TWI472776B - 對數均方功率檢測器 - Google Patents
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Description
本申請案主張(1)2009年11月23日提出之名稱為Logarithmic Mean-Square Power Detector之美國臨時專利申請案第61/263,668號案及(2)2010年9月17日提出之名稱為多級平方檢測器之美國臨時專利申請案第61/383,814號案之優先權，它們二者納入本文作為參考資料。
本發明係有關於對數均方功率檢測器。
在很多應用中，希望測量一射頻(RF)信號之平均功率位準。例如，對諸如蜂巢式電話系統之現代無線通信系統之發射鏈路及接收鏈路二者中之RF信號進行功率測量及控制是極其重要的。為了高效地利用可用頻寬，此等系統中之該等發射信號可利用複數調變方式調變，諸如碼分多重存取(CDMA)、寬頻碼分多重存取(WCDMA)或微波存取全球互通(WiMAX)。此等複數調變信號具有一時變波峰因數，其定義為信號之峰值對均值比。如果傳統功率檢測器用來測量該等調變信號之信號功率，可產生無法忍受的錯誤。
根據一個或多個實施例，一均方功率檢測器包括一增益或衰減電路，其包含被排列以產生一射頻(RF)輸入信號之多個放大或衰減形式之多個增益或衰減元件。該均方功率檢測器還包括耦接到該增益或衰減電路之多個均方檢測器。該等均方檢測器各接收該RF輸入信號之該多個放大或衰減形式中不同的一者。該多個均方檢測器各產生一輸出信號，該輸出信號表示針對一不同輸入信號位準範圍之該RF輸入信號之均方功率。一求和元件耦接到該多個均方檢測器，用於組合該多個均方檢測器之該等輸出信號以產生表示該RF輸入信號之均方或均方根之一信號。
根據本發明之一個或多個實施例，一種檢測一射頻(RF)輸入信號之功率之方法包括以下步驟：(a)產生該RF輸入信號之多個放大或衰減形式；(b)針對該RF輸入信號之該多個放大或衰減形式之每一者，產生表示一不同輸入信號位準範圍之該RF輸入信號之均方功率之一信號；及(c)組合步驟(b)產生之該等信號以產生表示該RF輸入信號之該均方或均方根之一信號。
根據本發明之一個或多個實施例，一平方檢測器晶胞包含多個三尾晶胞，該等三尾晶胞使它們的各自的輸出組合在一起以產生該平方檢測器晶胞之一輸出。該等三尾晶胞各包括多個電晶體，該多個電晶體包括一中間電晶體，其基極接收與該平方檢測器晶胞中之一個或多個其它三尾晶胞不同的一偏移電壓VC，使得每一三尾晶胞針對不同位準之輸入信號提供近似平方律特性。
本發明之各種實施例在以下詳細描述中予以提供。將認識到，本發明能夠實施其它不同的實施例，且其一些細節可能能夠在各種層面作出修改，而完全不脫離本發明之範圍。因此，該等圖式及描述本質上被看作是說明性的，而不具有一約束性或限制意義，本申請案之範圍在申請專利範圍中指出。
第1圖是根據先前技藝之一均方檢測器之示意性說明。
第2圖是根據一個或多個實施例之一均方檢測器之示意性說明。
第3圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第4圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之示意性說明。
第5圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第6圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第7圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第8圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第9A圖是根據先前技術之一一平方檢測器之一示意性說明。
第9B圖用圖表說明第9A圖之該平方檢測器晶胞之輸出特性。
第9C圖用圖表說明第9A圖之該平方檢測晶胞之平方性能。
第10A圖是根據先前技術之另一平方檢測器晶胞之一示意性說明。
第10B圖是根據先前技術之又一平方檢測器晶胞之一示意性說明。
第10C圖說明了第10A圖之該平方檢測器晶胞之輸出特性。
第11圖是根據先前技術之再一平方檢測器晶胞之一示意性說明。
第12A圖說明了根據本發明之一個或多個實施例之一平方檢測器晶胞。
第12B圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之一平方檢測器晶胞。
第12C圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之一平方檢測器晶胞。
第13圖用圖表說明了第12A圖之該平方檢測器之輸出特性。
第14圖用圖表說明了第12B圖之該平方檢測器之輸出特性。
第15圖用圖表比較第12B圖中之該平方檢測器之平方特性與第9A圖中之該先前技術檢測器晶胞之特性。
該等圖式中，相同的參考數字表示大體相同的部件。
本發明之一個或多個實施例係針對一檢測器電路，其接收一調變或未調變射頻(RF)輸入信號及提供隨該RF輸入信號電壓之對數均方之一準線性函數變化之一輸出。該電路提供了隨該RF輸入信號之均方(MS)電壓大體呈對數變化之一輸出。由於一數的平方根的對數就是該數的對數之一半，所以僅透過假定一不同的輸出比例因數，該MS電壓之對數輸出函數還可用來測量該RF輸入信號電壓之均方根(RMS)。此電路為輸入信號提供了一大動態範圍之功率檢測，提高輸出線性度。在一些實施例中，利用外部控制信號，該MS計算之積分頻寬可由該使用者調整。
第1圖示意性地說明了一傳統MS檢測器100，其包括接收一輸入RF信號之一整流功率檢測器102、耦接到整流功率檢測器102之輸出之一積分器104(具有一外部電容器)及耦接到積分器104之輸出之一輸出驅動器106。整流功率檢測器102檢測該輸入RF信號之信號位準。積分器104計算來自功率檢測器102之檢測信號之平均值。
如第1圖中所附之曲線圖中所示，視該等輸入信號位準而定，整流功率檢測器100具有多個工作區域。對於很低的輸入信號位準，由於雜訊及在積體電路(IC)處理中觀察到之與不匹配/處理有關之偏移，檢測器100之輸出不准確。對於中間信號位準，檢測器100之輸出提供了該輸入信號之平方之一近似表示。大體而言，只有在此區域中，該均方計算是正確的。對於很高的輸出信號位準，檢測器100偏離平方特性，且視該檢測器類型而定，關於很高的輸入信號位準之輸出可飽和。
對於傳統之IC檢測器，該正確檢測/平方區域通常局限在小於30-35dB。如果該輸入信號是具有一高波峰因數之一調變信號(WCDMA等)，則此可用範圍之最高的10-15dB不應當用於平均功率檢測。此一檢測器之使用者應當注意該輸入信號位準以避免檢測錯誤。
第2圖說明了根據本發明之一個或多個實施例之一均方檢測器200，其透過限制用於平均功率檢測之該檢測器之可用輸入動態範圍來提高第1圖之檢測器100之性能。功率檢測器200包括耦接到積分器104之一頂端限制/底端裁剪元件202，其剪掉該積分器輸出之底端部分以移除因雜訊及不匹配造成之不正確的檢測位準。此外，利用視應當被檢測到之最大波峰因數而定之一後移邊限，元件202對該積分器輸出中處於最高可容許的平方位準之頂端部分進行限制。例如，如果對於該整流功率檢測器，該最大可容許的平方位準為0dBm，則在一最大波峰因數10dB下，該限制可出現在-10dBm。如果該輸入信號位準過低，檢測器200不提供任何輸出，且如果該輸入信號在該可檢測到之輸入範圍外，則提供一限幅輸出信號位準。
第3圖說明了根據本發明之一個或多個實施例之一均方檢測器300，其透過利用多個功率檢測器提高了第2圖之檢測器200之動態範圍。檢測器300包括兩個整流功率檢測器102。第一功率檢測器102直接接收輸入RF信號(或者該輸入信號之衰減或放大形式)。第二檢測器102接收該信號之一放大(或衰減)形式，其經由一放大器302或一衰減器(圖未示)耦接到該第一檢測器之輸入。因此，該第二檢測器為一偏移範圍之輸入信號位準提供了一正確的均方功率讀數。例如，如果在第一檢測器輸入與第二檢測器輸入之間有一6dB增益，且該第一檢測器檢測範圍從-20dBm到-10dBm之一輸入信號之信號位準，則該第二檢測器將檢測範圍從-26dBm到-16dBm之一輸入信號之信號位準。
此等檢測器之輸出由一求和元件304加總。兩個檢測器之總輸出信號表示由該輸入信號之增益/衰減與個別檢測器之動態範圍之一組合決定之該輸入信號位準之均方功率。例如，以上那個範例之組合動態範圍從-26dBm到-10dBm，其大於該等個別檢測器之任一者之範圍。
第4圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之一均方檢測器400。在第3圖實施例中描述之該動態範圍擴展技術可延伸為構建一寬範圍MS功率檢測器。如第4圖中所示，MS檢測器400之輸入信號首先由一放大器鏈路402處理，該放大器鏈路402產生彼此由一特定量增益分開之該輸入信號之多個分支。儘管圖未示，一衰減器鏈路也可用來將高功率位準之動態範圍增大到極低功率位準，或者只有一衰減器鏈路可用來檢測高功率位準。可選擇地，該等增益/衰減分支可由並行增益/衰減操作產生或者由並行/串列增益/衰減操作之一組合產生。在第4圖之實施例中，如果我們假定有N個XdB之增益操作，則該最大放大與輸入之間的dB比例為NX dB。包括該中性輸入，有(N+1)個增益分支。(該中性輸入耦接到系統輸入，其由後續增益或衰減操作處理)。
在此實施例中，所有增益及衰減操作不同地執行。然而，應當理解，還可利用一單端實施態樣。該等增益/衰減分支可在驅動下一操作之前被緩沖。利用恰當的偏壓技術，該分支比例間隔X可隨溫度變化、電壓變化及過程變化穩定。
例如，如果均方功率檢測器系統400具有8個檢測器操作，該等操作之間具有6dB增益差，且每一檢測器具有-20dBm到-10dBm之間的一檢測範圍，則該均方檢測系統之總動態範圍為：-10dBm到-68dBm，或者58dB(輸入檢測器：-10dBm到-20dBm，第一增益操作後之檢測器；-16dBm到-26dBm，...，最後檢測器操作：-58dBm到-68dBm)。當所有檢測器之該等輸出相加時，得到此總動態範圍。
所有MS檢測器操作之輸出相加，產生可能關於該RF輸入信號之均方為準對數之一檢測器系統輸出。
MS檢測器400之優勢可在第4圖中所附之曲線圖中看到。每一檢測器操作提供範圍從0到V之一輸出電壓，且操作之間的該放大/衰減間隔為X dB。在此實施例中，該間隔(X dB)小於一單一檢測器之動態範圍(Y dB)。因此，對於該系統輸入信號範圍之一些部分，不止一個檢測器是有效的(即，在其未被剪裁或限幅，且藉此對該檢測器系統輸出有貢獻之處)。逐漸增大該系統輸入信號位準，假定一個檢測器正好飽和，則該總檢測器輸出信號為mV+k；其中k表示下一檢測器對輸出之貢獻(當前一個剛好飽和時)及m是飽和檢測器之總數目。如果該系統輸入信號位準進一步增大到使下一檢測器飽和，則該總檢測器輸出信號為(m+1)V+k。因此，對應於準對數特性或近似對數特性之該輸入信號位準每增大X dB，該檢測器系統輸出增大V。
第5圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之對數響應提高之一均方檢測器500。檢測器500提供了從輸入信號位準到輸出功率讀數信號(其可以是電壓或電流)之提高的對數特性(對數線性(linear-in-dB))。在第4圖實施例中，儘管該輸出大致遵循輸入信號位準與輸出之間的一對數函數，但當與一理想對數函數相比時，其有一較大的偏差(如果所有增益/衰減分支相同，則呈現週期性)。該偏差之一個原因是每一單一檢測器操作可能具有與一對數函數非常不相近的平方特性。該偏差之另一原因在於，多個檢測器操作促成針對該輸入信號之一些範圍之輸出，而單一檢測器操作促成針對該輸入信號之另一些範圍之輸出。在相加之前將一對數轉換應用於該頂端限制底端剪裁操作可產生一較好的對數近似，但其沒解決此問題之第二部分(即，單一檢測器對某些輸入信號範圍有貢獻，而多個檢測器對其它輸入信號範圍有貢獻)。如果個別檢測器動態範圍(Y)近似等於該增益/衰減分支間隔X，則僅運用對數轉換可產生最佳對數近似。對於此狀況，只有一單一檢測器促成針對該輸入信號範圍之一特定部分的該輸出。
根據本發明之一個或多個實施例，在每一檢測器操作之後，一非線性轉換由非線性轉換元件502執行以在該均方功率檢測器系統之輸入信號位準與輸出之間提供提高的總對數線性特性。此實施例中之非線性轉換包括關於中間範圍輸入信號位準(其輸入信號是該剪裁/限制均方檢測器操作之輸出)之一近似對數響應，低輸入信號位準處有一平滑增長以及高信號位準處有平滑限制，例如，如第5圖所附之曲線圖中所示。在MS功率檢測器500中，如果個別檢測器操作之平滑增長段與先前操作(在其輸入處具有較大增益之操作)之平滑限制段對齊及當單一檢測器操作在該對數區域中(其它檢測器操作為飽和-限制或處於零位準)時，該操作促成該輸出，則該輸出可很近似一對數函數。應當理解，此僅是自該均方功率檢測器系統產生較好對數響應之一非線性轉換類型之一個範例。
根據本發明之一個或多個替代實施例，非線性轉換元件502可耦接到積分器104之輸出。頂端與底端剪裁元件202可耦接於非線性轉換元件502與求和元件304之間。
第6圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之具有非線性轉換之一寬動態範圍MS檢測器600。第6圖透過利用一衰減器鏈路(包含多個衰減器602)及一放大器鏈路(包含多個放大器302)顯示了第5圖中繪示之該系統之動態範圍如何被擴大以在最大放大與最大衰減之間產生一寬範圍信號位準。
在此實施例中，MS檢測器600之輸入信號首先由一放大器鏈路與一衰減器鏈路處理，該放大器鏈路與該衰減器鏈路產生藉由一特定量增益而彼此分離之該輸入信號之多個分支。如果我們假定有N個X dB增益操作及M個-X dB衰減操作，該最大放大與最小衰減之間的總對數比為(M+N)X dB。包括該中性輸入，有(M+N+1)個增益分支。(該中性輸入耦接到系統輸入，其接著由後續增益或衰減操作控制)。
在檢測器600中，所有增益操作及衰減操作可不同地實施，但也可使用單端實施態樣。在驅動下一操作之前，該等增益分支可被緩沖。利用恰當的偏壓技術，分支比例間隔X可隨著溫度變化、電壓變化及過程變化穩定。
例如，如果該系統具有8個各為6dB之放大操作、4個各為6dB之衰減操作，及操作於-20dBm到-10dBm之一均方檢測器，則最大檢測信號將為14dBm(首端檢測器操作於14dBm到4dBm)及該最小檢測信號將為-68dBm(末端檢測器操作於-68dBm到-58dBm)，提供一理想動態範圍82dB。在很多實際應用中，該首端檢測器之頂端(最大衰減)及該末端檢測器之底端(最大增益)將偏離該對數近似，可實現大約為75dB之一動態範圍。
第7圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之具有非線性轉換之一寬動態範圍MS檢測器700。第7圖之實施例對第6圖之實施例之一個改良是在該放大器鏈路周圍包括一DC偏移消除回饋環路702。DC偏移消除回饋環路702有助於避免因DC偏移造成之該鏈路中之高端(最大增益)放大器之飽和，該等DC偏移存在於任何實際IC放大器中。該等檢測器操作之準確性還可通過降低該等輸入信號位準之不確定性而提高。
第8圖根據本發明之一個或多個其它實施例說明了利用電容倍增之具有非線性轉換之一寬動態範圍MS檢測器800。
高波峰因數調變信號(例如，CDMA2000、WCDMA及LTE)之正確均方計算包含很長積分時間常數且利用晶片內電容器無法容易地獲得。出於此原因，一些功率檢測器利用外部電容器來獲得所需的長時間常數。根據本發明之一個或多個實施例，外部可調電容倍增器802提供在每一積分節點處以透過利用每一均方檢測器操作之實際晶片內電容器值(10-50pF)來獲得積分時間常數。在實際應用中，該電容倍增器可獲得大於1000之倍增係數。
在以上所述之實施例中，每一檢測通道之頂端限制/底端剪裁元件202是相同的，且每一檢測通道之非線性轉換元件502也是相同的。在一個或多個替代實施例中，非線性轉換元件502可在每一檢測通道中可取捨地提供不同功能，及頂端限制/底端剪裁元件202可在該等均方分支之不同位準進行限制/剪裁以提高該均方功率檢測器系統之動態範圍或者改變該系統之輸入信號位準-輸出傳送特性。例如，對最高功率信號(傳送曲線之頂端)進行操作之最低增益檢測通道可透過增大該頂端-限制位準及利用一不同的非線性轉換被調整以增大最高位準輸入信號之檢測動態範圍。
在以上所述之該等實施例中，檢測器102對於零輸入信號位準可表現出隨過程變化及溫度變化改變之輸出信號位準，這會限制檢測器102的正確性，尤其對於低信號位準而言。在零輸入信號位準下，個別檢測器102之輸出可以利用一調零偏壓操作可取捨地移除。
總之，根據本發明之一個或多個實施例之一均方功率檢測器包括多個MS檢測器，它們之一些利用一輸入信號之放大或衰減形式驅動以比一單一MS檢測器獲得一較寬的MS功率檢測範圍。該輸入信號之放大或衰減形式可透過利用逐步放大或衰減該輸入信號之一系列增益或衰減操作獲得。在一可選擇實施例中，該輸入信號之放大或衰減形式可透過利用並行增益或衰減操作獲得。
根據一個或多個實施例，該等MS檢測器之輸出由一非線性轉換元件處理且被相加以獲得該寬範圍均方檢測信號。此信號按照該RF輸入信號電壓之對數均方之一準線性函數變化。
根據一個或多個實施例，該等MS檢測器之輸出被底端剪裁以移除由雜訊/不匹配產生之不正確檢測範圍。
根據一個或多個實施例，該等MS檢測器之輸出被頂端限制以移除由偏離均方特性產生之不正確檢測範圍。
根據一個或多個實施例，該等個別MS檢測器之頂端限制與底端剪裁輸出在求和之前由一非線性轉換元件處理，使得該最終輸出信號(該相加結果)按照該RF輸入信號電壓之對數均方之一更正確的準線性函數變化，與對數線性特性之差異或偏差降低。特定地，該非線性轉換關於中間範圍信號產生了近似對數之一輸出，及關於低範圍信號與高範圍信號產生了平滑增長段與平滑限制段。
根據一個或多個實施例，該等“頂端限制、底端剪裁”操作及非線性轉換之一些可以與別不同以提高該檢測動態範圍或者獲得不同的傳送特性。
根據一個或多個實施例，個別檢測器102在零輸入信號位準處之輸出可利用依賴於過程變化及溫度變化之一調零偏壓操作移除。
根據一個或多個實施例，用於一些調變信號之正確均方計算之長積分時間常數可透過利用整合式電容器(替代外部電容器)及一電容倍增器電路獲得。在其它實施例中，可利用外部電容器。
複數調變信號之均方根(RMS)功率之正確計算可利用為該輸入信號之一特定範圍提供一近似平方律函數之一平方檢測器進行，該輸入信號之該特定範圍被認為是該平方檢測器之動態範圍。先前技術的平方檢測器通常只為輸入信號位準之一有限範圍提供近似平方律特性，其對功率檢測器設計造成性能限制或困難。一些架構利用伺服回饋環路技術限制該等平方檢測器之操作範圍。檢測高波因數信號之準確性部分依賴於該平方檢測器之動態範圍。
其它實施例針對於動態範圍提高的平方檢測器。以舉例方式，此等平方檢測器可用在計算一複數調變信號之RMS功率之檢測器電路中(諸如以上所述之該等均方功率檢測器)。如上所述，此等檢測器電路接收一調變或未調變RF輸入信號且提供按照該RF輸入信號電壓之對數均方之一準線性函數變化之一輸出。該電路提供了隨該RF信號之MS電壓對數線性地變化之一輸出。該電路為輸入信號提供了一寬動態範圍功率檢測，提高了輸出線性度。該MS計算之積分頻寬可由該使用者利用外部控制信號調整。
第9A圖說明了一先前技術全波整理器900，其包含可用作一平方檢測器之一三尾晶胞。該結構包括三個射極耦合npn雙極型電晶體Q1、Q2、Q3及耦接到產生一末端電流Idc之該公共射極之一電流源。電晶體Q1與電晶體Q2利用彼此相同的射極區域形成一差分對，而電晶體Q3具有是電晶體Q1與電晶體Q2之射極區域之D倍大之一射極區域。該常數D可以為1，且其可大於或小於1。電晶體Q1及電晶體Q2之集極可耦接在一起，形成該檢測器晶胞之輸出端子，而Q3之集極耦接到一AC接地端。以此組態，一差分輸入電壓Vinp=INP-INN施加在電晶體Q1與電晶體Q2之基極之間，其中一dc電壓分量表示為“DC”。中間電晶體Q3之基極只接收該dc分量“DC”。在另一實施例中，該中間電晶體可接收一寄生RF分量。在又一實施例中，差分對Q1-Q2中之該等電晶體之一者可在其基極接收一DC電壓，及其它兩個電晶體(Q1-Q2中之一者及Q3)可接收在Q1-Q3及Q2-Q3之基極輸入兩端有效地產生一差分電壓(Q1-Q3=Vinp/2、Q3-Q1=-Vinp/2)之輸入信號。
自Q1與Q2之耦接集極輸出之該三尾晶胞之輸出電流Idetect可根據以下方程式確定。
此處VT
是該等電晶體之熱電壓，定義為VT
=(kT)/q，其中k是波茲曼常數，T是以凱式溫度的絕對溫度，q是一電子的電量及αf
是該等電晶體Q1、Q2及Q3之dc公共基極電流增益因數。
此先前技術檢測器晶胞900之輸出特性顯示在第9B圖中。如圖所示，Idetect具有全波整流特性及輸入信號位準之一範圍，其中Idetect提供近似平方律特性。該等近似平方律特性之輸入信號範圍取決於作為一參數之D因數。對於較低D值，關於輸入信號之近似平方律範圍窄，而隨著D增大其變寬。該等輸出特性之雙導數顯示了可能有一最佳D值用於獲得最寬平方範圍，而對於低位準信號而言不失去準確性。就D=32而言，該等平方特性(該雙導數之平坦區域)對於低信號位準而言是失真的。
第9C圖透過將該等輸出特性與一理想平方傳送曲線比較來估計一實際D值為19之該三尾晶胞之平方特性。在百分比尺度上示出之錯誤曲線(表示偏離理想平方特性之百分比)顯示了對於一10%的錯誤，最大可用輸入信號局限於大約+-200mV，而對於低信號位準，提供了7%之一明顯錯誤。
第10A圖說明了包含可用作一平方檢測器之一三尾晶胞之另一先前技術全波整流器1000。類似於第9A圖中之組態，一差分輸入電壓Vinp=INP-INN施加於電晶體Q1與電晶體Q2之基極之間，其中一dc電壓分量表示為“DC”。然而，中間電晶體Q3之基極接收一另外的偏移分量，產生一偏壓值DC+VC。第10C圖就一VC範圍(-25mV到75mV)說明了此檢測器晶胞之輸出特性，其中中間電晶體Q3尺寸固定在8e(Q1及Q2尺寸都為e)。此顯示了改變該VC與改變Q3之結面積具有類似的效果，及當施加VC時，關於最寬平方區域之該最佳D值可能較低。此外，此還顯示，關於較大的VC值，可在較大的信號位準處獲得平方性能，而對於較低信號位準，平方不準確。
在另一實施例中，該中間電晶體可接收一寄生RF分量。在又一實施例中，該差分對Q1-Q2中之該等電晶體之一個可在其基極處接收一DC電壓及其它兩個電晶體(Q1-Q2中之一個及Q3)可接收在Q1-Q3及Q2-Q3之基極輸入兩端有效地產生一差分電壓(Q1-Q3=Vinp/2、Q3-Q1=-Vinp/2)之輸入信號。。
自Q1與Q2之耦接集極輸出之該三尾晶胞之輸出電流Idetect(第10A圖中表示為IRS
)可根據以下方程式確定：
此處VT
是該等電晶體之熱電壓，定義為VT
=(kT)/q，其中k是波茲曼常數，T是以凱式溫度的絕對溫度，q是一電子的電量及αf
是該等電晶體Q1、Q2及Q3之dc公共基極電流增益因數。
儘管第10A圖之討論假定輸出電流為IRS
，但一近似平方律電流還可自ISQ
獲得或者自兩個輸入端子之差分用法獲得。如果輸出採取單端，則另一輸出可耦接到一ac接地端(電源等)。
如果該輸出電流具有一溫度依存性，則此依存性可透過改變dc電壓Vc被抵消以消除電流IRS
或ISQ
之溫度依存性變化。
第10B圖中顯示之另一先前技術檢測器晶胞(全波整流器)1050包含第10A圖中顯示之多個雙極型三組尾部晶包。第2個到第(m-1)個三尾晶胞的組態與第m個三尾晶胞(包括回饋電阻器)之組態相同。第一個電晶體Q3jl
到第m個電晶體Q3jm
之基極耦接到一起以被施加一dc電壓DC+VC。
用於射極回饋之射極電晶體根據該設射極電阻與末端電流的值之乘積使該三尾晶胞之工作輸入電壓範圍擴大。在此檢測器晶胞中，如果各級之輸入電壓範圍被調整使得各個輸入電壓範圍以指數方式或者如一等比級數增大或降低，則該雙極型子電路本身之整流特性可近似靠近一較寬輸入電壓範圍中真實的對數特性。
第11圖顯示了利用兩個三尾晶胞獲得隨溫度而更一致的特性之另一先前技術檢測器電路1100。該等三尾晶胞中的中間電晶體Q2與Q8接收由電阻階梯(RB
與RB
)產生之差分輸入信號之DC點，且Q2與Q8具有不同的射極區域Ae及Be。由具有不同溫度特性之末端電流驅動之該兩個重疊的檢測器晶胞可提供一組合輸出曲線，其在一寬溫度範圍中保持不變。電流源ITZ
具有一溫度係數零，而電流源ITP
具有PTAT(與絕對溫度成比例)(或者超級-PTAT)之一溫度係數。第一三尾晶胞中之該等電晶體之射極區域比例可以為大約40:1(Q2比(Q1=Q3))及該第二三尾晶胞中之該等電晶體之區域比大約為3:5:1(Q8比(Q7=Q9))。
第12圖根據本發明之一個或多個實施例說明了一檢測器晶胞1200。檢測器晶胞1200包括多個雙極型三尾晶胞，諸如第10A圖中所示之三尾晶胞。類似於第10B圖中之組態，一差分輸入電壓Vinp=INP-INN施加於電晶體Q1(Q4)與電晶體Q2(Q5)之基極之間(Q4之基極耦接到Q1之基極，同時Q5之基極耦接到Q2之基極)，其中一DC電壓分量表示為“DC”。然而，每一三尾晶胞中之中間電晶體Q3與Q6之基極分別接收另外的偏移分量VC1與VC2，分別產生偏壓值DC+VC1與DC+VC2。中間電晶體Q3與Q6可具有相同或不同的射極區域(Ae可等於Be)。電晶體Q1、Q2、Q4及Q5之集極可耦接到一起以產生該檢測器之輸出，而中間電晶體Q3與Q6之集極可耦接到一AC接地端，諸如電源電壓。
在一些實施例中，一個三尾晶胞中之差分電晶體具有不同於另一三尾晶胞之該等差分電晶體之一區域。在第12A圖實施例中，Q1與Q2不需要與Q4與Q5具有相同的尺寸。比例Q3/Q1應當等於比例Q3/Q2，且比例Q6/Q4應當等於Q6/Q5。
藉由在中間電晶體之基極處利用不同的偏移電壓VC1及VC2，該等三尾晶胞之一個可關於低位準輸入信號提供近似平方律特性，而該等三尾晶胞之第二個可關於較高位準輸入信號提供近似平方律特性。當此等三尾晶胞(Q1-Q2用於第一晶胞，Q4-Q5用於第二晶胞)之個別輸入組合(耦接)時，該總輸出可針對一較寬範圍之輸入信號位準提供近似平方律特性，該範圍比可能利用一單一三尾晶胞得到的範圍寬。第13圖比較根據本發明之一個或多個實施例之一二級檢測器晶胞(D=8，VC1=25mV，VC2=75mV)(以虛線顯示)與具有不同VC值(D=8)之先前技術單級檢測器晶胞之輸出特性。該曲線圖顯示了相比於一單一三尾晶胞，利用兩個雙極型三尾晶胞之一電流檢測器具有一較寬的輸入動態範圍，以提供近似平方律特性。
第12B圖根據本發明之一個或多個其它實施例說明了一檢測器晶胞1250。根據此實施例，射極回饋電阻器R1與R2添加到第12A圖中顯示之結構1200中以擴大該等三尾晶胞之操作輸入電壓範圍。射極回饋電阻器R1與R2作用是使該等三尾晶胞之輸出特性平滑，降低對平方律響應之偏離。將此等三尾晶胞之該等輸出組合進一步使輸入信號位準之動態範圍增大，該檢測器針對該動態範圍的輸入信號位準提供近似平方律特性。
每一三尾晶胞之差分電晶體與另一三尾晶胞中之差分電晶體具有不同的面積。換言之，Q1及Q2不需要與Q4及Q5具有相同的尺寸。比例Q3/Q1應當等於比例Q3/Q2，及比例Q6/Q4應當等於比例Q6/Q5。
該等退化的三尾晶胞(高範圍及低範圍)之輸出及組合輸出之雙導數顯示在第14圖中。由於該等雙導數之一平坦位準顯示平方律特性，則此曲線圖顯示了該低範圍三尾晶胞控制低信號位準之輸出，而該高範圍檢測器級有助於提高較高信號位準之動態範圍。當相比於第12A圖之該非退化的多個三尾晶胞之輸出特性時，多個退化的三尾晶胞之使用進一步提高了平方律特性，產生一更寬的動態範圍。
第15圖比較第12B圖中之該兩級檢測器晶胞(根據一個或多個實施例之退化三尾晶胞)之平方特性與第9A圖中該先前技術檢測器晶胞之特性。左邊之曲線圖比較檢測器輸出特性與理想平方律特性，而右邊之曲線圖提供平方律特性之百分比錯誤。如圖所示，藉由利用兩級退化的三尾晶胞，動態範圍可增長50%，更準確的平方律特性可能用於所有位準之輸入信號。
第12C圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例說明了一檢測器晶胞1270。檢測器晶胞1270包括不止兩個彼此並聯之退化三尾晶胞，每一退化三尾晶胞在其差分對電晶體(Q1-Q2、Q4-Q5及Q7-Q8)之基極之間接收一差分輸入電壓Vinp=INP-INN，其中一DC電壓分量表示為“DC”。然而，每一三尾晶胞中之中間電晶體Q3、Q6、Q9等之基極分別產生偏壓值DC+VC1、DC+VC2、DC+VC3等。中間電晶體Q3、Q6、Q9等可具有相同或不同的射極區域(Ae、Be、Ce等)。電晶體Q1、Q2、Q4、Q5、Q7、Q8等之集極耦接以產生該檢測器之輸出，而中間電晶體Q3、Q6、Q9之集極可耦接到一AC接地端，諸如電源電壓。
每一三尾晶胞之差分電晶體與其它三尾晶胞中之差分電晶體具有不同的區域。Q1及Q2不需要與Q4及Q5或者Q7及Q8具有相同的尺寸。比例Q3/Q1應當等於比例Q3/Q2，及比例Q6/Q4應當等於比例Q6/Q5，及比例Q9/Q7應當等於比例Q9/Q8。
當此等三尾晶胞(Q1-Q2用於第一晶胞，Q4-Q5用於第二晶胞等)之個別輸出組合(耦接)時，總輸出可關於一較寬範圍之輸入信號位準提供近似平方律特性，該範圍比可能利用一單一或兩個三尾晶胞寬。
在一個或多個其它實施例中，該等中間電晶體(第12A圖與第12B圖中之Q3-Q6，第12C圖中之Q3-Q6-Q9-...)可接收一寄生RF分量。另外地，在一個或多個其它實施例中，每一三尾晶胞之差分對Q1-Q2(Q4-Q5、Q7-Q8)中之該等電晶體之一個可在其基極處接收一DC電壓，及該三尾晶胞中之另兩個電晶體(Q1-Q2或Q4-Q5或Q7-Q9之一個及Q3或Q6或Q9)可接收在Q1-Q3或Q4-Q6或Q7-Q9之基極輸入兩端有效地產生一差分電壓為Vinp/2-VC及在Q2-Q3或Q5-Q6或Q8-Q9之基極輸入兩端有效地產生一差分電壓為-Vinp/2-VC之輸入信號。
總之，根據本發明之一個或多個實施例，包含其輸出被組合之多個三尾晶胞之一平方檢測器晶胞被提供。該等三尾晶胞各包括一中間電晶體，其基極接收與其它三尾晶胞中之中間電晶體不同的一偏移電壓VC，使得每一三尾晶胞關於不同位準之輸入信號提供近似平方律特性。因此該平方檢測器具有一寬輸入動態範圍。
在一些實施例中，該平方檢測器晶胞之該等三尾晶胞之至少一些利用退化使個別三尾晶胞之特性平滑，藉此進一步提高該平方檢測器之動態範圍。在一些實施例中，利用退化電阻器實現退化。在替代實施例中，該等MOS電晶體可用在線性區域中，有效地如一電阻器作用。
在一些實施例中，該平方檢測器之每一三尾晶胞之中間電晶體具有與其它三尾晶胞之中間電晶體不同的一射極區域。
在一些實施例中，該平方檢測器之每一三尾晶胞之差分電晶體(每一差分對具有相同的電晶體尺寸)具有與其它三尾晶胞之差分電晶體不同的一區域。
在一些實施例中，該平方檢測器之該等三尾晶胞之兩個差分對電晶體之集極可耦接以產生該多級平方晶胞之輸出。該等三尾晶胞之中間電晶體之集極耦接到一AC接地端。
在一些實施例中，該平方檢測器之該等三尾晶胞之至少一些採用退化使個別三尾晶胞之特性平滑，藉此進一步提高該平方檢測器之動態範圍。在一些實施例中，退化三尾晶胞透過只在該等三尾晶胞中之差分對電晶體之射極處採用退化電阻器獲得。在該等三尾晶胞中之該等中間電晶體之射極處不採用退化電阻器。在其它實施例中，在該等中間電晶體之射極處採用退化。在其它實施例中，在該中間電晶體及該等差分電晶體之各射極處採用退化。
在一些實施例中，該平方檢測器之該等三尾晶胞之至少一些採用退化使個別三尾晶胞之特性平滑。在該等三尾晶胞中利用退化及偏移電壓能夠使用較小尺寸之中間電晶體來獲得一寬平方範圍。
在一些實施例中，利用多個三尾晶胞有助於降低溫度變化，即使Idc1、Idc2、...IdcN具有相同的溫度係數。作為一可選擇方式，Idc1、Idc2、...IdcN可被選擇以具有不同的溫度係數。
應當理解，儘管本發明已根據特定實施例在上文中予以描述，但以上實施例僅作為說明，不限制或界定本發明之範圍。各種其它實施例，包括但不局限於以下，也在申請專利範圍之範圍內。例如，本文描述之元件及組件可進一步分成其它組件或者組合到一起形成較少組件以執行相同的功能。作為一個範例，頂端限制元件202及積分器104之功能可由一單一元件執行，只要該頂端限制操作不發生在該積分操作之前的話。作為另一範例，該頂端限制與底端剪裁元件202及非轉換元件502之功能可由一單一元件執行。
100．．．傳統MS檢測器、整流功率檢測器
102．．．整流功率檢測器、第一功率檢測器、第二檢測器
104．．．積分器
106．．．輸出驅動器
200、300．．．均方檢測器
202．．．頂端限制/底端裁剪元件、頂端限制元件、頂端與底端剪裁元件
302．．．放大器
304．．．求和元件
400．．．均方檢測器、MS檢測器、均方功率檢測器系統
402．．．放大器鏈路
500．．．均方檢測器、MS功率檢測器
502．．．非線性轉換元件
600．．．寬動態範圍MS檢測器
602．．．衰減器
700、800．．．寬動態範圍MS檢測器
702．．．DC偏移消除回饋環路
802．．．外部可調電容倍增器
900、1000．．．先前技術全波整理器
1050．．．先前技術檢測器晶胞(全波整流器)
1100．．．先前技術檢測器電路
1200．．．檢測器晶胞、結構
1250、1270．．．檢測器晶胞
第1圖是根據先前技藝之一均方檢測器之示意性說明。
第2圖是根據一個或多個實施例之一均方檢測器之示意性說明。
第3圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第4圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之示意性說明。
第5圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第6圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第7圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第8圖是根據一個或多個其它實施例之一均方檢測器之一示意性說明。
第9A圖是根據先前技術之一一平方檢測器之一示意性說明。
第9B圖用圖表說明第9A圖之該平方檢測器晶胞之輸出特性。
第9C圖用圖表說明第9A圖之該平方檢測晶胞之平方性能。
第10A圖是根據先前技術之另一平方檢測器晶胞之一示意性說明。
第10B圖是根據先前技術之又一平方檢測器晶胞之一示意性說明。
第10C圖說明了第10A圖之該平方檢測器晶胞之輸出特性。
第11圖是根據先前技術之再一平方檢測器晶胞之一示意性說明。
第12A圖說明了根據本發明之一個或多個實施例之一平方檢測器晶胞。
第12B圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之一平方檢測器晶胞。
第12C圖說明了根據本發明之一個或多個其它實施例之一平方檢測器晶胞。
第13圖用圖表說明了第12A圖之該平方檢測器之輸出特性。
第14圖用圖表說明了第12B圖之該平方檢測器之輸出特性。
第15圖用圖表比較第12B圖中之該平方檢測器之平方特性與第9A圖中之該先前技術檢測器晶胞之特性。
該等圖式中，相同的參考數字表示大體相同的部件。
102．．．整流功率檢測器、第一功率檢測器、第二檢測器
104．．．積分器
106．．．輸出驅動器
202．．．頂端限制/底端裁剪元件、頂端限制元件、頂端與底端剪裁元件
302．．．放大器
304．．．求和元件
400．．．均方檢測器、MS檢測器、均方功率檢測器系統
402．．．放大器鏈路
Claims (29)
- 一種均方功率檢測器，其包含：一增益或衰減電路，其包含被排列以產生一射頻(RF)輸入信號之多個放大或衰減形式之多個增益或衰減元件；耦接到該增益或衰減電路之多個均方檢測器，該等均方檢測器各接收該RF輸入信號之該等多個放大或衰減形式中不同的一者，該等多個均方檢測器各產生一輸出信號，該輸出信號表示針對一不同輸入信號位準範圍之該RF輸入信號之均方功率；及耦接到該等多個均方檢測器之一求和元件，其用於組合該等多個均方檢測器之該等輸出信號以產生表示該RF輸入信號之均方或均方根之一信號。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該求和元件產生按照該RF輸入信號電壓之對數均方之一準線性函數變化之一信號。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該等多個增益或衰減元件以一串接組態排列以逐步產生該RF輸入信號之放大或衰減形式。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該等多個增益或衰減元件以一並列組態排列。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其進一步包含多個頂端限制與底端剪裁元件，各耦接在該等多個均方檢測器中不同的一者與該求和元件之間，其中該頂端限制與底端剪裁元件受組配以對該等均方檢測器之該等輸出進行底端剪裁以移除由雜訊或不匹配產生之一不准確檢測範圍。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其進一步包含多個頂端限制與底端剪裁元件，各耦接在該等多個均方檢測器中不同的一者與該求和元件之間，其中該等頂端限制與底端剪裁元件受組配以移除由偏離平方特性產生之不準確檢測範圍。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其進一步包含：多個頂端限制與底端剪裁元件，每一者被耦接以自該等多個均方檢測器中不同的一者接收輸出；及多個非線性轉換元件，每一者耦接在該求和元件與該等多個頂端限制與底端剪裁元件中不同的一者之間，其中每一非線性轉換元件產生一輸出，該輸出對於中間範圍的信號為近似對數，對於低範圍信號與高範圍信號分別具有平滑增長段與平滑限制段。
- 如申請專利範圍第7項所述之均方功率檢測器，其中該等多個非線性轉換元件各執行一不同的非線性函數以獲得對數線性特性。
- 如申請專利範圍第7項所述之均方功率檢測器，其中該等多個頂端限制與底端剪裁元件中之一些之操作可能與其它不同或者其中該等多個非線性轉換元件中之一些之操作可能與其它不同以提高該檢測動態範圍或者獲得不同的傳送特性。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其進一步包含：多個非線性轉換元件，每一者被耦接以自該等多個均方檢測器中不同的一者接收輸出，其中每一非線性轉換元件產生一輸出，該輸出對於中間範圍的信號為近似對數，對於低範圍信號與高範圍信號分別具有平滑增長段與平滑限制段；及多個頂端限制與底端剪裁元件，每一者耦接在該求和元件與該等多個非線性轉換元件中不同的一者之間。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其進一步包含多個轉換元件，每一轉換元件耦接在該等多個均方檢測器中不同的一者與該求和元件之間，其中該等轉換元件受組配以移除由偏離平方特性產生之一不准確檢測及產生一輸出，該輸出對於中間範圍的信號為近似對數，對於低範圍信號與高範圍信號分別具有平滑增長段與平滑限制段。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其進一步包含用以移除均方檢測器之零輸入信號位準之輸出信號的一個或多個調零偏壓元件。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該等均方檢測器各包含一平方檢測器及用於平均化該平方檢測器之一輸出之一積分器。
- 如申請專利範圍第13項所述之均方功率檢測器，其進一步包含可由一使用者控制之多個電容倍增器，該等電容倍增器各耦接到該等積分器中不同的一者之一輸出以獲得不同的積分時間常數。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該增益或衰減電路進一步包含一DC偏移消除回饋環路以避免該電路中之高端增益元件因DC偏移而飽和。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該等均方檢測器各包含一平方檢測器晶胞，該平方檢測器晶胞包含多個三尾晶胞，該等三尾晶胞使它們各自的輸出組合在一起以產生該平方檢測器晶胞之一輸出，該等三尾晶胞各包括多個電晶體，該等多個電晶體包括一中間電晶體，其基極接收與該平方檢測器晶胞中之一個或多個其它三尾晶胞不同的一偏移電壓VC，使得每一三尾晶胞針對不同位準之輸入信號提供近似平方律特性。
- 如申請專利範圍第1項所述之均方功率檢測器，其中該增益或衰減電路包含被排列以產生一射頻(RF)輸入信號之多個放大或衰減形式之多個增益或衰減元件。
- 一種檢測一射頻(RF)輸入信號之功率之方法，其包含以下步驟：(a)產生該RF輸入信號之多個放大或衰減形式；(b)針對該RF輸入信號之該等多個放大或衰減形式中之每一者，產生表示一不同輸入信號位準範圍之該RF輸入信號之均方功率之一信號；及(c)組合步驟(b)產生之該等信號以產生表示該RF輸入信號之該均方或均方根之一信號。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中步驟(a)包含產生一RF輸入信號之多個逐步放大或衰減形式。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中步驟(c)產生之該均方功率按照該RF輸入信號電壓之該對數均方之一準線性函數變化。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其進一步包含在步驟(c)之前，對步驟(b)產生之該等信號進行底端剪裁以移除由雜訊或不匹配產生之一不准確檢測範圍。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其進一步包含在步驟(c)之前，對步驟(b)產生之該等信號進行頂端限制以移除由偏離平方特性產生之該不准確檢測範圍。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其進一步包含以下步驟：對步驟(b)處產生之該等信號進行頂端限制或底端剪裁；及產生一輸出，該輸出對於中間範圍的信號為近似對數，對於低範圍信號與高範圍信號具有平滑增長段與平滑限制段。
- 如申請專利範圍第23項所述之方法，其中對該等信號進行頂端限制或底端剪裁之步驟包含對步驟(b)產生之該等信號進行不同的頂端限制或底端剪裁以提高該檢測動態範圍或者獲得不同的傳送特性。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其進一步包含移除步驟(b)處以零輸入信號位準產生之信號。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中步驟(b)利用一平方檢測器及一積分器執行，該積分器用於平均化該平方檢測器之一輸出。
- 如申請專利範圍第26項所述之方法，其進一步包含利用整合式電容器獲得用於該等平均信號之積分時間常數，其中該等積分時間常數可由一使用者控制。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其進一步包含在步驟(a)中消除一DC偏移以避免高端增益元件因DC偏移而飽和。
- 如申請專利範圍第18項所述之方法，其中步驟(a)包含產生該RF輸入信號之多個放大或衰減形式。
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