JP2007135215A - データシンボルを検出するための検出ユニットおよび方法 - Google Patents

Abstract

【課題】復調信号に含まれるデータシンボルを検出するための検出ユニットおよび方法において、予測すべき妨害量があっても低い誤り確率を実現し、かつ容易に実装でき省エネルギーで動作できる送受信装置を実現する検出ユニットおよび方法を提供することである。
【解決手段】送信側で使用される第１の値の絶対値と異なる絶対値を有する第２の値のうち１つをとる第２のチップを少なくとも１つ有する第２のシーケンスのグループを、受信側でデータシンボルの検出のために使用することによって解決される。
【選択図】図３

Description

本発明は、復調信号に含まれるデータシンボルを検出するための検出ユニットおよび方法に関する。また本発明は、前記形式の検出ユニットを備えた送受信装置および集積回路にも関する。

本発明は通信分野に関し、とりわけＤＳＳＳ通信システム（直接拡散スペクトラム（direct sequence spread spectrum））の分野に関する。この分野では、送信側ではたとえばＰＮシーケンス（疑似ノイズ）等の第１のシーケンスを使用して帯域拡散が行われ、これは受信側では、相応の逆拡散によって第２のシーケンスを使用して元に戻される。各第２のシーケンスは１つの第１のシーケンスに対応しており、該第１のシーケンスから導出されるかまたは該第１のシーケンスと同一である。

受信側で使用される第２のシーケンスの多値度、すなわち第２のシーケンスのチップがとる異なる値の数は、公知のＤＳＳＳ通信システムでは送信側で使用される第１のシーケンスの多値度に相応する。第１のシーケンスのチップがたとえば２つの論理値である０および１をとるか、または、これに対して等価的である２つの正反対の値である±１をとる場合、通常は受信側でも、チップがちょうど２つの異なる値をとる２値の第２のシーケンスが使用される。これら２つの異なる値は、たとえば０および１であるか、または±１である。

その際の欠点は、たとえば典型的な伝送チャネルおよび／または各受信側の実装に起因する劣化等によるひずみ等の予測すべき妨害量が、付加的な対抗措置をとらないと、データシンボルの判定時の誤り確率（シンボルエラーレート、ビットエラーレート、フレームエラーレート等）が比較的高く、このことによって検出性能が比較的低くなってしまうことである。たとえば高度な等化技術、ＭＬＳＥ技術（maximum likelihood sequence estimation）または改善された受信側実装等の、性能を向上するための手段は通常、実装上のより大きな手間および／または送受信装置の消費エネルギーの増大の原因となる。

本発明の課題は、復調信号に含まれるデータシンボルを検出するための次のような検出ユニットおよび方法を提供することである。すなわち、予測すべき妨害量があっても低い誤り確率を実現し、かつ容易に実装でき省エネルギーで動作できる送受信装置を実現する検出ユニットおよび方法を提供することである。さらに本発明の課題は、相応の送受信装置と相応の集積回路を提供することである。

前記課題は本発明では、請求項１記載の特徴を有する検出ユニット、請求項１５記載の特徴を有する送受信装置、請求項１６記載の特徴を有する集積回路、ならびに請求項１７記載の特徴を有する方法によって解決される。

復調信号に含まれるデータシンボルを検出するための本発明の検出ユニットでは、送信側で帯域拡散が第１のシーケンスによって行われ、該第１のシーケンスの第１のチップは２つの異なる第１の値のうちそのつど１つをとり、該検出ユニットは次のものを有する：
ａ）少なくとも１つの第２のチップを有する第２のシーケンスのグループを供給するために構成されたシーケンス供給ユニット。各第２のシーケンスはそれぞれ１つの第１のシーケンスに対応しており、各第２のチップは、少なくとも２つの異なる第２の値のうちそのつど１つをとり、該第２の値の絶対値は前記第１の値と異なり、前記グループは、第１のシーケンスより高い多値度の少なくとも１つの第２のシーケンスを有する。
ｂ）前記シーケンス供給ユニットに接続された相関ユニット。該相関ユニットは、復調された信号を該グループのそれぞれの第２のシーケンスと相関付けすることにより相関結果を計算するために構成されている。
ｃ）前記相関ユニットに接続された評価ユニット。該評価ユニットは、前記相関結果を評価することによりデータシンボルの値を導出するために構成されている。

本発明の送受信装置および集積回路はそれぞれ、前記のような検出ユニットを含む。

復調信号に含まれるデータシンボルを検出するための本発明による方法では、送信側で帯域拡散を第１のシーケンスによって行い、該第１のシーケンスの第１のチップは２つの異なる第１の値のうちそのつど１つをとり、該方法は次のステップを有する：
ａ）少なくとも１つの第２のチップを有する第２のシーケンスのグループを供給するステップ。各第２のシーケンスはそれぞれ１つの第１のシーケンスに対応しており、各第２のチップは、少なくとも２つの異なる第２の値のうちそのつど１つをとる。該第２の値の絶対値は第１の値と異なり、該グループは、前記第１のシーケンスより高い多値度の少なくとも１つの第２のシーケンスを有する。
ｂ）復調された信号を該グループの各第２のシーケンスと相関付けすることにより相関結果を計算するステップ。
ｃ）前記相関結果を評価することによりデータシンボルの値を導出するステップ。

本発明の基本的原理は、送信側で使用される第１のシーケンスより多値度が高く該第１のシーケンスより多数の異なる値をとる少なくとも１つの第２のシーケンスを有する第２のシーケンスのグループを使用して復調信号を逆拡散することである。チップ（「第１のチップ」）がたとえば２つの値である±１ないしは０，１（「第１の値」）のうちそのつど１つをとる２値の第１のシーケンスの場合、グループの少なくとも１つの第２のシーケンスは、少なくとも２つの「第２」の値（たとえば±２ないしは±２，±４）のうち１つをとる少なくとも１つのチップ（「第２のチップ」）を有する。この２つの「第２」の値の絶対値は、第１の値と異なる。

このことにより、たとえば典型的な伝送チャネルおよび／または各受信側の実装に起因する劣化によるひずみ等の予測すべき妨害量があっても復調信号を正確に検出（判定）することができ、データシンボルがたとえば、ひずみを引き起こす典型的な伝送チャネル、たとえば周波数選択性マルチパスチャネルまたは時変性かつ周波数選択性の移動無線チャネル等を介して伝送される場合、および／または、受信された信号が付加的なひずみをたとえば受信フィルタによって受ける場合、検出の誤り確率（シンボルエラーレート、ビットエラーレート、フレームエラーレート等）が低減され、数ビットのみのビット幅によって量子化されること等が実現される。

さらに、本発明を実施するのは非常に簡単であるから、簡単な構成でありかつ省エネルギーで動作できる検出ユニットの実装ひいては送受信装置の実装が可能になる。このことはとりわけ、たとえば産業上のモニタリングおよびコントロール、センサネットワーク、オートメーションまたはコンピュータ周辺装置の分野において適用する場合のように、ごく小さい所要エネルギーと、非常に簡単に実施可能であることが必要不可欠である場合に有利である。本発明はＩＥＥＥ標準規格８０２．１５．４に制限されないが、このことは一例として、この通信規格用の送受信装置に適用される。

従属請求項ならびに図面を参照した以下の説明に、本発明の有利な実施形態および発展形態が記載されている。

本発明による検出ユニットないしは本発明による方法の有利な構成では、少なくとも１つの第２のチップの値および／または第２のシーケンス内での該チップのチップ位置は、データシンボルが少なくとも１つの典型的な伝送チャネルを介して伝送される場合に第２のシーケンスとの相関付けによる検出の誤り確率が低減されるように選択される。第２のシーケンスの第２のチップの値および／または第２のシーケンス内での第２のチップのチップ位置を、データシンボルが少なくとも１つの典型的な（規定された）伝送チャネルを介して伝送される場合に検出の誤り確率が低減されるように選択することによって、検出性能が改善される。

別の有利な構成では、第２のシーケンス中に存在する第２のチップの数は、データシンボルが少なくとも１つの典型的な伝送チャネルを介して伝送される場合に、該第２のチップの数を上回る数の第２のチップが検出の誤り確率の実質的な低減を引き起こさないように選択される。こうすることにより、特に簡単な具現化が実現される。

別の有利な構成では、各第２のチップが、絶対値でそれぞれ２の正の整数乗に相応する少なくとも２つの異なる第２の値のうちそのつど１つをとる。こうすることにより、低い誤り確率で特に簡単な具現化を行うことができる。というのも、受信側の相関ユニットは実数の乗算を行わなくてもよいからである。

有利には各第２のチップが、絶対値で第１の値の２倍または４倍の値に相応する４つの異なる第２の値のうちそのつど１つをとる。こうすることにより、特に簡単な具現化が実現される。

有利には各第２のチップが、絶対値で第１の値のうち１つの値の２倍の値に相応する２つの異なる第２の値のうちそのつど１つをとる。こうすることにより、特に簡単な具現化が実現される。

別の有利な構成では、該第２のシーケンスが割り当てられた第１のシーケンスに割り当てられている受信側で使用可能な２値のシーケンスの同位置のチップの符号と、第２のシーケンスの各第２のチップの符号とが一致する。第２のチップの符号がそれぞれ、本来受信側で使用される２値のシーケンスのその時点で同位置（すなわち同じ指数）のチップの符号と一致することにより、誤り確率および実装の手間が低減される。

別の有利な構成では、各第２のシーケンスが少なくとも第３のチップを有する。この第３のチップは、絶対値で第１の値のうち１つに相応する２つの異なる第３の値のうちそのつど１つをとるチップである。こうすることにより、特に簡単な具現化が実現され、また、第２のシーケンスのすべてのチップ値が固定的な（すなわちすべてのチップ指数において同じ）係数によってのみ、本来受信側で使用すべき２値のシーケンスの指数が相応するチップ値と区別されるという、性能に不利益なケースが回避される。

有利には、各第２のシーケンスにおいて第２のチップおよび第３のチップの総数が、該第２のシーケンスに含まれるすべてのチップの数と一致する。このことにより、第２のシーケンスには、第１の値のうち１つも有さずかつ第２の値のうち１つも有さないチップは存在せず、具現化が容易になる。

本発明による検出ユニットの有利な構成では、シーケンス供給ユニットによって供給されるグループは、総じてｎ≧１個の第２のシーケンスを有し、相関ユニットはｎ個の乗算ユニットと、後置接続されたｎ個の積分ユニットとを有する。ここでは、それぞれシーケンス供給ユニットに接続された乗算ユニットは、復調信号の（個別に遅延されたかまたは未遅延の）信号値に第２のシーケンスのうちそのつど１つのシーケンスのチップ値を乗算した後に各積分ユニットが相関結果を供給することによって、ｎ個の積信号を計算する。該相関結果は、相応の積信号の複数の信号値を加算することによって供給される。相関ユニットをこのように構成することは非常に簡単であり、所要の動作エネルギーは非常に小さく、検出誤り率の点で高い性能が実現される。

有利には乗算ユニットは、符号反転手段とビットシフト手段とを有する。このような構成により、検出ユニットのハードウェア上の手間とエネルギー消費がさらに低減される。

別の有利な構成では、シーケンス供給ユニットはちょうど１つの記憶手段を有する。この記憶手段は、第２のシーケンスのうちちょうど１つ（すなわち１つだけ）を記憶するように構成される。大きさがこのように選択された記憶手段の利点は、非常に簡単に実装することができ、省エネルギーで動作できることである。

有利には前記記憶手段は、フィードバックシフトレジスタとして構成される。直列接続されたレジスタセルから成るシフトレジスタの非常に簡単なこのような構造により、シーケンス供給ユニットを非常に効率的にかつ簡単に、非常に低い所要エネルギーで構成することができる。このようにしてたとえば、メモリアドレスの計算も、シフトレジスタのための複雑な駆動論理回路も必要なくなる。

有利には前記シーケンス供給ユニットは、シフトレジスタの（複数の）各レジスタセルの出力端で第２のシーケンスを供給する。ここでは、フィードバックシフトレジスタをクロック制御するための手段が設けられる。このような構成により、時間的なずれを有するグループのすべての第２のシーケンスまたは時間的なずれを有さないグループのすべての第２のシーケンスを非常に簡単に連続的に供給することができる。

以下で、概略的な図面に示されている実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。

これらの図では、特記がない限り、同一または同機能の要素または信号に同一の参照記号が付与されている。

本発明は基本的に任意のＤＳＳＳ通信システムに適用できるが、以下ではＩＥＥＥ８０２．１５．４通信標準規格による「ＺｉｇＢｅｅ」通信システムを例に、本発明を説明する。

比較的短い距離を介して情報を無線伝送するために、いわゆる「ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク」（ＷＰＡＮｓ）を使用することができる。このネットワークはインフラストラクチャをほとんど必要としないかまたは全く必要としないので、幅広い適用分野で、小さく簡単で高エネルギー効率かつ低コストの機器を具現化することができる。

ＩＥＥＥ標準規格８０２．１５．４は低レートのＷＰＡＮを規定している。これは、最大で２５０ｋｂｉｔ／ｓまでの未処理データレートで動作し、産業上のモニタリングおよびコントロール、センサネットワーク、オートメーション、コンピュータ周辺装置での適用、およびインタラクティブゲームなどに用いられる固定機または移動機に適している。このような適用分野では、機器を非常に簡単かつ低コストで構成できることのほか、エネルギー所要量がきわめて小さくなることが重要である。このようにして当該の規格では、数ヶ月から数年のバッテリ有効寿命が目指されている。

物理層のレベルではＩＥＥＥ８０２．１５．４は、２．４ＧＨｚを中心とするほぼ世界規模で使用可能なＩＳＭ周波数帯（産業用、学術用、医療用）において、ｆＢ＝２５０ｋｂｉｔ／ｓの未処理データレートでは、ｆＣ＝２Ｍｃｈｉｐ／ｓのチップレートを有する帯域拡散（Spreading）と、オフセットＱＰＳＫ変調（quarternary phase shift keying）とを規定する。

図１は、ＩＥＥＥ８０２．１５．４によるＷＰＡＮ１０の一例を示している。このＷＰＡＮは、無線信号によって無線で情報を交換する固定機または移動機の形態の３つの送受信装置（トランシーバ、ＴＲＸ）１１〜１３を有している。送受信装置１１はＷＰＡＮコーディネータの機能を担当するいわゆるフル機能機である。これに対して、送受信装置１２，１３はフル機能機１１に所属し、該フル機能機とデータを交換ことだけができるいわゆる部分機能機である。図１に示されている星形ネットワークトポロジー、すなわち双方向データ伝送が部分機能機１２，１３のうちそのつど１つと全機能機１１とのあいだでだけ行われ、部分機能機１２，１３相互間では行われないトポロジーのほか、当該規格は、いわゆるピアツーピアトポロジー、すなわちすべてのフル機能機とそのつど別の全てのフル機能機とが通信できるトポロジーも規定している。

送受信装置１１〜１３は、各１つのアンテナ１４，アンテナに接続された送信ユニット（送信機ＴＸ）１５，アンテナに接続された受信ユニット（受信機ＲＸ）１６，送信ユニットおよび受信ユニットに接続され、これらのユニットの制御を行う制御ユニット（ＣＴＲＬ）１７を有する。送受信装置１１〜１３はさらにそれぞれ、図１に示されていないエネルギー供給ユニットと、場合によってはセンサ、アクチュエータ、インタフェース等の別の構成要素とを有する。前記エネルギー供給ユニットはバッテリー等の形態であり、ユニット１５〜１７にエネルギー供給するために使用される。

以下では、２．４ＧＨｚを中心とするＩＳＭ周波数帯域（工業・科学・医療用帯域）でデータ伝送が行われることを前提とする。

各送受信装置の送信ユニット１５は、その時点で送信すべきデータストリームをＩＥＥＥ８０２．１５．４にしたがって、アンテナ１４を介して放射すべき無線信号に変換する。こうするためには、送信すべきデータストリーム（未処理データレートｆＢ＝２５０ｋｂｉｔ／ｓ）はまず、各シンボル周期（ＴＳ＝１６μｓ）で４つのデータビットを使用して、総じて１６個の準直交のＰＮシーケンスＰ０，Ｐ１・・・Ｐ１５のシーケンスストックからＰＮシーケンスを選択することにより、ＰＮシーケンス（疑似ノイズ）のシーケンスに変換される。このようにして、４つのデータビットから成る各シンボルｄ０，ｄ１，ｄ２・・・に、３２個のチップから成るシンボル値固有のＰＮシーケンスが割り当てられる（チップレートｆＣ＝２Ｍｃｈｉｐ／ｓ）。ＰＮシーケンスへの前記のような変換が、帯域拡散（spreading）に相応する。続いて、連続するＰＮシーケンスがハーフサインパルス形成によりオフセットＱＰＳＫ変調（オフセット１／４位相シフトキーイング変調）され、ＩＳＭ帯域にスペクトル的にオフセットされ、最後に伝送のために増幅される。

このことに相応して各送受信装置の受信ユニット１６は、（ＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠の別の送受信装置の送信ユニットによって形成され）アンテナ１４を介して受信された無線信号を、できるだけ誤りのないように送信データへ変換する。これは、受信された無線信号をとりわけ復調した後、データを検出（判定）することにより行われる。

送受信装置の送信ユニット１５および受信ユニット１６は、図１には示されていない集積回路、例えばＡＳＩＣ（アプリケーション専用ＩＣ）を有しており、制御ユニット１７は、同様に図１には示されていないマイクロコントローラによって実現されている。有利には送受信装置は、送信ユニット１５，受信ユニット１６および制御ユニット１７の機能を担当する（たとえばＡＳＩＣとして構成された）ＩＣを１つだけ有することもできる。

図２は、干渉性でない受信ユニット（ＲＸ）１６のブロック回路図である。この受信ユニットは、直列接続された以下の機能ブロックを有する：
内部受信器（ｉＲＥＣ）２１
差動復調器（ＤＥＭＯＤ）２２
本発明による検出ユニット２８
前記検出ユニット２８は、相関ユニット（ＣＯＲ）２３と、後置接続された評価ユニット（ＥＶＡＬ）２４と、該相関ユニット２３に接続されたシーケンス供給ユニット（ＳＥＱ）２５とを有する。さらに、該受信ユニット１６はオプションとして、復調器２２と検出ユニット２８との間に等化器２６を有する。

送受信装置のアンテナ１４に接続された内部受信器２１は、送信側で使用されたＰＮシーケンスのチップのクロック（ｆＣ）で、受信された無線信号ｒを、複素値のサンプリング値を有する複素ベース信号ｂ（包絡線）に変換する。ここでは各複素サンプリング値は、実数部（同相成分Ｉ）と虚数部（直交成分Ｑ）とを有する。ベースバンド信号ｂのような複素値の信号は、本願の図面では２重線を有する矢印によって表す。

次にベースバンド信号ｂは、差動復調器２２によって復調信号に変換される。この復調信号は、チップクロックｆＣで実数値の信号値を有する。有利には差動復調器２２は、信号値がいわゆるハードビット（すなわち２値）の代わりにいわゆるソフト情報値（多値の信号値）を有する復調信号を生成する。

次に復調信号は、オプションとして部分的に等化される。このために設けられる簡単な等化器２６は有利には、復調信号の平均値を求めた後、該平均値を減算することによって該復調信号から直流成分を除去する。以降では、差動復調され（場合によっては等化され）た信号をｓによって示す。

次に、差動復調され（場合によっては等化され）た信号ｓに含まれるデータシンボルｄ０，ｄ１，ｄ２・・・が、本発明による検出ユニット２８によって検出すなわち判定される。こうするためには、チップクロックｆＣに含まれる信号をまず相関ユニット（ＣＯＲ）２３において、シーケンス供給ユニット２５によって供給されるシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７のグループと相関付けし、これによって逆拡散する。これによって相関結果ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・ｒｓＦ７が得られ、この相関結果は、信号ｓと各シーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７との一致の尺度となる。最後に、評価ユニット（ＥＶＡＬ）２４において前記相関結果ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・ｒｓＦ７は評価され、データシンボルｄ０，ｄ１，ｄ２・・・が検出（判定）される。検出時の誤り判定の確率が低くなるほど、すなわちシンボルエラーレート、ビットエラーレートまたはフレームエラーレートが低くなるほど、検出ユニット２８の性能は高い。

以下で図３を参照して、本発明による検出ユニット２８の実施例を説明するが、まずは、図２のようにシーケンス供給ユニット２５によって供給されるシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７がどのようにして設けられており決定されるかを説明する。

以下では、送信側で使用されるＰＮシーケンスＰ０，Ｐ１・・・Ｐ１５を「第１」のシーケンスと称し、本発明では受信側で供給されるシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７を「第２」のシーケンスと称する。

以下の表に、とりわけ第１のシーケンスのチップ値および第２のシーケンスのチップ値が記載されている。

第１のシーケンスＰ０，Ｐ１・・・Ｐ１５は、ＩＥＥＥ８０２．１５．４による１６個の準直交シーケンスである。各第１のシーケンスＰ０，Ｐ１・・・Ｐ１５に３２個のチップが含まれており、これらのチップはそれぞれ、論理的０または１をとる。したがって、第１のシーケンスは２値方式である。表から分かるように、たとえば第１のシーケンスＰ０の最初の８つのチップは、論理値｛１１０１１００１｝をとる。論理値（０，１）の代わりに、ここでは同等の値、たとえば正反対の値＋１ないしは−１を使用することができる。このことと無関係に、第１のシーケンスのチップがとる２つの異なる値を、以下では「第１」の値と称する。

たとえば第１のシーケンスＰ０のチップには、説明を簡単にするために以下のパラメータを使用する：
Ｐ０ｃ０（Ｐ０の指数０（ｃ０）を有するチップ。表では最左方に記載されている）
Ｐ０ｃ１（Ｐ０の指数１（ｃ１）を有するチップ）
・・・
Ｐ０ｃ３１（指数３１（ｃ３１）を有するチップ。表では最右方に記載されている）これと同様に、たとえばＰ５ｃ２はシーケンスＰ５の指数２を有するチップを示す。すなわち、表のＰ５行の左から３番目のチップを示す。さらに、第１のシーケンスＰ０，Ｐ１・・・のチップを以下では、「第１」のチップとも称する。

この表では、各第１のシーケンスＰ０，Ｐ１・・・の下方に、それぞれの第１のシーケンスに対応し受信側で逆拡散／相関に使用されるシーケンスＧ０，Ｇ１・・・ないしはＧ１５が記載されている。同様に２値のこれらのシーケンスは、上記で図２を参照して説明した、差動復調による受信コンセプトに適合されている。これらのシーケンスのチップ値は、それぞれ対応する第１のシーケンスのそのつど２つの隣接する第１のチップの論理値をＸＯＲ論理結合した後、その結果である論理値を正反対の値＋１および−１に変換することによって得られる。ここでは表を見やすくするため、これらの値の符号のみを記載した。上記のパラメータと同様に、たとえばＧ４ｃ８はシーケンスＧ４の指数８を有するチップを示す。

この表では２値のシーケンスＧ０，Ｇ１・・・それぞれの下方に、各第１のシーケンスに対応し受信側で逆拡散／相関のために使用される別の４値のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・が記載されている。これらのシーケンスのチップ値はそれぞれ、値±１および±２のうち１つの値をとる。この表では、各シーケンスＦ０，Ｆ１に対応する行にはチップ値の絶対値のみが記載されており（たとえば｜Ｆ０ｃ４｜＝２は、Ｆ０行の左から５番目のチップを表す）、符号は、それぞれ上方にある相応のシーケンスＧ０，Ｇ１の行から読み取れる（上記の例では、Ｇ０ｃ４＝−１であるからＦ０ｃ４＝−２である）。上方の８つのシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７は、本発明において供給すべき第２のシーケンスのグループである。

したがって第２のシーケンスＦ０は、以下のチップ値を有する。

F0={+1 +2 +1 -1 -2 -1 -2 -2 -1 +1 +2 +1 -1 +1 +1 +1 ... ... +1 -1 +1 -1 +1 +1 +1 -2 -1 +1 +1 -1 +1 +1 -1 -1 } (1)
この表では、上方の８つのシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７が、チップ値の周期的なシフトによってのみ相違することが分かる。したがってたとえば、シーケンスＦ０の始めに現れる値パターン｛＋１ ＋２ ＋１ −１ −２ −１｝は、シーケンスＦ１ではチップＦ１ｃ４からであり、シーケンスＦ２ではＦ２ｃ８からであり、Ｆ３ではＦ３ｃ１２からであり、Ｆ４ではＦ４ｃ１６からであり、最後にＦ７では、周期的な拡張でＦ７ｃ２８からであるのが分かる。下方の８つのシーケンスＦ８，Ｆ９・・・Ｆ１５も、周期的なシフトによってのみ相違する。

また、グループＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７に所属する各シーケンスごとに、グループＦ８，Ｆ９・・・Ｆ１５に所属するシーケンスが存在することが分かる。このシーケンスの相違点は、チップ値すべての符号が反転されていることだけである。たとえばシーケンスＦ０とＦ８とを比較すると、同じ指数のチップ値はすべて、符号のみが異なることが理解できる。このことはシーケンス対Ｆ１／Ｆ９，Ｆ２／Ｆ１０等にも当てはまるので、グループＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７のシーケンスはすべて「反転された」形態でグループＦ８，Ｆ９・・・Ｆ１５に含まれることが理解できる。

上記のパラグラフで述べたシーケンスＦ０，Ｆ１・・・の特徴により、図２に示された相関ユニット２３、評価ユニット２４およびシーケンス供給ユニット２５ひいては検出ユニット２８の構成が特に簡単になる。このような構成を、以下で図３を参照して説明する。

以下では、第１のチップの値（すなわち「第１」の値）と異なる絶対値を有する値をとる第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７のチップを「第２」のチップと称する。第２のチップがとる値は、「第２の値」と称する。

絶対値で第１の値のうち１つの値と一致する値をとる第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７のチップは、以下では「第３」のチップと称する。第３のチップがとる値は、「第３の値」と称する。

表または式（１）によれば、シーケンスＦ０は総じてＭ０＝６個の第２のチップＦ０ｃ１，Ｆ０ｃ４，Ｆ０ｃ６，Ｆ０ｃ７，Ｆ０ｃ１０およびＦ０ｃ２３を有し、これらのチップはそれぞれ、第２の値±２のうち１つをとる。さらにＦ０は、総じて３２‐Ｍ０＝２６個の第３のチップＦ０ｃ０，Ｆ０ｃ２，Ｆ０ｃ３，Ｆ０ｃ５，Ｆ０ｃ８，Ｆ０ｃ９，Ｆ０ｃ１１・・・Ｆ０ｃ２２，Ｆ０ｃ２４・・・Ｆ０ｃ３１を有し、これらのチップはそれぞれ、第３の値±１のうち１つの値をとる。

上記の特徴に基づいて、シーケンスＦ１，Ｆ２・・・Ｆ７はそれぞれ、Ｍ１＝６，Ｍ２＝６・・・ないしはＭ７＝６個の第２のチップおよび２６個の第３のチップを含む。

以下で一例として、第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７を有利にはどのように決定するかを説明する。まず上記のケースでは、本来受信側で使用すべき２値のシーケンスＧ０〜Ｇ１５は周期的なシフトおよび／または符号交代によってのみ相違することが理解できる。このような特徴により、受信ユニットの実装が格段に簡略化されるので、本発明において受信側で使用すべきシーケンスＦ０，Ｆ１・・・にもこの特徴を適用すべきである。その点ではこのケースでは、１つの第２のシーケンス（たとえばＦ０）のみを決定し、他の第２のシーケンスをＦ０のすべてのチップ値の周期的なシフトおよび／または符号交代によって導出するので十分である。上記のように、第２のシーケンスＦ０のチップの符号は、２値のシーケンスＧ０の同じ指数のチップの符号に相応する。このことによって、シーケンスＦ０内での第２のチップの位置（指数）も検出できる。

この位置はたとえばモンテカルロシミュレーションによって、次のようにして予め求められる。すなわち、拡散がシーケンスＰ０で行われた送信信号を、相応のアプリケーションに典型的な伝送チャネルを介して（ＩＥＥＥ８０２．１５．４の場合には、たとえば典型的な周波数選択性のインドアチャネルを介して）伝送した後に受信側で検出することによって、予め求められる。ここでは、逆拡散／相関付けを行うために第１のテストシーケンスを使用する。このテストシーケンスは、上記の表に記載されたシーケンスＧ０から、チップＧ０ｃ０の値（のみ）を２倍にすることによって求められる。この第１のテストシーケンスを使用して検出を行うために、誤り確率（ビットエラーレート、シンボルエラーレート、フレームエラーレート等）が求められる。次に、受信信号を一定の受信パワーで、第２のテストシーケンスを使用して検出する。この第２のテストシーケンスではチップＧ０ｃ０の代わりに、指数的に次のチップＧ０ｃ１の値が２倍にされ（Ｇ０ｃ１＝２）、これも誤り確率を求めるために使用される。この方法を第３２のテストシーケンスまで続行し、チップＧ０ｃ３１（のみ）の値を２倍にする（Ｇ０ｃ３１＝−２）。最後に、値を２倍にして最も低い誤り確率に繋がるチップの位置すなわち指数が求められる。このようにして、Ｆ０の最初の「第２の」チップの位置が決定される。

後続の「第２」のチップの位置を求めるためには、別のテストシーケンスによって別のモンテカルロシミュレーションを行う。この別のテストシーケンスは、最初の「第２」のチップの値の２倍を有し、その時点で未だ２倍にされていない別のチップ値を２倍にする。ここでも別の「第２」のチップの位置として、最も低い誤り確率に繋がる位置を求める。この方法は、シーケンスＦ０の所定の数Ｍ０の第２のチップの位置が求められるまで続行されるか、または誤り確率のさらなる実質的な低減が可能でなくなるまで続行される。本発明によって供給すべき第２のシーケンスＦ０は、本方法によって見つけられた最良のテストシーケンスとして得られる。

この方法は、たとえばその時点のアプリケーションに典型的な「ワーストケース」伝送チャネルに対して実施されるか、または複数の典型的な伝送チャネルに対して実施される。その際にはたとえば、この構成ですべての典型的な伝送チャネルを介して得られる誤り確率に適合される。

本発明の別の実施例では、第２のチップは２つの異なる第２の値（±２）をとるだけでなく、少なくとも別の２つの第２の値も有する。この場合も、シミュレーション法の枠内で第２のチップに対し、場合によってはこの構成で最も低い誤り確率に繋がる第２の値を選択する。ここで有利なのは、絶対値で２の整数の正の累乗（たとえば２，４，８，１６・・・）に相応する第２の値である。というのも、このような第２の値（±２，±４，±８，±１６・・・）による乗算はビットシフタによって非常に簡単に行うことができるからである。

図３は、図２に示された本発明による検出ユニット２８の実施例のブロック回路図である。

シーケンス供給ユニット２５は、相関ユニット２３に接続された記憶手段３４を有する。この記憶手段３４の大きさは、第２のシーケンスのうちちょうど１つを記憶できるように選択されている。上記の表を参照して説明した第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・の場合、記憶手段３４は３２個のチップ値を記憶するのにも適している。４値の第２のチップの場合、このことは所要記憶スペースが６４ビットのみであることを意味する。

有利には記憶手段は、フィードバックシフトレジスタ３４として構成される。このフィードバックシフトレジスタ３４は、第２のシーケンスの各１つのチップ値を記憶するために総じて３２個のレジスタセル３４‐０，３４‐１・・・３４‐３１を有する。図３には例として、シフトレジスタ３４の状態が示されている。この状態では、左から右の方向にレジスタセル３４‐０，３４‐１・・・３４‐３１が、数式（１）にしたがって第２のシーケンスＦ０のチップ値を有する。ここでシフトレジスタのレジスタセルがチップクロックｆＣでクロック制御される場合（図３には示されていない）、レジスタセルの記憶内容はチップ周期１／ｆＣごとに１レジスタセルだけ左側にシフトされ、第１のレジスタセル３４‐０の出力端に次の３２チップ周期で第２のシーケンスＦ０が供給される。シフトレジスタにおけるフィードバックによって、記憶内容のシフトは周期的に行われるので、クロック入力が継続すると次に第２のシーケンスＦ０が繰り返される。

上記で表を参照して説明したように、後続の第２のシーケンスＦ１，Ｆ２・・・Ｆ７が第２のシーケンスＦ０と異なる点は、周期的なシフトのみである。したがって第２のシーケンスＦ１，Ｆ２・・・Ｆ７は、第１のレジスタセル３４‐０の出力端で取り出されるか（しかしその際には、時間的に後で開始してＦ０として取り出される）、または別のレジスタセルの出力端で（時間的ずれを伴うかまたは伴わずに、Ｆ０参照）取り出される。

図３には、別の第２のシーケンスＦ１，Ｆ２・・・Ｆ７を第２のシーケンスＦ０と同時に、すなわち第２のシーケンスと等しい時間インターバルで供給すべき場合に、どのレジスタセルで別の第２のシーケンスＦ１，Ｆ２・・・Ｆ７が取り出されるかが示されている。上記で説明した表によれば、たとえば第２のシーケンスＦ７は値パターン｛−２ −１ −２ −２ −１｝で開始する。この値パターンは第２のシーケンスＦ０では、左から５番目のチップで、すなわちチップＦ０ｃ４で開始するのが見て取れる。このため、図３に示されたフィードバックシフトレジスタ３４は、Ｆ７が第５のレジスタセル３４‐４の出力端で取り出され、かつＦ０が既述のように第１のレジスタセル３４‐０の出力端で取り出されるちょうどその時に、第２のシーケンスＦ０およびＦ７を同時に供給する。同様の検証によって、これらの別の第２のシーケンスＦ１，Ｆ２・・・Ｆ６がレジスタセル３４‐２８，３４‐２４，３４‐２０，３４‐１６，３４‐１２ないしは３４‐８の出力端に、図３に示されているように同時に供給されることが明らかになる。したがって前記８つのシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７のグループを同時に供給するためには、図３では供給ユニット２５の８つの出力端が設けられており、これらはレジスタセル３４‐０，３４‐２８，３４‐２４，３４‐２０，３４‐１６，３４‐１２，３４‐８ないしは３４‐４の出力端に接続されている。

このようにして、３２個のレジスタセルのみを有する次のようなフィードバックシフトレジスタ３４によって、すなわち数式（１）にしたがって（たとえば上記のシミュレーション法によって予め求められた）第２のシーケンスＦ０のチップ値によって初期化されるフィードバックシフトレジスタ３４によって、８つすべての第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７を供給するのに適した非常に簡単かつ省エネルギーのシーケンス供給ユニット２５を実現することができる。８つのシーケンスＦ８，Ｆ９・・・Ｆ１５は供給されない。このことにより、相関ユニット２３および評価ユニット２４の構成が格段に簡略化される。このことを以下で詳細に説明する。

相関ユニット２３は、それぞれ２つの入力端を有する８つの乗算ユニット３５‐０，３５‐１・・・３５‐７と、それぞれ１つの乗算ユニットに後置接続された８つの積分ユニット３６‐０，３６‐１・・・３６‐７とを備えている。

乗算ユニット３５‐０，３５‐１・・・３５‐７の第１の入力端にそれぞれ同一の信号が、すなわち（場合によっては等化された）復調信号ｓが供給される（図２参照）。乗算ユニット３５‐０，３５‐１・・・３５‐７の第２の入力端はフィードバックシフトレジスタ３４のレジスタセル３４‐０，３４‐２８，３４‐２４，３４‐２０，３４‐１６，３４‐１２，３４‐８ないしは３４‐４の出力端に接続されており、これらの出力端に第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・ないしはＦ７が供給される。

以下で、相関ユニットの第ｉ番目の分岐の動作を説明する。ここでは、ｉ＝０，１・・・７である。乗算ユニット３５‐ｉは（場合によっては等化された）復調信号ｓの値に第２のシーケンスＦｉのチップ値を乗算し、積信号ｔｉを計算する。このようにして、シンボル周期ＴＳごとに積信号ｔｉの３２個の信号値が生成される。後置接続された積分ユニット３６‐ｉは、相応の積信号ｔｉの所定の数の前記３２個の信号値を加算し、シンボル周期ごとに相関結果ｒｓＦｉを供給する。

上記の表にしたがって、第２のシーケンスのチップは４つの値±１および±２をとる。すなわちこの場合、（場合によっては等化された）復調信号ｓと第２のシーケンスのチップ値との乗算により、該復調信号ｓの値の符号反転および／または２倍化が行われる。したがって、乗算ユニット３５‐０，３５‐１・・・３５‐７は有利には、それぞれ符号反転器およびビットシフタを有する。

評価ユニット２４は、積分ユニット３６‐０，３６‐１，３６‐７に接続された最大値検出ユニット（ＭＡＸ）３７と、後置接続された対応付けユニット（ＭＡＰ）３８とを有する。

最大値検出ユニット３７はシンボル周期ごとに８つの相関結果ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・ｒｓＦ７を絶対値で相互に比較し、最大絶対値の相関結果ｒｓＦｍａｘ（符号付きの）値と、０〜７の間の整数の値を有するシーケンス指数ｋとを求める。このシーケンス指数ｋは、第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７のうちどれを該符号付きの値に対して対応づけるべきかを示す。すなわち、たとえば相関結果ｒｓＦ５が８つすべての相関結果のうちで最大の絶対値を有する場合、最大値検出ユニット３７は符号付きの値ｒｓＦｍａｘ＝ｒｓＦ５とシーケンス指数ｋ＝５とを求める。このシーケンス指数は、第２のシーケンスＦ５を示す。

対応付けユニット３８は、相関ユニットでは前記８つの第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７とのみ相関付けされたが、８つのシーケンスＦ８，Ｆ９・・・Ｆ１５とは相関付けされていないという事実を考慮する。各第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７に対して、すべてのチップ値の符号反転だけで異なるシーケンスＦ８，Ｆ９・・・Ｆ１５のうち１つが存在するシーケンスの上記の特徴に基づくと、相関結果はたとえばＦ１３では、Ｆ５の相関結果と符号の点でしか相違しない。このため、対応付けユニット３８はｒｓＦｍａｘの符号を評価する。

対応付けユニット３８はシーケンス指数ｋとｒｓＦｍａｘの符号とから、送信されたデータシンボルｄ０，ｄ１・・・の値を求める。符号付きの値ｒｓＦｍａｘが正である場合、最初の８つのシーケンスＰ０，Ｐ１・・・Ｐ７のうちで、シーケンス指数ｋを有する第２のシーケンスすなわちＦｋが対応するシーケンスが割り当てられたデータシンボル値が求められる。データシンボル値ｄ＝５にたとえば第１のシーケンスＰ５が対応し、この値もまた、上記で表を参照して説明したように第２のシーケンスＦ５である場合には、対応付けユニット３８は上記の例において、ｒｓＦｍａｘ＝ｒｓＦ５＞０である場合、データシンボル値をｄ＝ｋ＝５に決定する。

それに対して符号付きの値ｒｓＦｍａｘが負である場合、対応付けユニット３８は次の８つのシーケンスＰ８，Ｐ９・・・Ｐ１５のうちで、シーケンス指数ｋを有する第２のシーケンス（Ｆｋ）と逆のシーケンスが対応するシーケンスが割り当てられたデータシンボル値を求める。データシンボル値ｄ＝１３にたとえば第１のシーケンスＰ１３が割り当てられており、このシーケンスに対して、上記で表を参照して説明したようにシーケンスＦ１３＝−Ｆ５が割り当てられている場合には、対応付けユニット３８は上記の例において、ｒｓＦｍａｘ＝ｒｓＦ５≦０である場合、データシンボル値をｄ＝ｋ＋８＝１３で決定する。

図３を参照して説明した本発明による検出ユニットの実施例で必要とされるのは、最低で６４ビットのメモリ１つと、有利には符号反転器／ビットシフタとして構成される８つの乗算ユニットと、８つの積分ユニットと、最大値検出ユニットと簡単な対応付けユニットのみである。このような検出ユニットを実現するのは容易であり、低いエネルギー所要量を特徴とする。

図４には、測定によって確認された、本発明による検出ユニットないしは本発明による検出方法の性能に関するシミュレーション結果が示されている。このシミュレーション検証の枠内では、ＩＥＥＥ８０２．１５．４にしたがってデータフレームを含む送信信号を生成し、典型的な伝送チャネルの確率論的モデルを使用して伝送し、最後に、図２に示された受信ユニット１６によって受信した。図２および３に示された検出ユニット２８において、復調信号を上記の第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７を使用して逆拡散し、データシンボルｄ０，ｄ１・・・を検出した。性能の尺度として、フレームエラーレートＦＥＲ（frame error rate）を求めた。図４に、前記のように求められたフレームエラーレートＦＥＲを対数で、３つの典型的な伝送チャネルｃｈ１〜ｃｈ３に関してアンテナ端子における出力（Ｐｒｅｃ）に依存して、実線で示した。逆拡散を行うために第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７の代わりに上記の２値のシーケンスＧ０，Ｇ１・・・Ｇ７を使用する場合に生じるフレームエラーレートＦＥＲを比較のために、図４において破線によって示した。

これら３つの典型的な伝送チャネルｃｈ１〜ｃｈ３は、次のような周波数選択性のチャネルモデルである。

・伝送チャネルｃｈ１：ＪＴＣ’９４インドアチャネル１
・伝送チャネルｃｈ２：ＪＴＣ’９４インドアチャネル２
・伝送チャネルｃｈ３：指数関数的なチャネルモデル
伝送チャネルｃｈ２およびｃｈ３のＲＭＳ遅延時間（root mean square delay spread）は、伝送チャネルｃｈ１と比較して小さいかないしは大きい。

図４に示された破線からはまず、２値のシーケンスＧ０，Ｇ１・・・Ｇ７による逆拡散／相関付けが３つすべてのチャネルｃｈ１〜ｃｈ３において、フレームエラーレートＦＥＲの次のような特性経過を引き起こすのが分かる。すなわち、受信出力Ｐｒｅｃが上昇すると（図４右側）値０に近似することはなく、それぞれの固定的な値、いわゆるエラーフロア(error floor）になる傾向にある特性経過を引き起こすのが分かる。

ここで個々の伝送チャネルｃｈ１〜ｃｈ３において、破線と相応の実線とを比較すると、第２のシーケンスＦ０，Ｆ１・・・Ｆ７との相関付けの結果（実線）、フレームエラーレートＦＥＲはすべての伝送チャネルｃｈ１〜ｃｈ３において、２値のシーケンスＧ０，Ｇ１・・・Ｇ７との相関付け（破線）と比較して低減することが見て取れる。受信出力が高いとフレームエラーレートは特に大きく低減するので、それぞれのエラーフロアの大幅な低減が実現される。図４において、このことは矢印によって示されている。すなわち、検出の性能は本発明の検出ユニットないしは本発明の方法によって上昇する。

本発明を上記で実施例に基づき説明してきたが、本発明はそれらに限定されることはなく、多種多様に変更することができる。したがって、本発明はＷＰＡＮ自体にも、ＩＥＥＥ８０２．１５．４によるＷＰＡＮないしはＩＥＥＥ８０２．１５．４で規定されたＰＮシーケンス（シーケンスの数および長さ、チップの値等）、チップ／シンボル／ビットのレート／周期期間等にも制限されない。また本発明は、上記の第２のシーケンスに制限されることもない。

本発明の送受信装置を備えたＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠の「ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク」（ＷＰＡＮ）を示す。 本発明による検出ユニットを有する受信ユニットである。 本発明による検出ユニットの実施例を示す。 図３に示された検出ユニットの性能に関するシミュレーション結果を示す。

符号の説明

１０ データ伝送システム／ＩＥＥＥ８０２．１５．４によるＷＰＡＮ
１１〜１３ 送受信装置、「トランシーバ」
１４ アンテナ
１５ 送信ユニット、「トランスミッタ」
１６ 受信ユニット、「レシーバ」
１７ 制御ユニット
２１ 内部受信器
２２ 復調器
２３ 相関ユニット、逆拡散器
２４ 評価ユニット、検出器
２５ シーケンス供給ユニット
２６ 等化器
２８ 検出ユニット
３４ 記憶手段；シフトレジスタ
３４‐０，３４‐１・・・ シフトレジスタのレジスタセル０ないしは１・・・
３５‐０，３５‐１・・・ 乗算ユニット０ないしは１・・・
３６‐０，３６‐１・・・ 積分ユニット０ないしは１・・・
３７ 最大値検出ユニット
３８ 対応付けユニット
ＣＯＲ 相関ユニット，逆拡散器
ＤＥＭＯＤ 復調器
ＤＳＳＳ 直接拡散スペクトラム
ＥＱ 等化器
ＥＶＡＬ 評価ユニット、検出器
ＦＥＲ フレームエラーレート
ＩＣ 集積回路；チップ
ｉＲＥＣ 内部受信器
ＩＳＭ 工業，学術，医療用周波数帯（２．４ＧＨｚ）
ＪＴＣ’９４ 合同専門家委員会（Joint Standards Committee），Application Note AN9895
ＭＡＰ 対応付けユニット
ＭＡＸ 最大値検出ユニット
ＰＮ 疑似ノイズ
ＱＰＳＫ １／４位相シフトキーイング
ＲＸ 受信ユニット、レシーバ
ＳＥＱ シーケンス供給ユニット
ＴＲＸ 送受信装置、トランシーバ
ＴＸ 送信ユニット、トランスミッタ
ＷＰＡＮ ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク
ｂ 複素ベース信号
ｃｈ１，ｃｈ２・・・ 典型的な伝送チャネル
ｄ０，ｄ１，ｄ２・・・ データシンボル
ｆＢ ビットレート
ｆＣ チップレート
Ｆ０，Ｆ１，Ｆ２・・・ 第２のシーケンス、第２の符号（受信側）
Ｆ０ｃ０，Ｆ０ｃ１・・・ 第２のシーケンスＦ０のチップ
Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・ 第２のシーケンスＦ０の第２のチップ
Ｆ０ｃ０，Ｆ０ｃ２・・・ 第２のシーケンスＦ０の第３のチップ
Ｇ０，Ｇ１・・・ 受信側で使用される２値のシーケンス
Ｇ０ｃ０，Ｇ０ｃ１・・・ シーケンスＧ０のチップ
ｉ，ｋ 指数
ｎ グループに含まれる第２のシーケンスの数
Ｍ０，Ｍ１・・・ 第２のシーケンスＦ０ないしはＦ１等に含まれる第２のチップの数
Ｐ０，Ｐ１，Ｐ２・・・ 第１のシーケンス、ＰＮシーケンス、第１の符号（送信側）
Ｐ０ｃ０，Ｐ０ｃ１・・・ 第１のシーケンスＰ０のチップ、Ｐ０の「第１」のチップ
Ｐｒｅｃ アンテナ端子におけるパワー、受信パワー
ｒ 無線信号、受信信号
ｒｓＦ０，ｒｓＦ１ 相関結果
ｒｓＦｍａｘ 最大絶対値の相関結果（符号付き）
ｓ 復調され（場合によっては等化され）た信号；ソフト情報値
ｔ０，ｔ１・・・ 積信号
ＴＳ シンボル周期

Claims (25)

1. 復調信号（ｓ）に含まれるデータシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）を検出するための検出ユニット（２８）であって、
   送信側で帯域拡散が第１のシーケンス（Ｐ０，Ｐ１・・・）によって行われ、
   該第１のシーケンスの第１のチップ（Ｐ０ｃ０，Ｐ０ｃ１・・・）は２つの異なる第１の値（±１；０，１）のうちそのつど１つをとる形式のものにおいて、
   該検出ユニットには、
   ａ）少なくとも１つの第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）を有する第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）のグループを供給するために構成されたシーケンス供給ユニット（２５）が設けられており、各第２のシーケンス（Ｆ０）はそれぞれ１つの第１のシーケンス（Ｐ０）に対応付けられており、各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、少なくとも２つの異なる第２の値（±２；±２，±４；±２，±４，±８）のうちそのつど１つをとり、該第２の値の絶対値は前記第１の値と異なり、前記グループは、第１のシーケンスより高い多値度の少なくとも１つの第２のシーケンスを有し、
   ｂ）前記シーケンス供給ユニット（２５）に接続された相関ユニット（２３）が設けられており、該相関ユニットは、復調信号（ｓ）を該グループのそれぞれの第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）と相関付けすることにより相関結果（ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・）を計算するために構成されており、
   ｃ）前記相関ユニット（２３）に接続された評価ユニット（２４）が設けられており、該評価ユニットは、前記相関結果（ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・）を評価することによりデータシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）の値を導出するために構成されている
   ことを特徴とする検出ユニット。
2. 前記少なくとも１つの第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）の値または／および第２のシーケンス（Ｆ０）内での該チップのチップ位置は、データシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）が少なくとも１つの典型的な伝送チャネル（ｃｈ１，ｃｈ２・・・）を介して伝送される場合に該第２のシーケンス（Ｆ０）との相関付けによる検出の誤り確率が低減されるように選択される、請求項１記載の検出ユニット。
3. １つの第２のシーケンス（Ｆ０）中に存在する第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）の数（Ｍ０）は、データシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）が少なくとも１つの典型的な伝送チャネル（ｃｈ１，ｃｈ２・・・）を介して伝送される場合に、該第２のチップの数（Ｍ０）を上回る数の第２のチップが検出の誤り確率の実質的な低減を引き起こさないように選択される、請求項１または２記載の検出ユニット。
4. 各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、絶対値でそれぞれ２の整数の正の累乗（２^１，２^２，２^３）に相応する少なくとも２つの異なる第２の値（±２；±２，±４；±２，±４，±８）のうちそのつど１つをとる、請求項１から３までのいずれか１項記載の検出ユニット。
5. 各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、絶対値で第１の値のうち１つの値の２倍または４倍の値に相応する４つの異なる第２の値（±２，±４）のうちそのつど１つをとる、請求項１から４までのいずれか１項記載の検出ユニット。
6. 各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、絶対値で第１の値のうち１つの値の２倍の値に相応する２つの異なる第２の値（±２）のうちそのつど１つをとる、請求項１から４までのいずれか１項記載の検出ユニット。
7. 第２のシーケンス（Ｆ０）の各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）の符号は、該第２のシーケンス（Ｆ０）が割り当てられた第１のシーケンス（Ｐ０）に対応付けられ受信側で使用される２値のシーケンス（Ｇ０）の同位置のチップ（Ｇ０ｃ１，Ｇ０ｃ４・・・）の符号と一致する、請求項１から６までのいずれか１項記載の検出ユニット。
8. 各第２のシーケンス（Ｆ０）は少なくとも１つの第３のチップ（Ｆ０ｃ０，Ｆ０ｃ２・・・）を有し、
   該第３のチップはそれぞれ、絶対値で第１の値のうち１つの値に一致する２つの異なる第３の値（±１）のうちそのつど１つをとる、請求項１から７までのいずれか１項記載の検出ユニット。
9. 各第２のシーケンス（Ｆ０）において、第２のチップおよび第３のチップの総数は、該第２のシーケンス（Ｆ０）に含まれるすべてのチップの数と一致する、請求項８記載の検出ユニット。
10. 前記シーケンス供給ユニット（２５）によって供給されたグループは、ｎ≧個の第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）を有し、
    前記相関ユニット（２３）にはさらに、
    ａ）それぞれ前記シーケンス供給ユニット（２５）に接続されたｎ個の乗算ユニット（３５‐０，３５‐１・・・）が設けられており、該乗算ユニットは復調信号（ｓ）の信号値に、第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）のうちそのつど１つのシーケンスのチップ値を乗算することによって、ｎ個の積信号（ｔ０，ｔ１・・・）を計算するためのものであり、
    ｂ）それぞれ該乗算ユニット（３５‐０，３５‐１・・・）のうち１つに接続されたｎ個の積分ユニット（３６‐０，３６‐１・・・）が設けられており、該積分ユニットは、ｎ個の各積信号（ｔ０，ｔ１・・・）の複数の信号値を加算することによってｎ個の相関結果（ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・）を供給するためのものである、請求項１から９までのいずれか１項記載の検出ユニット。
11. 前記乗算ユニット（３５‐０，３５‐１・・・）は、符号反転を行うための手段とビットシフトを行うための手段とを有する、請求項１０記載の検出ユニット。
12. 前記シーケンス供給ユニット（２５）は、前記第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）のうちちょうど１つのシーケンスを記憶するように構成されたちょうど１つの記憶手段（３４）を有する、請求項１から１１までのいずれか１項記載の検出ユニット。
13. 前記記憶手段はフィードバックシフトレジスタ（３４）を有する、請求項１２記載の検出ユニット。
14. 前記フィードバックシフトレジスタ（３４）をクロック制御するための手段が設けられており、
    前記シーケンス供給ユニット（２５）は、前記第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）を該フィードバックシフトレジスタ（３４）の各レジスタセル（３４‐０，３４‐２８・・・）の出力端で供給するように構成されている、請求項１３記載の検出ユニット。
15. 送受信装置（１１〜１３）、例えばＩＥＥＥ規格８０２．１５．４準拠のデータ伝送システム（１０）用の送受信装置において、
    ａ）アンテナ（１４）と、
    ｂ）該アンテナ（１４）に接続されており、例えばＩＥＥＥ規格８０２．１５．４にしたがってデータを送信するための送信ユニット（１５）であって、２つの異なる第１の値（±１；０，１）のうちそのつど１つをとる第１のチップ（Ｐ０ｃ０，Ｐ０ｃ１・・・）を有する第１のシーケンス（Ｐ０，Ｐ１・・・）によって帯域拡散を行うために構成された送信ユニット（１５）と、
    ｃ）該アンテナ（１４）に接続されており、請求項１から１４までのいずれか１項記載の検出ユニット（２８）を備えた受信ユニット（１６）と、
    ｄ）該送信ユニット（１５）および受信ユニット（１６）に接続されており、該送信ユニット（１５）および該受信ユニット（１６）を制御する制御ユニット（１７）
    とを有することを特徴とする送受信装置。
16. 集積回路、例えば請求項１５記載の送受信装置用の集積回路において、
    請求項１から１４までのいずれか１項記載の検出ユニット（２８）を有することを特徴とする集積回路。
17. 復調信号（ｓ）に含まれるデータシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）を検出する方法であって、
    送信側で帯域拡散を第１のシーケンス（Ｐ０，Ｐ１・・・）によって行い、
    該第１のシーケンスの第１のチップ（Ｐ０ｃ０，Ｐ０ｃ１・・・）は２つの異なる第１の値（±１；０，１）のうちそのつど１つをとる形式の方法において、
    ａ）少なくとも１つの第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）を有する第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）のグループを供給するステップであって、各第２のシーケンス（Ｆ０）はそれぞれ１つの第１のシーケンス（Ｐ０）に対応付けられており、各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、少なくとも２つの異なる第２の値（±２；±２，±４；±２，±４，±８）のうちそのつど１つをとり、該第２の値の絶対値は前記第１の値と異なり、前記グループは、第１のシーケンスより高い多値度の少なくとも１つの第２のシーケンスを有するステップと、
    ｂ）復調信号（ｓ）を該グループのそれぞれの第２のシーケンス（Ｆ０，Ｆ１・・・）と相関付けすることにより、相関結果（ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・）を計算するステップと、
    ｃ）前記相関結果（ｒｓＦ０，ｒｓＦ１・・・）を評価することによりデータシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）の値を導出するステップ
    とを有することを特徴とする方法。
18. 前記少なくとも１つの第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）の値または／および第２のシーケンス（Ｆ０）内での該チップのチップ位置は、データシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）が少なくとも１つの典型的な伝送チャネル（ｃｈ１，ｃｈ２・・・）を介して伝送される場合に該第２のシーケンス（Ｆ０）との相関付けによる検出の誤り確率が低減されるように選択される、請求項１７記載の方法。
19. １つの第２のシーケンス（Ｆ０）中に存在する第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）の数（Ｍ０）は、データシンボル（ｄ０，ｄ１・・・）が少なくとも１つの典型的な伝送チャネル（ｃｈ１，ｃｈ２・・・）を介して伝送される場合に、該第２のチップの数（Ｍ０）を上回る数の第２のチップが検出の誤り確率の実質的な低減を引き起こさないように選択される、請求項１７または１８記載の方法。
20. 各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、絶対値でそれぞれ２の整数の正の累乗（２^１，２^２，２^３）に相応する少なくとも２つの異なる第２の値（±２；±２，±４；±２，±４，±８）のうちそのつど１つをとる、請求項１７から１９までのいずれか１項記載の方法。
21. 各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、絶対値で第１の値のうち１つの値の２倍または４倍の値に相応する４つの異なる第２の値（±２，±４）のうちそのつど１つをとる、請求項１７から２０までのいずれか１項記載の方法。
22. 各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）は、絶対値で第１の値のうち１つの値の２倍の値に相応する２つの異なる第２の値（±２）のうちそのつど１つをとる、請求項１７から２０までのいずれか１項記載の方法。
23. 第２のシーケンス（Ｆ０）の各第２のチップ（Ｆ０ｃ１，Ｆ０ｃ４・・・）の符号は、該第２のシーケンス（Ｆ０）が割り当てられた第１のシーケンス（Ｐ０）に対応付けられ受信側で使用される２値のシーケンス（Ｇ０）の同位置のチップ（Ｇ０ｃ１，Ｇ０ｃ４・・・）の符号と一致する、請求項１７から２２までのいずれか１項記載の方法。
24. 各第２のシーケンス（Ｆ０）は少なくとも１つの第３のチップ（Ｆ０ｃ０，Ｆ０ｃ２・・・）を有し、
    該第３のチップはそれぞれ、絶対値で第１の値のうち１つの値に一致する２つの異なる第３の値（±１）のうちそのつど１つをとる、請求項１７から２３までのいずれか１項記載の方法。
25. 各第２のシーケンス（Ｆ０）において、第２のチップおよび第３のチップの総数は、該第２のシーケンス（Ｆ０）に含まれるすべてのチップの数と一致する、請求項２４記載の方法。

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