JP2002533684A - ディジタル相関器 - Google Patents

ディジタル相関器

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アンドレイ・レオニドヴィッチ・ログ
ウラジミール・ニコラエヴィッチ・イワノフ
ミカイル・ペトロヴィッチ・ソシン
ヴィクター・イヴァノヴィッチ・マラシン
デニス・ゲオルギエヴィッチ・ポヴェレニ
ボリス・ヴァレンチノヴィッチ・シェブシャエヴィッチ
ミカイル・ユリエヴィッチ・シリン
ボリス・ドミトリエヴィッチ・フェドトフ
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サムソン・エレクトロニクス・カンパニー・リミテッド
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Abstract

(57)【要約】 本発明は、無線航法の分野に関し、より明確には、本発明は、衛星無線航法システムＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ（ロシア）の疑似雑音信号の受信器のディジタル相関器に関する。前記ディジタル相関器は、Ｌ１／Ｆ１周波数範囲において、Ｃ／Ａコードの信号の受信および相関処理を行う。クレームされているのは、ＧＬＯＮＡＳＳ信号の確実な周波数分割および簡単なユニットの着想のために必要とされるスプリアス高調波成分のレベルをもたらす中間周波数の正弦値および余弦値の特殊な近似の実施に起因する、ＧＬＯＮＡＳＳシステムの信号の確実な周波数分割をもたらす受信器のディジタル相関器である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線航法の分野に関し、より明確には、本発明は、衛星無線航法シ
ステム（satellite radio navigation systems：ＳＲＮＳ）であるＧＰＳ（米国
）およびＧＬＯＮＡＳＳ（ロシア）の疑似雑音（雑音のような）信号を受信する
ために用いられる受信器のディジタル相関器に関する。このディジタル相関器は
、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳは、Ｌ１／Ｆ１周波数範囲において、
これらのシステムのＣ／Ａコードの信号の受信および相関処理を行う。
【０００２】
【従来の技術】
ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ疑似雑音信号の受信器（"Global Navigation Satell
ite System - GLONASS. The interface control document. The KNITS VKS Inst
itute, Russia", 1995［１］を参照）、および、ＧＰＳ疑似雑音信号の受信器（
"Global Position System. Standard Positioning Service. Signal Specificat
ion". USA, 1993.［２］を参照）は、現在では、対象物の座標（緯度、軽度、高
度）および速度と、時間とを決定するために広く用いられている。ＳＲＮＳ Ｇ
ＰＳとＧＬＯＮＡＳＳとの間の基本的な相違点は、近接しているが異なった周波
数範囲を用いることと、異なった疑似雑音変調コードを用いることと、システム
内における種々の衛星の信号の符号および周波数分割をそれぞれ用いることとに
ある。ＳＲＮＳ ＧＰＳにおいて、衛星は、異なる疑似雑音コードにより１５７
５．４２ＭＨｚ（Ｌ１周波数範囲）という同一の搬送周波数上で変調された信号
を送信する。ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳにおいて、衛星は、同じ疑似雑音コード
により、Ｆ１周波数範囲においてＧＰＳ信号に近接した異なる搬送レター周波数
（carrier letter frequency）上で変調された信号を放射する。ＧＬＯＮＡＳＳ
信号のレター周波数の定格値は、以下の規則を用いて形成される。 ｆ,i ＝ ｆ,0＋ｉ×Δｆ ここで、ｆ,iは、レター周波数の定格値であり、 ｆ,0は、ゼロレター周波数であり、 ｉは、レター番号であり Δｆは、レター周波数間の間隔である。 範囲Ｆ1における周波数に関して、ｆ,0＝１６０２ＭＨｚ、Δｆ＝０．５６２５
ＭＨｚである。
【０００３】 ＳＲＮＳ ＧＰＳシステムとＧＬＯＮＡＳＳシステムとの間の相違点にもかか
わらず、デザインや、衛星の軌道群の弾道構成や、用いられる周波数範囲による
、これらのシステムの近似性は、これらのシステム双方の信号を受信することが
可能な統合受信器の作成に関連した問題を設定しかつ解決することを可能にする
。達成される結果は、対象物の位置を（詳細には、幾何学的因子（geometrical
factor）の最適値を伴った作用衛星群の選択の可能性に起因して）固定すること
における、より高い信頼性、確実性、および正確さにある（"Network Satellite
Radio Navigation Systems", V.S. Shebshaevich, P.P. Dmitriev, N.V. Ivant
sevich et. al. Moscow, "Radio i Svyaz" Publishers, 1993, page 160［３］
を参照）。この場合には、簡略化および最小化の目的のために統合された単一の
受信器における、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号の受信および
相関処理のために用いられるツールの開発の問題を解決することが必要である。
したがって、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号に特有の特徴に由来して、本質的な
論点は、最小限の装備においてＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の良好な周波数分
割を行う統合受信器を供給することであり、このことが、本発明の目的である。
ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号を受信するための通常の統合受
信器（Riley S., Howard N., Aardoom E., Daly P., Silvestrin P. "A Combine
d GPS/GLONASS High Precision Receiver for Space Applications" Proc. of I
ON GPS-95, Palm Springs, CA, US, September 12-15, 1995, pp.835-844［４］
を参照）は、アンテナと、無線周波数変換器と、マルチチャンネルディジタル相
関器と、プロセッサとを具備している。統合受信器の無線周波数変換器は、これ
らのシステムの各々における信号に関する別個の中間周波数チャンネルを有して
いる。アンテナおよび無線周波数変換器は、ＳＲＮＳ信号の受信、周波数選択、 増幅、中間周波数（ＩＦ）への周波数逓降変換、アナログ−ディジタル（Ａ−Ｄ ）変換器を用いたディジタル形式への変換をもたらす。ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳ Ｓのための統合受信器の無線周波数変換器のＩＦチャンネルは、このシステムの 全てのレター周波数の信号の出力において同時受信をもたらす広い周波数帯域を 有している。したがって、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳのためのＩＦチャンネル出 力における信号は、全ての可視衛星のレター周波数の信号と、有用な信号ととも に受信された揺らぎ雑音および様々な種類の干渉との合計を表しており、このこ とにより、ディジタル相関器における後続のディジタル処理の間に、様々なレタ ーを有する信号の周波数分割の質が明確に必要とされることが分かる。無線周波 数変換器のＡ−Ｄ変換器の出力からのＳＲＮＳ ＧＰＳディジタル信号およびＧ ＬＯＮＡＳＳディジタル信号は、マルチチャンネルディジタル相関器の入力に印 加され、ここで、前記ディジタル信号は、時間によって計数化され、かつ、ディ ジタル相関器チャンネル内に割り当てられる。ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬ ＯＮＡＳＳ信号を受信するための統合受信器［４］（このような統合受信器は、 従来技術として容認されている）の通常のディジタル相関器のブロック図が、図 １に示されている。
【０００４】 従来技術して考えられているＳＲＮＳ信号受信器のディジタル相関器は、Ｎ個
のチャンネル１（１1，１2，．．．１N）を具備している（図１）。Ｎ個のチャ
ンネル１（１1，１2，．．．１N）の入力−出力の他に、チャンネル１の第１入
力および第２入力とクロック入力（クロック信号ＦTの入力）とが相互接続され
、かつ、ディジタル相関器の第１および第２信号入力と、クロック入力と、入力
−出力とを、それぞれ形成している。ディジタル相関器のチャンネル１の各々は
、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号を切り換えるための配電盤２
と、データ交換ユニット３と、ディジタルミキサー４と、相関器（ディジタル復
調器）５〜８と、記憶ユニット９〜１２と、ディジタル制御されたキャリア発生
器１３と、ディジタル制御されたコード発生器１４と、（ＧＰＳおよびＧＬＯＮ
ＡＳＳの）Ｃ／Ａコード発生器１５と、プログラムされた遅延線１６と、制御レ
ジスタ１７とを具備している。配電盤２の第１および第２信号入力（ディジタル
ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびディジタルＧＬＯＮＡＳＳ信号の入力）は、チャン
ネル１の第１および第２信号入力を、それぞれ形成している。前記ユニット３の
データ入力−出力は、チャンネル１の入力−出力を形成している。記憶ユニット
９〜１２のクロック入力、発生器１３，１４のクロック入力、プログラムされた
遅延線１６のクロック入力は、チャンネル１のクロック入力を形成している。デ
ータ交換ユニット３は、記憶ユニット９〜１２と、ディジタル制御されたキャリ
ア発生器１３の制御入力と、制御レジスタ１７の制御入力と、ディジタル制御さ
れたコード発生器１４の制御入力と、Ｃ／Ａコード発生器１５の第１入力とに接
続されている他に、適切な入力−出力バスを介してＳＲＮＳ信号受信器のプロセ
ッサ（このプロセッサは、図１には示されていない）に接続されている。Ｃ／Ａ
コード発生器１５の第２入力は、ディジタル制御されたコード発生器１４の出力
に接続されている。ＳＲＮＳ信号を切り換える配電盤２の制御入力は、制御レジ
スタ１７の出力の１つに接続されている。制御レジスタ１７の他の出力は、プロ
グラムされた遅延線１６の入力およびＣ／Ａコード発生器１５の入力に、それぞ
れ接続されている。配電盤２の出力は、ディジタルミキサー４の信号入力に接続
されており、ディジタルミキサー４の基準入力は、ディジタル制御されたキャリ
ア発生器１３の出力に接続されている。ディジタルミキサー４の第１および第２
出力は、相関器（ディジタル復調器）５，６および相関器（ディジタル復調器）
７，８の第１（信号）入力に、それぞれ接続されている。相関器（ディジタル復
調器）５，７および相関器（ディジタル復調器）６，８の第２（基準）入力は、
プログラムされた遅延線１６のＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ Ｃ／Ａコ
ードのコピーのパンクチュアル“Ｐ”、差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）または“Ｅ
”（初期）の出力に、それぞれ接続されており、プログラムされた遅延線１６の
信号入力は、ＳＲＮＳ ＧＰＳ／ＧＬＯＮＡＳＳ Ｃ／Ａコードを生成するＣ／Ａ
コード発生器１５の出力に接続されている。相関器（ディジタル復調器）５〜８
の出力は、記憶ユニット９〜１２の入力に、それそれ接続されている。従来技術
による装置のディジタル相関器の各チャンネル１は、以下のように動作する。配
電盤２の信号入力には、サンプリング速度ＦTにおいて、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよび
ＧＬＯＮＡＳＳの２ビット中間周波数信号サンプルが印加される。データ交換ユ
ニット３を介して制御レジスタ１７に送られたプロセッサのコマンドにより、配
電盤２は、２ビットＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ信号を、制御レジス
タ１７の出力に接続させる。ディジタル制御されたキャリア発生器１３は、プリ
セットされたＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターのＩＦ信号の位相値、または、デ
ータ交換ユニット３を介してプロセッサにより送られる２進コードを有するＳＲ
ＮＳ ＧＰＳのＩＦ信号の位相値のシェーピング（shaping）を供給し、かつ、こ
れらの位相値を、ディジタルミキサー４の基準入力に印加する。
【０００５】 前記位相値を用いて、ディジタルミキサー４は、プリセットされたＳＲＮＳ
ＧＬＯＮＡＳＳレターの正弦および余弦ＩＦ信号、または、ＳＲＮＳ ＧＰＳの
ＩＦ信号を生成し、受信された２ビットＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ
信号に、生成された余弦値および正弦値を乗算（混合）し、これにより、受信さ
れた信号の直角位相成分および同相成分を復旧させ、これらのスペクトルを（ゼ
ロ周波数上における）基本周波数帯域内に伝達し、かつ、周波数乗算結果を、第
１（直角位相）および第２（同相）出力に、それぞれ印加する。相関器（ディジ
タル復調器）５，７および相関器（ディジタル復調器）６，８は、受信された信
号を、ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳの基準Ｃ／Ａコードのパンクチュ
アル（punctual）“Ｐ”、差“Ｅ−Ｌ”（初期−後期）または“Ｅ”（初期）コ
ピーと、それぞれ相関させる。コードのこれらのコピーは、プログラムされた遅
延線１６により生成され、プログラムされた遅延線１６は、（データ交換ユニッ
ト３を介して）プロセッサにより制御されており、かつ、Ｃ／Ａコードの初期コ
ピーと後期コピーとの間の間隔を、Ｃ／Ａコードの特性の存続期間に関して０．
１〜１．０まで変動させることを可能にし、かつこれにより、コードトレーシン
グシステムにおいて《精密な弁別器（narrow discriminator）》（《精密な相関
器》）を形成することを可能にしている（A.J. Van Dierendonck., Pat. Fenton
and Tom Ford "Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in a
GPS Receiver", Navigation: Journal of the Institute of Navigation, Vol.3
9, No.3,1982.［５］と、USA Patent 5,390,207, cl. G01 S 5/02, H04 B 7/185
, published on 14.02.95. (Fenton, A.J. Van Dierendonck, 《Pseudorandom n
oise ranging receiver which compensates for multipath distortion by dyna
mically adjusting the time delay spacing between early and late correlat
ors》)［６］と、USA patent 5,495,499, cl. H04 L 9/00, published on 27.02
.96. (Fenton, A.J. Van Dierendonck, 《Pseudorandom noise ranging receive
r which compensates for multipath distortion by dynamically adjusting th
e time delay spacing between early and late correlators》) ［７］とを参
照）。ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳの基準疑似ランダムＣ／Ａコード
衛星信号は、ディジタル制御されたコード発生器１４の出力からＧＰＳ用に１．
０２３ＭＨｚ、ＧＬＯＮＡＳＳ用に０．５１１ＭＨｚというコードクロック周波
数を供給されるＣ／Ａコード発生器１５により生成される。生成された疑似ラン
ダムコードシーケンスおよびコードクロック周波数値の選択は、データ交換ユニ
ット３を介して前記発生器の入力に作用するプロセッサコマンドにより実行され
る。信号の相関結果は、記憶ユニット９〜１２に記憶される。入力信号のパンク
チュアルコピーと差コピーとを伴う動作の場合のために、記憶ユニット９は、信
号のパンクチュアルコピーの直角位相相関成分Ｑｐを記憶し、記憶ユニット１０
は、差コピーの直角位相相関成分Ｑｄを記憶し、記憶ユニット１１は、パンクチ
ュアルコピーの同相成分Ｉｐを記憶し、記憶ユニット１２は、差コピーの同相成
分Ｉｄを記憶する。記憶ユニット９〜１２に蓄積されたデータは、データ交換ユ
ニット３を介してプロセッサにより定期的に読み出される。プロセッサは、全て
の信号処理アルゴリズム（すなわち、信号を検索し、キャリアとコードとを辿り
、かつ、サービス情報を受信するアルゴリズム）を実行する。記憶期間は、Ｃ／
Ａコードの期間（すなわち、１ｍｓ）に等しい。
【０００６】 信号処理の結果を用いて、プロセッサは、各チャンネル１の動作を制御し、搬
送周波数の推定値を、ディジタル制御されたキャリア発生器１３に送信し、かつ
、コードクロック周波数を、ディジタル制御されたコード発生器１４へ送信する
。様々なＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターの信号の周波数分割、および、ＧＰＳ
信号の周波数選択は、ディジタル制御されたキャリア発生器１３とディジタルミ
キサー４と記憶ユニット９〜１２との合同動作に起因して、従来技術のディジタ
ル相関器においてもたらされる。ディジタル制御されたキャリア発生器１３は、
プリセットされたＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターのＩＦ信号の位相値、または
、データ交換ユニット３を介してプロセッサにより供給される２進コードを有す
るＳＲＮＳ ＧＰＳのＩＦ信号の位相値を形成する。ディジタルミキサー４は、
位相値から余弦値と正弦値とを形成し、かつ、２ビットの受信信号に、中間周波
数信号の直角位相（“ｓｉｎ”および“ｃｏｓ”）を乗算し、その一方で、低域
フィルタの役割を果たす記憶ユニット９〜１２は、基本周波数帯域における信号
の直角位相成分を選択し、かつ、ディジタルミキサー４の動作中におけるスプリ
アス信号を抑制する。ディジタルミキサー４におけるディジタル変換の間にディ
ジタルＩＦ信号“ｓｉｎ”および“ｃｏｓ”が用いられるので、受信された信号
の周波数分割の質は、ディジタルミキサー４において受信された“ｓｉｎ”値お
よび“ｃｏｓ”値の近似値に依存する。この場合には、２５ｄＢのダイナミック
レンジにおいて変動し得るパワーを有する様々なＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレタ
ーの信号の確実な分離をもたらすために、中間周波数の“ｓｉｎ”値および“ｃ
ｏｓ”値におけるスプリアス高調波成分のレベルは、中間周波数信号の基本波の
パワーに対して−２９〜３０ｄＢを超過すべきではない。このことは、プリセッ
トされたレターの受信中に、他のレターの信号の受信がないことを保証する。
【０００７】 既知でありかつＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳ統合受信器のディジタ
ル相関器において実際に用いられる中間周波数の正弦および余弦の近似が、図２
に示されている。この近似は、詳細には、GEC PLESSEY corporationのディジタ
ル相関器“ＧＰ２０２１”において実現される（GEC PLECCEY Semiconductors,
GLOBAL POSITION, Products Handbook, August 1996)［８］を参照）。この相関
器の構成は、従来技術として考えられているディジタル相関器（図１）の構成を
繰り返している。図２に示される正弦および余弦ＩＦ信号の既知の近似に関して
、これらの信号のスペクトル内のスプリアス高調波レベルの計算結果が、表１に
与えられている。表１から、この近似値のスペクトルが、基本波のレベルよりも
１６，１９，２３．５，２４．６ｄＢだけ低いレベルを有する７番目、９番目、
１５番目、１７番目の高調波を具備することは明白である。無線周波数変換器の
広帯域ＧＬＯＮＡＳＳ信号出力における統合受信器において、全てのレターが同
時に利用可能でありかつこれらのパワーが２６ｄＢだけ異なり得るので、既知の
近似値を用いることによって、他のレターの信号が、ディジタル制御されたキャ
リア発生器１３において同期された基準信号の一高調波上でプリセットレター信
号と同時に受信されるという結果となる。ディジタルミキサー４および記憶ユニ
ット９〜１２の出力におけるこれらの信号のパワーは、プリセットレターの信号
強度よりも高くなり得る。ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳにおいて受容された信号の
周波数分割は中断されることがあり、受信動作の故障という結果となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
クレームされた発明により達成すべき技術的課題は、ＳＲＮＳ信号の受信器の
ディジタル相関器を作成することである。この場合に、問題は、ＧＬＯＮＡＳＳ
信号の周波数分割を確実にもたらすために、ディジタル相関器のスプリアス高調
波成分の必要とされるレベルと簡素な設計とをもたらす（すなわち、少数の２進
ディジット（ビット）を表示のために必要とする）ようなＩＦ正弦および余弦の
近似を実現することが必要であることにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の本質は、Ｎ個のチャンネルを具備し、Ｎ個のチャンネルの第１および
第２信号入力、クロック入力、入力−出力は、相互接続され、かつ、ディジタル
相関器の第１および第２信号入力と、クロック入力と、入力−出力とをそれぞれ
構成し、この場合に、Ｎ個のチャンネルの各々は、チャンネルの第１および第２
信号入力をそれぞれ形成する第１および第２信号入力を有する、システムのＳＲ
ＮＳ信号を切り換えるための配電盤と、チャンネルの入力−出力を形成するデー
タ入力−出力を有するデータ交換ユニットと、ＳＲＮＳ信号の配電盤の出力に接
続されている信号入力を有するディジタルミキサーと、ディジタルミキサーの第
１出力に接続されている信号入力を有する第１および第２相関器と、ディジタル
ミキサーの第２出力に接続されている信号入力を有する第３および第４相関器と
、それぞれの相関器の出力に接続されている信号入力を有する第１〜第４記憶ユ
ニットと、ディジタルミキサーの基準入力に接続されている出力を有するディジ
タル制御されたキャリア発生器と、ディジタル制御されたコード発生器と、Ｃ／
Ａコード発生器と、プログラムされた遅延線と、制御レジスタとを具備し、この
場合に、記憶ユニット、ディジタル制御されたキャリア発生器、ディジタル制御
されたコード発生器、プログラムされた遅延線の相互接続されたクロック入力は
、チャンネルのクロック入力を形成し、記憶ユニットの出力は、データ交換ユニ
ットの入力に接続され、データ交換ユニットの適切な出力は、ディジタル制御さ
れたキャリア発生器の制御入力と、制御レジスタの入力と、Ｃ／Ａコード発生器
の第１入力と、ディジタル制御されたコード発生器の制御入力とに接続され、デ
ィジタル制御されたコード発生器の出力は、Ｃ／Ａコード発生器の第２入力に接
続され、Ｃ／Ａコード発生器の出力は、プログラムされた遅延線の信号入力に接
続され、制御レジスタの出力は、ＳＲＮＳ信号を切り換える配電盤の制御入力と
、Ｃ／Ａコード発生器の制御入力と、プログラムされた遅延線の制御入力とに接
続され、プログラムされた遅延線のＣ／Ａコードの出力パンクチュアル“Ｐ”コ
ピーの出力は、第１および第３相関器の基準入力に接続され、その一方で、Ｃ／
Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”または“Ｅ”コピーの出力は、第２および第４相関器の
基準入力に接続されていることを特徴とする、ＳＲＮＳ信号受信器のためのディ
ジタル相関器の開発にある。ディジタル相関器のＮチャンネルの各々において、
ディジタルミキサーは、入力信号にキャリア余弦値を乗算した積のモジュラス（
modulus）および符号の整形器（shaper）、および、入力信号にキャリア正弦値
を乗算した積のモジュラスおよび符号の整形器の他に、２ビットの入力信号の変
換器と、５ビットの基準信号を変換するための変換器とを具備し、前記２ビット
の入力信号の変換器の第１および第２ディジットの入力は、ディジタルミキサー
の信号入力を形成し、前記５ビットの基準信号を変換するための変換器の第１〜
第５ディジットの入力は、ディジタルミキサーの基準入力を形成し、前記整形器
は、直角位相乗算器および同相乗算器であり、これらの乗算器のディジタル出力
は、ディジタルミキサーの第１および第２出力をそれぞれ形成し、入力信号変換
器は、第１および第２インバータの出力に接続されている第１および第２入力と
、第３インバータの入力に接続されている出力とを有するＮＡＮＤ回路として構
成され、第１および第２インバータの入力は、入力信号変換器の第１および第２
ディジットの入力を形成し、第１〜第３インバータの出力およびＮＡＮＤ回路の
出力は、入力信号変換器の第１〜第４出力を、それぞれ形成し、基準信号変換器
は、５個のチャンネルの形で構成され、前記５個のチャンネルにおいて、第１〜
第４チャンネルは、チャンネルの第１出力を形成する出力を有する排他的ＮＯＲ
回路、および、チャンネルの第２出力を形成する出力を有するインバータの形で
構成され、これらの回路の双方は直列に接続され、第５チャンネルは、このチャ
ンネルの第１および第２出力をそれぞれ形成する出力を有するインバータおよび
前方信号（forward signal）パスとして構成され、排他的ＮＯＲ回路の第１入力
は、基準信号変換器の第１〜第３ディジットの入力をそれぞれ形成する第１〜第
３チャンネルを形成し、第４チャンネルの排他的ＮＯＲ回路の第１入力、および
、前記第４チャンネルに接続された第２および第３チャンネルの排他的ＮＯＲ回
路の第２入力は、基準信号変換器の第４ディジットの入力を形成し、その一方で
、第５チャンネルのインバータおよび前方信号パスのチャンネルの入力に接続さ
れた第４チャンネルの排他的ＮＯＲ回路の第２入力は、基準信号変換器の第５デ
ィジットの入力を形成し、前記乗算器（直角位相乗算器および同相乗算器）の各
々は、第５（符号）チャンネルの他に第１〜第４チャンネルの形で構成され、第
１〜第４チャンネルおよび第５（符号）チャンネルの出力は、前記乗算器のそれ
ぞれのディジットの出力を形成し、前記乗算器の各々の第１および第２チャンネ
ルは、第１および第２ＯＲ回路の出力に接続されている入力と、その一方で、チ
ャンネルの出力を形成する出力を有するＡＮＤ回路の第１入力に接続されている
出力とを有するＮＡＮＤ回路として構成され、前記乗算器の各々の第３および第
４チャンネルは、チャンネルの出力を形成する出力を有するＮＯＲ回路として構
成され、その一方で、前記乗算器の各々の第５（符号）チャンネルは、第１およ
び第２ＯＲ回路の出力に接続されている入力と、その一方で、所定のチャンネル
の出力を形成する出力とを有するＮＡＮＤ回路の形で構成され、入力信号変換器
の第１出力は、双方の乗算器の第５チャンネルの第１ＯＲ回路の第１入力に接続
され、入力信号変換器の第２出力は、双方の乗算器の第５チャンネルの第２ＯＲ
回路の第１入力に接続され、同相乗算器の第５チャンネルの第１および第２ＯＲ
回路の第２入力は、基準信号変換器の第５チャンネルの第１および第２出力に、
それぞれ接続され、直角位相乗算器の第５チャンネルの第１および第２ＯＲ回路
の第２入力は、基準信号変換器の第４チャンネルの第１および第２出力に、それ
ぞれ接続され、入力信号変換器の第３出力は、双方の乗算器の第３および第４チ
ャンネルのＮＯＲ回路の第１入力に接続され、入力信号変換器の第４出力は、双
方の乗算器の第１および第２チャンネルのＡＮＤ回路の第２入力に接続され、基
準信号変換器の第１チャンネルの第１出力は、同相乗算器の第１および第２チャ
ンネルの第１ＯＲ回路の第１入力と、直角位相乗算器の第１チャンネルの第２Ｏ
Ｒ回路の第１入力とに接続され、基準信号変換器の第１チャンネルの第２出力は
、同相乗算器の第１チャンネルの第２ＯＲ回路の第１入力と、直角位相乗算器の
第１および第２チャンネルの第１ＯＲ回路の第１入力とに接続され、基準信号変
換器の第２チャンネルの第１出力は、同相乗算器の第３チャンネルのＮＯＲ回路
の第２入力と、第２チャンネルの第２ＯＲ回路の第１入力と、直角位相乗算器の
第１チャンネルの第１ＯＲ回路の第２入力とに接続され、基準信号変換器の第２
チャンネルの第２出力は、同相乗算器の第１チャンネルの第１ＯＲ回路の第２入
力と、直角位相乗算器の第２チャンネルの第２ＯＲ回路の第１入力と、第３チャ
ンネルのＮＯＲ回路の第２入力とに接続され、基準信号変換器の第３チャンネル
の第１出力は、同相乗算器の第２チャンネルの第２ＯＲ回路の第２入力と、第４
チャンネルのＮＯＲ回路の第２入力と、直角位相乗算器の第１チャンネルの第２
ＯＲ回路の第２入力と、第２チャンネルの第１ＯＲ回路の第２入力と、第３チャ
ンネルのＮＯＲ回路の第３入力とに接続され、基準信号変換器の第３チャンネル
の第２出力は、同相乗算器の第１チャンネルの第２ＯＲ回路の第２入力と、第２
チャンネルの第１ＯＲ回路の第２入力と、第３チャンネルのＮＯＲ回路の第３入
力と、直角位相乗算器の第２チャンネルの第２ＯＲ回路の第２入力と、第４チャ
ンネルのＮＯＲ回路の第２入力とに接続されている。
【００１０】
【発明の実施の形態】
本発明の本質と、その実現および産業上の応用の可能性とについて、本明細書
の本文中に与えられたグラフや表の他に、図面を用いることにより説明する。
【００１１】 ＳＲＮＳ信号受信器のクレームされたディジタル相関器（図１〜図４を参照）
は、Ｎ個のチャンネル１（１1，１2．．．１N）を具備する。チャンネル１の第
１入力および第２入力と、クロック入力（クロック信号ＦTの入力）と、Ｎ個の
チャンネル１（１1，１2，．．．１N）の入力−出力の他とが、相互接続され、
かつ、かつ、ディジタル相関器の第１および第２信号入力と、クロック入力と、
入力−出力とを、それぞれ形成する。ディジタル相関器のチャンネル１の各々は
、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮＡＳＳ信号を切り換えるための配電盤２
と、データ交換ユニット３と、ディジタルミキサー４と、第１〜第４相関器（デ
ィジタル復調器）５〜８と、第１〜第４記憶ユニット９〜１２と、ディジタル制
御されたキャリア発生器１３と、ディジタル制御されたコード発生器１４と、（
ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳの）Ｃ／Ａコード発生器１５と、プログラムされた
遅延線１６と、制御レジスタ１７とを具備する。配電盤２の第１および第２信号
入力（ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳのディジタルＳＲＮＳ信号の入力）は、チャ
ンネル１の第１および第２信号入力を、それぞれ形成する。前記ユニット３のデ
ータ入力−出力は、チャンネル１の入力−出力を形成する。記憶ユニット９〜１
２のクロック入力、発生器１３，１４のクロック入力、プログラムされた遅延線
１６のクロック入力（図１には示されていない）は、互いに接続され、かつ、チ
ャンネル１のクロック入力を形成する。データ交換ユニット３は、記憶ユニット
９〜１２と、ディジタル制御されたキャリア発生器１３の制御入力と、制御レジ
スタ１７の制御入力と、ディジタル制御されたコード発生器１４の制御入力と、
Ｃ／Ａコード発生器１５の第１入力とに接続される他に、適切な入力−出力バス
を介してＳＲＮＳ信号受信器のプロセッサ（図１には示されていない）に接続さ
れる。Ｃ／Ａコード発生器１５の第２入力は、ディジタル制御されたコード発生
器１４の出力に接続される。
【００１２】 ＳＲＮＳ信号を切り換える配電盤２の制御入力は、制御レジスタ１７の出力の
１つに接続される。制御レジスタ１７の他の出力は、プログラムされた遅延線１
６の入力と、Ｃ／Ａコード発生器１５の入力とに、それぞれ接続される。配電盤
２の出力は、ディジタルミキサー４の信号入力に接続されており、ディジタルミ
キサー４の基準入力は、ディジタル制御されたキャリア発生器１３の出力に接続
される。ディジタルミキサー４の第１および第２出力は、相関器（ディジタル復
調器）５，６および相関器（ディジタル復調器）７，８の第１（信号）入力に、
それぞれ接続される。相関器（ディジタル復調器）５，７および相関器（ディジ
タル復調器）６，８の第２（基準）入力は、プログラムされた遅延線１６のＳＲ
ＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ Ｃ／Ａコードのパンクチュアル“Ｐ”、差“
Ｅ−Ｌ”（初期−後期）、または初期“Ｅ”コピーの出力に、それぞれ接続され
ており、プログラムされた遅延線１６の信号入力は、ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧ
ＬＯＮＡＳＳのためのＣ／Ａコードを生成するＣ／Ａコード発生器１５の出力に
接続される。
【００１３】 前記相関器５〜８の出力は、それぞれの記憶ユニット９〜１２の入力に接続さ
れる。ディジタル相関器のＮ個のチャンネル１の各々において、ディジタルミキ
サー４は、ＯＲ回路４５〜５６の他に、インバータ１８〜２５と、排他的ＮＯＲ
回路２６〜２９と、ＮＡＮＤ回路３０〜３６と、ＡＮＤ回路３７〜４０と、ＮＯ
Ｒ回路４１〜４４とを具備する（図３を参照）。
【００１４】 ディジタルミキサー４（図３）において、インバータ１８〜２０およびＡＮＤ
−ＮＯＴ回路３０は、２ビット入力信号の変換器を構成し、この変換器において
、ＡＮＤ−ＮＯＴ回路３０の第１および第２入力は、第１および第２インバータ
１８，１９の出力に接続され、かつ、ＡＮＤ−ＮＯＴ回路３０の出力は、第３イ
ンバータ２０の入力に接続され、第１および第２インバータ１８，１９の入力は
、入力信号変換器の第１および第２ディジットＣ＜１＞，Ｃ＜２＞の入力を形成
し、かつ、第１〜第３インバータ１８〜２０の出力およびＡＮＤ−ＮＯＴ回路３
０の出力は、入力信号変換器の第１〜第４出力を、それぞれ形成する。入力信号
変換器のディジットＣ＜１＞，Ｃ＜２＞の入力は、ディジタルミキサー４の信号
入力を形成する。
【００１５】 ディジタルミキサー４（図３）において、インバータ２１〜２５および排他的
ＮＯＲ回路２６〜２９は、５チャンネルの形で構成された５ビット基準信号変換
器を形成する。第１チャンネルは、チャンネルの第１出力を形成する出力を有す
る排他的ＮＯＲ回路２８、および、チャンネルの第２出力を形成する出力を有す
るインバータ２４として構成され、これらの素子は直列に接続される。第２チャ
ンネルは、チャンネルの第１出力を形成する出力を有する排他的ＮＯＲ回路２７
、および、チャンネルの第２出力を形成する出力を有するインバータ２３として
構成され、これらの素子は直列に接続される。第３チャンネルは、チャンネルの
第１出力を形成する出力を有する排他的ＮＯＲ回路２６、および、チャンネルの
第２出力を形成する出力を有するインバータ２２として構成され、これらの素子
は直列に接続される。第４チャンネルは、チャンネルの第１出力を形成する出力
を有する排他的ＮＯＲ回路２９、および、チャンネルの第２出力を形成する出力
を有するインバータ２５として構成され、これらの素子は直列に接続される。第
５チャンネルは、このチャンネルの第１および第２出力をそれぞれ形成する出力
を有するインバータ２１および前方信号パス（forward signal path）として構
成される。第１〜第３チャンネルの排他的ＮＯＲ回路２８，２７，２６の第１入
力は、基準信号変換器の第１〜第３ディジットＦ＜１＞〜Ｆ＜３＞の入力を、そ
れぞれ形成する。第４チャンネルの排他的ＮＯＲ回路２９の第１入力、および、
第４チャンネルに接続されている第１〜第３チャンネルの排他的ＮＯＲ回路２８
，２７，２６の第２入力は、基準信号変換器の第４ディジットＦ＜４＞の入力を
形成する。第４チャンネルの排他的ＮＯＲ回路２９の第２入力、および、インバ
ータ２１の入力と第５チャンネルの前方信号パスとに接続された入力は、基準信
号変換器の第５ディジットＦ＜５＞の入力を形成する。基準信号変換器の第１〜
第５ディジットＦ＜１＞〜Ｆ＜５＞は、ディジタルミキサー４の基準入力を形成
する。
【００１６】 ディジタルミキサー４（図３）において、ＡＮＤ−ＮＯＴ回路３４〜３６、Ａ
ＮＤ回路３９，４０、ＮＯＲ回路４３，４４、ＯＲ回路５２〜５６は、入力信号
にキャリア正弦値を乗算した積のモジュラス（modulus）および符号の整形器（s
haper）を、すなわち、《直角位相乗算器》を形成する。直角位相乗算器は、第
５（符号）チャンネルの他に第１〜第４チャンネルの形で構成され、第１〜第４
チャンネルおよび第５（符号）チャンネルの出力は、４つのディジットＣＯＳ＿
Ｍ＜１＞〜ＣＯＳ＿Ｍ＜４＞の出力と、第５（符号）ビットＣＯＳ＿Ｓの出力と
を、それぞれ形成する。直角位相乗算器のディジットＣＯＳ＿Ｍ＜１＞〜ＣＯＳ
＿Ｍ＜４＞，ＣＯＳ＿Ｓの出力は、ディジタルミキサー４の第１出力を形成する
。直角位相乗算器において、第１チャンネルは、第１および第２ＯＲ回路５５，
５６の出力に接続される入力と、その一方で、チャンネルの出力を形成する出力
を有するＡＮＤ回路４０の第１入力に接続される出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ
回路３６の形で構成される。直角位相乗算器の第２チャンネルは、第１および第
２ＯＲ回路５３，５４の出力に接続される入力と、その一方で、チャンネルの出
力を形成する出力を有するＡＮＤ回路３９の第１入力に接続される出力とを有す
るＡＮＤ−ＮＯＴ回路３５の形で構成される。直角位相乗算器の第３チャンネル
は、チャンネルの出力を形成する出力を有するＮＯＲ回路４４の形で構成される
。直角位相乗算器の第４チャンネルは、チャンネルの出力を形成する出力を有す
るＮＯＲ回路４３の形で構成される。直角位相乗算器の第５（符号）チャンネル
は、第１および第２ＯＲ回路５１，５２の出力に接続される入力と、チャンネル
の出力を形成する出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ回路３４の形で構成される。こ
の場合に、入力信号変換器の第１出力（インバータ１８の出力）は、直角位相乗
算器の第５チャンネルのＯＲ回路５１の第１入力に接続され、入力信号変換器の
第２出力（インバータ１９の出力）は、直角位相乗算器の第５チャンネルのＯＲ
回路５２の第１入力に接続され、かつ、直角位相乗算器の第５チャンネルのＯＲ
回路５１，５２の第２入力は、基準信号変換器の第４チャンネルの第１および第
２出力に（すなわち、排他的ＮＯＲ回路２９の出力とインバータ２５の出力とに
）、それぞれ接続される。入力信号変換器の第３出力（インバータ２０の出力）
は、直角位相乗算器の第３および第４チャンネルのＮＯＲ回路４４，４３の第１
入力に接続される。入力信号変換器の第４出力（ＡＮＤ−ＮＯＴ回路３０の出力
）は、直角位相乗算器の第１および第２チャンネルのＡＮＤ回路４０，３９の第
２入力に接続される。基準信号変換器の第１チャンネルの第１出力（排他的ＮＯ
Ｒ回路２８の出力）は、直角位相乗算器の第１チャンネルのＯＲ回路５６の第１
入力に接続される。基準信号変換器の第１チャンネルの第２出力（インバータ２
４の出力）は、直角位相乗算器の第１および第２チャンネルのＯＲ回路５５，５
３の第１入力に接続される。基準信号変換器の第２チャンネルの第１出力（排他
的ＮＯＲ回路２７の出力）は、直角位相乗算器の第１チャンネルのＯＲ回路５５
の第２入力に接続される。基準信号変換器の第２チャンネルの第２出力（インバ
ータ２３の出力）は、直角位相乗算器の第２チャンネルのＯＲ回路５４の第１入
力と、第３チャンネルのＮＯＲ回路の第２入力とに接続される。基準信号変換器
の第３チャンネルの第１出力（排他的ＮＯＲ回路２６の出力）は、直角位相乗算
器の第１チャンネルのＯＲ回路５６の第２入力と、第２チャンネルのＯＲ回路５
３の第２入力と、第３チャンネルのＮＯＲ回路４４の第３入力とに接続される。
基準信号変換器の第３チャンネルの第２出力（インバータ２２の出力）は、直角
位相乗算器の第２チャンネルのＯＲ回路５４の第２入力と、第４チャンネルのＮ
ＯＲ回路４４の第２入力とに接続される。
【００１７】 ディジタルミキサー４（図３）において、ＡＮＤ−ＮＯＴ回路３１〜３３、Ａ
ＮＤ回路３７，３８、ＮＯＲ回路４１，４２、ＯＲ回路４５〜５０は、入力信号
にキャリア正弦値を乗算した積のモジュラスおよび符号の整形器を、すなわち、
《同相乗算器》を形成する。同相乗算器は、第１〜第４チャンネルと、さらに第
５（符号）チャンネルとの形で構成され、第１〜第４チャンネルおよび第５（符
号）チャンネルの出力は、４つのディジットＳＩＮ＿Ｍ＜１＞〜ＳＩＮ＿Ｍ＜４
＞の出力と、第５符号ビットＳＩＮ＿Ｓの出力とを、それぞれ形成する。同相乗
算器のディジットＳＩＮ＿Ｍ＜１＞〜ＳＩＮ＿Ｍ＜４＞，ＳＩＮ＿Ｓの出力は、
ディジタルミキサー４の第１出力を形成する。同相乗算器において、第１チャン
ネルは、第１および第２ＯＲ回路４９，５０の出力に接続される入力と、その一
方で、チャンネルの出力を形成する出力を有するＡＮＤ回路３８の第１入力に接
続される出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ回路３３の形で構成される。同相乗算器
の第２チャンネルは、第１および第２ＯＲ回路４７，４８の出力に接続される入
力と、その一方で、チャンネルの出力を形成する出力を有するＡＮＤ回路３７の
第１入力に接続される出力とを有するＮＯＲ回路３２の形で構成される。同相乗
算器の第３チャンネルは、チャンネルの出力を形成する出力を有するＮＯＲ回路
４２の形で構成される。同相乗算器の第４チャンネルは、チャンネルの出力を形
成する出力を有するＮＯＲ回路４１の形で構成される。同相乗算器の第５（符号
）チャンネルは、第１および第２ＯＲ回路４５，４６の出力に接続される入力と
、チャンネルの出力を形成する出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ回路３１の形で構
成される。この場合に、入力信号変換器の第１出力（インバータ１８の出力）は
、同相乗算器の第５チャンネルのＯＲ回路４５の第１入力に接続され、入力信号
変換器の第２出力（インバータ１９の出力）は、同相乗算器の第５チャンネルの
ＯＲ回路４６の第１入力に接続され、かつ、同相乗算器の第５チャンネルのＯＲ
回路４５，４６の第２入力は、基準信号変換器の第５チャンネルの第１および第
２出力に（すなわち、インバータ２１の出力と前方信号パスの出力とに）、それ
ぞれ接続される。入力信号変換器の第３出力（インバータ２０の出力）は、同相
乗算器の第３および第４チャンネルのＮＯＲ回路４２，４１の第１入力に接続さ
れる。入力信号変換器の第４出力（ＡＮＤ−ＮＯＴ回路３０の出力）は、同相乗
算器の第１および第２チャンネルのＡＮＤ回路３８，３７の第２入力に接続され
る。基準信号変換器の第１チャンネルの第１出力（排他的ＮＯＲ回路２８の出力
）は、同相乗算器の第１および第２チャンネルのＯＲ回路４９，４７の第１入力
に接続される。基準信号変換器の第１チャンネルの第２出力（インバータ２４の
出力）は、同相乗算器の第１チャンネルのＯＲ回路５０の第１入力に接続される
。基準信号変換器の第２チャンネルの第１出力（排他的ＮＯＲ回路２７の出力）
は、同相乗算器の第３チャンネルのＮＯＲ回路４２の第２入力と、第２チャンネ
ルのＯＲ回路４８の第１入力とに接続される。基準信号変換器の第２チャンネル
の第２出力（インバータ２３の出力）は、同相乗算器の第１チャンネルのＯＲ回
路４９の第２入力に接続される。基準信号変換器の第３チャンネルの第１出力（
排他的ＮＯＲ回路２６の出力）は、同相乗算器の第２チャンネルのＯＲ回路４８
の第２入力と、第４チャンネルのＮＯＲ回路４１の第２入力とに接続される。基
準信号変換器の第３チャンネルの第２出力（インバータ２２の出力）は、同相乗
算器の第１チャンネルのＯＲ回路５０の第２入力と、第２チャンネルのＯＲ回路
４７の第２入力と、第３チャンネルのＮＯＲ回路４２の第３入力とに接続される
。
【００１８】 ＳＲＮＳ信号受信器のクレームされたディジタル相関器の動作は、上述した従
来技術のディジタル相関器の動作と類似している。したがって、ディジタル相関
器の各チャンネル１において、配電盤２の信号入力は、ＩＦ ＳＲＮＳ ＧＰＳお
よびＧＬＯＮＡＳＳ信号の２ビットサンプリングを、サンプリング速度ＦTにお
いて、それぞれ受信する。データ交換ユニット３を介して制御レジスタ１７に送
られたプロセッサのコマンドにより、配電盤２は、２ビットＳＲＮＳ ＧＰＳま
たはＧＬＯＮＡＳＳ信号を、制御レジスタ１７の出力に伝達する。データ交換ユ
ニット３を通過してのプロセッサからの制御信号の効果の下で、ディジタル制御
されたキャリア発生器１３は、プリセットされたＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレタ
ーのＩＦ信号の位相、５ビットの２進コードの形でのＩＦ ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号
の位相をシェーピング（shaping）し、かつ、これらの信号を、ディジタルミキ
サー４の基準５ビット入力に印加する。ディジタルミキサー４は、この位相値を
用いて、プリセットされたＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターの正弦および余弦Ｉ
Ｆ信号、または、ＳＲＮＳ ＧＰＳの正弦および余弦ＩＦ信号を生成する。次に
、ディジタルミキサー４は、その信号入力として作用する受信された２ビットＳ
ＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ信号に、生成された余弦値および正弦値を
乗算（混合）し、これにより、受信された信号の直角位相成分および同相成分を
復旧させ、これにより、これらのスペクトルを（ゼロ周波数上における）基本周
波数帯域に供給させることを可能にし、かつ、周波数乗算結果を（積の符号とと
もに）、第１（直角位相）および第２（同相）出力に、５ビット２進コードの形
でそれぞれ伝達する（この場合、５番目のディジットは、符号に関する情報を搬
送する）。相関器（ディジタル復調器）５，７および相関器（ディジタル復調器
）６〜８は、受信された信号を、ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳの基準
Ｃ／Ａコードのパンクチュアル（punctual）“Ｐ”コピー、差“Ｅ−Ｌ”（初期
−後期）コピーまたは“Ｅ”（初期）コピーと、それぞれ相関させる。コードの
これらのコピーは、プログラムされた遅延線１６により生成され、プログラムさ
れた遅延線１６は、（データ交換ユニット３を介した）プロセッサによる制御の
下で、Ｃ／Ａコードの初期コピーと後期コピーとの間の間隔を、Ｃ／Ａコードの
特性の存続期間に関して０．１〜１．０まで変動させることを可能にし、かつこ
れにより、コードトレーシングシステム［５〜７］において《精密な弁別器（na
rrow discriminator）》（《精密な相関器》）を形成することを可能にしている
。ＳＲＮＳ ＧＰＳまたはＧＬＯＮＡＳＳ衛星信号の基準疑似ランダムＣ／Ａコ
ードは、ディジタル制御されたコード発生器１４の出力から供給される、ＧＰＳ
用の１．０２３ＭＨｚ、ＧＬＯＮＡＳＳ用の０．５１１ＭＨｚというコードクロ
ック周波数を用いて、Ｃ／Ａコード発生器１５により生成される。生成された疑
似ランダムコードシーケンスの形式およびコードクロック周波数値の選択は、デ
ータ交換ユニット３を介して前記発生器の入力に作用するプロセッサコマンドに
より実行される。信号の相関結果は、記憶ユニット９〜１２に記憶される。入力
信号のパンクチュアルコピーと差コピーとを伴う動作の場合のために、記憶ユニ
ット９は、信号のパンクチュアルコピーの直角位相相関成分Ｑｐを記憶し、記憶
ユニット１０は、差コピーの直角位相相関成分Ｑｄを記憶し、記憶ユニット１１
は、パンクチュアルコピーの同相成分Ｉｐを記憶し、かつ、記憶ユニット１２は
、差コピーの同相成分Ｉｄを記憶する。さらに低域フィルタの役割も果たす記憶
ユニット９〜１２は、基本周波数帯域における信号の直角位相成分を選択し、か
つ、ディジタルミキサー４の動作に関する副次的結果を抑制する。記憶ユニット
９〜１２に蓄積されたデータは、データ交換ユニット３を介してプロセッサによ
り定期的に読み出され、この時点で、全ての信号処理アルゴリズム（すなわち、
信号を検索し、キャリアとコードとを辿り、かつ、サービス情報を受信するアル
ゴリズム）が行われる。記憶期間は、Ｃ／Ａコードの期間（すなわち、１ｍｓ）
に等しい。
【００１９】 信号処理の結果を用いて、プロセッサは、各チャンネル１の動作を制御し、搬
送周波数の推定値を、ディジタル制御されたキャリア発生器１３へ送信し、かつ
、コードクロック周波数を、ディジタル制御されたコード発生器１４へ送信する
。様々なＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターの信号の必要な周波数分割、および、
ＧＰＳ信号の必要な周波数選択は、ディジタル制御されたキャリア発生器１３と
ディジタルミキサー４と記憶ユニット９〜１２との合同動作に起因して、ディジ
タル相関器においてもたらされる。ディジタルミキサー４における受信された信
号のディジタル変換中にディジタルＩＦ信号“ｓｉｎ”，“ｃｏｓ”が用いられ
るので、受信信号の周波数分割の質は、ディジタルミキサー４において受信され
た“ｓｉｎ”値および“ｃｏｓ”値の近似値に依存する。この場合には、上述し
たように、２５ｄＢのダイナミックレンジにおいて変動し得るパワーを有する様
々なＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターの信号の確実な分離をもたらすために、中
間周波数の“ｓｉｎ”値および“ｃｏｓ”値におけるスプリアス高調波成分のレ
ベルは、中間周波数信号の基本波のパワーに対して−２９〜３０ｄＢを超過すべ
きではない。このことは、プリセットされたレターの受信中に、他のレターの信
号の受信がないことを保証する。
【００２０】 クレームされたディジタル相関器においては、必要な信号分離が、図５に示さ
れる中間周波数の“ｓｉｎ”値および“ｃｏｓ”値の新たな形式の近似を用いて
もたらされ、かつ、図４に提案されて示された構成のディジタルミキサーにより
処理された５ビットの２進コードより実現される。クレームされたディジタル相
関器のディジタルミキサーは、真理値表（表２〜表４）を具現する以下の論理式
によって、それぞれ動作する。 cos_s = C<1>×(F<5>×/F<4> + /F<5>×F<4>) + C<2>×(F<4>×F<5> + /F<4>/F
<5>) cos_m<4> = / [/(C<1>+C<2>) + /(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>)] = = (C<1> + C<2>)×( F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>) cos_m<3> = /[/(C<1> + C<2>) + ( F<3>×/ <4> + /F<3>×/F<4>) + + /(F<2>×F<4> + /F<2>×/F<4>)] = = (C<1> + C<2>)×/(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>)× × (F<2>×F<4>+ /F<2>×/F<4>) = = (C<1> + C<2>)× (/F<4>×/F<2>×F<3>+F<4>×F<2>×/F<3>) cos_m<2> = (C<1> + C<2>)×/{[(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>) +/(F<1>×F<4>+/
F<1>×/F<4>)]×[/(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>) +/(F<2>×F<4> + /F<2>×/F<4
>)]} = (C<1>+ C<2>)×(F<4>×/F<3>×F<1> + /F<4>×F<3>×/F<1> + F<4>×F<3
>×F<2> + /F<4>×/F<3>×/F<2>) cos_m<1> = (C<1> + C<2>)×/{[/(F<1>×F<4> + /F<1>×/F<4>)+(F<2>×F<4> +
/F<2>×/F<4>)]×[(F<1>×F<4> + /F<1>×/F<4>) + (F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4
>)]} = (C<1>+ C<2>)×(/F<4>×F<2>×/F<1> +F<4>×/F<2>×F<1> + /F<4>×F<3
>×F<1> + F<4>×/F<3>×/F<1>) sin-s = C<1> × F<5> + C<2> × /F<5> sin_m <4> = /[/(C<1> + C<2>) + (F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>)] =(C<1> + C<
2>)×(F<3>×/F<4> + /F<3>×F<4>) sin_m<3> = /[/(C<1> + C<2>) + ( F<3>×/F<4> + /F<3>×F<4>) + (F<2>×F<4>
+ /F<2>×/F<4>)] = (C<1> + C<2>)×(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>)×(F<2>×/
F<4>+ /F<2>×F<4>) sin_m<2> = (C<1> + C<2>)×/{[/(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>) +(F<1>×F<4> +
/F<1>×/F<4>)]×[(F<3>×F<4> + /F<3>×/F<4>) + (F<2>×F<4> + /F<2>×/F<
4>)]} = (C<1>+ C<2>)×(/F<4>×/F<3>×F<1> + F<4>×F<3>×/F<1> + /F<4>×F
<3>×F<2> + F<4>×/F<3>×/F<2>) sin_m<1> = (C<1> + C<2>)×/{[(F<1>×F<4> + /F<1>×/F<4>) +/(F<2>×F<4> +
/F<2>×/F<4>)]×[/(F<1>×F<4> + /F<1>×/F<4>) + /(F<3>×F<4> + /F<3>×/
F<4>)]} = = (C<1>+ C<2>)×(F<4>×F<2>×/F<1> + /F<4>×/F<2>×F<1> + F<4>×F<3>×F<
1> + /F<4>×/F<3>×/F<1>) これらの式において、ディジット“／”は、ＮＯＴ演算（negation）を意味し、
“・”は論理積（conjunction）であり、“＋”は論理和（disjunction）である
。
【００２１】 表２は、通常は、ＳＲＮＳ ＧＰＳおよびＧＬＯＮＡＳＳシステムの統合受信
器において用いられる２ビットディジタル信号による無線周波数アナログ−ディ
ジタル変換器の出力における３レベル信号の符号化を示す。表３は、入力信号に
、（図４に示されたクレームされた形式の近似をもたらす）搬送周波数の正弦値
および余弦値を乗算した積のモジュラスをシェーピングする法則を表している、
クレームされたディジタル相関器のディジタルミキサー４の真理値表である。表
４は、入力信号に搬送周波数の正弦値および余弦値を乗算した積の符号をシェー
ピングする法則を表している、クレームされたディジタル相関器のディジタルミ
キサー４の真理値表である。上述の式によるディジタルミキサー４の動作は、ス
プリアス高調波成分のローレベルをもたらし、かつこれにより、種々のＳＲＮＳ
ＧＬＯＮＡＳＳレターの信号の確実な周波数分割をもたらす。クレームされた
ディジタル相関器において用いられる近似に関するスプリアス高調波成分のレベ
ルの計算結果が、表５に表されている。表５から、ディジタル制御されたキャリ
ア発生器１３により合成されかつクレームされたディジタル相関器において用い
られるＩＦ信号の正弦値および余弦値の近似に関して、スプリアス高調波成分の
レベルが基本波レベルの−２９．８２７ｄＢを超過しないことは明白である。こ
のことは、プリセットされたレターの信号の高調波の１つの周波数と一致する周
波数を有する任意のレターの信号パワーが、プリセットされた信号のパワーを２
６ｄＢだけ超過しても、ＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳレターにおける種々のレター
の信号の確実な周波数分割を保証する。この場合には、この近似における“ｓｉ
ｎ”値および“ｃｏｓ”値を、５つの２進ディジットにより表すことができ、し
たがって、ディジタル相関器のチャンネル１におけるディジタルミキサー４の実
現は、装置を新しくするための多大な出費を必要とせず、かつ、この装置につい
ては、図３として示される図に例示されている。
【００２２】 産業上の応用 上記の考慮されていることから、クレームされた本発明が、実現可能であり、
産業上応用可能であり、定式化された技術的問題を解決し、かつ、本発明が、簡
単なディジタル相関器ユニットによって、ＳＲＮＳ ＧＰＳ信号およびＧＬＯＮ
ＡＳＳ信号によって同時に動作しかつＳＲＮＳ ＧＬＯＮＡＳＳ信号の確実な周
波数分離をもたらす装置において用いられる場合に非常に有望である、というこ
とは明白である。
【００２３】 表１は、図２に示された既知の近似を用いる場合の、ＩＦ信号スペクトルにお
けるスプリアス高調波成分のレベル値を示す。 表２〜表４は、ＳＲＮＳ信号受信器のクレームされたディジタル相関器のディ
ジタルミキサーの動作を決定する真の図を示す。 表５は、図４に示された新たな近似を用いる場合の、ＩＦ信号スペクトルにお
けるスプリアス高調波成分のレベル値を示す。
【表１】
【表２】
【表３】
【表４】
【表５】
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＳＲＮＳ信号受信器のクレームされたディジタル相関器、および
、本発明の従来技術に関する一般的なブロック図である。
【図２】 ＩＦ正弦および余弦値に関する既知の近似の図である。
【図３】 ＩＦ正弦および余弦値の新たな近似を実現する、ＳＲＮＳ信号受
信器のクレームされたディジタル相関器のディジタルミキサーのブロック図であ
る。
【図４】 ＳＲＮＳ信号受信器のクレームされたディジタル相関器において
用いられるＩＦ正弦および余弦値の新たな近似を示す図である。
【符号の説明】
１ 信号チャンネル入力 ２ 信号の配電盤 ３ データ交換ユニット ４ ディジタルミキサー ５〜８ 相関器（ディジタル復調器） ９〜１２ 記憶ユニット １３ ディジタル制御されたキャリア発生器 １４ ディジタル制御されたコード発生器 １５ Ｃ／Ａコード発生器 １６ プログラムされた遅延線 １７ 制御レジスタ １８〜２５ インバータ ２６〜２９ 排他的ＮＯＲ回路 ３０〜３６ ＮＡＮＤ（ＡＮＤ−ＮＯＴ）回路 ３７〜４０ ＡＮＤ回路 ４１〜４４ ＮＯＲ回路 ４５〜５６ ＯＲ回路 Ａ ＧＬＯＮＡＳＳ信号入力 Ｂ ＧＰＳ信号入力
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ウラジミール・ニコラエヴィッチ・イワノ フ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195297・ペレフォツニ・パー・９・アパー トメント・85 (72)発明者 ミカイル・ペトロヴィッチ・ソシン ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 194295・ポエティチェスキー・ブールヴァ ード・５・アパートメント・170 (72)発明者 ヴィクター・イヴァノヴィッチ・マラシン ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195273・ナウキ・プロスペクト・44・アパ ートメント・336 (72)発明者 デニス・ゲオルギエヴィッチ・ポヴェレニ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195297・スズダルスキー・レーン・91・ア パートメント・３ (72)発明者 ボリス・ヴァレンチノヴィッチ・シェブシ ャエヴィッチ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 190121・モイカ−リバー・エンブ・104・ アパートメント・３ (72)発明者 ミカイル・ユリエヴィッチ・シリン ロシア・モスクワ・105094・セメノフスカ ヤ・ナブ・３／１−２・アパートメント・ 49 (72)発明者 ボリス・ドミトリエヴィッチ・フェドトフ ロシア・セント−ペテルスブルグ・ 195213・カザンスカヤ・ウル・５−６ Ｆターム(参考） 5J062 CC07 DD03 DD05 DD12 5K022 EE02 EE31 EE36

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 衛星無線航法システムの受信器における利用のために意図さ
    れたディジタル相関器であって、 Ｎ個のチャンネルを具備し、 Ｎ個のチャンネルの第１および第２信号入力、クロック入力、入力−出力は、
    相互接続され、かつ、ディジタル相関器の第１および第２信号入力と、クロック
    入力と、入力−出力とをそれぞれ構成し、 Ｎ個のチャンネルの各々は、 チャンネルの第１および第２信号入力をそれぞれ形成する第１および第２信号
    入力を有する配電盤であって、衛星無線航法システムの信号を切り換えるための
    配電盤と、 チャンネルの入力−出力を形成するデータ入力−出力を有するデータ交換ユニ
    ットと、 衛星無線航法システムの信号を切り換える配電盤の出力に接続されている信号
    入力を有するディジタルミキサーと、 ディジタルミキサーの第１出力に接続されている信号入力を有する第１および
    第２相関器と、 ディジタルミキサーの第２出力に接続されている信号入力を有する第３および
    第４相関器と、 それぞれの相関器の出力に接続されている信号入力を有する第１〜第４記憶ユ
    ニットと、 ディジタルミキサーの基準入力に接続されている出力を有するディジタル制御
    されたキャリア発生器と、 ディジタル制御されたコード発生器と、 Ｃ／Ａコード発生器と、 プログラムされた遅延線と、 制御レジスタと を具備し、 記憶ユニット、ディジタル制御されたキャリア発生器、ディジタル制御された
    コード発生器、プログラムされた遅延線の相互接続されたクロック入力は、チャ
    ンネルのクロック入力を形成し、 記憶ユニットの出力は、データ交換ユニットの入力に接続され、データ交換ユ
    ニットの適切な出力は、ディジタル制御されたキャリア発生器の制御入力と、制
    御レジスタの入力と、Ｃ／Ａコード発生器の第１入力と、ディジタル制御された
    コード発生器の制御入力とに接続され、ディジタル制御されたコード発生器の出
    力は、Ｃ／Ａコード発生器の第２入力に接続され、Ｃ／Ａコード発生器の出力は
    、プログラムされた遅延線の信号入力に接続され、 制御レジスタの出力は、衛星無線航法システムの信号を切り換える配電盤の制
    御入力と、Ｃ／Ａコード発生器の制御入力と、プログラムされた遅延線の制御入
    力とに接続され、プログラムされた遅延線のＣ／Ａコードの出力パンクチュアル
    “Ｐ”コピーの出力は、第１および第３相関器の基準入力に接続され、かつ、Ｃ
    ／Ａコードの差“Ｅ−Ｌ”または“Ｅ”コピーの出力は、第２および第４相関器
    の基準入力に接続されている ディジタル相関器において、 ディジタル相関器のＮチャンネルの各々において、ディジタルミキサーは、 ２ビットの入力信号変換器と、 ５ビットの基準信号変換器と、 直角位相乗算器および同相乗算器である、入力信号にキャリア余弦値を乗算し
    た積のモジュラスおよび符号の整形器、および、入力信号にキャリア正弦値を乗
    算した積のモジュラスおよび符号の整形器（直角位相乗算器および同相乗算器）
    と を具備し、 前記２ビットの入力信号変換器の第１および第２ビットの入力は、ディジタル
    ミキサーの信号入力を形成し、 前記５ビットの基準信号変換器の第１〜第５ビットの入力は、ディジタルミキ
    サーの基準入力を形成し、 前記乗算器の出力は、ディジタルミキサーの第１および第２出力をそれぞれ形
    成する ことを特徴とするディジタル相関器。
  2. 【請求項２】 前記入力信号変換器は、第１および第２インバータの出力に
    接続されている第１および第２入力と、第３インバータの入力に接続されている
    出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ回路として構成され、 第１および第２インバータの入力は、入力信号変換器の第１および第２ビット
    の入力を形成し、その一方で、第１〜第３インバータの出力およびＡＮＤ−ＮＯ
    Ｔ回路の出力は、入力信号変換器の第１〜第４出力を、それぞれ形成し、 基準信号変換器は、５個のチャンネルから構成され、前記５個のチャンネルの
    うち、第１〜第４チャンネルは、チャンネルの第１出力を形成する出力を有する
    排他的ＮＯＲ回路と、チャンネルの第２出力を形成する出力を有するインバータ
    とを有する直列回路を構成し、その一方で、第５チャンネルは、このチャンネル
    の第１および第２出力をそれぞれ形成する出力を有するインバータおよび前方信
    号パスとして構成され、 第１〜第３チャンネルの排他的ＮＯＲ回路の第１入力は、基準信号変換器の第
    １〜第３ビットの入力をそれぞれ形成し、 第４チャンネルの排他的ＮＯＲ回路の第１入力、および、これに関連した、第
    １〜第３チャンネルの排他的ＮＯＲ回路の第２入力は、基準信号変換器の第４ビ
    ットの入力を形成し、かつ、第４チャンネルの排他的ＮＯＲ回路の第２入力、お
    よび、第５チャンネルのインバータおよび前方信号パスの関連入力は、基準信号
    変換器の第５ビットの入力を形成し、 前記乗算器（直角位相乗算器および同相乗算器）の各々は、第５（符号）チャ
    ンネルの他に第１〜第４チャンネルの形で構成され、第１〜第４チャンネルおよ
    び第５（符号）チャンネルの出力は、前記乗算器の対応するビットの出力を形成
    し、 前記乗算器の各々の第１および第２チャンネルは、第１および第２ＯＲ回路の
    出力に接続されている入力と、チャンネルの出力を形成する出力を有するＡＮＤ
    回路の第１入力に接続されている出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ回路として構成
    され、 前記乗算器の各々の第３および第４チャンネルは、チャンネルの出力を形成す
    る出力を有するＮＯＲ回路として構成され、かつ、前記乗算器の各々の第５（符
    号）チャンネルは、第１および第２ＯＲ回路の出力に接続されている入力と、そ
    の一方で、所定のチャンネルの出力を形成する出力とを有するＡＮＤ−ＮＯＴ回
    路の形で構成され、 入力信号変換器の第１出力は、双方の乗算器の第５チャンネルの第１ＯＲ回路
    の第１入力に接続され、 入力信号変換器の第２出力は、双方の乗算器の第５チャンネルの第２ＯＲ回路
    の第１入力に接続され、 同相乗算器の第５チャンネルの第１および第２ＯＲ回路の第２入力は、基準信
    号変換器の第５チャンネルの第１および第２出力に、それぞれ接続され、 直角位相乗算器の第５チャンネルの第１および第２ＯＲ回路の第２入力は、基
    準信号変換器の第４チャンネルの第１および第２出力に、それぞれ接続され、 入力信号変換器の第３出力は、双方の乗算器の第３および第４チャンネルのＮ
    ＯＲ回路の第１入力に接続され、 入力信号変換器の第４出力は、双方の乗算器の第１および第２チャンネルのＡ
    ＮＤ回路の第２入力に接続され、 基準信号変換器の第１チャンネルの第１出力は、同相乗算器の第１および第２
    チャンネルの第１ＯＲ回路の第１入力と、直角位相乗算器の第１チャンネルの第
    ２ＯＲ回路の第１入力とに接続され、 基準信号変換器の第１チャンネルの第２出力は、同相乗算器の第１チャンネル
    の第２ＯＲ回路の第１入力と、直角位相乗算器の第１および第２チャンネルの第
    １ＯＲ回路の第１入力とに接続され、 基準信号変換器の第２チャンネルの第１出力は、同相乗算器の第３チャンネル
    のＮＯＲ回路の第２入力と、第２チャンネルの第２ＯＲ回路の第１入力と、さら
    に、直角位相乗算器の第１チャンネルの第１ＯＲ回路の第２入力とに接続され、 基準信号変換器の第２チャンネルの第２出力は、同相乗算器の第１チャンネル
    の第１ＯＲ回路の第２入力と、直角位相乗算器の第２チャンネルの第２ＯＲ回路
    の第１入力と、第３チャンネルのＮＯＲ回路の第２入力とに接続され、 基準信号変換器の第３チャンネルの第１出力は、同相乗算器の第２チャンネル
    の第２ＯＲ回路の第２入力と、第４チャンネルのＮＯＲ回路の第２入力と、直角
    位相乗算器の第１チャンネルの第２ＯＲ回路の第２入力と、第２チャンネルの第
    １ＯＲ回路の第２入力と、第３チャンネルのＮＯＲ回路の第３入力とに接続され
    、 基準信号変換器の第３チャンネルの第２出力は、同相乗算器の第１チャンネル
    の第２ＯＲ回路の第２入力と、第２チャンネルの第１ＯＲ回路の第２入力と、第
    ３チャンネルのＮＯＲ回路の第３入力と、直角位相乗算器の第２チャンネルの第
    ２ＯＲ回路の第２入力と、第４チャンネルのＮＯＲ回路の第２入力とに接続され
    ている ことを特徴とする請求項１に記載のディジタル相関器。
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