JP2001345637A - 可変周波数発振装置 - Google Patents
可変周波数発振装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力信号の発振周波数を決定する容量成分に
は、電圧依存型可変容量だけでなく電界効果トランジス
タの寄生容量が含まれ、バックゲート端子を接地してい
るため、寄生容量は可変できず出力信号の周波数の可変
範囲が回路から計算される値より低下する。 【解決手段】 電界効果トランジスタ１０，１１のバッ
クゲート端子を第２の周波数調整端子７ｂとし、電圧依
存型可変容量素子５，６に接続された第１の周波数調整
端子７ａとの独立あるいは連動して変化させることで、
電圧依存型可変容量素子の容量値だけでなく、電界効果
トランジスタの寄生容量値も可変させ、出力信号の周波
数可変範囲を向上する。
は、電圧依存型可変容量だけでなく電界効果トランジス
タの寄生容量が含まれ、バックゲート端子を接地してい
るため、寄生容量は可変できず出力信号の周波数の可変
範囲が回路から計算される値より低下する。 【解決手段】 電界効果トランジスタ１０，１１のバッ
クゲート端子を第２の周波数調整端子７ｂとし、電圧依
存型可変容量素子５，６に接続された第１の周波数調整
端子７ａとの独立あるいは連動して変化させることで、
電圧依存型可変容量素子の容量値だけでなく、電界効果
トランジスタの寄生容量値も可変させ、出力信号の周波
数可変範囲を向上する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、携帯電話をはじめ
とする各種通信装置の送信，受信装置に関して、特にＰ
ＬＬ回路やチューナー回路などに使用される可変周波数
発振装置に関するものである。
とする各種通信装置の送信，受信装置に関して、特にＰ
ＬＬ回路やチューナー回路などに使用される可変周波数
発振装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、放送、通信の伝送メディアはより
高周波化が進んでおり、この分野の送受信装置で用いら
れている可変周波数発振装置についてもより高周波化が
求められている。しかし高周波回路においては、その特
性に関して回路図に現れない寄生素子の影響がより大き
くなることからその設計はより困難なものとなってきて
いた。
高周波化が進んでおり、この分野の送受信装置で用いら
れている可変周波数発振装置についてもより高周波化が
求められている。しかし高周波回路においては、その特
性に関して回路図に現れない寄生素子の影響がより大き
くなることからその設計はより困難なものとなってきて
いた。
【０００３】図５は従来例の相互接続型の可変周波数発
振装置の一例を示す回路図である。
振装置の一例を示す回路図である。
【０００４】図５において、１は電源電圧、２は定電流
源、３，４はコイル、５，６は電圧依存型可変容量素
子、７は周波数調整端子、８，９は可変周波数発振装置
の出力端子、１０，１１は電界効果トランジスタ、１
２，１３は電界効果トランジスタ１０，１１のバックゲ
ート端子である。
源、３，４はコイル、５，６は電圧依存型可変容量素
子、７は周波数調整端子、８，９は可変周波数発振装置
の出力端子、１０，１１は電界効果トランジスタ、１
２，１３は電界効果トランジスタ１０，１１のバックゲ
ート端子である。
【０００５】電界効果トランジスタ１０はコイル３、電
圧依存型可変容量素子５による共振周波数において増幅
率が最大になる。ここで増幅された信号は電界効果トラ
ンジスタ１１のゲート端子に入力される。この電界効果
トランジスタ１１の増幅率はコイル４と電圧依存型可変
容量素子６の共振周波数で最大となり、その共振周波数
は電界効果トランジスタ１０と同じである。そのため電
界効果トランジスタ１１のゲート端子に入力した信号は
電界効果トランジスタ１１で増幅され、また電界効果ト
ランジスタ１０に入力される。この過程が繰り返される
と電界効果トランジスタ１０，１１に供給している電源
電圧１で制限されるまで増幅して発振出力信号を出力端
子８，９に得る。この時発振出力信号の周波数をｆ、コ
イル３，４のインダクタンス値をＬ、電圧依存型可変容
量素子５，６の容量値をＣｖａｒとおくと、ｆはＬとＣ
ｖａｒを用いて（数１）のように決まる。
圧依存型可変容量素子５による共振周波数において増幅
率が最大になる。ここで増幅された信号は電界効果トラ
ンジスタ１１のゲート端子に入力される。この電界効果
トランジスタ１１の増幅率はコイル４と電圧依存型可変
容量素子６の共振周波数で最大となり、その共振周波数
は電界効果トランジスタ１０と同じである。そのため電
界効果トランジスタ１１のゲート端子に入力した信号は
電界効果トランジスタ１１で増幅され、また電界効果ト
ランジスタ１０に入力される。この過程が繰り返される
と電界効果トランジスタ１０，１１に供給している電源
電圧１で制限されるまで増幅して発振出力信号を出力端
子８，９に得る。この時発振出力信号の周波数をｆ、コ
イル３，４のインダクタンス値をＬ、電圧依存型可変容
量素子５，６の容量値をＣｖａｒとおくと、ｆはＬとＣ
ｖａｒを用いて（数１）のように決まる。
【０００６】
【数１】
【０００７】また周波数の可変は電圧依存型可変容量素
子の周波数調整端子７に供給する電圧を変化させること
により発振周波数が可変できる。
子の周波数調整端子７に供給する電圧を変化させること
により発振周波数が可変できる。
【０００８】ただし実際には、発振出力信号の周波数に
は電界効果トランジスタ１０，１１の寄生容量の影響が
あるので、以下図６を用いて説明する。図６は、図５の
可変周波数発振装置で使用する電界効果トランジスタ１
０，１１の一例を示す模式断面図である。
は電界効果トランジスタ１０，１１の寄生容量の影響が
あるので、以下図６を用いて説明する。図６は、図５の
可変周波数発振装置で使用する電界効果トランジスタ１
０，１１の一例を示す模式断面図である。
【０００９】図６において、１４はソース端子、１５は
ゲート端子、１６はドレイン端子、１７はポリシリコン
ゲート、１８はゲート（ＳｉＯ2）酸化膜、１９はソー
ス領域、２０はドレイン領域、２１，２２はウェルコン
タクト領域、２３はＰＮ接合面に形成される空乏層、２
４はソース−ウェル間にできる寄生容量、２５はゲート
−ウェル領域間の寄生容量、２６はドレイン−ウェル領
域間の寄生容量、２７はウェル領域、２８はシリコン基
板である。なお、１２，１３は図５に示すバックゲート
端子である。
ゲート端子、１６はドレイン端子、１７はポリシリコン
ゲート、１８はゲート（ＳｉＯ2）酸化膜、１９はソー
ス領域、２０はドレイン領域、２１，２２はウェルコン
タクト領域、２３はＰＮ接合面に形成される空乏層、２
４はソース−ウェル間にできる寄生容量、２５はゲート
−ウェル領域間の寄生容量、２６はドレイン−ウェル領
域間の寄生容量、２７はウェル領域、２８はシリコン基
板である。なお、１２，１３は図５に示すバックゲート
端子である。
【００１０】ここでウェル領域２７を接地し、ソース、
ドレイン領域１９，２０にゼロ以上の電圧をかけると、
ウェル領域２７とソース領域１９、ウェル領域２７とド
レイン領域２０の境界面は逆バイアスのＰＮ接合となり
容量として働く。またゲート端子１５に正電圧を与える
とゲート下にも空乏層２３ができ、容量として働く。こ
のうちゲートとドレインにつく寄生容量は、図５の可変
周波数発振装置においては電圧依存型可変容量と回路的
に平行に接続されるため、結局図５の回路における発振
出力信号の周波数をｆとおくと、コイル３，４のインダ
クタンス値をＬ、電圧依存型可変容量素子５，６の容量
値をＣｖａｒ、ゲート−ウェル領域間の寄生容量２５の
値をＣｇ、ドレイン−ウェル領域間の寄生容量２６の値
をＣｄとおくことでｆは（数２）のように決まる。
ドレイン領域１９，２０にゼロ以上の電圧をかけると、
ウェル領域２７とソース領域１９、ウェル領域２７とド
レイン領域２０の境界面は逆バイアスのＰＮ接合となり
容量として働く。またゲート端子１５に正電圧を与える
とゲート下にも空乏層２３ができ、容量として働く。こ
のうちゲートとドレインにつく寄生容量は、図５の可変
周波数発振装置においては電圧依存型可変容量と回路的
に平行に接続されるため、結局図５の回路における発振
出力信号の周波数をｆとおくと、コイル３，４のインダ
クタンス値をＬ、電圧依存型可変容量素子５，６の容量
値をＣｖａｒ、ゲート−ウェル領域間の寄生容量２５の
値をＣｇ、ドレイン−ウェル領域間の寄生容量２６の値
をＣｄとおくことでｆは（数２）のように決まる。
【００１１】
【数２】
【００１２】これらの寄生容量Ｃｇ，Ｃｄは電圧依存性
を持ち、両端にかかる電圧が大きいほど容量値が小さく
なる。図５の回路においてはゲートとドレインは電源電
圧１にあるため、従来はバックゲート端子１２，１３を
接地し、ゲートおよびドレインとバックゲートの電位差
を最大にして寄生容量の影響が最小となるような構成を
とっていた。
を持ち、両端にかかる電圧が大きいほど容量値が小さく
なる。図５の回路においてはゲートとドレインは電源電
圧１にあるため、従来はバックゲート端子１２，１３を
接地し、ゲートおよびドレインとバックゲートの電位差
を最大にして寄生容量の影響が最小となるような構成を
とっていた。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
構成では出力信号の発振周波数を決定する容量成分に
は、電圧依存型可変容量だけでなく電界効果トランジス
タの寄生容量も含まれるが、バックゲート端子を接地し
ているためこれらの寄生容量は可変できず一定であり、
出力信号の周波数の可変範囲が回路から計算される値よ
り低下するという課題を有していた。
構成では出力信号の発振周波数を決定する容量成分に
は、電圧依存型可変容量だけでなく電界効果トランジス
タの寄生容量も含まれるが、バックゲート端子を接地し
ているためこれらの寄生容量は可変できず一定であり、
出力信号の周波数の可変範囲が回路から計算される値よ
り低下するという課題を有していた。
【００１４】本発明は上記課題を鑑みてなされたもの
で、電界効果トランジスタのバックゲート端子を第２の
周波数調整端子として、電圧依存型可変容量素子に接続
された第１の周波数調整端子と連動して変化させること
で出力信号の周波数可変範囲の向上を図ることを目的と
する。
で、電界効果トランジスタのバックゲート端子を第２の
周波数調整端子として、電圧依存型可変容量素子に接続
された第１の周波数調整端子と連動して変化させること
で出力信号の周波数可変範囲の向上を図ることを目的と
する。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は上記の目的を達
成するため、電界効果トランジスタのバックゲート端子
を第２の周波数調整端子とし、電圧依存性型可変容量素
子に接続された第１の周波数調整端子と連動して変化さ
せることを特徴とする。
成するため、電界効果トランジスタのバックゲート端子
を第２の周波数調整端子とし、電圧依存性型可変容量素
子に接続された第１の周波数調整端子と連動して変化さ
せることを特徴とする。
【００１６】このように本発明では、電界効果トランジ
スタのバックゲート端子を第２の周波数調整端子とし、
電圧依存性可変容量素子に接続された第１の周波数制御
用端子と独立あるいは連動して変化させることで、電圧
依存型可変容量素子の容量値だけでなく電界効果トラン
ジスタの寄生容量値も可変させ、出力信号の周波数可変
範囲を向上させるようにしたものである。
スタのバックゲート端子を第２の周波数調整端子とし、
電圧依存性可変容量素子に接続された第１の周波数制御
用端子と独立あるいは連動して変化させることで、電圧
依存型可変容量素子の容量値だけでなく電界効果トラン
ジスタの寄生容量値も可変させ、出力信号の周波数可変
範囲を向上させるようにしたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】（実施の形態）以下、本発明の実
施の形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明の実
施の形態におけるバックゲート電圧可変可能な電界効果
トランジスタの模式断面図、図２は図１の電界効果トラ
ンジスタを用いた本発明における相互接続型の可変周波
数発振装置の一例を示す回路図である。
施の形態を図面に基づいて説明する。図１は本発明の実
施の形態におけるバックゲート電圧可変可能な電界効果
トランジスタの模式断面図、図２は図１の電界効果トラ
ンジスタを用いた本発明における相互接続型の可変周波
数発振装置の一例を示す回路図である。
【００１８】図１において、１４はソース端子、１５は
ゲート端子、１６はドレイン端子、１７はポリシリコン
ゲート、１８はゲート（ＳｉＯ2）酸化膜、１９はソー
ス領域、２０はドレイン領域、２１，２２はウェルコン
タクト領域、２３はＰＮ接合面に形成される空乏層、２
４はソース−ウェル領域間にできる寄生容量、２５はゲ
ート−ウェル領域間の寄生容量、２６はドレイン−ウェ
ル領域間の寄生容量、２７はウェル領域、２８はシリコ
ン基板である。
ゲート端子、１６はドレイン端子、１７はポリシリコン
ゲート、１８はゲート（ＳｉＯ2）酸化膜、１９はソー
ス領域、２０はドレイン領域、２１，２２はウェルコン
タクト領域、２３はＰＮ接合面に形成される空乏層、２
４はソース−ウェル領域間にできる寄生容量、２５はゲ
ート−ウェル領域間の寄生容量、２６はドレイン−ウェ
ル領域間の寄生容量、２７はウェル領域、２８はシリコ
ン基板である。
【００１９】これらは、図６で説明した各部位と同じで
あり、本実施の形態においては、バックゲートの電圧を
取り出すウェルコンタクト領域２１，２２を、接地せず
に電極として取り出しバックゲート端子７ｂとしてい
る。
あり、本実施の形態においては、バックゲートの電圧を
取り出すウェルコンタクト領域２１，２２を、接地せず
に電極として取り出しバックゲート端子７ｂとしてい
る。
【００２０】図２において、１は電源電圧、２は定電流
源、３，４は第１及び第２のコイル、５，６は電圧依存
型可変容量素子、８，９は可変周波数発振装置の出力端
子、１０，１１は第１及び第２の電界効果トランジスタ
であり、これらは前記従来例の図５に示す可変周波数発
振装置の各部位と同じである。次に本実施の形態におい
て、図５と異なる部位を説明すると、７ａ，７ｂは第１
及び第２の周波数調整端子であり、７ａは電圧依存型可
変容量素子５，６の陽極に接続された第１の周波数調整
端子として機能し、７ｂは電界効果トランジスタ１０，
１１のバックゲート端子であり、第２の周波数調整端子
として機能する。これらの両端子７ａ，７ｂは独立ある
いは連動して変化させる構成となっている。
源、３，４は第１及び第２のコイル、５，６は電圧依存
型可変容量素子、８，９は可変周波数発振装置の出力端
子、１０，１１は第１及び第２の電界効果トランジスタ
であり、これらは前記従来例の図５に示す可変周波数発
振装置の各部位と同じである。次に本実施の形態におい
て、図５と異なる部位を説明すると、７ａ，７ｂは第１
及び第２の周波数調整端子であり、７ａは電圧依存型可
変容量素子５，６の陽極に接続された第１の周波数調整
端子として機能し、７ｂは電界効果トランジスタ１０，
１１のバックゲート端子であり、第２の周波数調整端子
として機能する。これらの両端子７ａ，７ｂは独立ある
いは連動して変化させる構成となっている。
【００２１】次に２５ａ，２５ｂは電界効果トランジス
タ１０，１１のゲート−ウェル領域間寄生容量Ｃｇ、２
６ａ，２６ｂは電界効果トランジスタ１０，１１のドレ
イン−ウェル領域間寄生容量Ｃｄである。
タ１０，１１のゲート−ウェル領域間寄生容量Ｃｇ、２
６ａ，２６ｂは電界効果トランジスタ１０，１１のドレ
イン−ウェル領域間寄生容量Ｃｄである。
【００２２】発振の原理は図５の従来例の場合と同様な
ので略す。また周波数の可変は周波数調整端子７ａ，７
ｂの電圧を可変させることにより発振周波数が可変でき
る。ここで、発振周波数はコイル３，４と電圧依存型可
変容量素子５，６と電界効果トランジスタ１０，１１の
寄生容量２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂによる共振周
波数により決定するが、電界効果トランジスタ１０，１
１のバックゲートを周波数調整端子７ｂによって変化さ
せることにより、発振周波数の可変範囲を向上させるこ
とができる。
ので略す。また周波数の可変は周波数調整端子７ａ，７
ｂの電圧を可変させることにより発振周波数が可変でき
る。ここで、発振周波数はコイル３，４と電圧依存型可
変容量素子５，６と電界効果トランジスタ１０，１１の
寄生容量２５ａ，２５ｂ，２６ａ，２６ｂによる共振周
波数により決定するが、電界効果トランジスタ１０，１
１のバックゲートを周波数調整端子７ｂによって変化さ
せることにより、発振周波数の可変範囲を向上させるこ
とができる。
【００２３】いま発振周波数を高い方に変化させるに
は、周波数調整端子７ａ，７ｂにより低い電圧を加え
る。その結果、電圧依存型可変容量素子５，６の両端に
より高い電圧が加わり静電容量が減少し、同時に電界効
果トランジスタ１０，１１のゲート−ウェル領域間とド
レイン−ウェル領域間により高い電圧が加わり寄生容量
の静電容量は減少する。したがって電圧依存型可変容量
素子５，６と電界効果トランジスタ１０，１１の寄生容
量の合成容量は、電圧依存型可変容量素子だけを変化さ
せた場合に比べより大きく減少する。
は、周波数調整端子７ａ，７ｂにより低い電圧を加え
る。その結果、電圧依存型可変容量素子５，６の両端に
より高い電圧が加わり静電容量が減少し、同時に電界効
果トランジスタ１０，１１のゲート−ウェル領域間とド
レイン−ウェル領域間により高い電圧が加わり寄生容量
の静電容量は減少する。したがって電圧依存型可変容量
素子５，６と電界効果トランジスタ１０，１１の寄生容
量の合成容量は、電圧依存型可変容量素子だけを変化さ
せた場合に比べより大きく減少する。
【００２４】次に周波数を低い方に変化させるには、周
波数調整端子７ａ，７ｂにより高い電圧を加える。その
結果、電圧依存型可変容量素子５，６の両端により低い
電圧が加わり静電容量が増加し、同時に電界効果トラン
ジスタ１０，１１のゲート−ウェル領域間とドレイン−
ウェル領域間により低い電圧が加わり寄生容量の静電容
量は増加する。したがって電圧依存型可変容量素子と電
界効果トランジスタの寄生容量の合成容量は、電圧依存
型可変容量素子だけを変化させた場合に比べより大きく
増加する。
波数調整端子７ａ，７ｂにより高い電圧を加える。その
結果、電圧依存型可変容量素子５，６の両端により低い
電圧が加わり静電容量が増加し、同時に電界効果トラン
ジスタ１０，１１のゲート−ウェル領域間とドレイン−
ウェル領域間により低い電圧が加わり寄生容量の静電容
量は増加する。したがって電圧依存型可変容量素子と電
界効果トランジスタの寄生容量の合成容量は、電圧依存
型可変容量素子だけを変化させた場合に比べより大きく
増加する。
【００２５】このように図２の可変周波数発振装置は電
界効果トランジスタのバックゲートを周波数調整端子７
ｂによって変化させることで、電圧依存型可変容量素子
だけで周波数を調整していた従来の可変周波数発振装置
に比べ、発振周波数を決定する電圧依存型可変容量素子
と電界効果トランジスタの寄生容量の合成容量値をより
大きく可変させることができ、その結果発振周波数の可
変範囲をより大きくすることができる。
界効果トランジスタのバックゲートを周波数調整端子７
ｂによって変化させることで、電圧依存型可変容量素子
だけで周波数を調整していた従来の可変周波数発振装置
に比べ、発振周波数を決定する電圧依存型可変容量素子
と電界効果トランジスタの寄生容量の合成容量値をより
大きく可変させることができ、その結果発振周波数の可
変範囲をより大きくすることができる。
【００２６】次に本発明の具体例を説明する。
【００２７】（実施例）図３はコンピュータ・シミュレ
ーションを用いた本発明の実施例における可変周波数発
振装置の回路図である。図３において、３０１は３Ｖ直
流電圧源、３０２は定電流源、３０３，３０４はコイ
ル、３０５，３０６は電圧依存型可変容量素子、３０７
ａ，３０７ｂは周波数調整可変電圧源、３０８，３０９
は可変周波数発振装置の出力端子、３１０，３１１は電
界効果トランジスタである。
ーションを用いた本発明の実施例における可変周波数発
振装置の回路図である。図３において、３０１は３Ｖ直
流電圧源、３０２は定電流源、３０３，３０４はコイ
ル、３０５，３０６は電圧依存型可変容量素子、３０７
ａ，３０７ｂは周波数調整可変電圧源、３０８，３０９
は可変周波数発振装置の出力端子、３１０，３１１は電
界効果トランジスタである。
【００２８】図３に示す可変周波数発振装置のシミュレ
ーション実行時には、電圧依存型可変容量素子の容量は
（表１）のように周波数制御電圧ＶＴ（Ｖ）に対応した
容量値（ｐＦ）を持った固定容量によって置き換えた。
ーション実行時には、電圧依存型可変容量素子の容量は
（表１）のように周波数制御電圧ＶＴ（Ｖ）に対応した
容量値（ｐＦ）を持った固定容量によって置き換えた。
【００２９】
【表１】
【００３０】（表１）において、ＶＴは電圧依存型可変
容量素子の陰極から陽極を見たときの電圧である。周波
数調整可変電圧源３０７ａ，３０７ｂに対する発振出力
信号の周波数の関係のシミュレーション結果を図４に示
す。
容量素子の陰極から陽極を見たときの電圧である。周波
数調整可変電圧源３０７ａ，３０７ｂに対する発振出力
信号の周波数の関係のシミュレーション結果を図４に示
す。
【００３１】図４において、横軸は周波数調整可変電圧
源３０７ａ，３０７ｂの可変電圧Ｖ、縦軸は出力端子３
０８，３０９に得られる出力信号（発振出力周波数ＧＨ
ｚ）を示す。図４に示すように本発明の可変周波数発振
装置の出力信号（ａ）は従来型の可変周波数発振装置の
出力信号（ｂ）に比べて、出力信号の周波数可変幅が電
圧３Ｖにおいて１１％向上していることがわかる。
源３０７ａ，３０７ｂの可変電圧Ｖ、縦軸は出力端子３
０８，３０９に得られる出力信号（発振出力周波数ＧＨ
ｚ）を示す。図４に示すように本発明の可変周波数発振
装置の出力信号（ａ）は従来型の可変周波数発振装置の
出力信号（ｂ）に比べて、出力信号の周波数可変幅が電
圧３Ｖにおいて１１％向上していることがわかる。
【００３２】
【発明の効果】以上のように本発明は、電圧依存型可変
容量素子と電界効果トランジスタの寄生容量をともに可
変させる構成となっており、出力信号の周波数の可変範
囲がより大きい可変周波数発振器を提供できる。
容量素子と電界効果トランジスタの寄生容量をともに可
変させる構成となっており、出力信号の周波数の可変範
囲がより大きい可変周波数発振器を提供できる。
【図１】本発明の実施の形態における可変周波数発振装
置で使用する電界効果トランジスタの一例を示す模式断
面図
置で使用する電界効果トランジスタの一例を示す模式断
面図
【図２】本発明の実施の形態における可変周波数発振装
置の一例を示す回路図
置の一例を示す回路図
【図３】本発明の実施例における可変周波数発振装置の
回路図
回路図
【図４】図３の可変周波数発振装置における周波数調整
端子に対する発振出力信号の周波数シミュレーション結
果を示す図
端子に対する発振出力信号の周波数シミュレーション結
果を示す図
【図５】従来の可変周波数発振装置一例を示す回路図
【図６】図５の可変周波数発振装置で使用する電界効果
トランジスタの一例を示す模式断面図
トランジスタの一例を示す模式断面図
１ 電源電圧 ２ 定電流源 ３，４ 第１，第２のコイル ５，６ 第１，第２の電圧依存型可変容量素子 ７ａ，７ｂ 第１，第２の周波数調整端子 ８，９ 出力端子 １０，１１ 第１，第２の電界効果トランジスタ １４ ソース端子 １５ ゲート端子 １６ ドレイン端子 １７ ポリシリコンゲート １８ ゲート（ＳｉＯ2）酸化膜 １９ ソース領域 ２０ ドレイン領域 ２１，２２ ウェルコンタクト領域 ２３ 空乏層 ２４ ソース−ウェル領域間寄生容量 ２５ ゲート−ウェル領域間寄生容量 ２６ ドレイン−ウェル領域 ２７ ウェル領域 ２８ シリコン基板
Claims (1)
- 【請求項１】 第１の電界効果トランジスタのゲート端
子と第２の電界効果トランジスタのドレイン端子が結合
し、前記第２の電界効果トランジスタのゲート端子と前
記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子が結合
し、前記第１の電界効果トランジスタのドレイン端子に
第１のコイルと第１の電圧依存型可変容量素子の陰極が
接続され、前記第１のコイルの他端には電源電圧と第２
のコイルが接続され、前記第２のコイルの他端には前記
第２の電界効果トランジスタのドレイン端子が接続さ
れ、前記第１の電圧依存型可変容量素子の陽極は第１の
周波数調整端子と第２の電圧依存型可変容量素子の陽極
に接続され、前記第２の電圧依存型可変容量素子の陰極
は前記第２の電界効果トランジスタのドレイン端子に接
続され、前記第１及び第２の電界効果トランジスタの各
バックゲート端子は第２の周波数調整端子にそれぞれ接
続されていることを特徴とする可変周波数発振装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000162610A JP2001345637A (ja) | 2000-05-31 | 2000-05-31 | 可変周波数発振装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000162610A JP2001345637A (ja) | 2000-05-31 | 2000-05-31 | 可変周波数発振装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001345637A true JP2001345637A (ja) | 2001-12-14 |
Family
ID=18666489
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000162610A Pending JP2001345637A (ja) | 2000-05-31 | 2000-05-31 | 可変周波数発振装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001345637A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003056697A1 (fr) * | 2001-12-25 | 2003-07-10 | Ntt Electronics Corporation | Oscillateur |
| KR100513972B1 (ko) * | 2003-07-01 | 2005-09-13 | 학교법인 한국정보통신학원 | 광대역 가변 주파수 전압 제어 발진기 |
| KR100531004B1 (ko) * | 2003-08-25 | 2005-11-28 | 학교법인 한국정보통신학원 | 백게이트를 이용한 저전력 4위상 전압 제어 발진기 |
| JP2014112885A (ja) * | 2014-01-07 | 2014-06-19 | Renesas Electronics Corp | 発振回路及び半導体装置 |
| JP2017512445A (ja) * | 2014-03-11 | 2017-05-18 | クゥアルコム・インコーポレイテッドＱｕａｌｃｏｍｍ Ｉｎｃｏｒｐｏｒａｔｅｄ | トランスコンダクタンス（ｇｍ）デジェネレーションを使用する低雑音および低電力電圧制御発振器（ＶＣＯ） |
-
2000
- 2000-05-31 JP JP2000162610A patent/JP2001345637A/ja active Pending
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| US7145409B2 (en) | 2003-08-25 | 2006-12-05 | Information And Communication University And Industrial Cooperation Group | Low power quadrature voltage controlled oscillator using back gate |
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