JP2890545B2 - 直流定電圧回路 - Google Patents
直流定電圧回路Info
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- JP2890545B2 JP2890545B2 JP1283553A JP28355389A JP2890545B2 JP 2890545 B2 JP2890545 B2 JP 2890545B2 JP 1283553 A JP1283553 A JP 1283553A JP 28355389 A JP28355389 A JP 28355389A JP 2890545 B2 JP2890545 B2 JP 2890545B2
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- JP
- Japan
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- transistor
- output
- current
- base
- collector
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- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は直流定電圧回路に係り、特に出力電圧の非安
定領域において入力電流の増大を抑制するように構成さ
れた直流定電圧回路に関する。
定領域において入力電流の増大を抑制するように構成さ
れた直流定電圧回路に関する。
従来の技術 第２図は本出願人が先に提案した直流定電圧回路（実
開昭63-122819号公報）の概略回路図を示す。同図にお
いて、入力端子１に入力された非安定化電源電圧Vinは
出力トランジスタQ1を介して出力端子２に安定化されて
出力電圧Voutとして出力される。この場合、差動アンプ
３は、ツェナーダイオード４で生成される基準電圧Vsと
出力電圧Voutを抵抗分圧された電圧とを比較し、比較誤
差電圧を検出して制御トランジスタQ2を介して出力トラ
ンジスタQ1を制御する。
開昭63-122819号公報）の概略回路図を示す。同図にお
いて、入力端子１に入力された非安定化電源電圧Vinは
出力トランジスタQ1を介して出力端子２に安定化されて
出力電圧Voutとして出力される。この場合、差動アンプ
３は、ツェナーダイオード４で生成される基準電圧Vsと
出力電圧Voutを抵抗分圧された電圧とを比較し、比較誤
差電圧を検出して制御トランジスタQ2を介して出力トラ
ンジスタQ1を制御する。
ここで、第３図と共に入力特性について説明する。入
力端子１に入力された入力電圧Vinが上昇していくにつ
れて出力電圧Voutは（破線）も上昇し、入力電圧Vinが
例えば3.2Vに達すると出力電圧Voutは3.0Vで定電圧化さ
れる。一方、入力電流Iin（実線）は入力電圧Vinの上昇
に伴って出力電圧Voutが安定領域に入る迄急上昇し、最
大で例えば14mA程度流れる。このように、出力電圧Vout
の非安定領域において入力電流Iinが急上昇するのは、
差動アンプ３の反転入力端子に供給される出力電圧Vout
の分圧電圧が基準電圧Vsよりも低下するために差動アン
プ３の出力が急上昇し、これにより出力トランジスタQ1
のベース電流（ドライブ電流）が増大することによる。
力端子１に入力された入力電圧Vinが上昇していくにつ
れて出力電圧Voutは（破線）も上昇し、入力電圧Vinが
例えば3.2Vに達すると出力電圧Voutは3.0Vで定電圧化さ
れる。一方、入力電流Iin（実線）は入力電圧Vinの上昇
に伴って出力電圧Voutが安定領域に入る迄急上昇し、最
大で例えば14mA程度流れる。このように、出力電圧Vout
の非安定領域において入力電流Iinが急上昇するのは、
差動アンプ３の反転入力端子に供給される出力電圧Vout
の分圧電圧が基準電圧Vsよりも低下するために差動アン
プ３の出力が急上昇し、これにより出力トランジスタQ1
のベース電流（ドライブ電流）が増大することによる。
このように電源投入時の出力電圧Voutの非安定領域に
おいて出力トランジスタQ1に大きなドライブ電流が流れ
ると、電源に例えばリチウム電池等の内部インピーダン
スの大きな電池等を用いた場合、電源電圧が低下してそ
の電池の定格電圧迄上昇できず、出力電圧Voutが安定領
域に入れなく定電圧動作ができなくなる不都合がある。
そこで、トランジスタQ3，Q4にて構成されるカレントミ
ラー回路を設け、出力トランジスタQ1のベース電流を抑
制し、電源投入直後における上記のような不都合をなく
すようにしている。即ち、定電流源５の電流をI1とする
と、トランジスタQ3のコレクタと入力端子１との間の電
圧I1，R1と、出力トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ
間電圧VCE1とをカレントミラー回路で比較しており、電
源投入時にはトランジスタQ1のVCE1は比較的小さい電圧
しか出していないのでトランジスタQ4により多くの電流
が流され、これにより、トランジスタQ2のベース電位が
上昇して出力トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間飽
和電圧VCE1（sat）を規制するように動作し、トランジ
スタQ1のベース電流を減少させるように動作し、入力電
流Iin（実線）の急上昇（いわゆる山越電流）を抑制し
ている（一点鎖線）。
おいて出力トランジスタQ1に大きなドライブ電流が流れ
ると、電源に例えばリチウム電池等の内部インピーダン
スの大きな電池等を用いた場合、電源電圧が低下してそ
の電池の定格電圧迄上昇できず、出力電圧Voutが安定領
域に入れなく定電圧動作ができなくなる不都合がある。
そこで、トランジスタQ3，Q4にて構成されるカレントミ
ラー回路を設け、出力トランジスタQ1のベース電流を抑
制し、電源投入直後における上記のような不都合をなく
すようにしている。即ち、定電流源５の電流をI1とする
と、トランジスタQ3のコレクタと入力端子１との間の電
圧I1，R1と、出力トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ
間電圧VCE1とをカレントミラー回路で比較しており、電
源投入時にはトランジスタQ1のVCE1は比較的小さい電圧
しか出していないのでトランジスタQ4により多くの電流
が流され、これにより、トランジスタQ2のベース電位が
上昇して出力トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間飽
和電圧VCE1（sat）を規制するように動作し、トランジ
スタQ1のベース電流を減少させるように動作し、入力電
流Iin（実線）の急上昇（いわゆる山越電流）を抑制し
ている（一点鎖線）。
発明が解決しようとする課題 第２図に示す回路において、トランジスタQ3のベース
・エミッタ間電圧をVBE3，トランジスタQ4のベース・エ
ミッタ間電圧をVBE4，トランジスタQ1のコレクタ・エミ
ッタ間飽和電圧をVCE1（sat）とする。
・エミッタ間電圧をVBE3，トランジスタQ4のベース・エ
ミッタ間電圧をVBE4，トランジスタQ1のコレクタ・エミ
ッタ間飽和電圧をVCE1（sat）とする。
VBE3＋I1R1＝VBE4＋VCE1（sat） （１） となり、VBE3＝VBE4とみなし得るので、（１）式は、 I1R1＝VCE1（sat） （２） となる。又、入出力電圧差（Vin-Vout）はVCE1（sa
t）であるので、（２）式より、入出力電圧差はI1R1に
よって決定される。
t）であるので、（２）式より、入出力電圧差はI1R1に
よって決定される。
ここで、VCE1（sat）と出力電流I0との関係をトラン
ジスタQ1のベース電流IBをパラメータとして第４図に示
す。第４図より明らかな如く、最大出力電流（例えば10
0mA）を得る場合、VCE1（sat）ある程度（例えば0.5V）
以上に設定しないとベース電流IBが増大して第３図にお
いて説明した山越電流発生という不都合を生じてしまう
ため、入出力電圧差（VCE1（sat））を0.5V以上に設定
している。例えば、Vin＝5.5V,Vout＝5Vの回路ではVCE1
（sat）は0.5Vである。そこで、電池の経年変化等によ
って入力電圧Vinが低下して出力電流I0が小さくなった
場合でも第２図に示す回路の入出力電圧差VCE1（sat）
は0.5V固定（第４図に示す動作点は破線となる）のまま
であるため、この場合の出力電圧Voutとしては経年変化
前の値（5V）を保持できなくなり、電池の寿命が短かい
という問題点があった。
ジスタQ1のベース電流IBをパラメータとして第４図に示
す。第４図より明らかな如く、最大出力電流（例えば10
0mA）を得る場合、VCE1（sat）ある程度（例えば0.5V）
以上に設定しないとベース電流IBが増大して第３図にお
いて説明した山越電流発生という不都合を生じてしまう
ため、入出力電圧差（VCE1（sat））を0.5V以上に設定
している。例えば、Vin＝5.5V,Vout＝5Vの回路ではVCE1
（sat）は0.5Vである。そこで、電池の経年変化等によ
って入力電圧Vinが低下して出力電流I0が小さくなった
場合でも第２図に示す回路の入出力電圧差VCE1（sat）
は0.5V固定（第４図に示す動作点は破線となる）のまま
であるため、この場合の出力電圧Voutとしては経年変化
前の値（5V）を保持できなくなり、電池の寿命が短かい
という問題点があった。
本発明は、いわゆる山越電流を抑制しつつ、入力電圧
が低下した場合入出力電圧差を小さくして電池の寿命を
伸ばすことができる直流定電圧回路を提供することを目
的とする。
が低下した場合入出力電圧差を小さくして電池の寿命を
伸ばすことができる直流定電圧回路を提供することを目
的とする。
課題を解決するための手段 本発明は、エミッタに入力電流が供給され、ベースに
供給される電流に応じてコレクタから出力される出力電
流を制御する出力トランジスタと、該出力トランジスタ
のコレクタから出力される出力電流に基づいて発生する
出力電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧とが印加され、
該分圧電圧と該基準電圧との差動信号を出力する差動ア
ンプと、該差動アンプから出力された該差動信号に応じ
て該出力トランジスタの該ベースに供給される電流を制
御する制御トランジスタと、エミッタが該出力トランジ
スタの該エミッタに接続され、コレクタとベースとが接
続された第１のトランジスタと、エミッタが該出力トラ
ンジスタのコレクタに接続され、コレクタが該差動アン
プの該分圧電圧が印加される端子に接続され、ベースが
該第１のトランジスタのベース及びコレクタに接続さ
れ、該第１のトランジスタとともに第１のカレントミラ
ー回路を構成する第２のトランジスタとを有し、該第１
のカレントミラー回路により電源投入後の出力電圧が非
安定領域にある期間、該出力トランジスタの該ベース電
流を少なくして該入力電流の急上昇を抑制する構成の直
流定電圧回路において、前記出力トランジスタのエミッ
タにエミッタが接続され、前記出力トランジスタのベー
スにベースが接続され、前記出力トランジスタとともに
第２のカレントミラー回路を構成し、前記出力トランジ
スタのベース電流に応じた電流をコレクタから出力する
検出トランジスタと、一端が前記出力トランジスタの前
記エミッタに接続された第１の抵抗と、一端が前記第１
の抵抗の他端に接続され、他端が前記第１のカレントミ
ラー回路を構成する前記第１のトランジスタのエミッタ
に接続された第２の抵抗と、コレクタが前記第１の抵抗
と前記第２の抵抗との接続点に接続され、エミッタが基
底電源に接続された第３のトランジスタと、コレクタ及
びベースが前記検出トランジスタのコレクタ及び前記第
３のトランジスタのベースに接続され、エミッタが前記
基底電源に接続され、前記第３のトランジスタとともに
第３のカレントミラー回路を構成する第４のトランジス
タとを有する構成としてなる。
供給される電流に応じてコレクタから出力される出力電
流を制御する出力トランジスタと、該出力トランジスタ
のコレクタから出力される出力電流に基づいて発生する
出力電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧とが印加され、
該分圧電圧と該基準電圧との差動信号を出力する差動ア
ンプと、該差動アンプから出力された該差動信号に応じ
て該出力トランジスタの該ベースに供給される電流を制
御する制御トランジスタと、エミッタが該出力トランジ
スタの該エミッタに接続され、コレクタとベースとが接
続された第１のトランジスタと、エミッタが該出力トラ
ンジスタのコレクタに接続され、コレクタが該差動アン
プの該分圧電圧が印加される端子に接続され、ベースが
該第１のトランジスタのベース及びコレクタに接続さ
れ、該第１のトランジスタとともに第１のカレントミラ
ー回路を構成する第２のトランジスタとを有し、該第１
のカレントミラー回路により電源投入後の出力電圧が非
安定領域にある期間、該出力トランジスタの該ベース電
流を少なくして該入力電流の急上昇を抑制する構成の直
流定電圧回路において、前記出力トランジスタのエミッ
タにエミッタが接続され、前記出力トランジスタのベー
スにベースが接続され、前記出力トランジスタとともに
第２のカレントミラー回路を構成し、前記出力トランジ
スタのベース電流に応じた電流をコレクタから出力する
検出トランジスタと、一端が前記出力トランジスタの前
記エミッタに接続された第１の抵抗と、一端が前記第１
の抵抗の他端に接続され、他端が前記第１のカレントミ
ラー回路を構成する前記第１のトランジスタのエミッタ
に接続された第２の抵抗と、コレクタが前記第１の抵抗
と前記第２の抵抗との接続点に接続され、エミッタが基
底電源に接続された第３のトランジスタと、コレクタ及
びベースが前記検出トランジスタのコレクタ及び前記第
３のトランジスタのベースに接続され、エミッタが前記
基底電源に接続され、前記第３のトランジスタとともに
第３のカレントミラー回路を構成する第４のトランジス
タとを有する構成としてなる。
作用 出力電圧に依存して第３のカレントミラー回路の電流
が流れるので、出力電流が小さい（例えば10mA）場合、
入力端子に接続された２つの抵抗の夫々の電圧降下の和
によって決まる出力トランジスタのコレクタ・エミッタ
飽和電圧（入出力電圧差）を小さくできる。従って、最
大出力電流（例えば100mA）を得る場合に山越電流を生
じないようにするために入出力電圧差を例えば0.5V以上
に設定した回路でも、小出力電流（10mA）時には入出力
電圧差を例えば0.2Vと小さくできるので、電池の経年変
化によって入力電圧Vinが5.5Vから例えば5.2Vに低下し
た場合でも出力電圧Voutを経年変化前の5Vに保持でき
る。
が流れるので、出力電流が小さい（例えば10mA）場合、
入力端子に接続された２つの抵抗の夫々の電圧降下の和
によって決まる出力トランジスタのコレクタ・エミッタ
飽和電圧（入出力電圧差）を小さくできる。従って、最
大出力電流（例えば100mA）を得る場合に山越電流を生
じないようにするために入出力電圧差を例えば0.5V以上
に設定した回路でも、小出力電流（10mA）時には入出力
電圧差を例えば0.2Vと小さくできるので、電池の経年変
化によって入力電圧Vinが5.5Vから例えば5.2Vに低下し
た場合でも出力電圧Voutを経年変化前の5Vに保持でき
る。
実施例 第１図は本発明の一実施例の回路図を示し、同図中、
第２図と同一構成部分には同一番号、同一符号を付す。
第１図において、第２図に示す抵抗R1の代りに２つの抵
抗R2，R3が設けられており、抵抗R2，R3の接続点にトラ
ンジスタQ5が接続され、トランジスタQ5，Q6にてカレン
トミラー回路が構成されている。一方、トランジスタQ1
のベース、エミッタを夫々共通にしてトランジスタQ7が
設けられており、トランジスタQ1，Q7にてカレントミラ
ー回路が構成されている。トランジスタQ7のコレクタは
トランジスタQ6のコレクタに接続されている。この他の
構成は第２図に示す回路と同様である。
第２図と同一構成部分には同一番号、同一符号を付す。
第１図において、第２図に示す抵抗R1の代りに２つの抵
抗R2，R3が設けられており、抵抗R2，R3の接続点にトラ
ンジスタQ5が接続され、トランジスタQ5，Q6にてカレン
トミラー回路が構成されている。一方、トランジスタQ1
のベース、エミッタを夫々共通にしてトランジスタQ7が
設けられており、トランジスタQ1，Q7にてカレントミラ
ー回路が構成されている。トランジスタQ7のコレクタは
トランジスタQ6のコレクタに接続されている。この他の
構成は第２図に示す回路と同様である。
第１図において、入力端子１に入力された非安定化電
源電圧Vinは出力トランジスタQ1を介して出力端子２に
安定化されて出力電圧Voutとして出力され、この場合、
差動アンプ３は、基準電圧Vsと出力電圧Voutを抵抗分圧
された電圧とを比較して得た電圧にてトランジスタQ2を
介して出力トランジスタQ1を制御する。
源電圧Vinは出力トランジスタQ1を介して出力端子２に
安定化されて出力電圧Voutとして出力され、この場合、
差動アンプ３は、基準電圧Vsと出力電圧Voutを抵抗分圧
された電圧とを比較して得た電圧にてトランジスタQ2を
介して出力トランジスタQ1を制御する。
ここで、本発明では、トランジスタQ1，Q7にてカレン
トミラー回路を構成しているので、トランジスタQ1のエ
ミッタ・コレクタに流れる電流（出力電流I0）に比例し
た電流がトランジスタQ7のエミッタ・コレクタに流れ、
一方、トランジスタQ5，Q6もカレントミラー回路を構成
しているので、トランジスタQ6のコレクタ・エミッタに
流れる電流に比例した電流がトランジスタQ5に電流I1′
として流れる。即ち、出力電流I0に依存して電流I1′が
流れることになる。
トミラー回路を構成しているので、トランジスタQ1のエ
ミッタ・コレクタに流れる電流（出力電流I0）に比例し
た電流がトランジスタQ7のエミッタ・コレクタに流れ、
一方、トランジスタQ5，Q6もカレントミラー回路を構成
しているので、トランジスタQ6のコレクタ・エミッタに
流れる電流に比例した電流がトランジスタQ5に電流I1′
として流れる。即ち、出力電流I0に依存して電流I1′が
流れることになる。
従って、出力電流I0に依存して抵抗R2の電圧降下が変
化し、出力電圧I0が小さい場合（例えば10mA）、抵抗
R2，R3の夫々の電圧降下の和によって決まる入出力電圧
差VCE1（sat）は0.5Vから例えば0.2Vに小さくなり、第
４図に示すように動作点は一点鎖線となる。これによ
り、最大出力電流（100mA）を得る場合に山越電流を生
じないようにするために入出力電圧差を0.5V以上に設定
した回路でも、小出力電流（例えば10mA）時には入出力
電流差VCE1（sat）を例えば0.2Vと小さくできるため、
電池の経年変化によって入力電圧Vinが5.5Vから例えば
5.2Vに低下した場合でも出力電圧Voutを経年変化前の5V
に保持でき、使用電池の寿命を伸ばすことができる。
化し、出力電圧I0が小さい場合（例えば10mA）、抵抗
R2，R3の夫々の電圧降下の和によって決まる入出力電圧
差VCE1（sat）は0.5Vから例えば0.2Vに小さくなり、第
４図に示すように動作点は一点鎖線となる。これによ
り、最大出力電流（100mA）を得る場合に山越電流を生
じないようにするために入出力電圧差を0.5V以上に設定
した回路でも、小出力電流（例えば10mA）時には入出力
電流差VCE1（sat）を例えば0.2Vと小さくできるため、
電池の経年変化によって入力電圧Vinが5.5Vから例えば
5.2Vに低下した場合でも出力電圧Voutを経年変化前の5V
に保持でき、使用電池の寿命を伸ばすことができる。
なお、温度変動によって入出力電圧差VCE1（sat）が
変化する虞れがあるので、トランジスタQ5，Q6，Q7の夫
々のエミッタに抵抗を接続して、カレントミラー回路の
電流比を適切に設定し、温度補正をかけるようにしても
よい。
変化する虞れがあるので、トランジスタQ5，Q6，Q7の夫
々のエミッタに抵抗を接続して、カレントミラー回路の
電流比を適切に設定し、温度補正をかけるようにしても
よい。
又、各トランジスタの極性を、第１図に示す極性と逆
に構成してもよい。
に構成してもよい。
発明の効果 以上説明した如く、本発明によれば、特に小出力電流
時に入出力電圧差を小さくできるので、電池の経年変化
によって入力電圧が低下した場合でも出力電圧を経年変
化前の値に保持でき、使用電池の寿命を伸ばすことがで
きる。
時に入出力電圧差を小さくできるので、電池の経年変化
によって入力電圧が低下した場合でも出力電圧を経年変
化前の値に保持でき、使用電池の寿命を伸ばすことがで
きる。
第１図は本発明の一実施例の回路図、第２図は従来の一
例の回路図、第３図は山越電流を説明するための特性
図、第４図は出力電流による動作点の変化を説明するた
めの特性図である。 １……入力端子、２……出力端子、３……差動アンプ、
４……ツェナーダイオード、５……定電流源、Q1……出
力トランジスタ、Q2……制御トランジスタ、Q3〜Q7……
トランジスタ、R2，R3……抵抗。
例の回路図、第３図は山越電流を説明するための特性
図、第４図は出力電流による動作点の変化を説明するた
めの特性図である。 １……入力端子、２……出力端子、３……差動アンプ、
４……ツェナーダイオード、５……定電流源、Q1……出
力トランジスタ、Q2……制御トランジスタ、Q3〜Q7……
トランジスタ、R2，R3……抵抗。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G05F 1/00 - 1/70
Claims (1)
- 【請求項１】エミッタに入力電流が供給され、ベースに
供給される電流に応じてコレクタから出力される出力電
流を制御する出力トランジスタと、該出力トランジスタ
のコレクタから出力される出力電流に基づいて発生する
出力電圧を分圧した分圧電圧と基準電圧とが印加され、
該分圧電圧と該基準電圧との差動信号を出力する差動ア
ンプと、該差動アンプから出力された該差動信号に応じ
て該出力トランジスタの該ベースに供給される電流を制
御する制御トランジスタと、エミッタが該出力トランジ
スタの該エミッタに接続され、コレクタとベースとが接
続された第１のトランジスタと、エミッタが該出力トラ
ンジスタのコレクタに接続され、コレクタが該差動アン
プの該分圧電圧が印加される端子に接続され、ベースが
該第１のトランジスタのベース及びコレクタに接続さ
れ、該第１のトランジスタとともに第１のカレントミラ
ー回路を構成する第２のトランジスタとを有し、該第１
のカレントミラー回路により電源投入後の出力電圧が非
安定領域にある期間、該出力トランジスタの該ベース電
流を少なくして該入力電流の急上昇を抑制する構成の直
流定電圧回路において、 前記出力トランジスタのエミッタにエミッタが接続さ
れ、前記出力トランジスタのベースにベースが接続さ
れ、前記出力トランジスタとともに第２のカレントミラ
ー回路を構成し、前記出力トランジスタのベース電流に
応じた電流をコレクタから出力する検出トランジスタ
と、 一端が前記出力トランジスタの前記エミッタに接続され
た第１の抵抗と、 一端が前記第１の抵抗の他端に接続され、他端が前記第
１のカレントミラー回路を構成する前記第１のトランジ
スタのエミッタに接続された第２の抵抗と、 コレクタが前記第１の抵抗と前記第２の抵抗との接続点
に接続され、エミッタが基底電源に接続された第３のト
ランジスタと、 コレクタ及びベースが前記検出トランジスタのコレクタ
及び前記第３のトランジスタのベースに接続され、エミ
ッタが前記基底電源に接続され、前記第３のトランジス
タとともに第３のカレントミラー回路を構成する第４の
トランジスタとを有することを特徴とする直流定電圧回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1283553A JP2890545B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | 直流定電圧回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1283553A JP2890545B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | 直流定電圧回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03145924A JPH03145924A (ja) | 1991-06-21 |
| JP2890545B2 true JP2890545B2 (ja) | 1999-05-17 |
Family
ID=17667018
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1283553A Expired - Lifetime JP2890545B2 (ja) | 1989-10-31 | 1989-10-31 | 直流定電圧回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2890545B2 (ja) |
-
1989
- 1989-10-31 JP JP1283553A patent/JP2890545B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03145924A (ja) | 1991-06-21 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| R250 | Receipt of annual fees |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080226 Year of fee payment: 9 |
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| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100226 Year of fee payment: 11 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (prs date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100226 Year of fee payment: 11 |