaltkreis und THz-Heterodynempfänger und bildgebendes System, diesen aufweisend, und Verwendung dieser zur Erfassung elektromagnetischer Strahlung im THz-Frequenzbereich |
| KR101881422B1 (ko) * | 2018-03-30 | 2018-07-24 | 신우공조 주식회사 | 대기전력 제어장치가 추가된 열회수형 환기 유닛 시스템 |
| CN115276783B (zh) * | 2022-07-04 | 2024-05-03 | 长芯盛（武汉）科技有限公司 | 一种前传光模块wdm设备及其网管方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3648170A (en) * | 1969-08-08 | 1972-03-07 | Bell Telephone Labor Inc | Measurement of field effect transistor pinch-off voltage |
| US4431965A (en) * | 1981-04-16 | 1984-02-14 | The Narda Microwave Corporation | Microwave radiation monitor |
| US4647848A (en) * | 1984-03-05 | 1987-03-03 | Tektronix, Inc. | Broadband RF power detector using FET |
| US5079454A (en) * | 1990-08-08 | 1992-01-07 | Pacific Monolithics | Temperature compensated FET power detector |
| US5164662A (en) * | 1991-07-22 | 1992-11-17 | Westinghouse Electric Corp. | Detection of radio frequency emissions |
| FR2699285B1 (fr) * | 1992-12-11 | 1995-01-06 | Thomson Csf Semiconducteurs | Dispositif de détection de puissance sur la sortie d'un circuit électronique. |
| EP0957614A1 (en) * | 1998-05-14 | 1999-11-17 | Sony International (Europe) GmbH | N-port demodulator for PSK or QAM signals |
| JP2000068747A (ja) * | 1998-08-20 | 2000-03-03 | Sony Corp | 検波回路 |
-
2000
- 2000-08-24 EP EP00118419A patent/EP1184671B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-08-24 DE DE60032232T patent/DE60032232T2/de not_active Expired - Lifetime
-
2001
- 2001-07-23 CA CA002353429A patent/CA2353429A1/en not_active Abandoned
- 2001-08-22 US US09/938,146 patent/US6683471B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-08-24 JP JP2001254953A patent/JP2002139525A/ja not_active Withdrawn
- 2001-08-24 KR KR1020010051304A patent/KR20020016578A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1184671B1 (en) | 2006-12-06 |
| DE60032232T2 (de) | 2007-09-20 |
| KR20020016578A (ko) | 2002-03-04 |
| CA2353429A1 (en) | 2002-02-24 |
| US20020024357A1 (en) | 2002-02-28 |
| DE60032232D1 (de) | 2007-01-18 |
| US6683471B2 (en) | 2004-01-27 |
| EP1184671A1 (en) | 2002-03-06 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20081002 |
|
| A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20081104 |
|
| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20081107 |