CN102753981A - 对数均方功率检测器 - Google Patents

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Abstract

根据一个或者多个实施例的一种均方功率检测器包括增益或者衰减电路，增益或者衰减电路包括被布置用于生成射频（RF）输入信号的多个放大或者衰减版本的多个增益或者衰减元件。均方功率检测器也包括耦合到增益或者衰减电路的多个均方检测器。每个均方检测器接收RF输入信号的多个放大或者衰减版本中的不同放大或者衰减版本。多个均方检测器中的每个均方检测器针对不同输入信号电平范围生成代表RF输入信号的均方功率的输出信号。求和元件耦合到多个均方检测器用于组合多个均方检测器的输出信号以生成代表RF输入信号的均方或者均方根的信号。

Description

对数均方功率检测器
相关申请的交叉引用
本申请要求来自（1）标题为Logarithmic Mean-Square Power Detector、于2009年11月23日提交的美国临时专利申请系列号61/263,668和（2）标题为Multiple Stage Squaring Detector、于2010年9月17日提交的美国临时专利申请系列号61/383,814的优先权，通过引用将两者结合于此。
背景技术
存在其中希望测量射频（RF）信号的平均功率电平的许多应用。例如在现代无线通信系统（诸如蜂窝电话网络）的传输和接收链两者中的RF信号功率测量和控制可能是必需的。为了高效使用可用带宽，可以使用复杂调制方案（诸如码分多址（CDMA）、宽带码分多址（WCDMA）或者全球微波接入互操作性（WiMAX））来调制这些系统中的传输信号。这些复杂调制信号具有定义为信号的峰均功率比的时变波峰因数（crest factor）。如果常规功率检测器用来测量调制信号的信号功率，则可能造成不可容许的误差。
发明内容
根据一个或者多个实施例的一种均方功率检测器包括增益或者衰减电路，增益或者衰减电路包括被布置用于生成射频（RF）输入信号的多个放大或者衰减版本的多个增益或者衰减元件。均方功率检测器也包括耦合到增益或者衰减电路的多个均方检测器。每个均方检测器接收RF输入信号的多个放大或者衰减版本中的不同放大或者衰减版本。多个均方检测器中的每个均方检测器针对不同输入信号电平范围生成代表RF输入信号的均方功率的输出信号。求和元件耦合到多个均方检测器用于组合多个均方检测器的输出信号以生成代表RF输入信号的均方或者均方根的信号。
根据一个或者多个实施例的一种用于检测射频（RF）输入信号的功率的方法包括以下步骤：（a）生成RF输入信号的多个放大或者衰减版本；（b）对于RF输入信号的多个放大或者衰减版本中的每个放大或者衰减版本，针对不同输入信号电平范围生成代表RF输入信号的均方功率的信号；并且（c）组合在步骤（b）生成的信号以生成代表RF输入信号的均方或者均方根的信号。
根据一个或者多个实施例的一种平方检测器单元包括多个三尾（triple-tail）单元，多个三尾单元具有组合在一起的它们的相应输出以生成平方检测器单元的输出。每个三尾单元包括多个晶体管，多个晶体管包括中心晶体管，该中心晶体管的基极接收与平方检测器中的一个或者多个其他三尾单元的中心晶体管不同的偏移电压VC，使得每个三尾单元为不同电平的输入信号提供近似平方律特性。
在下文详细描述中提供了本发明的各种实施例。如将认识的那样，本发明能够有其他和不同实施例，并且它的若干细节可能能够在各种方面有都未脱离本发明的修改。因而附图和描述将视为性质上为示例并且非约束或者限制意义而在权利要求书中指示本申请的范围。
附图说明
图1是根据现有技术的均方检测器的示意图。
图2是根据一个或者多个实施例的均方检测器的示意图。
图3是根据一个或者多个进一步实施例的均方检测器的示意图。
图4是根据一个或者多个进一步实施例的均方检测器的示意图。
图5是根据一个或者多个进一步实施例的均方检测器的示意图。
图6是根据一个或者多个进一步实施例的均方检测器的示意图。
图7是根据一个或者多个进一步实施例的均方检测器的示意图。
图8是根据一个或者多个进一步实施例的均方检测器的示意图。
图9A是根据现有技术的平方检测器单元的示意图。
图9B用图形图示了图9A的平方检测器单元的输出特性。
图9C用图形图示了图9A的平方检测器单元的平方性能。
图10A是根据现有技术的另一平方检测器单元的示意图。
图10B是根据现有技术的另一平方检测器单元的示意图。
图10C图示了图10A的平方检测器单元的输出特性。
图11是根据现有技术的另一平方检测器单元的示意图。
图12A图示了根据一个或者多个实施例的平方检测器单元。
图12B图示了根据一个或者多个进一步实施例的平方检测器单元。
图12C图示了根据一个或者多个进一步实施例的平方检测器单元。
图13用图形图示了图12A的平方检测器单元的输出特性。
图14用图形图示了图12B的平方检测器单元的输出特性。
图15用图形比较图12B中的平方检测器单元的平方特性与图9A中的现有技术检测器单元的特性。
相似标号一般表示附图中的相似部分。
具体实施方式
对数均方功率检测器
本发明的一个或者多个实施例涉及如下检测器电路，该电路接受调制或者未调制射频（RF）输入信号并且提供作为RF输入信号电压的平方均值的对数的准线性函数而变化的输出。该电路提供一般随着RF输入信号的均方（MS）电压而以dB为单位线性变化的输出。由于数的平方根对数简单地为该数的对数的一半，所以仅通过假设不同输出缩放因子，MS电压的这一对数输出函数也可以充当对RF输入信号电压的均方根（RMS）的测量。该电路提供具有改进的输出线性的、针对输入信号的宽动态范围的功率检测。在一些实施例中，用于MS计算的积分带宽利用外部控制信号可由用户调整。
图1示意地图示了常规MS检测器100，该检测器100包括：整流功率检测器102，其接收输入RF信号；积分器104（具有外部电容器），耦合到整流功率检测器102的输出；以及输出驱动器106，耦合到积分器104的输出。整流功率检测器102检测输入RF信号的信号电平。积分器104平均来自功率检测器102的检测信号。
如图1的附带图形中所示，整流功率检测器100具有依赖于输入信号电平的多个操作区域。对于非常低的输入信号电平，检测器100的输出由于在集成电路（IC）工艺中观测的与噪声和失配/工艺有关的偏移而不准确。对于中信号电平，检测器100的输出提供输入信号的平方的近似指示。一般而言，均方计算仅在这一区域中准确。对于非常高的输入信号电平，检测器100从平方特性偏离，并且用于非常高的输入信号电平的输出可以根据检测器类型而饱和。
准确的检测/平方区域对于常规IC检测器而言通常限于小于30-35dB。如果输入信号是具有高波峰因数的调制信号（WCDMA等），则这一可用范围的最高10-15dB一般不应用于平均功率检测。使用这样的检测器应当对输入信号电平谨慎以避免检测不准确。
图2图示了根据本发明一个或者多个实施例的均方检测器200，该检测器200通过限制图1的检测器100的用于平均功率检测的可用输入动态范围来改进检测器的性能。功率检测器200包括耦合到积分器104的输出的限顶（top limiting）/裁底（bottom clipping）元件202，该元件202对积分器输出的底部进行裁剪以去除由于噪声和失配的不准确检测电平。此外，元件202还将积分器输出的顶部限制于最高可容许平方电平而退回裕度依赖于应当检测的最大波峰因数。例如，如果最大可容许平方电平对于整流功率检测器而言为0dBm，则限制对于10dB的最大波峰因数而言可以出现于-10dBm。如果输入信号电平太低则检测器200不提供任何输出并且如果输入信号在可检测输入范围以外则提供有限输出信号电平。
图3图示了根据本发明一个或者多个实施例的均方检测器300，该检测器300通过使用多个功率检测器来改进图2的检测器200的动态范围。检测器300包括两个整流功率检测器102。第一功率检测器102直接接收输入RF信号（或者该输入信号的任何衰减或者放大版本）。第二检测器102接收信号的放大（或者衰减）版本，该信号的放大（或者衰减）版本通过放大器302或者衰减器（未示出）耦合到第一检测器的输入。因而第二检测器针对输入信号电平的转变范围提供准确均方功率读数。例如，如果在第一与第二检测器输入之间有的6dB增益并且第一检测器针对-20dBm至-10dBm的输入信号范围检测信号电平，则第二检测器将针对-26dBm至-16dBm的输入信号范围检测信号电平。
这些检测器的输出由求和元件304求和。两个检测器的求和输出信号代表由输入信号的增益/衰减与个别检测器的动态范围的组合确定的输入信号电平的均方功率。例如用于上述示例的组合动态范围为-26dBm至-10dBm，这大于用于任一个别检测器的范围。
图4图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的均方检测器400。在图3的实施例中描述的动态范围扩展技术可以被扩展成构造宽范围MS功率检测器。如图4中所示，向MS检测器400的输入信号起初由放大器链402处理，从而生成输入信号的相互隔开具体增益量的多个抽头。虽然未示出，但是衰减器链也可以用来将用于高功率电平的动态范围增加至很低功率电平，或者仅衰减器链可以用来检测高功率电平。替代地，可以通过并行增益/衰减操作或者并行/串行增益/衰减操作的组合来生成增益/衰减抽头。在图4的实施例中，如果假设有N个X dB增益操作，则在最大放大与输入之间的以dB为单位的总比值为NX dB。包括中性输入，有（N+1）个增益抽头。（中性输入耦合到通过后续增益或者衰减操作来处理的系统输入）。
在这一实施例中，差动实施所有增益和衰减操作。然而应当理解，也可以使用单端实施。可以在驱动下一操作之前缓冲增益/衰减抽头。可以使用适当偏置技术随着温度、电源和工艺变化而稳定抽头比值间隔X。
例如，如果均方功率检测器系统400具有8个检测器操作而在操作之间的增益差为6dB，并且每个检测器具有-20dBm至-10dBm的检测范围，用于均方检测系统的总动态范围为-10dBm至-68dBm或者58dB（输入检测器：-10dBm至-20dBm，在第一增益操作之后的检测器：-16dBm至-26dBm，…，最后检测器操作：-58dBm至-68dBm）。当对所有检测器的输出求和时获得这一动态范围。
对所有MS检测器操作的输出求和，从而生成相对于RF输入信号的均方可以是伪对数的检测器系统输出。
可以在图4的附带图形中看见MS检测器400的优势。每个检测器操作提供0至V的输出电压范围，并且在操作之间的放大/衰减间隔为X dB。在这一实施例中，间隔（X dB）小于单个检测器的动态范围（Y dB）。因而对于系统输入信号范围的一些部分，不止一个检测器活跃（即其中它未被裁剪或者限制并且由此对检测器系统输出有贡献）。增加系统输入信号电平，假设一个检测器恰好饱和，总检测器输出信号为mV+k；其中k指明下一检测器对输出的贡献（当前一检测器恰好饱和时）而m为饱和的检测器的总数。如果进一步增加系统输入信号电平以使下一检测器饱和，则总检测器输出信号为（m+1）V+k。因此，检测器系统输出针对输入信号的每X dB增加而增加V，这对应于伪或者近似对数特性。
图5图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的具有改进的对数响应的均方检测器500。检测器500提供从输入信号电平到输出功率读数信号（该信号可以是电压或者电流）的改进的对数特性（dB线性）。在图4的实施例中，虽然输出近似地遵循在输入信号电平与输出之间的对数函数，但是在与理想对数函数相比时可能有大偏差（如果所有增益/衰减抽头等效则有周期性）。该偏差的一个原因在于每单个检测器操作具有可以远非近似对数函数的平方特性。该偏差的另一原因在于多个检测器操作针对输入信号的一些范围而言对输出有贡献，而单个检测器操作针对输入信号的一些其他范围而言对输出有贡献。在求和之前对限顶裁底操作使用对数变换可以造成更佳对数近似，但是它未解决问题的第二部分（即单个检测器针对一些输入信号范围有贡献，而多个检测器针对其他输入信号范围有贡献）。如果个别检测器动态范围（Y）近似等于增益/衰减抽头间隔X，则仅使用对数变换可以造成最佳对数近似。对于这一条件，仅单个检测器针对输入信号范围的给定部分而言对输出有贡献。
根据本发明的一个或者多个实施例，非线性变换元件502在用于提供在均方功率检测器系统的输入信号电平与输出之间的改进的总dB线性特性的每个检测器操作之后执行非线性变换。非线性变换在这一实施例中包括用于中等范围输入信号电平（输入信号是裁剪/限制均方检测器操作的输出）的近似对数响应，而在低输入信号电平平滑增加并且在高信号电平平滑限制，如例如图5的附带图形中所示。在MS功率检测器500中，如果个别检测器操作的平滑增加分段与之前操作（在它的输入具有更多增益的操作）的平滑限制分段对准而单个检测器操作在该操作在对数区域中时对输出有共享（而其他检测器操作饱和受限或者处于零电平），则输出可以接近地近似于对数函数。应当理解，这仅为如下非线性变换类型的一个示例，该非线性变换类型造成来自均方功率检测器系统的更佳对数响应。其他非线性变换类型也可以用来改进对数响应。
根据一个或者多个替代实施例，非线性变换元件502可以耦合到积分器104的输出。裁顶和裁底202可以耦合于非线性变换元件502与求和元件304之间。
图6图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的具有非线性变换的宽动态范围MS检测器600。图6示出了可以如何通过使用衰减器链（包括多个衰减器602）和放大器链（包括多个放大器302）来生成在最大放大与衰减之间的宽信号电平范围来扩展图5中所示系统的动态范围。
在这一实施例中，向MS检测器600的输入信号起初由放大器链和衰减器链处理，从而生成输入信号的相互隔开给定增益量的多个抽头。如果假设有N个X dB增益操作和M个-X dB衰减操作，则在最大放大与最大衰减之间的以dB为单位的总比值为（M+N）× dB。包括中性输入，有（M+N+1）个增益抽头。（中性输入耦合到通过后续增益或者衰减操作来处理的系统输入）。
在检测器600中，可以差动地实施所有增益和衰减操作，但是也可以使用单端实施。可以在驱动下一操作之前缓冲增益抽头。可以使用适当偏置技术随着温度、电源和工艺变化而稳定抽头比值间隔X。
例如，如果系统具有每个6dB的八个放大操作、每个6dB的四个衰减操作和从-20dBm至-10dBm操作的均方检测器，则最大检测信号将为14dBm（顶部检测器从14dBm至4dBm操作）并且最小检测信号将为-68dBm（底部检测器从-68dBm至-58dBm操作），从而提供82dB的理想动态范围。在许多实际应用中，顶部检测器的顶端（最高衰减）和底部检测器的底端（最高增益）将从具有约75dB的可实现动态范围的对数近似转变。
图7图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的具有非线性变换的宽动态范围MS检测器700。图7的实施例较图6的实施例而言的一个改进是在放大器链周围包括DC偏移取消反馈回路702。DC偏移取消反馈回路702帮助避免由于任何真实IC放大器中存在的DC偏移所致的链中的高端（最高增益）放大器的饱和。也通过减少输入信号电平的不确定性来改进检测器操作的准确性。
图8图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的宽动态范围MS检测器800，该检测器800具有利用电容乘法的非线性变换。
高波峰因数调制信号（例如CDMA2000、WCDMA和LTE）的准确均方计算涉及到很长的积分时间常数并且无法使用片上电容器来容易实现。出于这一原因，一些功率检测器将外部电容器用于获得所需长时间常数。根据本发明的一个或者多个实施例，在每个积分节点提供外部可调电容乘法器802以通过将实际片上电容器值（10-50pF）用于每个均方检测器操作来获得积分时间常数。电容乘法器可以在实际应用中获得多于1000的乘法比值。
在上文描述的实施例中，用于每个检测通道的限顶/裁底元件202相同，并且用于每个检测通道的非线性变换元件502也相同。在一个或者多个替代实施例中，非线性变换元件502可以可选地在每个检测通道中提供不同函数，并且限顶/裁底元件202可以在均方抽头的不同电平限制/裁剪以改进均方功率检测器系统的动态范围或者改变系统的输入信号电平-输出传递特性。例如可能通过增加限顶电平并且使用不同非线性变换以增加用于最高电平输入信号的检测动态范围来修改利用最高功率信号（传递曲线的上端）操作的最低增益检测通道。
在上文描述的实施例中，检测器102可能针对零输入信号电平表现随着工艺和温度变化而改变的输出信号电平，这可能特别针对低信号电平限制它们的准确性。可以可选地通过使用归零偏置操作来去除个别检测器102在零输入信号电平的输出。
概括而言，根据本发明一个或者多个实施例的均方功率检测器包括多个MS检测器，某些MS检测器用输入信号的放大或者衰减版本驱动以获得比单个MS检测器更宽的MS功率检测范围。可以通过使用渐进放大或者衰减输入信号的一系列增益或者衰减操作来获得输入信号的放大或者衰减版本。在一个替代实施例中，可以通过使用并行增益或者衰减操作来获得输入信号的放大或者衰减版本。
根据一个或者多个实施例，MS检测器的输出由非线性变换元件处理并且被求和以获得宽范围的均方检测信号。这一信号作为RF输入信号电压的平方均值好对数的准线性函数而变化。
根据一个或者多个实施例，MS检测器的输出被裁底以去除由于噪声/失配所致的不准确检测范围。
根据一个或者多个实施例，MS检测器的输出被限顶以去除由于从平方特性转变所致的不准确检测范围。
根据一个或者多个实施例，个别MS检测器的限顶和裁底输出在求和之前由非线性变换元件处理，使得最终输出信号（求和结果）作为RF输入信号电压的平方均值的对数的更准确准线性函数而变化而从dB线性特性的变化或者偏差减少。具体而言，非线性变换产生对于中间范围信号而言近似为对数的输出，而对于低和高范围信号而言具有平滑增加和平滑限制分段。
根据一个或者多个实施例，“限顶、裁底”操作和非线性变换中的一些可能不同于其他操作和变换以便改进检测动态范围或者以便获得不同传递特性。
根据一个或者多个实施例，可以使用依赖于工艺和温度变化的归零偏置操作来去除个别检测器102在零输入信号电平的输出。
根据一个或者多个实施例，通过使用集成电容器（代替外部电容器）和电容乘法器电路来获得用于一些调制信号的准确均方计算的长积分时间常数。在其他实施例中，可以使用外部电容器。
多级平方检测器
可以使用如下平方检测器来进行复调制信号的均方根（RMS）功率的准确计算，该平方检测器针对输入信号的具体范围（该范围称为平方检测器的动态范围）提供近似平方律函数。现有技术的平方检测器一般仅针对输入信号电平的有限范围提供近似平方律特性，这造成功率检测器设计中的性能限制或者困难。一些架构使用伺服反馈回路技术以限制平方检测器的操作范围。检测高波峰因数信号的准确性部分地依赖于平方检测器的动态范围。
更多实施例涉及具有改进的动态范围的平方检测器。举例而言，可以在计算复调制信号的RMS功率的检测器电路（诸如上文描述的均方功率检测器）中使用这样的平方检测器。如上文讨论的那样，这样的检测器电路接受调制或者未调制RF输入信号并且提供作为RF输入信号电压的平方均值的对数的准线性函数而变化的输出。电路提供随着RF信号的MS电压而以dB为单位线性变化的输出 。电路提供具有改进的输出线性的、针对输入信号的功率检测的宽动态范围。用于MS计算的积分带宽可以利用外部控制信号可由用户调整。
图9A图示了并入可以用作平方检测器的三尾单元的现有技术全波整流器900。该结构包括三个发射极耦合的npn双极晶体管Q1、Q2、Q3和耦合到共发射极从而生成尾电流Idc的电流源。晶体管Q1和Q2形成差动对而发射极面积彼此相等，而晶体管Q3具有与晶体管Q1和Q2的那些发射极面积的D倍一样大的发射极面积。常数D可以是一（unity），并且它可能大于或者小于一。晶体管Q1和Q2的集电极耦合在一起从而形成检测器单元的输出端子，而Q3的集电极耦合到AC接地。在这一配置中，在晶体管Q1和Q2的基极之间施加差动输入电压Vinp=INP-INN，而dc电压分量表示为“DC”。中心晶体管Q3的基极仅接收dc分量“DC”。在另一示例中，中心晶体管可以接收寄生RF分量。在又一示例中，差动对Q1-Q2中的晶体管之一可以在它的基极接收DC电压，并且其他两个晶体管（Q1-Q2之一并且还有Q3）可以接收如下输入信号，这些输入信号跨Q1-Q3（=Vinp/2）和Q2-Q3（=-Vinp/2）的基极输入有效地生成差动电压。
可以根据以下方程确定从Q1和Q2的耦合集电极输出的三尾单元的输出电流Idetect：
这里VT是晶体管的定义为
Figure 914746DEST_PATH_IMAGE002
的热电压，其中k是玻尔兹曼常数，T是以开氏温度为单位的绝对温度，q是电子的电荷，而αf是晶体管Q1、Q2和Q3的dc共基极电流增益因子。
在图9B中示出了这一现有技术检测器单元900的输出特性。如图所示，Idetect具有全波整流特性和如下输入信号电平范围，其中它提供近似平方律特性。近似平方律特性的输入信号范围依赖于作为参数的D因子。对于更低D值，用于输入信号的近似平方律范围窄，而它随着D增加而变得更大。输出特性的双导数示出了可能存在用于获得最宽平方范围的最优D值而针对低电平信号未损失准确性。对于D=32，针对低信号电平使平方特性（双导数的平坦区域）失真。
图9C通过比较输出特性与理想平方传递曲线来针对实际D值19评估三尾单元900的平方性能。在百分比标度上绘图的误差曲线（指示从理想平方特性的百分比变动）示出了最大可用输入信号针对10%误差而言限于约+-200mV而又针对低信号电平而言提供7%的明显误差。
图10A图示了另一现有技术全波整流器1000，该整流器1000并入可以用作平方检测器的三尾单元。与图9A中的配置相似，在晶体管Q1与Q2之间施加差动输入电压Vinp=INP-INN，而dc电压分量表示为“DC”。然而中心晶体管Q3的基极接收附加偏移分量VC，从而造成偏置电压值DC+VC。图10针对VC的扫描（sweep）（-25mV至75mV）图示了这一检测器单元的输出特性，其中中心晶体管Q3的大小固定于8e（Q1和Q2的大小均为e）。这示出了改变VC具有与改变Q3的大小相似的效果，并且用于最宽平方区域的最优D值在施加VC时可能更低。此外，这也示出了对于更大VC值而言，可以在大得多的信号电平获得平方性能而平方对于更低信号电平而言不准确。
在另一示例中，中心晶体管可以接收寄生RF分量。在又一示例中，在差动对Q1-Q2中的晶体管之一可以在它的基极接收DC电压，并且其他两个晶体管（Q1-Q2之一并且还有Q3）可以接收如下输入信号，这些输入信号跨Q1-Q3（=Vinp/2-VC）和Q2-Q3（=-Vinp/2-VC）的基极输入有效地生成差动电压。
可以根据以下方程确定从Q1和Q2的耦合集电极输出的三尾单元的输出电流Idetect（在图10A中指示为IRS）：
Figure 2010800620377100002DEST_PATH_IMAGE003
这里VT是晶体管的定义为
Figure 690940DEST_PATH_IMAGE004
的热电压，其中k是玻尔兹曼常数，T是以开氏温度为单位的绝对温度，q是电子的电荷，并且αf是晶体管Q1、Q2和Q3的dc共基极电流增益因子。
虽然针对图10A的讨论假设输出电流为IRS，但是也可以根据ISQ或者根据两个输出端子的差动使用来获得近似平方律电流。如果单端取得输出，则另一输出可以耦合到ac接地（电源等）。
如果输出电流具有温度依赖性，则可以通过变化dc电压Vc以消除电流IRS或者ISQ的依赖于温度的改变来补偿这一依赖性。
图10B中所示另一现有技术的检测器单元（全波整流器）1050包含多个图10A中所示的双极三尾单元。第二个至第（m-1）个三尾单元在配置上与第m个三尾单元（包括负反馈电阻器（degeneration resistor））的配置相同。第一个至第m个晶体管Q3j1至Q3jm的基极耦合在一起以被施加dc电压DC+VC。
用于发射极负反馈的发射极电阻器使得三尾单元的操作输入电压范围能够根据发射极电阻和尾电流的值的乘积扩展。在这一检测器单元中，如果调整各级的输入电压范围使得相应输入电压范围呈指数或者如同几何级数那样增加或者减少，则可以将双极子电路本身的整流特性近似到更宽输入电压范围中的真实对数特性附近。
图11示出了将两个三尾单元用于获得随温度更一致特性的又一现有技术的检测器电路1100。在三尾单元中的中心晶体管Q2和Q8接收差动输入信号的由梯形电阻器（RB和RB）生成的DC点，并且它们具有不同发射极面积Ae和Be。具有不同温度特性的尾电流驱动的两个重叠检测器单元可以提供在宽温度范围内保持恒定的组合输出曲线。电流源ITZ具有温度系数零，而电流源ITP具有温度系数PTAT（与绝对温度成比例）（或超PTAT）。在第一个三元组中的晶体管的发射极面积比可以约为40：1（Q2比Q1=Q3），并且在第二个三元组中的晶体管的面积比约为3.5：1（Q8比Q7=Q9）。
图12A图示了根据本发明一个或者多个实施例的检测器单元1200。检测器单元1200包括多个双极三尾单元（诸如图10A中所示那些）。与图10B中的配置相似，在晶体管Q1（Q4）和Q2（Q5）的基极之间施加差动输入电压Vinp=INP-INN（Q4的基极耦合到Q1的基极而Q5的基极耦合到Q2的基极），而DC电压分量表示为“DC”。然而在每个三尾单元中的中心晶体管Q3和Q6的基极分别接收附加偏移分量VC1和VC2，从而分别造成偏置电压值DC+VC1和DC+VC2。中心晶体管Q3和Q6可以具有相同或者不同的发射极面积（Ae可以等于Be）。晶体管Q1、Q2、Q4和Q5的集电极可以被耦合成生成检测器的输出，而中心晶体管Q3和Q6的集电极可以耦合到AC接地（诸如电源电压）。
在一些实施例中，一个三尾单元的差动晶体管具有与另一三尾单元的差动晶体管不同的面积。在图12A的实施例中，Q1和Q2无需具有与Q4和Q5相同的大小。比值Q3/Q1应当等于比值Q3/Q2，并且比值Q6/Q4应当等于比值Q6/Q5。
对于在中心晶体管的基极处使用不同偏移电压VC1和VC2，三尾单元之一可以针对低电平输入信号提供近似平方律特性，而三尾单元中的第二个可以针对更高电平输入信号提供近似平方律特性。当组合（耦合）这些三尾单元的个别输出（用于第一单元的Q1-Q2，用于第二单元的Q4-Q5）时，总输出可以针对比对于使用单个三尾单元而言可能的输入信号电平范围更宽的输入信号电平范围提供近似平方律特性。图13比较根据本发明一个或者多个实施例的两级检测器单元的输出特性（D=8，VC1=25mV，VC2=75mV）（虚线示出）与具有不同VC值（D=8）的现有技术的单级检测器单元。该图示出了与单个三尾单元相比，电流检测器将具有更宽输入动态范围的两个双极三尾单元用于提供近似平方律特性。
图12B图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的检测器单元1250。根据这一实施例，向图12A中所示结构1200添加发射极负反馈电阻器R1和R2以扩展三尾单元的操作输入电压范围。发射极负反馈电阻器R1和R2动作以平滑三尾单元的输出特性，从而减少从平方律响应的偏差。组合这些三尾单元的输出造成如下输入信号电平的动态范围的进一步增加，检测器针对该范围提供近似平方律特性。
每个三尾单元的差动晶体管可以具有与其他三尾单元的差动晶体管不同的面积。换而言之，Q1和Q2无需具有与Q4和Q5相同的大小。比值Q3/Q1应当等于比值Q3/Q2，并且比值Q6/Q4应当等于比值Q6/Q5。
在图14中示出了负反馈三尾单元的输出（高范围和低范围）的双导数和组合输出的双导数。由于双导数的平坦电平显示出平方律特性，所以这一绘图示出了低范围三尾单元主导用于更低信号电平的输出而高范围检测器级帮助改进用于更高信号电平的动态范围。当与图12A的非负反馈多三尾单元的输出特性相比时，使用多个负反馈三尾单元进一步改进了平方律特性，从而造成甚至更宽的动态范围。
图15比较图12B中的两级检测器单元（根据一个或者多个实施例的负反馈三尾单元）的平方特性与图9A中的现有技术检测器单元的特性。在左侧上的图比较检测器输出特性与理想平方律特性，而在右侧上的图提供平方律特性中的百分比误差。如图所示，对于使用负反馈三尾单元的两级，动态范围可以被增加50%而更准确的平方律特性对于所有输入信号电平而言是可能的。
图12C图示了根据本发明一个或者多个进一步实施例的检测器单元1270。检测器单元1270包括并联连接的不止一个两个负反馈三尾单元，而每个负反馈三尾单元在它的差动对晶体管（Q1-Q2、Q4-Q5和Q7-Q8）的基极之间接收差动输入电压Vinp=INP-INN，而DC电压分量表示为“DC”。然而在每个三尾单元中的中心晶体管Q3、Q6、Q9等的基极分别接收附加偏移分量VC1、VC2、VC3等，从而分别造成偏置电压值DC+VC1、DC+VC2、DC+VC3等。中心晶体管Q3、Q6、Q9等可以具有相同或者不同的发射极面积（Ae、Be、Ce等）。晶体管Q1、Q2、Q4、Q5、Q7、Q8等的集电极可能被耦合成生成检测器的输出，而中心晶体管Q3、Q6、Q9等的集电极可能耦合到AC接地（诸如电源电压）。
每个三尾单元的差动晶体管可以具有与其他三尾单元的差动晶体管不同的面积。Q1和Q2无需具有与Q4和Q5或者Q7和Q8相同的大小。比值Q3/Q1应当等于比值Q3/Q2，比值Q6/Q4应当等于比值Q6/Q5，并且比值Q9/Q7应当等于比值Q9/Q8。
当组合（耦合）这些三尾单元的个别输出（用于第一单元的Q1-Q2、用于第二单元的Q4-Q5等）时，总输出可以针对比对于使用单个或者双重三尾单元而言可能的输入信号电平范围更宽的输入信号电平范围提供近似平方律特性。
在一个或者多个进一步实施例中，中心晶体管（图12A和图12B中的Q3-Q6、图12C中的Q3-Q6-Q9-…）可以接收寄生RF分量。此外，在一个或者多个进一步实施例中，在每个三尾单元的差动对Q1-Q2（Q4-Q5、Q7-Q8）中的晶体管之一可以在它的基极接收DC电压，并且在三尾单元中的其他两个晶体管（Q1-Q2或者Q4-Q5或者Q7-Q9之一并且还有Q3或者Q6或者Q9）可以接收如下输入信号，这些输入信号跨Q1-Q3或者Q4-Q6或者Q7-Q9（=Vinp/2-VC）和Q2-Q3或者Q5-Q6或者Q8-Q9（=-Vinp/2-VC）的基极输入有效地生成差动电压。
概括而言，根据一个或者多个实施例，提供一种包括多个三尾单元的平方检测器单元，这些三尾单元的输出被组合。每个三尾单元包括如下中心晶体管，该中心晶体管的基极接收与其他三尾单元的中心晶体管不同的偏移电压VC，使得每个三尾单元针对不同电平的输入信号提供近似平方律特性。平方检测器因此具有宽输入动态范围。
在一些实施例中，平方检测器单元的至少一些三尾单元利用负反馈以平滑个别三尾单元的特性，由此进一步改进平方检测器的动态范围。在一些实施例中，使用负反馈电阻器来实现负反馈。在替代实施例中，可以在线性区域中使用MOS晶体管，从而有效充当电阻器。
在一些实施例中，平方检测器的每个三尾单元的中心晶体管具有与其他三尾单元的中心晶体管不同的发射极面积。
在一些实施例中，平方检测器的每个三尾单元的差动晶体管（每个差动对具有相同晶体管大小）具有与其他三尾单元的差动晶体管不同的面积。
在一些实施例中，平方检测器的三尾单元的两个差动对晶体管的集电极被耦合成生成多级平方单元的输出。三尾单元的中心晶体管的集电极耦合到AC接地。
在一些实施例中，平方检测器的至少一些三尾单元利用负反馈来平滑个别三尾单元的特性，由此进一步改进平方检测器的动态范围。在一些实施例中，通过仅在三尾单元中的差动对晶体管的发射极使用负反馈电阻器来获得负反馈三尾单元。在三尾单元中的中心晶体管的发射极不使用负反馈电阻器。在其他实施例中，在中心晶体管的发射极利用负反馈。在进一步实施例中，在中心晶体管和差动晶体管的每个发射极利用负反馈。
在一些实施例中，平方检测器的至少一些三尾单元利用负反馈来平滑个别三尾单元的特性。在三尾单元中使用负反馈和偏移电压实现将更小大小的中心晶体管用于获得宽平方范围。
在一些实施例中，即使Idc1、Idc2、.、IdcN具有相同的温度系数，使用多个三尾单元仍然帮助减少温度变化。作为替代，Idc1、Idc2、.、IdcN可以被选择成具有不同温度系数。
将理解虽然上文已经在特定实施例方面描述了本发明，但是前述实施例是仅作为示例来提供的而未限制或者限定本发明的范围。包括但不限于所附实施例的各种其他实施例也在权利要求书的范围内。例如可以将这里描述的元件和部件进一步划分成附加部件或者接合在一起以形成用于执行相同功能的更少部件。作为一个示例，限顶元件202和积分器104的功能可以由单个元件执行，只要限顶操作未出现于积分操作之前。作为另一示例，限顶和裁底单元202以及非线性变换元件502的功能可以由单个元件执行。

Claims (29)

1. 一种均方功率检测器，包括：
增益或者衰减电路，包括被布置用于生成射频（RF）输入信号的多个放大或者衰减版本的多个增益或者衰减元件；
多个均方检测器，耦合到所述增益或者衰减电路，每个所述均方检测器接收所述RF输入信号的所述多个放大或者衰减版本中的不同一个，所述多个均方检测器中的每个均方检测器针对不同输入信号电平范围生成代表所述RF输入信号的均方功率的输出信号；以及
求和元件，耦合到所述多个均方检测器用于组合所述多个均方检测器的输出信号以生成代表所述RF输入信号的均方或者均方根的信号。
2. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中所述求和元件生成作为RF输入信号电压的平方均值的对数的准线性函数而变化的信号。
3. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中所述多个增益或者衰减元件在串行配置中被布置用于生成所述RF输入信号的渐进放大或者衰减版本。
4. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中所述多个增益或者衰减元件被布置于并行配置中。
5. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，还包括多个限顶和裁底元件，每个限顶和裁底元件耦合于所述多个均方检测器中的不同一个与所述求和元件之间，其中所述限顶和裁底元件被配置成对所述均方检测器的输出进行裁底以去除由于噪声或者失配所致的不准确检测范围。
6. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，还包括多个限顶和裁底元件，每个限顶和裁底元件耦合于所述多个均方检测器中的不同一个与所述求和元件之间，其中所述限顶和裁底元件被配置成去除由于从平方特性的转变所致的不准确检测范围。
7. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，还包括：
多个限顶和裁底元件，每个限顶和裁底元件被耦合成从所述多个均方检测器中的不同一个接收输出；以及
多个非线性变换元件，每个非线性变换元件耦合于所述求和元件与所述多个限顶和裁底元件中的不同一个之间，其中每个非线性变换元件生成对于中等范围信号而言是近似对数而分别对于低和高范围信号而言有平滑增加和平滑限制分段的输出。
8. 根据权利要求7所述的均方功率检测器，其中所述多个非线性变换元件中的每个非线性变换元件执行不同的非线性函数以获得对数线性特性。
9. 根据权利要求7所述的均方功率检测器，其中所述多个限顶和裁底元件中的一些限顶和裁底元件的操作可能不同于其他限顶和裁底元件的操作，或者其中所述多个非线性变换元件中的一些非线性变换元件的操作可能不同于其他非线性变换元件的操作以便改进检测动态范围或者以便获得不同传递特性。
10. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，还包括：
多个非线性变换元件，每个非线性变换元件被耦合成从所述多个均方检测器中的不同一个接收输出，其中每个非线性变换元件生成对于中等范围信号而言是近似对数而分别对于低和高范围信号而言有平滑增加和平滑限制分段的输出；以及
多个限顶和裁底元件，每个限顶和裁底元件耦合于所述求和元件与所述多个非线性变换元件中的不同一个之间。
11. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，还包括多个变换元件，每个变换元件耦合于所述多个均方检测器中的不同一个与所述求和元件之间，其中所述变换元件被配置成去除由于从平方特性的转变所致的不准确检测范围并且生成对于中等范围信号而言是近似对数而分别对于低和高范围信号而言有平滑增加和平滑限制分段的输出。
12. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，还包括用于去除均方检测器在零输入信号电平的输出信号的一个或者多个归零偏置元件。
13. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中每个所述均方检测器包括平方检测器和用于平均所述平方检测器的输出的积分器。
14. 根据权利要求13所述的均方功率检测器，还包括可由用户控制的多个电容乘法器，每个所述电容乘法器耦合到所述积分器中的不同一个的输出用于获得不同积分时间常数。
15. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中所述增益或者衰减电路还包括DC偏移取消反馈回路以避免所述电路中的高端增益元件由于DC偏移所致的饱和。
16. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中每个所述均方检测器包括平方检测器单元，所述平方检测器单元包括多个三尾单元，所述多个三尾单元具有组合在一起的它们的相应输出以生成所述平方检测器单元的输出，每个所述三尾单元包括多个晶体管，所述多个晶体管包括中心晶体管，所述中心晶体管的基极接收与所述平方检测器单元中的一个或者多个其他三尾单元的所述中心晶体管不同的偏移电压VC，使得每个三尾单元为不同电平的输入信号提供近似平方律特性。
17. 根据权利要求1所述的均方功率检测器，其中所述增益或者衰减电路包括被布置用于生成射频（RF）输入信号的多个放大和衰减版本的多个增益和衰减元件。
18. 一种用于检测射频（RF）输入信号的功率的方法，包括以下步骤：
（a）生成所述RF输入信号的多个放大或者衰减版本；
（b）对于所述RF输入信号的所述多个放大或者衰减版本中的每个放大或者衰减版本，针对不同输入信号电平范围生成代表所述RF输入信号的均方功率的信号；并且
（c）组合在步骤（b）生成的所述信号以生成代表所述RF输入信号的均方或者均方根的信号。
19. 根据权利要求18所述的方法，其中步骤（a）包括生成RF输入信号的多个渐进放大或者衰减版本。
20. 根据权利要求18所述的方法，其中在步骤（c）生成的所述均方功率作为所述RF输入信号电压的平方均值的对数的准线性函数而变化。
21. 根据权利要求18所述的方法，还包括在步骤（c）之前对在步骤（b）生成的所述信号进行裁底以去除由于噪声或者失配所致的不准确检测范围。
22. 根据权利要求18所述的方法，还包括在步骤（c）之前对在步骤（b）生成的所述信号进行限顶以去除由于从平方特性的转变所致的不准确检测范围。
23. 根据权利要求18所述的方法，还包括：
对在步骤（b）生成的所述信号限顶或者裁底；并且
生成对于中等范围信号而言是近似对数而对于低和高范围信号而言有平滑增加和平滑限制分段的输出。
24. 根据权利要求23所述的方法，其中对所述信号限顶或者裁底的步骤包括对在步骤（b）生成的所述信号执行不同的限顶或者裁底操作用于改进检测动态范围或者用于获得不同传递特性。
25. 根据权利要求18所述的方法，还包括去除在零输入信号电平的在步骤（b）生成的所述信号。
26. 根据权利要求18所述的方法，其中使用平方检测器和用于平均所述平方检测器的输出的积分器来执行步骤（b）。
27. 根据权利要求26所述的方法，还包括针对平均的信号使用集成电容器来获得积分时间常数，其中所述积分时间常数可由用户控制。
28. 根据权利要求18所述的方法，还包括在步骤（a）中取消DC偏移以避免高端增益元件由于DC偏移所致的饱和。
29. 根据权利要求18所述的方法，其中步骤（a）包括生成所述RF输入信号的多个放大和衰减版本。
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