JP2001337729A - シリーズレギュレータ - Google Patents
シリーズレギュレータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 入力電圧が規定値以下に下がった場合、出力
電圧調整用のブーストトランジスタの駆動電流が急激に
増加するのを防止する。 【解決手段】 入出力経路上に接続した第１のトランジ
スタと、第１のトランジスタの駆動用の第２のトランジ
スタと、基準電圧と第１のトランジスタの出力側電圧と
を比較しその差に応じた電流を発生して第２のトランジ
スタのベースに供給する第１の差動増幅器とを備えるシ
リーズレギュレータにおいて、第１のトランジスタのエ
ミッタ−コレクタ間電圧が一定値以下となった場合導通
する第３のトランジスタと、第３のトランジスタの導通
を検出して第２のトランジスタのベース電位をクランプ
する電流検出回路とを設け、第１のトランジスタを外付
け素子で構成し、第１の差動増幅器、第２、第３のトラ
ンジスタおよび電流検出回路をＩＣとして一体に構成す
る。
電圧調整用のブーストトランジスタの駆動電流が急激に
増加するのを防止する。 【解決手段】 入出力経路上に接続した第１のトランジ
スタと、第１のトランジスタの駆動用の第２のトランジ
スタと、基準電圧と第１のトランジスタの出力側電圧と
を比較しその差に応じた電流を発生して第２のトランジ
スタのベースに供給する第１の差動増幅器とを備えるシ
リーズレギュレータにおいて、第１のトランジスタのエ
ミッタ−コレクタ間電圧が一定値以下となった場合導通
する第３のトランジスタと、第３のトランジスタの導通
を検出して第２のトランジスタのベース電位をクランプ
する電流検出回路とを設け、第１のトランジスタを外付
け素子で構成し、第１の差動増幅器、第２、第３のトラ
ンジスタおよび電流検出回路をＩＣとして一体に構成す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般にシリーズレギ
ュレータに関し、特に入力電圧が通常使用時の範囲以下
となった場合でも消費電力の急激な増加を防ぐことが可
能なシリーズレギュレータに関する。
ュレータに関し、特に入力電圧が通常使用時の範囲以下
となった場合でも消費電力の急激な増加を防ぐことが可
能なシリーズレギュレータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図１に、ＰＮＰトランジスタを用いた低
飽和型シリーズレギュレータの従来例を示す。この回路
は、例えば自動車等のバッテリである入力電源ＶＩＮか
らマイコン等の入力電源として用いられる出力を確保す
るための定電圧回路である。図の点線で囲んだ部分が通
常１個のＩＣ１０として構成される。図においてＩＮは
入力端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは接地端子を示
し、この回路は三端子レギュレータとして構成されてい
る。
飽和型シリーズレギュレータの従来例を示す。この回路
は、例えば自動車等のバッテリである入力電源ＶＩＮか
らマイコン等の入力電源として用いられる出力を確保す
るための定電圧回路である。図の点線で囲んだ部分が通
常１個のＩＣ１０として構成される。図においてＩＮは
入力端子、ＯＵＴは出力端子、ＧＮＤは接地端子を示
し、この回路は三端子レギュレータとして構成されてい
る。
【０００３】またＶＯＵＴは出力電圧、Ｑ１は出力電圧
調整用のブーストトランジスタ、Ｑ２はブーストトラン
ジスタＱ１の駆動用トランジスタ、Ｒ１はトランジスタ
Ｑ２のリックカット用抵抗、Ｒ２はトランジスタＱ１の
駆動電流制限用抵抗を示す。さらに、ＡＭＰ１は出力電
圧誤差検出用の差動増幅器、ＶＲＥＦは内部基準電圧生
成用の電源、Ｒ３およびＲ４は出力電圧モニタ用の抵
抗、ＣＬＬは出力安定化用バイパスコンデンサ、さらに
ＣＰは発振防止用コンデンサである。
調整用のブーストトランジスタ、Ｑ２はブーストトラン
ジスタＱ１の駆動用トランジスタ、Ｒ１はトランジスタ
Ｑ２のリックカット用抵抗、Ｒ２はトランジスタＱ１の
駆動電流制限用抵抗を示す。さらに、ＡＭＰ１は出力電
圧誤差検出用の差動増幅器、ＶＲＥＦは内部基準電圧生
成用の電源、Ｒ３およびＲ４は出力電圧モニタ用の抵
抗、ＣＬＬは出力安定化用バイパスコンデンサ、さらに
ＣＰは発振防止用コンデンサである。
【０００４】図１に示すような一般的なシリーズレギュ
レータでは、入力端子ＩＮに規定値以上の入力電圧ＶＩ
Ｎが与えられると、一定の出力電圧ＶＯＵＴが出力端子
ＯＵＴより出力され、定電圧回路として動作する。図２
は、図１に示す回路における電源電圧、出力電圧および
消費電流の関係を概念的に示す図である。図示するよう
に、通常のシリーズレギュレータでは電源電圧ＶＩＮが
規定値以上では、出力電圧ＶＯＵＴは一定値となり、通
常の定電圧回路として動作する。ところが入力電圧ＶＩ
Ｎが規定値以下となるとブーストトランジスタＱ１が飽
和し、それ以降出力電圧ＶＯＵＴが電源電圧ＶＩＮにほ
ぼ等しく（ＶＯＵＴ≒ＶＩＮ）なり、電源電圧ＶＩＮの
低下と共に低下する。
レータでは、入力端子ＩＮに規定値以上の入力電圧ＶＩ
Ｎが与えられると、一定の出力電圧ＶＯＵＴが出力端子
ＯＵＴより出力され、定電圧回路として動作する。図２
は、図１に示す回路における電源電圧、出力電圧および
消費電流の関係を概念的に示す図である。図示するよう
に、通常のシリーズレギュレータでは電源電圧ＶＩＮが
規定値以上では、出力電圧ＶＯＵＴは一定値となり、通
常の定電圧回路として動作する。ところが入力電圧ＶＩ
Ｎが規定値以下となるとブーストトランジスタＱ１が飽
和し、それ以降出力電圧ＶＯＵＴが電源電圧ＶＩＮにほ
ぼ等しく（ＶＯＵＴ≒ＶＩＮ）なり、電源電圧ＶＩＮの
低下と共に低下する。
【０００５】ところがこの様なシリーズレギュレータで
は、入力電圧が規定値以下となるとその消費電流が急激
に増加する。これは以下の様な理由による。出力電圧が
低下すると誤差検出用の差動増幅器ＡＭＰ１はトランジ
スタＱ２を制御してブーストトランジスタＱ１の駆動電
流（ベース電流）を増加させ、出力電圧の低下を補おう
とする。
は、入力電圧が規定値以下となるとその消費電流が急激
に増加する。これは以下の様な理由による。出力電圧が
低下すると誤差検出用の差動増幅器ＡＭＰ１はトランジ
スタＱ２を制御してブーストトランジスタＱ１の駆動電
流（ベース電流）を増加させ、出力電圧の低下を補おう
とする。
【０００６】ところが電源電圧ＶＩＮが規定値以下であ
るため、トランジスタＱ１の駆動電流値がトランジスタ
Ｑ１の駆動電流制限抵抗Ｒによる制限値まで上昇しても
所定の出力電圧を得ることはできない。さらにトランジ
スタＱ１の駆動電流は、出力最大負荷電流とトランジス
タＱ１の直流電流増幅率ｈFEによって決まっているの
で、抵抗Ｒ２の値を大きくすることもできない。その結
果本シリーズレギュレータの消費電流は、電源電圧が規
定値以下となると図２に示す様に出力電圧と関係無く急
激に上昇し、電力が無駄に消費されることとなる。
るため、トランジスタＱ１の駆動電流値がトランジスタ
Ｑ１の駆動電流制限抵抗Ｒによる制限値まで上昇しても
所定の出力電圧を得ることはできない。さらにトランジ
スタＱ１の駆動電流は、出力最大負荷電流とトランジス
タＱ１の直流電流増幅率ｈFEによって決まっているの
で、抵抗Ｒ２の値を大きくすることもできない。その結
果本シリーズレギュレータの消費電流は、電源電圧が規
定値以下となると図２に示す様に出力電圧と関係無く急
激に上昇し、電力が無駄に消費されることとなる。
【０００７】入力電源ＶＩＮが自動車のバッテリである
場合を例に取ると、バッテリ出力は通常１２Ｖ程度に設
定されている。ところがエンジンの動作時では１４Ｖ程
度になり、またイグニッションスイッチをオンした場合
のサージ電圧等により１００Ｖあるいは２００Ｖ程度に
もなることがある。エンジンを切ると電源電圧は減少す
るが、自動車の電子機器には電源電圧が８Ｖ程度でも動
作させる必要のあるものもある。
場合を例に取ると、バッテリ出力は通常１２Ｖ程度に設
定されている。ところがエンジンの動作時では１４Ｖ程
度になり、またイグニッションスイッチをオンした場合
のサージ電圧等により１００Ｖあるいは２００Ｖ程度に
もなることがある。エンジンを切ると電源電圧は減少す
るが、自動車の電子機器には電源電圧が８Ｖ程度でも動
作させる必要のあるものもある。
【０００８】図１に示す従来のシリーズレギュレータで
は、バッテリ出力が急激に増加した場合でもブーストト
ランジスタＱ１が出力電圧を一定値に調整するので、安
定した出力電圧が得られる。図３は、図１に示すシリー
ズレギュレータを低耐圧プロセスのＩＣとして構成する
場合の回路図を示す。自動車のバッテリは前述した様に
サージ等の影響により電源電圧の変動が大きく、例えば
１２Ｖが通常の出力であっても時として１００Ｖ、２０
０Ｖ程度の電圧が出力される場合もある。図１のシリー
ズレギュレータでは、ＩＣの電源電圧として入力電源Ｖ
ＩＮの電圧を直接使用しているので、このＩＣを自動車
用に用いる場合は１００Ｖ以上の高電圧に耐える様に製
造しなければならず、製造コストが上昇する。
は、バッテリ出力が急激に増加した場合でもブーストト
ランジスタＱ１が出力電圧を一定値に調整するので、安
定した出力電圧が得られる。図３は、図１に示すシリー
ズレギュレータを低耐圧プロセスのＩＣとして構成する
場合の回路図を示す。自動車のバッテリは前述した様に
サージ等の影響により電源電圧の変動が大きく、例えば
１２Ｖが通常の出力であっても時として１００Ｖ、２０
０Ｖ程度の電圧が出力される場合もある。図１のシリー
ズレギュレータでは、ＩＣの電源電圧として入力電源Ｖ
ＩＮの電圧を直接使用しているので、このＩＣを自動車
用に用いる場合は１００Ｖ以上の高電圧に耐える様に製
造しなければならず、製造コストが上昇する。
【０００９】図３に示すシリーズレギュレータでは、ブ
ーストトランジスタＱ１およびトランジスタＱ１駆動用
のトランジスタＱ２を例えばディスクリート素子で構成
し、ＩＣ２０の外付けとしている。またトランジスタＱ
１によってこのＩＣ２０の耐圧よりも低い定電圧ＶＣＣ
を発生させ、これをＩＣ２０の電源として用いているた
め、ＩＣ２０を低耐圧の安価なＩＣとして製造が可能で
ある。電源が自動車のバッテリの場合、ＩＣ２０の耐圧
は１５Ｖ程度にすることが可能である。
ーストトランジスタＱ１およびトランジスタＱ１駆動用
のトランジスタＱ２を例えばディスクリート素子で構成
し、ＩＣ２０の外付けとしている。またトランジスタＱ
１によってこのＩＣ２０の耐圧よりも低い定電圧ＶＣＣ
を発生させ、これをＩＣ２０の電源として用いているた
め、ＩＣ２０を低耐圧の安価なＩＣとして製造が可能で
ある。電源が自動車のバッテリの場合、ＩＣ２０の耐圧
は１５Ｖ程度にすることが可能である。
【００１０】なお図３の回路ではＩＣ２０を低耐圧プロ
セスＩＣとして構成しているので、入力電圧ＶＩＮを直
接モニタすることができない。そのため入力電圧モニタ
端子（ＳＴ）とバッテリ２２間に抵抗Ｒ５を接続して電
流制限を行い、かつＩＣ２０内部に起動／クランプ回路
２１を設けてＩＣ２０に印加される電圧がこのＩＣの耐
圧を越えない様にしている。ＣＮＴはトランジスタＱ２
のベースに接続される制御端子、ＶＣＣは電源端子、さ
らにＧＮＤは接地端子である。
セスＩＣとして構成しているので、入力電圧ＶＩＮを直
接モニタすることができない。そのため入力電圧モニタ
端子（ＳＴ）とバッテリ２２間に抵抗Ｒ５を接続して電
流制限を行い、かつＩＣ２０内部に起動／クランプ回路
２１を設けてＩＣ２０に印加される電圧がこのＩＣの耐
圧を越えない様にしている。ＣＮＴはトランジスタＱ２
のベースに接続される制御端子、ＶＣＣは電源端子、さ
らにＧＮＤは接地端子である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】以上の様に、従来の低
飽和型シリーズレギュレータでは、電源電圧が規定値以
下となると消費電流が急激に増加し、無駄な電力消費が
発生するという問題を有している。本発明は、このよう
な点に鑑みてなされたもので、電源電圧が規定値以下と
なった場合でも消費電流の増加を効果的に抑えることが
できる新規な構造のシリーズレギュレータを提供するこ
とを目的とする。
飽和型シリーズレギュレータでは、電源電圧が規定値以
下となると消費電流が急激に増加し、無駄な電力消費が
発生するという問題を有している。本発明は、このよう
な点に鑑みてなされたもので、電源電圧が規定値以下と
なった場合でも消費電流の増加を効果的に抑えることが
できる新規な構造のシリーズレギュレータを提供するこ
とを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の態様で
は、入出力経路上に接続した第１のトランジスタと、こ
の第１のトランジスタの駆動用の第２のトランジスタ
と、基準電圧と第１のトランジスタの出力側電圧とを比
較しその差に応じた電流を発生して第２のトランジスタ
のベースに供給する第１の差動増幅器とを備えるシリー
ズレギュレータにおいて、第１のトランジスタのエミッ
タ−コレクタ間電圧が一定値以下となった場合導通する
第３のトランジスタと、第３のトランジスタの導通を検
出して第２のトランジスタのベース電位をクランプする
電流検出回路とを設け、かつ第１のトランジスタを外付
け素子で構成し、第１の差動増幅器、第２、第３のトラ
ンジスタおよび電流検出回路をＩＣとして一体に構成し
たシリーズレギュレータを構成する。
は、入出力経路上に接続した第１のトランジスタと、こ
の第１のトランジスタの駆動用の第２のトランジスタ
と、基準電圧と第１のトランジスタの出力側電圧とを比
較しその差に応じた電流を発生して第２のトランジスタ
のベースに供給する第１の差動増幅器とを備えるシリー
ズレギュレータにおいて、第１のトランジスタのエミッ
タ−コレクタ間電圧が一定値以下となった場合導通する
第３のトランジスタと、第３のトランジスタの導通を検
出して第２のトランジスタのベース電位をクランプする
電流検出回路とを設け、かつ第１のトランジスタを外付
け素子で構成し、第１の差動増幅器、第２、第３のトラ
ンジスタおよび電流検出回路をＩＣとして一体に構成し
たシリーズレギュレータを構成する。
【００１３】このシリーズレギュレータでは、ブースト
トランジスタである第１のトランジスタのエミッタ−コ
レクタ間電圧が飽和状態になった場合第３のトランジス
タが導通して第２のトランジスタのベース電位をクラン
プしこのトランジスタをオフとする。これによって第１
のトランジスタの駆動電流が低下する。第３のトランジ
スタは第１のトランジスタの駆動電流の低下、即ち第１
のトランジスタのエミッタ−コレクタ間電圧が飽和状態
ではなくなったことを検出して再びオフとなり、その結
果第２のトランジスタは再びオンとなって第１のトラン
ジスタの駆動電流を流す。この動作を繰り返すことによ
って、第１のトランジスタの入力側電位が規定値以下に
低下した場合でも第１のトランジスタの駆動電流の急激
な増加は抑えられる。
トランジスタである第１のトランジスタのエミッタ−コ
レクタ間電圧が飽和状態になった場合第３のトランジス
タが導通して第２のトランジスタのベース電位をクラン
プしこのトランジスタをオフとする。これによって第１
のトランジスタの駆動電流が低下する。第３のトランジ
スタは第１のトランジスタの駆動電流の低下、即ち第１
のトランジスタのエミッタ−コレクタ間電圧が飽和状態
ではなくなったことを検出して再びオフとなり、その結
果第２のトランジスタは再びオンとなって第１のトラン
ジスタの駆動電流を流す。この動作を繰り返すことによ
って、第１のトランジスタの入力側電位が規定値以下に
低下した場合でも第１のトランジスタの駆動電流の急激
な増加は抑えられる。
【００１４】第２の態様では、入出力経路上に接続した
第１のトランジスタと、第１のトランジスタの駆動用の
第２のトランジスタと、基準電圧と第１のトランジスタ
の出力側電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して
前記第２のトランジスタのベースに供給する第１の差動
増幅器とを備えるシリーズレギュレータにおいて、第１
のトランジスタの出力側に出力電流検出用の第２の抵抗
を接続すると共に、第２の抵抗によって検出された出力
電流に応じて第２のトランジスタのベースのクランプ電
位を可変制御するクランプ電圧制御回路を設けたシリー
ズレギュレータを構成する。
第１のトランジスタと、第１のトランジスタの駆動用の
第２のトランジスタと、基準電圧と第１のトランジスタ
の出力側電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して
前記第２のトランジスタのベースに供給する第１の差動
増幅器とを備えるシリーズレギュレータにおいて、第１
のトランジスタの出力側に出力電流検出用の第２の抵抗
を接続すると共に、第２の抵抗によって検出された出力
電流に応じて第２のトランジスタのベースのクランプ電
位を可変制御するクランプ電圧制御回路を設けたシリー
ズレギュレータを構成する。
【００１５】第３の態様では、入出力経路上に接続した
第１のトランジスタと、第１のトランジスタの駆動用の
第２のトランジスタと、基準電圧と第１のトランジスタ
の出力側電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して
第２のトランジスタのベースに供給する第１の差動増幅
器とを備えるシリーズレギュレータにおいて、第１のト
ランジスタの出力側に出力電流検出用の第２の抵抗を接
続すると共に、第２の抵抗によって検出された出力電流
に応じて第２のトランジスタのベース電流を決定するカ
レントミラー回路を設け、第２のトランジスタのベース
電流の制御により第１のトランジスタの駆動電流を制御
するシリーズレギュレータを構成する。
第１のトランジスタと、第１のトランジスタの駆動用の
第２のトランジスタと、基準電圧と第１のトランジスタ
の出力側電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して
第２のトランジスタのベースに供給する第１の差動増幅
器とを備えるシリーズレギュレータにおいて、第１のト
ランジスタの出力側に出力電流検出用の第２の抵抗を接
続すると共に、第２の抵抗によって検出された出力電流
に応じて第２のトランジスタのベース電流を決定するカ
レントミラー回路を設け、第２のトランジスタのベース
電流の制御により第１のトランジスタの駆動電流を制御
するシリーズレギュレータを構成する。
【００１６】上記２例のシリーズレギュレータでは、ブ
ーストトランジスタである第１のトランジスタの出力電
流に応じてその駆動電流が制御されるので、第１のトラ
ンジスタの入力電圧が規定値以下に低下した場合でもそ
の駆動電流の急激な増加は抑えられる。第４の態様で
は、入出力経路上に接続した第１のトランジスタと、第
１のトランジスタの駆動用の第２のトランジスタと、基
準電圧と第１のトランジスタの出力側電圧とを比較しそ
の差に応じた電流を発生して第２のトランジスタのベー
スに供給する第１の差動増幅器とを備えるシリーズレギ
ュレータにおいて、第１のトランジスタのエミッタ−コ
レクタ間電圧に応じた電流を出力する第２の差動増幅器
と、第２の差動増幅器の出力電流によって第２のトラン
ジスタのベース電流を制御して第１のトランジスタのエ
ミッタ−コレクタ間電圧をその飽和電圧よりも高い値に
維持するシリーズレギュレータを構成する。
ーストトランジスタである第１のトランジスタの出力電
流に応じてその駆動電流が制御されるので、第１のトラ
ンジスタの入力電圧が規定値以下に低下した場合でもそ
の駆動電流の急激な増加は抑えられる。第４の態様で
は、入出力経路上に接続した第１のトランジスタと、第
１のトランジスタの駆動用の第２のトランジスタと、基
準電圧と第１のトランジスタの出力側電圧とを比較しそ
の差に応じた電流を発生して第２のトランジスタのベー
スに供給する第１の差動増幅器とを備えるシリーズレギ
ュレータにおいて、第１のトランジスタのエミッタ−コ
レクタ間電圧に応じた電流を出力する第２の差動増幅器
と、第２の差動増幅器の出力電流によって第２のトラン
ジスタのベース電流を制御して第１のトランジスタのエ
ミッタ−コレクタ間電圧をその飽和電圧よりも高い値に
維持するシリーズレギュレータを構成する。
【００１７】このシリーズレギュレータによれば、第２
の差動増幅器によって第１のトランジスタのエミッタ−
コレクタ間電圧が検出されその検出値に基づいて第１の
トランジスタの駆動電流が制御されるため、第１のトラ
ンジスタの入力電圧が規定値以下に低下した場合でも、
その駆動電流の急激な増加は抑えられる。
の差動増幅器によって第１のトランジスタのエミッタ−
コレクタ間電圧が検出されその検出値に基づいて第１の
トランジスタの駆動電流が制御されるため、第１のトラ
ンジスタの入力電圧が規定値以下に低下した場合でも、
その駆動電流の急激な増加は抑えられる。
【００１８】
【発明の実施の形態】図４は本発明の第１の実施形態を
示す回路ブロックであり、図５はこのシリーズレギュレ
ータの動作説明のための電圧・電流特性図である。なお
以下の各図面において、図１、図２と同じ符号は同一ま
たは類似の構成要素を示すので、その重複した説明は省
略する。
示す回路ブロックであり、図５はこのシリーズレギュレ
ータの動作説明のための電圧・電流特性図である。なお
以下の各図面において、図１、図２と同じ符号は同一ま
たは類似の構成要素を示すので、その重複した説明は省
略する。
【００１９】図１に示す従来のシリーズレギュレータで
は、前述した様に入力電圧ＶＩＮが低下しブーストトラ
ンジスタＱ１が飽和してしまうと以降ＶＩＮの低下と共
に出力電圧ＶＯＵＴも低下し、誤差検出用差動増幅器Ａ
ＭＰ１の制御によりトランジスタＱ１の駆動電流Ｉ２が
増加してしまう。そこで本実施形態では、図４に示す様
に、ブーストトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間
電圧を検出するためのトランジスタＱ３と、トランジス
タＱ３に流れる電流を検出してトランジスタＱ１の駆動
用トランジスタＱ２のベース電流を制御する電流検出回
路３１を、図１または図２に示す従来のシリーズレギュ
レータに付加した構成を特徴とする。
は、前述した様に入力電圧ＶＩＮが低下しブーストトラ
ンジスタＱ１が飽和してしまうと以降ＶＩＮの低下と共
に出力電圧ＶＯＵＴも低下し、誤差検出用差動増幅器Ａ
ＭＰ１の制御によりトランジスタＱ１の駆動電流Ｉ２が
増加してしまう。そこで本実施形態では、図４に示す様
に、ブーストトランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間
電圧を検出するためのトランジスタＱ３と、トランジス
タＱ３に流れる電流を検出してトランジスタＱ１の駆動
用トランジスタＱ２のベース電流を制御する電流検出回
路３１を、図１または図２に示す従来のシリーズレギュ
レータに付加した構成を特徴とする。
【００２０】電流検出回路３１は例えば、そのコレクタ
を誤差検出用差動増幅器ＡＭＰ１とトランジスタＱ２の
ベース間に接続し、そのベースをトランジスタＱ３のコ
レクタに接続したトランジスタＱ４と電流Ｉ３制限用の
抵抗Ｒ６によって構成されている。次に図４のシリーズ
レギュレータの回路動作を図５の特性図を参照して説明
する。ブーストトランジスタＱ１の出力経路上に接続さ
れたトランジスタＱ３はそのベースがブーストトランジ
スタＱ１の入力側に接続されているので、入力電圧ＶＩ
Ｎが低下し出力電圧ＶＯＵＴにほぼ等しくなった時点で
オンする（図５参照）。これによって電流検出回路３１
のトランジスタＱ４がオンとなって、トランジスタＱ２
をオフとするため、ブーストトランジスタＱ１の駆動電
流Ｉ２は流れなくなる。
を誤差検出用差動増幅器ＡＭＰ１とトランジスタＱ２の
ベース間に接続し、そのベースをトランジスタＱ３のコ
レクタに接続したトランジスタＱ４と電流Ｉ３制限用の
抵抗Ｒ６によって構成されている。次に図４のシリーズ
レギュレータの回路動作を図５の特性図を参照して説明
する。ブーストトランジスタＱ１の出力経路上に接続さ
れたトランジスタＱ３はそのベースがブーストトランジ
スタＱ１の入力側に接続されているので、入力電圧ＶＩ
Ｎが低下し出力電圧ＶＯＵＴにほぼ等しくなった時点で
オンする（図５参照）。これによって電流検出回路３１
のトランジスタＱ４がオンとなって、トランジスタＱ２
をオフとするため、ブーストトランジスタＱ１の駆動電
流Ｉ２は流れなくなる。
【００２１】一方、トランジスタＱ２がオフとなること
によって、トランジスタＱ３は再びオフとなり電流検出
回路３１のトランジスタＱ４をオフとするので、トラン
ジスタＱ２は再びオンとなって電流Ｉ２を流し始める。
以上の動作はある点で安定し、その安定点はこのシリー
ズレギュレータが通常動作をしている時の電流値Ｉ２で
ある（図５参照）。これによって電源電圧が規定値以上
に低下した場合であっても消費電流の急激な増加は回避
される。
によって、トランジスタＱ３は再びオフとなり電流検出
回路３１のトランジスタＱ４をオフとするので、トラン
ジスタＱ２は再びオンとなって電流Ｉ２を流し始める。
以上の動作はある点で安定し、その安定点はこのシリー
ズレギュレータが通常動作をしている時の電流値Ｉ２で
ある（図５参照）。これによって電源電圧が規定値以上
に低下した場合であっても消費電流の急激な増加は回避
される。
【００２２】なお図４の回路では、ブーストトランジス
タＱ１をＩＣ３０中に一体に構成せず、ディスクリート
素子として外付けする構成をとっている。これはブース
トトランジスタＱ１を流れる電流が大きい場合、その発
熱がＩＣに与える悪影響を取り除く為である。特に本回
路を自動車のバッテリに接続して使用すると、出力側の
負荷として比較的大きな電流（５０〜数１００ｍＡ）を
消費するマイコンを想定する必要がある。この場合、ブ
ーストトランジスタＱ１にはかなりの電流が流れるた
め、このトランジスタをＩＣ内に集積化して構成する
と、その発熱によりＩＣ本体がジャンクション温度を越
え、誤動作を起こす場合がある。
タＱ１をＩＣ３０中に一体に構成せず、ディスクリート
素子として外付けする構成をとっている。これはブース
トトランジスタＱ１を流れる電流が大きい場合、その発
熱がＩＣに与える悪影響を取り除く為である。特に本回
路を自動車のバッテリに接続して使用すると、出力側の
負荷として比較的大きな電流（５０〜数１００ｍＡ）を
消費するマイコンを想定する必要がある。この場合、ブ
ーストトランジスタＱ１にはかなりの電流が流れるた
め、このトランジスタをＩＣ内に集積化して構成する
と、その発熱によりＩＣ本体がジャンクション温度を越
え、誤動作を起こす場合がある。
【００２３】本実施形態では従ってトランジスタＱ１を
ディスクリート素子として構成し、ＩＣ本体に外付けす
ることにより、この様な誤動作を防止し安定に動作する
ＩＣを得るようにしたものである。図６は本発明の第２
の実施形態にかかるシリーズレギュレータの基本構成を
示す図であり、図７にその動作説明のための電圧・電流
特性を示す。さらに図８、９および１０に本シリーズレ
ギュレータの実施態様を示す。
ディスクリート素子として構成し、ＩＣ本体に外付けす
ることにより、この様な誤動作を防止し安定に動作する
ＩＣを得るようにしたものである。図６は本発明の第２
の実施形態にかかるシリーズレギュレータの基本構成を
示す図であり、図７にその動作説明のための電圧・電流
特性を示す。さらに図８、９および１０に本シリーズレ
ギュレータの実施態様を示す。
【００２４】図４に示す第１の実施形態では、ブースト
トランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間電圧からトラ
ンジスタＱ１が飽和状態に近づいたことを検出し、この
検出によってトランジスタＱ１駆動用のトランジスタＱ
２のベース電流供給量を低減させることにより、トラン
ジスタＱ１の駆動電流、即ちベース電流の増加を抑えて
いる。
トランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間電圧からトラ
ンジスタＱ１が飽和状態に近づいたことを検出し、この
検出によってトランジスタＱ１駆動用のトランジスタＱ
２のベース電流供給量を低減させることにより、トラン
ジスタＱ１の駆動電流、即ちベース電流の増加を抑えて
いる。
【００２５】これに対して図６の第２の実施形態では、
ブーストトランジスタＱ１の出力電流ＩＯＵＴを検出
し、トランジスタＱ１駆動用のトランジスタＱ２のベー
ス電位のクランプをこの出力電流ＩＯＵＴに応じて変動
させることにより、トランジスタＱ１の駆動電流、即ち
ベース電流Ｉ２が出力電流ＩＯＵＴに応じた電流値以上
に流れない様にする。これによってトランジスタＱ１の
飽和時であってもそのベース電流が出力電圧に関係なく
急激に増加することはない。
ブーストトランジスタＱ１の出力電流ＩＯＵＴを検出
し、トランジスタＱ１駆動用のトランジスタＱ２のベー
ス電位のクランプをこの出力電流ＩＯＵＴに応じて変動
させることにより、トランジスタＱ１の駆動電流、即ち
ベース電流Ｉ２が出力電流ＩＯＵＴに応じた電流値以上
に流れない様にする。これによってトランジスタＱ１の
飽和時であってもそのベース電流が出力電圧に関係なく
急激に増加することはない。
【００２６】以下に、第２の実施形態について詳細に説
明する。図６の回路において、点線で示す部分がＩＣ４
０として構成される。したがってこの回路は三端子レギ
ュレータである。本実施形態では、ブーストトランジス
タＱ１の出力側に出力抵抗Ｒ７を設け、この抵抗によっ
て出力電流ＩＯＵＴに応じた電圧降下ＶＲ７を発生させ
る。次にこの電圧降下をクランプ電圧制御回路４１によ
って検出し、検出された値に基づいてトランジスタＱ２
のベース電圧ＶＢ２を制御して、ブーストトランジスタ
Ｑ１の駆動電流制限値を変える。
明する。図６の回路において、点線で示す部分がＩＣ４
０として構成される。したがってこの回路は三端子レギ
ュレータである。本実施形態では、ブーストトランジス
タＱ１の出力側に出力抵抗Ｒ７を設け、この抵抗によっ
て出力電流ＩＯＵＴに応じた電圧降下ＶＲ７を発生させ
る。次にこの電圧降下をクランプ電圧制御回路４１によ
って検出し、検出された値に基づいてトランジスタＱ２
のベース電圧ＶＢ２を制御して、ブーストトランジスタ
Ｑ１の駆動電流制限値を変える。
【００２７】今、ブーストトランジスタＱ１の直流電流
増幅率ｈEFが出力電流の範囲内でほぼ一定であるとする
と、出力電流ＩＯＵＴを検知すればこの電流を形成する
ために必要なブーストトランジスタＱ１の駆動電流Ｉ２
が分かる。したがって、出力電流値ＩＯＵＴに応じて電
流Ｉ２の制限値を変えることによって、トランジスタＱ
１が飽和状態でも必要以上に電流Ｉ２が流れない様にす
ることができる。
増幅率ｈEFが出力電流の範囲内でほぼ一定であるとする
と、出力電流ＩＯＵＴを検知すればこの電流を形成する
ために必要なブーストトランジスタＱ１の駆動電流Ｉ２
が分かる。したがって、出力電流値ＩＯＵＴに応じて電
流Ｉ２の制限値を変えることによって、トランジスタＱ
１が飽和状態でも必要以上に電流Ｉ２が流れない様にす
ることができる。
【００２８】電流制限は、図６に示す様に、トランジス
タＱ２にエミッタ抵抗Ｒ２を付加し、トランジスタＱ２
のベース電位ＶＢ２をトランジスタＱ１の出力抵抗Ｒ７
の両端の電圧ＶＲ７に応じた電圧以上にならない様にク
ランプすることによって実行される。この結果、電流Ｉ
２は、Ｉ２＝（ＶＢ２−ＶBE）／Ｒ２で制限される様に
なる。ＶBEはトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電
圧である。
タＱ２にエミッタ抵抗Ｒ２を付加し、トランジスタＱ２
のベース電位ＶＢ２をトランジスタＱ１の出力抵抗Ｒ７
の両端の電圧ＶＲ７に応じた電圧以上にならない様にク
ランプすることによって実行される。この結果、電流Ｉ
２は、Ｉ２＝（ＶＢ２−ＶBE）／Ｒ２で制限される様に
なる。ＶBEはトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電
圧である。
【００２９】なお本シリーズレギュレータにおいて、図
７の特性図に示す様に、ＩＯＵＴ≒０になっても出力電
圧ＶＯＵＴが問題無く出力される様に、アイドリング分
の電流が流れるようにしておく必要がある。さらに、出
力電流ＩＯＵＴの増加に伴って電流Ｉ２が過剰に流れな
いように、過電流保護機構を設ける必要がある。本シリ
ーズレギュレータが通常動作をしている場合は、クラン
プ電圧制御回路４１が出力電流に応じた電流Ｉ２の制御
を行っていても、トランジスタＱ２のベース電流制御は
基本的に誤差検出用差動増幅器ＡＭＰ１によって行われ
る。ブーストトランジスタＱ１が飽和して誤差増幅器Ａ
ＭＰ１で電流Ｉ２を制御出来なくなった状態では、この
回路４１が電流Ｉ２の制御を行う様になる。
７の特性図に示す様に、ＩＯＵＴ≒０になっても出力電
圧ＶＯＵＴが問題無く出力される様に、アイドリング分
の電流が流れるようにしておく必要がある。さらに、出
力電流ＩＯＵＴの増加に伴って電流Ｉ２が過剰に流れな
いように、過電流保護機構を設ける必要がある。本シリ
ーズレギュレータが通常動作をしている場合は、クラン
プ電圧制御回路４１が出力電流に応じた電流Ｉ２の制御
を行っていても、トランジスタＱ２のベース電流制御は
基本的に誤差検出用差動増幅器ＡＭＰ１によって行われ
る。ブーストトランジスタＱ１が飽和して誤差増幅器Ａ
ＭＰ１で電流Ｉ２を制御出来なくなった状態では、この
回路４１が電流Ｉ２の制御を行う様になる。
【００３０】図８に、図６に基本構成を示す回路の１実
施態様を示す。この回路では点線で囲んだ部分がＩＣ４
０として一体に形成され、端子ＩＮ、ＯＵＴおよびＧＮ
Ｄを有する三端子レギュレータとして構成されている。
この回路において、差動増幅器ＡＭＰ２と抵抗Ｒ８は、
出力電流ＩＯＵＴによって抵抗Ｒ７の両端に発生する電
圧降下に応じた電流を形成してクランプ電圧制御のため
のトランジスタＱ３を駆動するための回路素子である。
またトランジスタＱ３、Ｑ４および抵抗９はクランプ電
圧制御用の回路素子、ダイオード列Ｄは前述の過電流保
護のための回路素子、定電流源Ｉ４は前述のアイドリン
グ電流形成のための回路である。
施態様を示す。この回路では点線で囲んだ部分がＩＣ４
０として一体に形成され、端子ＩＮ、ＯＵＴおよびＧＮ
Ｄを有する三端子レギュレータとして構成されている。
この回路において、差動増幅器ＡＭＰ２と抵抗Ｒ８は、
出力電流ＩＯＵＴによって抵抗Ｒ７の両端に発生する電
圧降下に応じた電流を形成してクランプ電圧制御のため
のトランジスタＱ３を駆動するための回路素子である。
またトランジスタＱ３、Ｑ４および抵抗９はクランプ電
圧制御用の回路素子、ダイオード列Ｄは前述の過電流保
護のための回路素子、定電流源Ｉ４は前述のアイドリン
グ電流形成のための回路である。
【００３１】図８のシリーズレギュレータにおいて、出
力電流ＩＯＵＴは抵抗Ｒ７によって電圧に変換され、同
等の電圧が抵抗Ｒ８においても発生するので、差動増幅
器ＡＭＰ２は出力電流ＩＯＵＴに応じた電流をトランジ
スタＱ３のベースに供給する。その結果、出力電流ＩＯ
ＵＴに応じた電流が、抵抗Ｒ９を流れることになる。ト
ランジスタＱ１駆動用のトランジスタＱ２のベース電位
はトランジスタＱ４によってクランプされるので、その
クランプ電圧は抵抗Ｒ９の電圧降下によって変動する。
その結果、トランジスタＱ１の駆動電流Ｉ２は出力電流
ＩＯＵＴに応じた電流値以上には流れないようになる。
力電流ＩＯＵＴは抵抗Ｒ７によって電圧に変換され、同
等の電圧が抵抗Ｒ８においても発生するので、差動増幅
器ＡＭＰ２は出力電流ＩＯＵＴに応じた電流をトランジ
スタＱ３のベースに供給する。その結果、出力電流ＩＯ
ＵＴに応じた電流が、抵抗Ｒ９を流れることになる。ト
ランジスタＱ１駆動用のトランジスタＱ２のベース電位
はトランジスタＱ４によってクランプされるので、その
クランプ電圧は抵抗Ｒ９の電圧降下によって変動する。
その結果、トランジスタＱ１の駆動電流Ｉ２は出力電流
ＩＯＵＴに応じた電流値以上には流れないようになる。
【００３２】なお、抵抗Ｒ９と入力端子ＩＮ間に定電流
回路４２を設けてその間に定電流Ｉ１を流しておくこと
によって、出力電流ＩＯＵＴがほぼゼロの場合でも抵抗
Ｒ９に電圧降下が起こる様にしている。これは、前述し
たように出力電流ＩＯＵＴがほぼゼロの場合でも出力電
圧を確保するためのアイドリング電流生成のためであ
る。
回路４２を設けてその間に定電流Ｉ１を流しておくこと
によって、出力電流ＩＯＵＴがほぼゼロの場合でも抵抗
Ｒ９に電圧降下が起こる様にしている。これは、前述し
たように出力電流ＩＯＵＴがほぼゼロの場合でも出力電
圧を確保するためのアイドリング電流生成のためであ
る。
【００３３】また過電流に対する保護は、抵抗Ｒ９に並
列にダイオード列Ｄを接続し、トランジスタＱ２のベー
ス電位が出力電流に関係なくある一定の電圧値以上にな
らないようにすることによって、実施している。図９は
図７に基本回路構成を示すシリーズレギュレータの他の
一実施態様を示す。この回路は、図４に示す第１の実施
形態の場合と同様に、ブーストトランジスタＱ１をＩＣ
５０に内蔵せず外付けとしたもので、ブーストトランジ
スタによる発熱の問題をクリアするべく構成したもので
ある。この回路の基本的な構成およびその動作は図９に
示す回路例と同じであるので、その説明は省略するが、
本図でＭＯＮは出力電流のモニタ端子を示している。
列にダイオード列Ｄを接続し、トランジスタＱ２のベー
ス電位が出力電流に関係なくある一定の電圧値以上にな
らないようにすることによって、実施している。図９は
図７に基本回路構成を示すシリーズレギュレータの他の
一実施態様を示す。この回路は、図４に示す第１の実施
形態の場合と同様に、ブーストトランジスタＱ１をＩＣ
５０に内蔵せず外付けとしたもので、ブーストトランジ
スタによる発熱の問題をクリアするべく構成したもので
ある。この回路の基本的な構成およびその動作は図９に
示す回路例と同じであるので、その説明は省略するが、
本図でＭＯＮは出力電流のモニタ端子を示している。
【００３４】図１０は、上記第２の実施形態の更に他の
実施態様を示すものであり、本シリーズレギュレータを
低耐圧プロセスのＩＣ６０として実現する場合の構成を
示す。消費電流制御のための動作は図８に示した回路と
同じであるが、ＩＣ６０が低耐圧プロセスで構成されて
いるために入力電圧モニタ端子ＳＴを直接電源ＶＩＮに
接続することはできない。
実施態様を示すものであり、本シリーズレギュレータを
低耐圧プロセスのＩＣ６０として実現する場合の構成を
示す。消費電流制御のための動作は図８に示した回路と
同じであるが、ＩＣ６０が低耐圧プロセスで構成されて
いるために入力電圧モニタ端子ＳＴを直接電源ＶＩＮに
接続することはできない。
【００３５】そのため、図３に示す従来例と同様に、電
源電圧ＶＩＮと端子ＳＴ間に抵抗Ｒ５を挿入して電流の
制限を行い、かつトランジスタＱ５、Ｑ６、抵抗Ｒ１
０、定電流回路６１によって起動（スタータ）／クラン
プ回路を形成している。図１１に本発明の第３の実施形
態にかかるシリーズレギュレータの基本回路構成を示
す。この実施形態は、図６に示す第２の実施形態の電流
制限方式の変形である。
源電圧ＶＩＮと端子ＳＴ間に抵抗Ｒ５を挿入して電流の
制限を行い、かつトランジスタＱ５、Ｑ６、抵抗Ｒ１
０、定電流回路６１によって起動（スタータ）／クラン
プ回路を形成している。図１１に本発明の第３の実施形
態にかかるシリーズレギュレータの基本回路構成を示
す。この実施形態は、図６に示す第２の実施形態の電流
制限方式の変形である。
【００３６】第３の実施形態にかかるシリーズレギュレ
ータは、図６に示す第２の実施形態と同様に、出力電流
ＩＯＵＴを抵抗Ｒ７の両端の電圧降下ＶＲ７によって検
出し、この検出電圧を電圧・電流変換（Ｖ／Ｉ変換）お
よび過電流保護回路７１によって電流に変換し、その電
流をトランジスタＱ２のベースに供給してブーストトラ
ンジスタＱ１の駆動電流制御に用いる方式である。
ータは、図６に示す第２の実施形態と同様に、出力電流
ＩＯＵＴを抵抗Ｒ７の両端の電圧降下ＶＲ７によって検
出し、この検出電圧を電圧・電流変換（Ｖ／Ｉ変換）お
よび過電流保護回路７１によって電流に変換し、その電
流をトランジスタＱ２のベースに供給してブーストトラ
ンジスタＱ１の駆動電流制御に用いる方式である。
【００３７】この結果、トランジスタＱ１の駆動電流Ｉ
２は、トランジスタＱ１の飽和時であってもＩＯＵＴに
応じた電流値に制限される。また、ＩＯＵＴに応じてト
ランジスタＱ１の駆動電流も増え続けるので、過電流保
護機能が必要となる。図１２に上記第３の実施形態の一
実施態様を示す。この実施態様では、図８に示した第２
の実施形態の回路と同様に、抵抗Ｒ８および差動増幅器
ＡＭＰ２は出力電流ＩＯＵＴに応じた電流をトランジス
タＱ３のベースに供給する。その結果、出力電流ＩＯＵ
Ｔに応じた電流が抵抗９を流れる。次にトランジスタＱ
２、Ｑ７、Ｑ８で構成されるカレントミラー回路によっ
て、トランジスタＱ２のベース電流値を、トランジスタ
Ｑ３を流れる電流値に対して一定の比率となる様に決定
する。これによってブーストトランジスタＱ１の駆動電
流値を、出力電流値ＩＯＵＴに応じて制限することがで
きる。
２は、トランジスタＱ１の飽和時であってもＩＯＵＴに
応じた電流値に制限される。また、ＩＯＵＴに応じてト
ランジスタＱ１の駆動電流も増え続けるので、過電流保
護機能が必要となる。図１２に上記第３の実施形態の一
実施態様を示す。この実施態様では、図８に示した第２
の実施形態の回路と同様に、抵抗Ｒ８および差動増幅器
ＡＭＰ２は出力電流ＩＯＵＴに応じた電流をトランジス
タＱ３のベースに供給する。その結果、出力電流ＩＯＵ
Ｔに応じた電流が抵抗９を流れる。次にトランジスタＱ
２、Ｑ７、Ｑ８で構成されるカレントミラー回路によっ
て、トランジスタＱ２のベース電流値を、トランジスタ
Ｑ３を流れる電流値に対して一定の比率となる様に決定
する。これによってブーストトランジスタＱ１の駆動電
流値を、出力電流値ＩＯＵＴに応じて制限することがで
きる。
【００３８】このシリーズレギュレータでは電源投入時
に駆動電流がないと出力が立ち上がらないので、定電流
源Ｉ１で起動をかけている。過電流の保護は抵抗Ｒ９に
よって行っている。図１３は上記第３の実施形態の他の
実施態様を示す。この回路は、ブーストトランジスタＱ
１をＩＣ８０の外に出してブーストトランジスタＱ１に
よる発熱の影響を取り除く様にしたものである。この回
路の構成および動作は図１２に示す実施例と同様である
のでその説明は省略する。
に駆動電流がないと出力が立ち上がらないので、定電流
源Ｉ１で起動をかけている。過電流の保護は抵抗Ｒ９に
よって行っている。図１３は上記第３の実施形態の他の
実施態様を示す。この回路は、ブーストトランジスタＱ
１をＩＣ８０の外に出してブーストトランジスタＱ１に
よる発熱の影響を取り除く様にしたものである。この回
路の構成および動作は図１２に示す実施例と同様である
のでその説明は省略する。
【００３９】図１４は本発明の第４の実施形態にかかる
シリーズレギュレータ９０を示す。この回路は、ブース
トトランジスタＱ１が飽和しないように制御することに
よって消費電流の増加を抑える方式であり、その点では
図４に示す第１の実施形態と同じである。しかしながら
本実施形態のシリーズレギュレータでは、この回路の入
出力間電圧（ブーストトランジスタＱ１のコレクタ−エ
ミッタ間電圧）を差動増幅器ＡＭＰ２によってモニタし
て、この入出力間電圧がある電圧以下にならないように
制御している。このある電圧とは、抵抗Ｒ２および電流
源Ｉ１で決まる電圧降下分にあたり、ブーストトランジ
スタＱ１の飽和電圧よりも若干高めに設定されている。
トランジスタＱ１が飽和しなければこのトランジスタＱ
１の駆動電流が増加しないので、消費電流低減につなが
る。
シリーズレギュレータ９０を示す。この回路は、ブース
トトランジスタＱ１が飽和しないように制御することに
よって消費電流の増加を抑える方式であり、その点では
図４に示す第１の実施形態と同じである。しかしながら
本実施形態のシリーズレギュレータでは、この回路の入
出力間電圧（ブーストトランジスタＱ１のコレクタ−エ
ミッタ間電圧）を差動増幅器ＡＭＰ２によってモニタし
て、この入出力間電圧がある電圧以下にならないように
制御している。このある電圧とは、抵抗Ｒ２および電流
源Ｉ１で決まる電圧降下分にあたり、ブーストトランジ
スタＱ１の飽和電圧よりも若干高めに設定されている。
トランジスタＱ１が飽和しなければこのトランジスタＱ
１の駆動電流が増加しないので、消費電流低減につなが
る。
【００４０】図１５は図１４に示すシリーズレギュレー
タ回路の動作説明のための入出力電圧特性を示す図であ
る。図示する様にこの回路では、入力電圧ＶＩＮが低下
して出力電圧ＶＯＵＴに近づいたある点Ｖｔ、即ちＶｔ
＝Ｒ２・Ｉ１において差動増幅器ＡＭＰ２により、入出
力間電圧を一定に保つ制御に移る。なお、このシリーズ
レギュレータが通常の動作を行っている場合は、誤差増
幅器ＡＭＰ１によって出力電圧を規定値に保つ制御が行
われる。
タ回路の動作説明のための入出力電圧特性を示す図であ
る。図示する様にこの回路では、入力電圧ＶＩＮが低下
して出力電圧ＶＯＵＴに近づいたある点Ｖｔ、即ちＶｔ
＝Ｒ２・Ｉ１において差動増幅器ＡＭＰ２により、入出
力間電圧を一定に保つ制御に移る。なお、このシリーズ
レギュレータが通常の動作を行っている場合は、誤差増
幅器ＡＭＰ１によって出力電圧を規定値に保つ制御が行
われる。
【００４１】この様に、誤差増幅器２個を用いてトラン
ジスタＱ１が飽和しない様に出力電圧制御を行うことに
よって、入力電圧が規定値以下に下がった場合でも消費
電流の急激な増加を回避することができる。図１６は図
１４に示すシリーズレギュレータの他の実施態様を示す
図である。このシリーズレギュレータは、図４、９およ
び１３に示す各実施態様と同様に、ブーストトランジス
タＱ１を除いてその他の素子を１個のＩＣ１００とした
ものである。この回路の構成および動作は、図１４に示
すシリーズレギュレータと同じであるため、その説明は
省略する。
ジスタＱ１が飽和しない様に出力電圧制御を行うことに
よって、入力電圧が規定値以下に下がった場合でも消費
電流の急激な増加を回避することができる。図１６は図
１４に示すシリーズレギュレータの他の実施態様を示す
図である。このシリーズレギュレータは、図４、９およ
び１３に示す各実施態様と同様に、ブーストトランジス
タＱ１を除いてその他の素子を１個のＩＣ１００とした
ものである。この回路の構成および動作は、図１４に示
すシリーズレギュレータと同じであるため、その説明は
省略する。
【００４２】図１７は図１４に示すシリーズレギュレー
タの更に他の実施態様を示すもので、図１４の回路を低
耐圧プロセスのＩＣ１１０として構成する場合の回路構
成を示す。回路動作は図１４に示す回路と同じである
が、低耐圧プロセスＩＣで図１４の回路を実現するため
に、入力電圧モニタ端子ＳＴによって直接入力電圧ＶＩ
Ｎをモニタすることができない。そのため、電源と端子
ＳＴ間に抵抗Ｒ５を挿入して電流制限を行うと共に、ト
ランジスタＱ１０およびＱ１１によるクランプ回路を設
けてＩＣの耐圧以上の電圧がこのＩＣに印加されないよ
うにしている。このクランプ電圧は、ブーストトランジ
スタＱ１が飽和するのを防止するための差動増幅器ＡＭ
Ｐ２の制御の妨げとならない様な電圧にする必要がある
ので、その値は、「出力電圧ＶＣＣ＋Ｒ２・Ｉ２」以上
にする必要がある。また、端子ＳＴを起動用電源端子と
共用させて端子数を減らすために、抵抗Ｒ１１でトラン
ジスタＱ２を駆動できる様にする（トランジスタＱ５は
電源変動によってトランジスタＱ２のベース電流が変動
するのを抑制するためのものである）。起動時は出力電
圧ＶＣＣはまだ０Ｖであるため、端子ＳＴのクランプ電
圧をＶＣＣ＋ＶＢＥ以上にしないと、トランジスタＱ２
のベースに起動電流が流れないので、クランプ電圧はＶ
ＣＣ＋２ＶＢＥとしている。
タの更に他の実施態様を示すもので、図１４の回路を低
耐圧プロセスのＩＣ１１０として構成する場合の回路構
成を示す。回路動作は図１４に示す回路と同じである
が、低耐圧プロセスＩＣで図１４の回路を実現するため
に、入力電圧モニタ端子ＳＴによって直接入力電圧ＶＩ
Ｎをモニタすることができない。そのため、電源と端子
ＳＴ間に抵抗Ｒ５を挿入して電流制限を行うと共に、ト
ランジスタＱ１０およびＱ１１によるクランプ回路を設
けてＩＣの耐圧以上の電圧がこのＩＣに印加されないよ
うにしている。このクランプ電圧は、ブーストトランジ
スタＱ１が飽和するのを防止するための差動増幅器ＡＭ
Ｐ２の制御の妨げとならない様な電圧にする必要がある
ので、その値は、「出力電圧ＶＣＣ＋Ｒ２・Ｉ２」以上
にする必要がある。また、端子ＳＴを起動用電源端子と
共用させて端子数を減らすために、抵抗Ｒ１１でトラン
ジスタＱ２を駆動できる様にする（トランジスタＱ５は
電源変動によってトランジスタＱ２のベース電流が変動
するのを抑制するためのものである）。起動時は出力電
圧ＶＣＣはまだ０Ｖであるため、端子ＳＴのクランプ電
圧をＶＣＣ＋ＶＢＥ以上にしないと、トランジスタＱ２
のベースに起動電流が流れないので、クランプ電圧はＶ
ＣＣ＋２ＶＢＥとしている。
【００４３】
【発明の効果】以上、各実施形態について詳細に説明し
た様に、本発明のシリーズレギュレータでは入力電圧が
規定値以下に下がった場合でもその消費電力は急激に増
加することはない。そのため、入力電圧の変動の大きな
システムに使用する場合、その効果が大きい。
た様に、本発明のシリーズレギュレータでは入力電圧が
規定値以下に下がった場合でもその消費電力は急激に増
加することはない。そのため、入力電圧の変動の大きな
システムに使用する場合、その効果が大きい。
【図１】従来のシリーズレギュレータの回路例を示す図
である。
である。
【図２】図１の回路の入出力電圧電流特性を示す図であ
る。
る。
【図３】図１に示す回路の変形例を示す図である。
【図４】本発明の第１の実施形態にかかるシリーズレギ
ュレータの基本構成を示す図である。
ュレータの基本構成を示す図である。
【図５】図４に示す回路の動作説明のための入出力電圧
電流特性を示す図である。
電流特性を示す図である。
【図６】本発明の第２の実施形態にかかるシリーズレギ
ュレータの基本構成を示す図である。
ュレータの基本構成を示す図である。
【図７】図６に示す回路の動作説明のための入出力電圧
電流特性を示す図である。
電流特性を示す図である。
【図８】図６に示す第２の実施形態の一実施態様にかか
る回路を示す図である。
る回路を示す図である。
【図９】図６に示す第２の実施形態の他の実施態様にか
かる回路を示す図である。
かる回路を示す図である。
【図１０】図６に示す第２の実施形態の更に他の実施態
様にかかる回路を示す図である。
様にかかる回路を示す図である。
【図１１】本発明の第３の実施形態にかかるシリーズレ
ギュレータの基本構成を示す図である。
ギュレータの基本構成を示す図である。
【図１２】図１１に示す第３の実施形態の一実施態様に
かかる回路を示す図である。
かかる回路を示す図である。
【図１３】図１１に示す第３の実施形態の他の実施態様
にかかる回路を示す図である。
にかかる回路を示す図である。
【図１４】本発明の第４の実施形態にかかるシリーズレ
ギュレータの一実施態様を示す図である。
ギュレータの一実施態様を示す図である。
【図１５】図１４に示す回路の動作説明のための入出力
電圧特性を示す図である。
電圧特性を示す図である。
【図１６】図１４に示す第４の実施形態の他の実施態様
にかかる回路を示す図である。
にかかる回路を示す図である。
【図１７】図１４に示す第４の実施形態の更に他の実施
態様にかかる回路を示す図である。
態様にかかる回路を示す図である。
Ｑ１〜Ｑ１１…トランジスタ Ｒ１〜Ｒ１１…抵抗 ＡＭＰ１、ＡＭＰ２…差動増幅器 ＣＰ、ＣＰ１、ＣＰ２…発振防止用コンデンサ ＣＬＬ…バイパスコンデンサ １０、２０、３０、４０、５０、６０、７０、８０、９
０、１００、１１０…ＩＣ ２２…バッテリ ３１…電流検出回路 ４１…クランプ電圧制御回路 ７１…電圧・電流変換および過電流防止回路
０、１００、１１０…ＩＣ ２２…バッテリ ３１…電流検出回路 ４１…クランプ電圧制御回路 ７１…電圧・電流変換および過電流防止回路
Claims (10)
- 【請求項１】 入出力経路上に接続した第１のトランジ
スタと、該第１のトランジスタの駆動用の第２のトラン
ジスタと、基準電圧と前記第１のトランジスタの出力側
電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して前記第２
のトランジスタのベースに供給する第１の差動増幅器と
を備えるシリーズレギュレータにおいて、前記第１のト
ランジスタのエミッタ−コレクタ間電圧が一定値以下と
なった場合導通する第３のトランジスタと、該第３のト
ランジスタの導通を検出して前記第２のトランジスタの
ベース電位をクランプする電流検出回路とを設け、かつ
前記第１のトランジスタを外付け素子で構成し、前記第
１の差動増幅器、第２、第３のトランジスタおよび前記
電流検出回路をＩＣとして一体に構成したことを特徴と
する、シリーズレギュレータ。 - 【請求項２】 前記電流検出回路は、前記第３のトラン
ジスタの出力側に接続された第１の抵抗と、そのベース
を前記第３のトランジスタの出力側に接続しエミッタ−
コレクタ間を前記増幅器の出力と接地端子間に接続した
第４のトランジスタとで構成することを特徴とする、請
求項１に記載のシリーズレギュレータ。 - 【請求項３】 入出力経路上に接続した第１のトランジ
スタと、該第１のトランジスタの駆動用の第２のトラン
ジスタと、基準電圧と前記第１のトランジスタの出力側
電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して前記第２
のトランジスタのベースに供給する第１の差動増幅器と
を備えるシリーズレギュレータにおいて、前記第１のト
ランジスタの出力側に出力電流検出用の第２の抵抗を接
続すると共に、該第２の抵抗によって検出された前記出
力電流に応じて前記第２のトランジスタのベースのクラ
ンプ電位を可変制御するクランプ電圧制御回路を設けた
ことを特徴とする、シリーズレギュレータ。 - 【請求項４】 前記第１のトランジスタを外付け素子で
構成し、前記第１の差動増幅器、前記第２、第３のトラ
ンジスタおよび前記クランプ電圧制御回路を１個のＩＣ
として構成したことを特徴とする、請求項３に記載のシ
リーズレギュレータ。 - 【請求項５】 前記第１、第２のトランジスタを外付け
の素子で構成し、前記ＩＣの入力電圧モニタ用端子を抵
抗を介して電源電圧に接続し、前記ＩＣを低耐圧プロセ
スＩＣで構成したことを特徴とする、請求項４に記載の
シリーズレギュレータ。 - 【請求項６】 入出力経路上に接続した第１のトランジ
スタと、該第１のトランジスタの駆動用の第２のトラン
ジスタと、基準電圧と前記第１のトランジスタの出力側
電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して前記第２
のトランジスタのベースに供給する第１の差動増幅器と
を備えるシリーズレギュレータにおいて、前記第１のト
ランジスタの出力側に出力電流検出用の第２の抵抗を接
続すると共に、該第２の抵抗によって検出された前記出
力電流に応じて前記第２のトランジスタのベース電流を
決定するカレントミラー回路を設け、前記第２のトラン
ジスタのベース電流の制御により前記第１のトランジス
タの駆動電流を制御することを特徴とする、シリーズレ
ギュレータ。 - 【請求項７】 前記第１のトランジスタおよび前記第２
の抵抗を外付け素子で構成し、前記第１の差動増幅器、
前記第２のトランジスタ、前記カレントミラー回路をＩ
Ｃとして一体構成したことを特徴とする、請求項６に記
載のシリーズレギュレータ。 - 【請求項８】 入出力経路上に接続した第１のトランジ
スタと、該第１のトランジスタの駆動用の第２のトラン
ジスタと、基準電圧と前記第１のトランジスタの出力側
電圧とを比較しその差に応じた電流を発生して前記第２
のトランジスタのベースに供給する第１の差動増幅器と
を備えるシリーズレギュレータにおいて、前記第１のト
ランジスタのエミッタ−コレクタ間電圧に応じた電流を
出力する第２の差動増幅器と、該第２の差動増幅器の出
力電流によって前記第２のトランジスタのベース電流を
制御して前記第１のトランジスタのエミッタ−コレクタ
間電圧をその飽和電圧よりも高い値に維持することを特
徴とする、シリーズレギュレータ。 - 【請求項９】 前記第１のトランジスタを外付け素子で
構成し、前記第１の差動増幅器、前記第２のトランジス
タおよび前記第２の差動増幅器をＩＣとして一体に構成
したことを特徴とする、請求項８に記載のシリーズレギ
ュレータ。 - 【請求項１０】 前記第１のトランジスタおよび前記第
２のトランジスタを外付け素子で構成し、前記第１の差
動増幅器および第２の差動増幅器をＩＣとして一体に構
成し、当該ＩＣの入力電圧モニタ用端子を抵抗を介して
電源電圧に接続するすると共に前記入力電圧モニタ用端
子を介して当該ＩＣに印加される電圧をクランプして当
該ＩＣの耐圧以下とするためのクランプ回路を備える、
請求項８に記載のシリーズレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000163155A JP2001337729A (ja) | 2000-05-29 | 2000-05-29 | シリーズレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000163155A JP2001337729A (ja) | 2000-05-29 | 2000-05-29 | シリーズレギュレータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001337729A true JP2001337729A (ja) | 2001-12-07 |
Family
ID=18666954
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000163155A Withdrawn JP2001337729A (ja) | 2000-05-29 | 2000-05-29 | シリーズレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001337729A (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
2000
- 2000-05-29 JP JP2000163155A patent/JP2001337729A/ja not_active Withdrawn
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20070807 |