JP2002064406A

JP2002064406A - 複素ディジタル整合フィルタ

Info

Publication number: JP2002064406A
Application number: JP2000243141A
Authority: JP
Inventors: Tomonao Yuzawa; 友直湯沢; Fumio Anekoji; 史男姉小路
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 2000-08-10
Filing date: 2000-08-10
Publication date: 2002-02-28
Anticipated expiration: 2020-08-10
Also published as: JP4387567B2

Abstract

(57)【要約】【課題】複素ディジタル整合フィルタにおいて、回路
規模および消費電力を削減すること。【解決手段】本発明によるディジタル整合フィルタの
信号処理は、次のようにして行われる。複素受信信号の
実数成分(Ri)と虚数成分(Rq)とを線形結合することによ
って、複素受信信号の合成信号(R)を形成する。複素拡
散符号の実数成分(Ci)と虚数成分(Cq)とを線形結合する
ことによって、複素拡散符号の合成符号(K,G)を形成す
る。この場合において、複素拡散符号の実数成分および
虚数成分は、それぞれ正または負の２値をとり得るが、
合成符号は、正、ゼロまたは負の３値をとり得る。そし
て、複素受信信号の合成信号を、複素拡散符号の合成符
号(K,G)で逆拡散する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は一般に複素ディジタ
ル整合フィルタに関し、特に、必要に応じて消費電力量を
削減することが可能な複素ディジタル整合フィルタに関
する。

【０００２】

【従来の技術】符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信シス
テムのようなスペクトル拡散を利用する通信システムで
は、送信信号に所定の拡散符号を乗算して送信し、受信
側では受信信号に所定の拡散符号を乗算して逆拡散し、
受信信号を復調する。この受信信号には一般に複数のマ
ルチパス成分が含まれている。受信機が信号を受信する
場合、受信機の周辺の地形によって伝播時間の異なる複
数の電波が重なり合って受信される。この重なり合った
各電波からの信号成分をマルチパス成分という。移動通
信環境下では、受信機および周囲の物体の相対的な位置
関係は常に変化しているので、マルチパス成分の電力お
よび到達時間も時々刻々と変化する。スペクトル拡散受
信機では、受信信号に含まれる各マルチパス成分を独立
に復調し、これらを合成する。このような信号処理を行
う受信機としてレーク受信機(Rake receiver)がある。

【０００３】図１は、一般的なレーク受信機１００の構
成を示すブロック図である。複数のマルチパス成分を含
む受信信号は、フィンガ(finger)と呼ばれる複数の回路
ブロック１１０において、各マルチパス成分ごとに復調
される。各フィンガ１１０からの出力はレーク合成器１
２０で合成され、復調信号を出力する。レーク合成器１
２０で各出力を合成する場合には、各マルチパス成分の
優劣（例えば、電力の大小）に応じて効果的に合成する
ことが望ましい。このマルチパス成分の優劣を割り当て
るための回路ブロックは、サーチャ１３０と呼ばれる。

【０００４】図２は、サーチャ１３０の一般的な構成を
示すブロック図である。サーチャ１３０は、入力された
受信信号と逆拡散符号との相関を計算して相関出力を提
供するディジタル整合フィルタ（ディジタル・マッチト・
フィルタ）２１０と、この相関出力を電力に変換するた
めの二乗器２２０と、この二乗器２２０の出力に結合さ
れ平均化を行う積分器２３０と、各積分器２３０の出力
に結合され電力の高い順にマルチパス成分を選択するパ
ス選択器２４０とを備える。このようなマルチパス成分
の測定とフィンガの割り当ては、所定のチップレートで
ディジタル・サンプルが入力されるごとに逐次繰り返し
行われる。この場合において、ディジタル整合フィルタ
２１０は、マルチパス成分を高速に測定または検索して
同期捕捉を行うためのディジタル処理を行うものであ
り、逆拡散符号を係数とするFIR(finite impulse respo
nse)フィルタより成る。多くの場合、このFIRフィルタは
複素計算が可能であることを要する。これは、送受信さ
れる信号の同相成分と直交成分とを効率的に計算処理す
るためである。

【０００５】以下、ディジタル整合フィルタ２１０で行
われる計算の原理を説明する。まず、送信信号ＴをT=Ti
+jTq、拡散符号ＣをC=Ci+jCqとすると、送信される拡散
信号Ｓは、 S=T*C=(Ti+jTq)*(Ci+jCq) ・・・（１）となる。ただし、j=√(−1)であり、Tiは複素送信信号
の実数部分であり、Tqは複素送信信号の虚数部分であ
る。また、Ciは複素拡散符号の実数部分であり、Cqは複
素拡散符号の虚数部分である。この拡散された送信信号
をそのまま受信したとすると、受信信号RはR=Sとなる。
この受信信号を逆拡散して得られる信号Ｄは、 D=R*C'=(Ti+jTq)*(Ci+jCq)*(Ci-jCq)= (Ti+jTq)*(Ci²+Cq²)=2*T ・・・（２）となる。ただし、C'は、拡散符号Cの共役複素数であ
り、C'=Ci-jCqである。

【０００６】よって、Di=Ri*Ci+Rq*Cq=2*Ti, Dq=Rq*Ci-Ri*Cq=2*Tq ・・・（３）ここで、Ciは+1または-1であり、Cqも+1または-1である
ので、Ci²+Cq²=2となることを利用した。また、Diは複
素受信信号の実数部分であり、Dqは複素受信信号の虚数
部分である。

【０００７】すなわち、受信信号RをC'で逆拡散するこ
とにより、送信信号Tが得られる。

【０００８】図３は、このようなディジタル整合フィル
タ２１０で行われる計算の原理を示す信号の流れ図であ
る。複素受信信号の実数成分Riと、複素拡散信号の実数
成分Ciとが乗算器３１０に入力され、両者の積であるRi
Ciが加算器３２０の一方の入力に加えられる。さらに、
複素受信信号の虚数成分Rqと、複素拡散信号の虚数成分
Cqとが乗算器３３０に入力され、両者の積であるRqCqが
加算器３２０の他方の入力に加えられる。そして、加算
器３２０は、入力された信号を加算して複素受信信号の
実数成分Di=Ri*Ci+Rq*Cq=2*Tiを算出する。同様に、複
素受信信号の実数成分Riと、複素拡散信号の虚数成分Cq
とが乗算器３４０に入力され、両者の積であるRiCqが加
算器３５０の一方に符号を反転して入力される。さら
に、複素受信信号の虚数成分Rqと、複素拡散信号の実数
成分Ciとが乗算器３６０に入力され、両者の積であるRq
Ciが加算器３５０の他方の入力に加えられる。そして、
加算器３５０は、入力された信号を加算して複素受信信
号の虚数成分Dq=Rq*Ci-Ri*Cq=2*Tqを算出する。

【０００９】ところで、サーチャ１３０（図２）は、想
定されるマルチパス成分の時間軸上の広がりに対応する
ためにその広がりを網羅している必要がある。この広が
りは、主として送信側のアンテナ高さと周辺の地形に依
存し、場合によっては数十μｓ（例えば、６４μｓ）に
も及び得る。例えば、チップ・レートが４ＭＨｚである
とすると、４ＭＨｚ*６４μｓ＝２５６チップ長に相当
する。このことは、ディジタル整合フィルタ２１０にお
ける拡散符号長が、少なくとも２５６であることを必要
とし、図３に示すような演算が２５６段必要になること
を意味する。

【００１０】図４は、そのような２５６段の計算を行う
ためのディジタル整合フィルタ４０の構成を示す。簡単
のため、相関出力の実数成分に対する回路構成のみを示
している。実際には、虚数成分に対しても同様な回路構
成が必要になる。ディジタル・整合フィルタ４０は、複
素受信信号Rの実数成分Riに結合された受信信号遅延線
４１と、複素符号Cの実数成分Ciに結合された符号遅延
線４２と、受信信号遅延線４１および符号遅延線４２の
各段からの出力を入力とする乗算器４３を備える。さら
にディジタル整合フィルタ４０は、複素受信信号Rの虚
数成分Rqに結合された受信信号遅延線４４と、複素符号
Cの実数成分Cqに結合された符号遅延線４５と、受信信
号遅延線４４および符号遅延線４５の各段からの出力を
入力とする乗算器４６を備える。各乗算器４３および４
６からの乗算出力は加算器４７に入力され、これらの加
算出力Diを出力する。遅延線４１，４２，４４，４５
は、例えば、２５６段のシフト・レジスタにより構成す
ることが可能である。

【００１１】動作している間このディジタル整合フィル
タ４０は、所定のチップ・レートでディジタル受信サン
プルおよび複素符号の各成分を受信する。ディジタル受
信サンプルの実数および虚数成分Ri,Rqは遅延線４１お
よび４４に順次入力され、複素符号の実数および虚数成
分Ci,Cqも遅延線４２および４５に順次入力される。遅
延線の各段からは、遅延させられた受信サンプルおよび
符号が出力される。出力された各段からの受信サンプル
および符号は、各段ごとに乗算器４３，４６で乗算さ
れ、これらの乗算出力は総て加算器４７に結合され、加
算または相関出力Diが生成される。

【００１２】図５は、乗算器４３および４６の詳細な回
路例５０を示す。ディジタル整合フィルタ４０で使用さ
れるこの乗算器は、受信サンプルR（RiまたはRq）に符
号C（CiまたはCq）を乗算するのであるが、この場合に
おけるC（CiまたはCq）は、＋１または−１の値のみを
とるので、乗算器の出力は、入力された受信サンプルを
そのまま出力するか、または受信サンプルの符号を変え
たものを出力するかのいずれかである。いずれを出力す
るかは符号C（CiまたはCq）の極性に依存する。このよ
うな機能を実現するため、補数器を利用した回路例を図
５に示す。まず、ｎビットの受信サンプルRの極性を反
転させない場合の出力として信号線５１により、受信サ
ンプルRをそのまま選択部５２に入力する。他方、受信
サンプルRは、インバータ５３により反転され、加算器
５４で＋１が加えられ、受信信号Rの極性を反転させた
もの(−R)が選択部５２に入力される。そして、符号Cの
極性がプラスであればRを、符号Cの極性がマイナスであ
れば−Rを乗算出力とする。

【００１３】このような乗算器４３，４６および遅延線
４１，４４が所定の段数だけ設けられる。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図４に
示すような多数の段数（例えば２５６段）の計算を行う
には、非常に多くの回路規模および消費電力を必要とし
てしまうという問題点がある。

【００１５】また、受信信号品質の良否にかかわらず、
図４に示すような回路の総てを動作させなければなら
ず、常に多くの回路規模および消費電力を費してしまう
という問題点がある。

【００１６】さらに、これらの問題点は、拡散符号長が
長くなる程深刻化する。

【００１７】

【課題を解決するための手段】各請求項に記載されたデ
ィジタル整合フィルタにより、これら問題点のうち少な
くとも１つが解決される。

【００１８】

【発明の実施の形態】（信号処理の原理）まず、本発明
の信号処理の原理を説明する。送信信号ＴをT=Ti+jTq、
拡散符号ＣをC=Ci+jCqとすると、送信される拡散信号Ｓ
は、 S=T*C=(Ti+jTq)*(Ci+jCq) ・・・（１０）となる。この拡散信号をそのまま受信したとすると、受
信信号RはR=Sとなる。ここまでは、上記「従来の技術」
で説明したものと同じである。この受信信号Rを逆拡散
するにあたり、Cの共役複素数のC'=Ci-jCqではなく、 K=(Ci+Cq)/2-j(Ci+Cq)/2 ・・・（２０）で逆拡散することを考える。この場合、逆拡散信号D
は、 D=R*K=(Ri+jRq)*((Ci+Cq)/2-j(Ci+Cq)/2) =((Ri+Rq)+j(Rq-Ri))*k ・・・（３０）となる。よって、 Di=(Ri+Rq)*k, Dq=(-Ri+Rq)*k ・・・（３１）となる。ただし、k=(Ci+Cq)/2である。また、Diは複素
受信信号の実数部分であり、Dqは複素受信信号の虚数部
分である。次に、R=T*Cを式（３０）に代入すると、 D=R*K=(Ti+jTq)*(Ci+jCq)* ((Ci+Cq)/2-j(Ci+Cq)/2) =[(TiCi-TqCq)+(TiCq+TqCi)+j((TiCq+TqCi)-(TiCi-TqCq))]*k =[(Ci+Cq)Ti+(Ci-Cq)Tq+j[(-Ci+Cq)Ti+(Ci+Cq)Tq]]*k =2*k²*T ・・・（４０）となる。この場合において、kは、+1, 0, -1の３値を取
り得るが、kが0でない値をとるのは、Ci=Cqの場合のみ
であるという事実を利用した。式（４０）は、K=(Ci+C
q)/2-j(Ci+Cq)/2で逆拡散した場合であっても、送信信
号Tが得られることを意味する。ただし、式（２）と式
（４０）を比較すると、式（４０）の場合は出力レベル
が１／２になってしまうことがわかる。その理由は次の
ように考えられる。CiとCqは、ランダム性が高いので、
Ci=Cqとなる確率は１／２である。このため、式（２
０）を利用した逆拡散信号を長時間加算すると、|k²|＝
|(Ci+Cq) ²/4|≒1/2となるので、式（４０）の右辺はTと
なり、式（２）の右辺のものの半分になるためである。

【００１９】図６は、このような計算原理による信号の
流れ図を示す。複素受信信号の実数成分Riと虚数成分Rq
が加算器６１０で加算され、合成信号Ri+Rqが出力さ
れ、この合成信号は乗算器６２０の一方の入力に加えら
れる。さらに、複素拡散符号の実数成分Ciと虚数成分Cq
も加算器６３０で加算された後に１／２が乗算されて合
成符号kが形成され、この合成符号は加算器６２０の他
方の入力に加えられる。そして、乗算器６２０は、入力
された信号を乗算して複素受信信号の実数成分Di=(Ri+R
q)*k（式３１）を算出する。同様に、複素受信信号の実
数成分Riと虚数成分Rqとの差が加算器６４０で計算さ
れ、合成信号-Ri+Rqが出力され、この合成信号は乗算器
６５０の一方の入力に加えられる。乗算器６５０の他方
の入力には上記の合成符号が入力され、入力されたこれ
らの信号を乗算して複素受信信号の虚数成分Dq=(-Ri+R
q)*k（式３１）を算出する。

【００２０】このように、図６の信号処理における受信
信号と拡散符号との乗算を行う回路構成は、図３のもの
に比較して格段に簡潔な構成になっていることがわか
る。すなわち、本発明による計算原理によれば、従来の
約半分の回路構成で相関出力DiおよびDqを得ることが可
能である。その代わりに、出力レベルは従来得られるも
のの約半分になってしまう。従って、受信信号品質が良
好であるような場合には、図６に示すような計算原理に
従って相関計算を行うことにより、電力消費を節約する
ことが可能になる。この点、受信信号品質の良否にかか
わらず常に図３に示すような計算を実行しなければ相関
出力RiおよびRqを得ることができなかった従来の手法と
大きく異なる。

【００２１】図６に示す計算原理は、拡散符号のCiとCq
が等しい場合に有意義な相関出力が得られるものであっ
た。CiおよびCqは+1または-1の値をとるので、CiとCqが
異なる場合についても上記と同様の議論が成り立つ。そ
こで、 G=(Ci-Cq)/2-j(Ci-Cq)/2 ・・・（５０）で逆拡散することを考える。この場合、逆拡散信号D'
は、 D'=R*K=(Ri+jRq)*((Ci-Cq)/2-j(Ci-Cq)/2) =((Ri+Rq)+j(Rq-Ri))*g ・・・（６０）よって、Di'=(Ri+Rq)*g, Dq'=(-Ri+Rq)*g ・・・（６１）となる。ただし、g=(Ci-Cq)/2である。次に、R=T*Cを式
（６０）に代入すると、 D'=R*G=(Ti+jTq)*(Ci+jCq)* ((Ci-Cq)/2-j(Ci-Cq)/2) =[(TiCi-TqCq)+(TiCq+TqCi)+j((TiCq+TqCi)-(TiCi-TqCq))]*g =[(Ci+Cq)Ti+(Ci-Cq)Tq+j[(-Ci+Cq)Ti+(Ci+Cq)Tq]]*g =(-j)*2*g²*T ・・・（７０）となる。この場合において、gは、+1, 0, -1の３値を取
り得るが、gが0でない値をとるのは、Ci≠Cqの場合であ
るという事実を利用した。このように、G=(Ci-Cq)/2-j
(Ci-Cq)/2で逆拡散した場合であっても、送信信号Tが得
られる。ただし、出力レベルが１／２になってしまう点
はKで逆拡散した場合と同様である。すなわち、CiとCq
は、ランダム性が高いので、Ci≠Cqとなる確率も１／２
である。このため、式（５０）を利用した逆拡散信号を
長時間加算すると、|g²|＝|(Ci-Cq)²/4|≒1/2となるの
で、式（７０）の右辺の大きさはTとなり、式（２）の
右辺のものの半分になるためである。なお、式（７０）
の場合は、最終的な出力に(-j)が乗じられており、-90
度回転している点が、式（４０）の場合と異なる。した
がって、送信信号Tの実数成分に関する寄与は、 -Dq'=-(-Ri+Rq) ・・・（７１）で与えられ、虚数成分に関する寄与は、 Di'=Ri+Rq ・・・（７２）で与えられる。

【００２２】図７は、このような計算原理による信号の
流れ図を示す。複素受信信号の実数成分Riと虚数成分Rq
が加算器７１０で加算され、合成信号Ri+Rqが出力さ
れ、この合成信号は乗算器７２０の一方の入力に加えら
れる。さらに、複素拡散符号の実数成分Ciと虚数成分Cq
も加算器７３０において両者の差が計算された後に１／
２が乗算されて合成符号gが形成され、この合成符号は
加算器７２０の他方の入力に加えられる。そして、乗算
器７２０は、入力された信号を乗算して（６１）式に基
づいてDi'=(Ri+Rq)*g（式６１）を算出する。同様に、
複素受信信号の実数成分Riと虚数成分Rqとの差が加算器
７４０で計算され、合成信号-Ri+Rqが出力され、この合
成信号は乗算器７５０の一方の入力に加えられる。乗算
器７５０の他方の入力には上記の合成符号が入力され、
入力されたこれらの信号を乗算して（６１）に基づいて
Dq'=(-Ri+Rq)*gを算出する。さらに、（７１）式および
（７２）式に従って、相関出力の実数成分および虚数成
分Di,Dqを出力する。

【００２３】図６に示した信号処理の場合と同様に、図
７の信号処理における乗算に関する回路構成も、図３の
ものに比較して格段に簡潔な構成になっている。また、
従来の約半分の回路構成で相関出力DiおよびDqを得るこ
とが可能であるが、出力レベルは従来得られるものの約
半分になってしまう点も同様である。

【００２４】従来と同等の出力レベルを得るには、Ciお
よびCqが等しい場合の図６の信号処理と、CiおよびCqが
異なる場合の図７の信号処理を重ね合わせればよい。

【００２５】図８は、図６と図７の信号処理を重ね合わ
せた場合の信号の流れ図を示す。図８において、逆拡散
信号の実数部分Diは、信号経路aおよび信号経路bから得
られる。信号経路aは、拡散符号CiとCqが等しい場合に
ゼロでない寄与を与え、信号経路bは拡散符号CiとCqが
異なる場合にゼロでない寄与を与える。同様に、逆拡散
信号の虚数部分Dqは、信号経路cおよび信号経路dから得
られる。信号経路cは、拡散符号CiとCqが等しい場合に
ゼロでない寄与を与え、信号経路dは拡散符号CiとCqが
異なる場合にゼロでない寄与を与える。このようにして
計算された実数部分Diおよび虚数部分Dqは、従来と同等
の出力レベルになる。ただし、少なくとも従来と異なる
のは、信号経路a, b, c, dのうち例えば信号経路bおよ
びdを休止させて消費電力を節約し、信号経路aおよびc
のみに基づいて実数成分Diおよび虚数成分Dqを計算し得
る点である。受信信号品質が極めて良好である場合や、
受信感度の劣化がある程度許容されるような場合にその
ような信号処理が可能である。（信号経路aおよびcを休
止させて信号経路bおよびdをアクティブにすること等も
可能である。）すなわち、図８に示すような信号処理
は、従来と同等の出力レベルを得るという選択肢と、感
度劣化を犠牲にして消費電力を節約する選択肢とを提供
しており、ユーザが必要に応じていずれかを選択するこ
とを可能にする。この点、そのような選択肢が全く存在
しなかった従来の信号処理に比べて極めて有利である。
さらに、図８に示す信号処理の回路規模は、図３に示す
ものと比較しても著しい回路規模の増加を招くものでも
ない。

【００２６】以上の信号処理の特徴を要約すると、次の
ようになる。

【００２７】１．複素受信信号の実数成分(Ri)と虚数成
分(Rq)を実数計算の線形結合により合成し、複素受信信
号の合成信号(Ri+Rq, -Ri+Rq)を形成する。

【００２８】２．複素拡散符号の実数成分(Ci)と虚数成
分(Cq)を実数計算の線形結合によって、複素拡散符号の
合成符号(k,g)を形成する。複素拡散符号の実数成分お
よび虚数成分は、それぞれ正または負の２値をとり得る
が、合成符号は、正、ゼロまたは負の３値をとり得る。

【００２９】３．複素受信信号の合成信号を、複素拡散
符号の合成符号(k, g)を利用して逆拡散する。

【００３０】以下、本発明の計算原理によるディジタル
整合フィルタの実施例を説明する。

【００３１】（第１実施例）図９は、図６に示す計算原
理に基づくディジタル整合フィルタの実施例９００を示
す。ディジタル整合フィルタ９００は、複素受信信号R
の実数成分Riと虚数成分Rqを合成する信号合成器907
と、合成して得られた合成信号(Ri+Rq)が入力される受
信信号用の遅延線９１０と、複素符号Cの実数成分Ciと
虚数成分Cqとを加算して２で除算することにより得られ
る合成符号(k)を出力する符号合成部９２０と、この合
成符号(k)が入力される遅延線９３０と、遅延線９１０
および遅延線９３０の各段からの出力を入力とする乗算
器９４０を備える。各乗算器９４０からの乗算出力は加
算器９５０のタップに入力され、加算出力Diを形成す
る。遅延線９１０，９３０は、例えば、２５６段のシフ
ト・レジスタにより構成することが可能である。なお、
加算出力が「Di又はDq」となっているのは、同様な回路
構成を利用して、虚数成分Dqを計算することができるた
めである。したがって、実数成分Diおよび虚数成分Dqを
得るには、図９に示すような回路が２つ必要になる。た
だし、この信号処理において、虚数成分Dqを得るには、
合成信号を和信号ではなく差信号(-Ri+Rq)とする必要が
ある（図６）。

【００３２】動作している間このディジタル整合フィル
タ９００は、所定のチップ・レートでディジタル受信サ
ンプルおよび複素符号の各成分を受信する。従来とは異
なり、ディジタル受信サンプルの実数および虚数成分R
i,Rqは、信号合成部９０７で合成されて合成信号(Ri+R
q)となり、この合成信号(Ri+Rq)が遅延線９１０に順次
入力される。複素符号の実数および虚数成分Ci,Cqも、
符号合成部９２０で合成され、両者の和の１／２である
合成符号kが出力される。合成符号kは、遅延線９３０に
順次入力される。遅延線９１０，９３０の各段からは、
遅延させられた合成信号および合成符号が出力される。
出力された各段からの合成信号および合成符号は、各段
ごとに乗算器９４０で乗算され、これらの乗算出力は総
て加算器９５０に結合され、相関出力Diが生成される。
相関出力Dqについても同様の計算が行われる。ただし、
このようにして得られる相関出力の出力レベルは、従来
の半分になってしまう。この場合における出力レベルと
は、次式で定義される量である。

【００３３】

【数１】ここで、符号合成部９２０と乗算器９４０の機能につい
て考察する。図６および図９の信号処理の原理によれ
ば、符号合成部９２０は、複素符号の実数および虚数成
分Ci,Cqの両者の和の１／２である合成符号k(=(Ci+Cq)/
2)を出力する役割を有する。乗算器９４０は、複素受信
信号の実数成分と虚数成分とを加算した合成信号Rと、
上記のkの値を乗算する役割を有する。そこで、Ciおよ
びCqの和を計算して２で除算し、その計算結果と合成信
号Rを乗算し、直接的に乗算出力を計算することも理論
上は可能である。しかし、次のように考察することによ
り、効率的に同じ結果を得ることが可能である。拡散符
号CiおよびCqは+1または-1であるから、kの値は+1,0,-1
の３値をとり得る。拡散符号CiおよびCqが等しい値をと
る場合に、kは０でない値(±１)をとり、拡散符号Ciが+
1の場合にkは+1となり、拡散符号Ciが-1の場合にkは-1
となる。すなわち、拡散符号Ciの極性に合わせてkは+1
または-1となる。拡散符号CiおよびCqが異なる場合は、
kは０になる。そして、乗算器９４０は、kの値が+1の場
合は入力された信号(+R)をそのまま乗算結果として出力
し(+R)、kの値が-1の場合は入力された信号(+R)の極性
を反転して出力する(-R)。すなわち乗算器は、拡散符号
CiとCqが等しい場合にCiの極性に合わせて±Rを出力
し、拡散符号CiとCqが異なる場合は０を出力すればよ
い。このような考察にしたがって回路を構成する場合、
符号合成部９２０の出力すべき内容は、Ciの極性を示す
極性信号(sign)と、拡散符号CiおよびCqが等しいか否か
を示す異同信号(equ)で足りる。

【００３４】図１０は、このような機能を実現する回路
例９２０を示す。すなわち、拡散符号Ciの極性を示す極
性信号(sign)は信号線１０１０によりそのまま得られ、
拡散符号CiとCqの異同を示す異同信号(equ)はCiとCqの
排他的論理和の否定をとることによって作成することが
できる。この実施例では、拡散符号CiとCqが等しい場合
に論理ハイ(H)の異同信号(equ)を出力させ、拡散符号Ci
とCqが異なる場合には論理ロー(L)の異同信号(equ)を出
力させているが、正論理とするか負論理とするかは必要
に応じて適宜変更可能である。また、この実施例では排
他的論理和ゲート(XOR)を利用しているが、他の論理ゲ
ートを利用して構成することも可能である。また、この
実施例では拡散符号の実数成分Ciの極性を利用していた
が、虚数成分Cqの極性を利用することも可能であろう。
要するに、符号合成部は、拡散符号の異同と極性を調べ
ることができればよいからである。

【００３５】図１１は、乗算器９４０の回路例を示す。
先に述べたように、乗算器９４０は、拡散符号CiとCqが
等しい場合にはCiの極性に合わせて合成信号±Rを出力
し、拡散符号CiとCqが異なる場合は０を出力すればよ
い。信号線１１１０により合成信号Rを選択部１１２０
に供給する。一方、合成信号Rは、インバータ１１３０
により反転され、加算器１１４０で＋１が加えられ、受
信信号Rの極性を反転させたもの(−R)が選択部１１２０
に入力される。そして、拡散符号Ciの極性（極性信号(s
ign)に応じてRまたは−Rを選択部１１２０の出力とす
る。ここまでは、従来の乗算器５０（図５）と同様であ
る。さらに、拡散符号CiとCqが等しい場合にのみ０でな
い乗算出力を提供するために、ANDゲート１１５０を利
用して、選択部１１２０からの出力と、合成符号からの
異同信号(equ)との論理積をとり、最終的な乗算出力が
提供される。

【００３６】相関出力の虚数成分Dqについても、図９な
いし図１１で説明したような回路と同様の回路を構成す
ることにより、実数成分および虚数成分の両者を得るこ
とが可能である。ただし、k=(Ci+Cq)/2に基づいて虚数
成分を得る場合には、複素受信信号の実数成分と虚数成
分との差(-Ri+Rq)を合成信号とする必要がある（式３
１、図６）。

【００３７】なお、図９に関連して説明した回路は、図
６の信号処理に基づくものであった。しかし、図７の信
号処理に基づいて、図９に示すような回路と同様な回路
を構成することも可能である。この場合は、合成符号と
してg=(Ci-Cq)/2を採用する点や、出力が-90度回転させ
られている点が特に異なるが、実質的には図９に関連し
て説明した回路と同等のものである。したがって、図９
に示すような回路を４つ準備することにより、図８に示
す４つの信号経路a, b, c, dを構築することができる。

【００３８】（第２実施例）ところで、拡散符号CiとCq
が等しい確率および異なる確率はともに１／２である。
拡散符号CiとCqが等しい場合にのみ乗算器９４０の出力
は０でない値を提供し、拡散符号CiとCqが異なる場合の
乗算器９４０の出力は０である。したがって、図９に示
すディジタル整合フィルタ９００において、例えば２５
６段である所定の段数の乗算器９４０のうち約半分が、
加算器９５０にゼロでない寄与を与え、残りの半分はゼ
ロを出力するに過ぎない。

【００３９】一方、k=(Ci+Cq)/2, g=(Ci-Cq)/2の値に関
し、拡散符号CiとCqが等しい場合はk=±1であってg=0で
あり、拡散符号CiとCqが異なる場合はk=0であってg=±1
となり、合成符号kとgは互いに相補的な関係にある。し
たがって、図８の信号処理において、合成符号kに関連
する乗算器８１０および８３０と、合成符号gに関連す
る乗算器８２０および８４０とが、交互にゼロでない値
とゼロとを出力することを意味する。乗算器８１０の出
力である信号経路aからの寄与と乗算器８４０の出力で
ある信号経路dからの寄与が互いに相補的な関係になっ
ている。同様に、拡散符号CiとCqの異同に関し、信号経路
bからの寄与と信号経路cからの寄与も互いに相補的な関
係になっている。

【００４０】図１２は、以上の関係を表にまとめたもの
である。

【００４１】そこで、拡散符号CiとCqの異同に関し、相
補的な関係になっている信号経路aと信号経路dからの寄
与に着目する。このとき、拡散符号CiとCqが等しい場合
は、信号経路aはCiの極性に応じて±(Ri+Rq)が相関出力
の実数成分Diに寄与し、信号経路dから虚数成分Dqへの
寄与はゼロである。逆に、拡散符号CiとCqが異なる場合
は、信号経路aから実数成分Diへの寄与はゼロであり、
信号経路dはCiの極性に応じて±(Ri+Rq)が虚数成分Dqに
寄与する。したがって、図１１に示す相関出力の実数成
分を計算するための乗算器９４０において、乗算出力が
ゼロになる場合には、選択部１１２０から出力されてい
る値を、相関出力の虚数成分として出力すれば、より効
率的に相関出力にゼロでない寄与を与えることができ
る。

【００４２】図１３は、これらの関係を利用して構成さ
れた乗算器１３００の回路例である。図１１で説明した
要素と同様のものには同じ参照番号を付している。この
乗算器１３００では更に、実数成分用の乗算出力(#i)
と、虚数成分用の乗算出力(#q)と、ANDゲート１３１０
を備える。図１１で説明した場合と同様に、信号線１１
１０を介して合成信号(+R)と、インバータ１１３０およ
び加算器１１４０を介して極性の反転された合成信号(-
R)とが選択部１１２０に入力される。これら２つの合成
信号のうち、拡散符号Ciの極性に合うものを選択し、選
択部１１２０の出力とする。この出力は、ANDゲート１
１５０およびANDゲート１３１０の各入力の一方され
る。ANDゲート１１５０の他方の入力には、拡散符号Ci
とCqの異同を示す異同信号(equ)が入力される。ただ
し、異同信号(equ)は、ANDゲート１３１０の他方の入力
に反転して入力される。

【００４３】図１４は、このような２出力の乗算器１３
００を利用して構成されたディジタル整合フィルタ１４
００を示す。図９で説明したものと同様の要素には同じ
番号が付されている。ディジタル整合フィルタ１４００
は、合成信号用の遅延線９１０および合成符号用の遅延
線９３０の各段からの出力を乗算する乗算器１３００を
備える。更に、ディジタル整合フィルタ１４００は、相
関出力の実数成分用の加算器９５０と、虚数成分用の加
算器１４２０を備え、それぞれ乗算器１４００の実数成
分用出力(#i)および虚数成分用出力(#q)に結合されてい
る。なお、この実施例における受信信号の合成は、加算
器９０５により行われている。

【００４４】このように、図１３に示す乗算器１３００
を利用すると、図９に示すディジタル整合フィルタ９０
０において、実数成分に対してゼロを出力していた乗算
器から虚数成分としての出力を抽出し、各段で行われる
計算結果を無駄なく効率的に相関計算に役立てることが
可能になる。さらに、図９に示すディジタル整合フィル
タ９００と比較して大幅に回路規模を削減することも可
能になる。（図９に示すディジタル整合フィルタ９００
は、相関出力の実数成分Di（又は虚数成分Dq）のみしか
得られなかったので、実数および虚数成分の両者(Di, D
q)を得るには、図９に示すような回路が２つ必要があっ
た。）第２実施例に関する以上の説明は、図８における信号経
路aおよび信号経路dからの寄与に着目したものであった
が、信号経路bおよび信号経路dからの寄与に着目しても
同様の結果が得られる。これは、各信号経路aおよびbか
らの寄与がそれぞれ単独で相関出力信号の実数成分を構
成することが可能であり、各信号経路cおよびdからの寄
与がそれぞれ単独で相関出力信号の虚数成分を構成し得
ることに起因する。ただし、単独の信号経路に基づいて
相関出力を構築した場合は、従来得られる信号の半分の
レベルしか得られない。従来と同等の出力レベルが得る
には、総ての信号経路aないしdからの寄与を重ね合わせ
ることにより、達成される。

【００４５】図１５は、そのような重ねあわせを行った
場合のディジタル整合フィルタ１５００のブロック図を
示す。これは、図８に示す信号処理を図１３に示す乗算
器を利用して構成したものに相当する。図９および図１
４で説明したものと同様の要素には同じ番号が付されて
いる。ディジタル整合フィルタ１５００は、更に、複素
受信信号の実数成分(Ri)と虚数成分(Rq)との差である合
成信号を出力する加算器１５１０と、この合成信号が入
力される遅延線１５２０と、遅延線９３０，１５２０の
各段からの出力を乗算する乗算器１３０１を備える。こ
の加算器１３０１は、加算機１３００と実質的に同様な
回路である。ただし、加算器１３００は信号経路aおよ
びdに関する信号を出力し、加算器１３０１は信号経路b
およびcに関する信号を出力するので、ゼロでない値を
出力する条件が逆になっている点で両者は異なる（図１
２）。更に、ディジタル整合フィルタ１５００は、相関
出力の実数成分用の加算器１５３０と、虚数成分用の加
算器１５４０を備え、それぞれ乗算器１３００の実数成
分用出力(#i)および虚数成分用出力(#q)に結合されてい
る。加算器９５０および１５３０からの信号は更に加算
器１５５０で加算され、相関出力の実数成分Diを形成す
る。同様に、加算器１４２０および１５４０からの信号
も更に加算器１５６０で加算され、相関出力の虚数成分
Dqを形成する。加算器９５０からの寄与は、信号経路a
（図８）からの寄与に相当する。加算器１５３０からの
寄与は、信号経路b（図８）からの寄与に相当する。加算
器１５４０からの寄与は、信号経路c（図８）からの寄与
に相当する。加算器１４２０からの寄与は、信号経路d
（図８）からの寄与に相当する。

【００４６】なお、図８に示す信号処理によれば、２種
類の合成符号、すなわちk=(Ci+Cq)/2とg=(Ci-Cq)/2が必
要であった。そこで、受信信号の差に基づく合成信号(-
Ri+Rq)の側を追加する場合に（図１５の下側）、合成符
号gに関する演算を行うため、合成符号g用の符号合成部
および遅延線を別個独立に設けることも可能である。し
かしながら、先に考察したように、合成符号kとgは、拡
散符号CiとCqの異同に関して相補的な関係になってお
り、符号合成部の果たす役割は、拡散符号Ciの極性と、拡
散符号CiおよびCqの異同とを乗算器側に知らせることで
足りる。したがって、合成符号gのために別個独立の回
路要素を追加する必要はなく、合成符号k用の符号合成部
９２０と遅延線９３０は、合成符号g用に兼用すること
が可能である。このため、遅延線９３０の各段からの出
力は、合成信号(Ri+Rq)の側だけでなく、合成信号(-Ri+R
q)の側にも提供されている。

【００４７】このように構成されたディジタル整合フィ
ルタ１５００は、従来と同等の出力レベルを提供するこ
とができる。従来の信号処理により相関出力の実数成分
(Di)および虚数成分(Dq)の両方を得るための回路規模
は、図４に示すものの２倍程度のものになるが、これは
図１５に示す回路規模と同等である。更に、信号経路a,
b, c, dのうち例えば信号経路bおよびcを休止させて乗
算器１３０１等による消費電力を節約し、信号経路aお
よびdのみに基づいて実数成分Diおよび虚数成分Dqを計
算することが可能である。受信信号品質が極めて良好で
ある場合や、受信感度の劣化がある程度許容されるよう
な場合にそのような信号処理が可能である。（信号経路
aおよびdを休止させて信号経路bおよびcをアクティブに
すること等も可能である。）すなわち、図１５に示すよ
うな回路は、従来と同等の出力レベルを得るという選択
肢と、感度劣化を犠牲にして消費電力を節約する選択肢
とを提供しており、ユーザが必要に応じていずれかを選
択することを可能にする。

【００４８】（第３実施例）図１６は、第３実施例によ
るディジタル整合フィルタ１６００の部分ブロック図を
示す。図１４と同様の要素には同じ番号が付されてい
る。ディジタル整合フィルタ１６００では、第１乗算器
１６１０の実数成分出力(#i)と、第２乗算器１６１１の
実数成分出力(#i)とのペアを考え、このペアの内の一方
からの寄与がゼロであるとみなし、そのペアの内の他方
を加算器９５０に結合する。同様に、第１乗算器１６１
０の虚数成分出力(#q)と、第２乗算器１６１１の虚数成
分出力(#q)とのペアも考え、このペアの内の一方からの
寄与がゼロであるとみなし、そのペアの内の他方を加算
器１４２０に結合する。このように構成すると、加算器
９５０および加算器１４２０の入力タップ数を、それぞ
れ半分に減少させることができる。ただし、そのような
構成を採用すると、各ペアの一方をゼロであるとみなし
たことに起因する信号劣化が生じてしまう。どの程度の
信号劣化が生じるかについては、次のように考えること
ができる。

【００４９】まず、乗算器の実数成分出力(#i)がゼロで
ある場合は、拡散符号CiとCqが異なる場合(≠)であり、
このとき虚数成分出力(#q)からの寄与はゼロではない。
逆に、乗算器の実数成分出力(#i)がゼロでない場合は、
拡散符号CiとCqが等しい場合(＝)であり、このとき虚数
成分出力(#q)からの寄与はゼロである。そして、拡散符
号CiとCqは等しい場合(＝)と異なる場合（≠）のいずれ
かである。したがて上記のペアのとり得る組み合わせ
は、｛(＝,＝), (＝,≠), (≠,＝), (≠,≠)｝の４種類
がある。これらペアのうち、(＝,≠)と(≠,＝)の場合
は、上記の仮定に合致して一方がゼロであって他方がゼ
ロでない寄与を与えるので、１００％有意義なゼロでな
い信号が得られる。すなわち、相関出力の実数成分およ
び虚数成分の両者にゼロでない寄与が与えられる。しか
し、(＝,＝)と(≠,≠)の場合は、ゼロでない有意義な信
号は５０％しか得られない。すなわち、相関出力の実数
成分および虚数成分の一方にのみゼロでない値が生じ、
他方はゼロしか供給しない。例えば(＝,＝)の場合、乗算
器１６１０および１６１１からの２つの実数成分出力(#
i)には共にゼロでない信号成分が生じるが、２つの虚数
成分出力(#q)には共にゼロが生じてしまい、ゼロでない
有意義な出力を虚数成分用の加算器１４２０に与えるこ
とができない。(≠,≠)の場合も同様に、実数成分がゼ
ロになってしまう。このため、有意義な信号が得られる
割合は、上記４種類のペアの発生確率がそれぞれ１／４
であることを考慮すると、次のようになる。

【００５０】100％*(1/4+1/4)+50％*(1/4+1/4)=75％したがって、本実施例における信号劣化は、２５％にな
ると考えられる。言い換えれば、上記の仮定に基づいて
加算器９５０および１４２０の入力タップ数を半分に減
少させて加算器の回路規模を大幅に縮小しても、信号劣
化は２５％に過ぎない。すなわち本実施例によれば、２
５％の信号劣化と引き換えに、加算器の規模を半分に減
少させることが可能である。

【００５１】図１７は、図１６で使用されるスイッチ１
７０４の回路図を示す。このスイッチ１７０４は、ペア
の内の一方からの寄与がゼロであるとみなし、そのペア
の内の他方からの寄与を出力させる。スイッチ１７０４
は、制御部１７０２により制御される。スイッチ１７０
４は、乗算器１６１０（図１６）内の選択部（図１３）
から出力される合成信号(±R0)を一方の入力とするAND
ゲート１７１０および１７２０を備え、これらANDゲー
ト１７１０および１７２０の他方の入力には制御部１７
０２からの信号が結合される。同様に、乗算器１６１１
（図１６）内の選択部（図１３）から出力される合成信
号(±R1)を一方の入力とするANDゲート１７５０および
１７６０を備え、これらANDゲート１７５０および１７
６０の他方の入力には制御部１７０２からの信号が結合
される。ANDゲート１７１０およびANDゲート１７５０か
らの２つの出力を入力するORゲート１７７０は、実数成
分(#i)を出力する。ANDゲート１７２０およびANDゲート
１７６０からの２つの出力を入力するORゲート１７８０
は、虚数成分(#q)を出力する。

【００５２】制御部１７０２は、乗算器１６１０用に供
給される異同信号(equ0)を一方の入力とするANDゲート
１７３０および１７４０を備える。ANDゲート１７３０
には論理を反転して入力する。これらANDゲート１７３
０，１７４０の他方の入力には、乗算器１６１１用に供
給される異同信号(equ1)が入力される。ただし、ANDゲ
ート１７４０に対しては論理を反転して入力する。制御
部１７０２は、ANDゲート１７１０，１７２０，１７５
０，１７６０を制御するための信号を出力する。制御部
１７０２に入力された異同信号(equ0)は、そのままAND
ゲート１７１０および１７２０に結合される。ただし、
ANDゲート１７２０に対しては論理を反転して結合す
る。ANDゲート１７３０および１７４０からの２つの出
力は、それぞれANDゲート１７５０および１７６０に結
合される。

【００５３】動作を次に説明する。便宜上、遅延線９１
０（図１６）の初段に格納されている合成信号をR0と
し、次の段に格納されている合成信号をR1とする。ま
た、合成符号の遅延線９３０（図１６）の初段に格納さ
れている合成符号をC0とし、次の段に格納されている合
成符号をC1とする。そして、合成符号C1の異同信号(equ
1)が例えば論理ロー(L)の値をとり、合成符号C1に関す
る拡散符号CiおよびCqが異なることを示す場合、ANDゲ
ート１７３０および１７５０は論理ロー(L)を出力する
ので、乗算器１６１の実数出力(#i)には、ANDゲート１
７１０からの出力±R0が結合される。この場合におい
て、乗算器１６１０側の異同信号(equ0)が論理ハイ(H)
であれば（拡散符号C0に関するCiとCqが同じであれ
ば）、乗算器１６１の実数出力にゼロでない有意義な出
力が生じる。他方、論理ロー(L)の異同信号(equ1)およ
び論理ハイ(H)の異同信号(equ0)に応じて、ANDゲート１
７４０が論理ハイ(H)を出力し、乗算器１６１の虚数成
分出力(#q)に乗算器１６１１側の合成信号±R1が結合さ
れる。こうして、乗算器１６１の実数成分出力(#i)およ
び虚数成分出力(#q)からゼロでない有意義な出力がそれ
ぞれ得られる。異同信号equ0およびequ1の論理が逆にな
っても同様に、乗算器１６１の両出力からゼロでない有
意義な出力が得られる。このように、図１６で行った仮
定に合致する場合は、１００％出力が得られる。次に、
図１６で行った仮定に反し、異同信号equ0およびequ1が
ともに論理ロー(L)であった場合は、ANDゲート１７３
０，１７５０，１７１０の出力は総て論理ロー(L)にな
り、乗算器１６１の実数出力(#i)はゼロになってしま
う。他方、虚数出力(#q)には+R0または-R0が出力され
る。異同信号equ0およびequ1がともに論理ロー(H)であ
った場合も同様に、乗算器１６１の虚数出力(#q)はゼロ
になってしまう。他方、実数出力(#i)には+R0または-R0
が出力される。このように図１７に示す回路は、図１６
で意図する動作を実行することが可能である。なお、こ
のような動作を行う回路は、図１７に示す論理回路には
限定されず、論理を反転させることはもとより、多数の
回路構成が可能であろう。例えば、図１７で説明したス
イッチ１７０４は、ANDゲートおよびORゲートにより構
成されていたが、これらをトランジスタで構成すること
も可能である。

【００５４】図１８は、スイッチ１７０４をトランジス
タで構成した場合の回路図を示す。この場合におけるス
イッチ１７０４は、ANDゲートおよびORゲートの６つの
論理ゲートの代わりに、４つのトランジスタ１８１０，
１８２０，１８３０，１８４０を備える。このような４
つのトランジスタは、通常のCMOSゲート１つ分の回路規
模に相当するので、この場合におけるスイッチ１７０４
の回路規模は、約１／６に削減される。

【００５５】図１９は、これまで説明してきた各実施例
によるディジタル整合フィルタについて、回路規模およ
び出力レベルを従来のものと比較した図表を示す。計算
された数値は、遅延線の段数が２５６段であり、受信サ
ンプルが４ビットで表現される場合を想定しているが、
段数および受信サンプルを表現するビット数が異なって
も、同様の傾向があると考えられる。この図表におい
て、左から１列目の数値は、図４に示される従来の回路
規模および出力レベルを比較基準にしていることを示
す。すなわち、図４の従来の回路規模を１００％とし、
出力レベルを０ｄＢとしている。ここで、出力レベルと
は、先に述べた（数１）で定義される量である。

【００５６】図表中の２列目は、本願第１実施例（図
９）による回路規模は、従来の６６．７％であり、−３
ｄＢの出力劣化が生じることを示す。図表中の３列目
は、図１３に示す乗算器を利用する本願第２実施例の図
１４による回路規模は、従来の５０．０％であり、−３
ｄＢの出力劣化が生じることを示す。第２列および第３
列は、図９および図１４に示す回路が、−３ｄＢの感度
劣化と引き換えに回路規模を約半分にして消費電力を節
約することができることを示す。第４列は、本願第２実
施例の図１５による回路規模は、従来と同程度の１００
％であり、出力劣化も生じないことを示す。ただし、必
要に応じて出力劣化と引き換えに消費電力を節約する選
択肢を留保している。これは、図１４に示す回路と同程
度の規模の回路を２つ使用しているためである。第５列
は、加算器のタップ数を削減する本願第３実施例（図１
６）による回路規模は、従来の７２．５％であり、−
１．２５ｄＢの出力劣化が生じることを示す。最後の第
６列は、トランジスタを利用してスイッチを構成した本
願第３実施例（図１６）による回路規模は、従来の６
６．４％であり、−１．２５ｄＢの出力劣化が生じるこ
とを示す。第５列および第６列は、図１６に示す回路
が、−１．２５ｄＢの感度劣化と引き換えに、回路規模
を７割程度に削減し、消費電力を削減し得ることを示
す。このように、本願各実施例によれば、回路規模に関
しては、従来と同程度の１００％、約半分の５０％およ
びそれらの中間的な７０％とする選択肢を提供すること
が可能である。そして、感度劣化に関しては、従来と同
程度の０ｄＢ、約半分の−３ｄＢおよびそれらの中間的
な−１．２５ｄＢとする選択肢を提供することが可能で
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】一般的なレーク(RAKE)受信機のブロック図を
示す。

【図２】サーチャの一般的な構成を示すブロック図を
示す。

【図３】従来のディジタル整合フィルタで行われる信
号処理の流れ図を示す。

【図４】従来のディジタル整合フィルタのブロック図
を示す。

【図５】従来の乗算器の回路図を示す。

【図６】本願発明による信号処理の流れ図を示す。

【図７】本願発明による信号処理の流れ図を示す。

【図８】本願発明による信号処理の流れ図を示す。

【図９】本願第１実施例によるディジタル整合フィル
タのブロック図を示す。

【図１０】図９に示すディジタル整合フィルタで使用
することの可能な符号合成部のブロック図を示す。

【図１１】図９に示すディジタル整合フィルタで使用
することの可能な乗算器のブロック図を示す。

【図１２】本願実施例で使用する各種符号間の関係を
示す図表を示す。

【図１３】本願第２実施例で使用する乗算器の回路図
を示す。

【図１４】図１３に示す乗算器を利用するディジタル
整合フィルタのブロック図を示す。

【図１５】本願第２実施例によるディジタル整合フィ
ルタのブロック図を示す。

【図１６】本願第３実施例によるディジタル整合フィ
ルタの部分ブロック図を示す。

【図１７】図１６に示すディジタル整合フィルタで使
用することの可能な乗算器およびスイッチの回路図を示
す。

【図１８】図１７で使用されたスイッチをトランジス
タで構成した場合の回路図を示す。

【図１９】各実施例について、回路規模および出力レ
ベルを従来のものと比較した図表を示す。

【符号の説明】

１００レーク受信機１１０フィンガ１２０レーク結合器１３０サーチャ２１０ディジタル整合フィルタ２２０二乗器２３０積分器２４０パス選択器３１０，３３０，３４０，３６０乗算器３２０，３５０加算器４０ディジタル整合フィルタ４１，４２，４４，４５遅延線４３，４６乗算器４７加算器５０乗算器５１信号線５２選択部５３インバータ５４加算器６１０，６３０，６４０加算器６２０，６５０乗算器７１０，７３０，７４０加算器７２０，７５０乗算器８１０，８２０，８３０，８４０乗算器９００ディジタル整合フィルタ９０７，９２０合成部９１０，９３０遅延線９４０乗算器９５０加算器１０２０反転出力の排他的論理和ゲート１１２０選択部１１３０インバータ１１４０加算器１１５０ＡＮＤゲート１３１０ＡＮＤゲート９０５加算器１３００乗算器１４２０加算器１３０１乗算器１５１０，１５３０，１５４０，１５５０，１５６０
加算器１５２０遅延線１６１０，１６１１乗算器１７０４スイッチ１７０２制御部１７１０，１７２０，１７３０，１７４０，１７５０，
１７６０ ANDゲート１７７０，１７８０ＯＲゲート１８１０，１８２０，１８３０，１８４０トランジス
タ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者姉小路史男東京都港区南麻布３丁目20番１号モトローラ株式会社内Ｆターム(参考） 5K022 EE01 EE14 EE24 EE33

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複素受信信号の実数成分(Ri)および虚数
成分(Rq)の実数計算の線形結合に基づく合成信号(Ri+R
q, -Ri+Rq)を、複素拡散符号の実数成分(Ci)および虚数
成分(Cq)の実数計算の線形結合に基づく合成符号(k,g)
を利用して逆拡散し、前記複素拡散符号の実数成分(Ci)
および虚数成分(Cq)はそれぞれ２値信号であり、前記合
成符合は３値信号であることを特徴とする複素ディジタ
ル整合フィルタ。
【請求項２】前記合成信号が、複素受信信号の実数成
分(Ri)と虚数成分(Rq)との和又は差に基づく信号である
ことを特徴とする請求項１記載のディジタル整合フィル
タ。
【請求項３】前記合成符号が、複素拡散符号の実数成
分(Ci)と虚数成分(Cq)との和又は差の１／２に基づく符
号であることを特徴とする請求項１記載のディジタル整
合フィルタ。
【請求項４】所定の拡散符号で拡散されている複素受
信信号と、所定の複素拡散符号との相関出力を計算する
複素ディジタル整合フィルタ(900)であって、複数段より成る受信信号遅延線(910)であって、前記受
信信号遅延線(910)には複素受信信号の実数成分(Ri)と
虚数成分(Rq)との実数計算の線形結合により得られる合
成信号が入力され、前記受信信号遅延線(910)の各段が
遅延した前記合成信号を出力する受信信号遅延線(910)
と、複素拡散符号の実数成分(Ci)と虚数成分(Cq)との実数計
算の線形結合に基づいて合成符号を出力する符号合成部
(920)と、前記合成符号が入力され複数段より成る符号遅延線(93
0)であって、この符号遅延線(930)の各段は、遅延した
前記合成符号を出力する符号遅延線(930)と、前記受信信号遅延線および前記符号遅延線の各段から得
られる合成信号および合成符号の積をそれぞれ計算する
複数の乗算器(940, 1300)と、前記各乗算器からの計算結果を加え合わせる加算器(95
0, 1420)とを備えることを特徴とする複素ディジタル整
合フィルタ(900)。
【請求項５】前記合成信号が、複素受信信号の実数成
分(Ri)と虚数成分(Rq)との和又は差に基づく信号である
ことを特徴とする請求項４記載のディジタル整合フィル
タ。
【請求項６】前記合成符号が、複素拡散符号の実数成
分(Ci)と虚数成分(Cq)との和又は差の１／２に基づく符
号であることを特徴とする請求項４記載のディジタル整
合フィルタ。
【請求項７】前記複素拡散符号の実数成分(Ci)および
虚数成分(Cq)が、それぞれ正または負の２値をとり、前
記合成符号が、正、零または負の３値をとり得ることを
特徴とする請求項４記載のディジタル整合フィルタ。
【請求項８】前記符号合成部(920)が、複素拡散信号
の実数成分(Ci)および虚数成分(Cq)の異同を表す異同信
号(equ)と、前記実数成分(Ci)または前記虚数成分(Ci)
のいずれか一方の極性を表す極性信号(sign)とを前記符
号遅延線(930)に供給することを特徴とする請求項４記
載のディジタル整合フィルタ。
【請求項９】前記乗算器(940)は、前記異同信号(equ)
に応じて０または０でない値を出力し、０でない値を出
力する場合は前記極性信号(sign)に応答して合成信号の
値を出力することを特徴とする請求項８記載のディジタ
ル整合フィルタ。
【請求項１０】前記乗算器(1300)が、相関出力の実数
成分に寄与する出力(#i)と、相関出力の虚数成分に寄与
する出力(#q)とを有し、これら２つの出力のうち一方が
０でない値を提供し、かつ他方が０を提供することを特
徴とする請求項４記載のディジタル整合フィルタ。
【請求項１１】前記加算器が、相関出力の実数成分用
の第１加算器(950)と、相関出力の虚数成分用の第２加
算器(1420)を備え、前記各乗算器の内の第１および第２乗算器と、前記第１
および第２加算器とを結合するスイッチ(1704)を備える
ことを特徴とする請求項４記載のディジタル整合フィル
タ。
【請求項１２】前記各乗算器(1300)が、相関出力の実
数成分に寄与する第１出力(#i)と、相関出力の虚数成分
に寄与する第２出力(#q)とを有し、これら２つの出力の
うち一方が０でない値を提供し、かつ他方が０を提供
し、前記各乗算器の内の第１および第２乗算器と、前記第１
および第２加算器とを結合するスイッチ(1704)を備え、前記スイッチ(1704)は、前記第１乗算器の第１出力また
は前記第２乗算器の第１出力のいずれか一方のみを前記
第１加算器に結合し、前記第１乗算器の第２出力または
前記第２乗算器の第２出力のいずれか一方のみを前記第
２加算器に結合することを特徴とする請求項１１記載の
ディジタル整合フィルタ。