JP2001320205A - 非可逆回路素子および通信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 コストアップを招くことなく、小型で且つ所
定の周波数帯域で大きな減衰量が得られるようにした非
可逆回路素子、該非可逆回路素子とともに構成した非可
逆回路、および、それを用いた通信装置を得る。 【解決手段】 直流磁界が印加されるフェライト５４に
中心導体５１，５２，５３を互いに交差させて配置し、
中心導体５１，５２のポート部Ｐ１，Ｐ２をそれぞれ分
岐してその一方を延長して屈曲することによりインダク
タを形成する。そして、このインダクタと、一端をアー
ス端子７３に接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２とで直列
共振回路を構成する。各直列共振回路の共振周波数は、
基本波の周波数である素子の通過帯域の中心周波数の略
２倍および略３倍に設定されて基本波の２倍波，３倍波
を減衰させ、基本波周波数においては整合容量として作
用する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、マイクロ波帯な
どの高周波帯域で使用される、例えばアイソレータやサ
ーキュレータなどの非可逆回路素子、および、この非可
逆回路素子を用いた通信装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、集中定数型のアイソレータやサー
キュレータなどの非可逆回路素子は、信号の伝送方向に
対する減衰量が極めて小さく、逆方向への減衰量が極め
て大きいという特性を利用して、発振器や増幅器の安定
動作および保護のため通信装置などに多く用いられてい
る。

【０００３】従来のアイソレータの分解斜視図を図７
に、その内部構造を図８にそれぞれ示す。また、等価回
路を図９に示す。図７および図８に示すように、集中定
数型のアイソレータは、上ヨーク２と下ヨーク８とで構
成される磁気閉回路内に、中心導体５１，５２，５３お
よびフェライト５４からなる磁性組立体５、永久磁石３
および樹脂ケース７をそれぞれ配設したものである。中
心導体５１，５２のポート部Ｐ１，Ｐ２は、樹脂ケース
７に形成された入出力端子７１，７２および整合用コン
デンサＣ１，Ｃ２に接続され、中心導体５３のポート部
Ｐ３は整合用コンデンサＣ３および終端抵抗Ｒに接続さ
れ、各コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３および終端抵抗Ｒの
一端はアース７３に接続されている。

【０００４】図９に示す等価回路ではフェライトを円板
形状に表し、直流磁界をＨとして表し、中心導体５１，
５２，５３を等価的なインダクタＬとして表している。
このような回路構成により、順方向特性が帯域通過フィ
ルタの特性を持ち、通過帯域より離れた周波数帯域で
は、順方向であっても信号が若干減衰されるという特徴
を備えている。

【０００５】ところで、一般の通信装置において、回路
中に使用されている増幅器は必ずある程度の歪みを発生
させ、これが基本波の２倍波や３倍波などのスプリアス
を生じさせ不要輻射の原因となっている。通信装置の不
要輻射は、電力増幅器の異常動作や混信の原因となるた
め、予め基準や規格が設けられていて、ある一定のレベ
ル以下にする必要がある。不要輻射を防ぐためには、直
線性の良い増幅器を用いることが有効であるが、それら
は高価であり、代わりにフィルタなどを備えて不要な周
波数成分を減衰させる方法が一般的である。しかし、そ
のようなフィルタを使用するにもコストがかかりまたサ
イズが大型化するうえ、フィルタによる損失も発生す
る。

【０００６】そこで、アイソレータやサーキュレータが
有する帯域通過フィルタの特性を利用してスプリアス成
分を抑制することが考えられるが、図７〜９に示した従
来の基本的な構造を備えただけの非可逆回路素子では、
不要な周波数帯域で十分な減衰特性を得ることはできな
かった。

【０００７】これを解決し、主に基本波の２倍波または
３倍波などのスプリアスの周波数帯域で大きな減衰量を
得られるようにした非可逆回路素子が特開平１０−９３
３０８号に示されている。この非可逆回路素子の一例で
あるアイソレータを図１０、図１１および図１２に示
す。図１０は、このアイソレータの分解斜視図、図１１
は内部構造、図１２は等価回路である。

【０００８】このアイソレータが、図７〜図９に示した
先のアイソレータと異なる点は、帯域通過フィルタ用の
インダクタＬｆを設けている点である。このインダクタ
Ｌｆは中心導体５１のポート部Ｐ１と整合用コンデンサ
Ｃ１と入出力端子７１との間に接続されている。インイ
ダクタとしては小型化に適したソレノイド型コイルが用
いられ、９００ＭＨｚ帯のアイソレータの場合、約２４
ｎＨのインダクタンスものものが用いられる。具体的に
はφ０．１ｍｍの銅線を外径φ０．８ｍｍで９ターンし
たものが用いられる。

【０００９】このように構成されたアイソレータの入出
力端子７１に対して直列にキャパシタＣｆを接続するこ
とにより、図１２の等価回路に示すように、このキャパ
シタＣｆとインダクタＬｆとで帯域通過フィルタが構成
され、通過帯域から離れた周波数帯の信号を減衰させる
ことができる。

【００１０】図１３は、図７〜図９に示したのアイソレ
ータ（従来例１）と図１０〜図１２に示したアイソレー
タ（従来例２）の周波数特性を示す図である。この図
は、９００ＭＨｚ帯のアイソレータの例を示している
が、従来例２は従来例１に比べて２倍波（１８００ＭＨ
ｚ）の減衰量が１９．３ｄＢから２８．３ｄＢに改善さ
れ、３倍波（２７００ＭＨｚ）の減衰量が２８．６ｄＢ
から４０．１ｄＢに改善されている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】このように、インダク
タを非可逆回路素子内に設けて不要な周波数帯域を減衰
させるフィルタを構成することにより、単体のフィルタ
を外部に設ける場合に比べて回路全体としての小型化を
図ることができる。

【００１２】しかしながら、最近の移動体通信機器にお
ける更なる小型化の要請に伴って、このようなフィルタ
用のインダクタを備えた非可逆回路素子自体も小型化が
迫られている。そのため、上記のフィルタ用のインダク
タも小型化する必要がある。ところが、ソレノイド状に
形成したインダクタを小型化した場合、そのインダクタ
ンスが小さくなり、基本波の２倍波や３倍波での減衰量
が小さくなってしまう。また、インダクタンスを減少さ
せることなく、ソレノイド状インダクタを小型化するた
めに、磁性体内にソレノイドを形成するといった構造も
一応は考えられるが、このような構造では、新たに磁性
体部材が必要となり、その製造も容易ではなく、コスト
アップにつながるという問題があった。

【００１３】この発明の目的は、コストアップを招くこ
となく、小型で且つ所定の周波数帯域で大きな減衰量が
得られるようにした非可逆回路素子、および、この非可
逆回路素子を用いた通信装置を提供することにある。

【００１４】

【課題を解決するための手段】この発明は、直流磁界が
印加される磁性体に複数の中心導体を互いに交差させて
配置して成る非可逆回路素子において、前記複数の中心
導体のうち２つ以上の中心導体とアースとの間に、該非
可逆回路素子の通過帯域の中心周波数よりも高い周波数
の共振周波数を有する直列共振回路を設け、そのうち少
なくとも１つの直列共振回路の共振周波数を他と異なら
せる。

【００１５】通信機器で問題となるスプリアス成分の主
なものは基本波の周波数よりも高い周波数のものであ
る。そこで、該非可逆回路素子の通過帯域の中心周波数
（以下、この周波数を「基本波の周波数」という）より
も高い周波数の共振周波数を有する直列共振回路を中心
導体とアースとの間にトラップフィルタとして接続する
ことで、基本波の周波数よりも高い周波数のスプリアス
信号は、この直列共振回路を介してアースに流れ、信号
線路を伝搬するスプリアスが減衰する。さらに、複数の
直列共振回路の共振周波数を異なるものにすることによ
り、広い周波数帯域または複数の周波数帯のスプリアス
成分が減衰する。一般に共振回路は、共振周波数が高く
なるほど小型にできるため、中心周波数より高い周波数
のスプリアス成分に共振してこれを選択的に減衰させる
この発明の方式は、図１０〜図１２に示した従来の非可
逆回路素子のように、信号線路上で中心周波数に共振し
てこれを選択的に通過させるものに比べて小型になる。

【００１６】この発明は、複数の直列共振回路のうち、
少なくとも１つに基本波の周波数の略２倍の共振周波数
を持たせ、さらに少なくとも他の１つに基本波の周波数
の略３倍の共振周波数を持たせる。通信機器で問題とな
る不要輻射の最も顕著なものは、基本波の２倍、３倍の
周波数を有するスプリアスである２倍波、３倍波であ
る。そこで、複数の直列共振回路のうち少なくとも１つ
を基本波の周波数の略２倍の共振周波数とし、他の少な
くとも１つを基本波の周波数の略３倍の共振周波数とす
る。これにより、最も顕著な不要輻射である２倍波、３
倍波を効率よく減衰させる。なお、この発明において、
略２倍は、１．５倍〜２．５倍程度の範囲をいい、略３
倍は、２．５倍〜３．５倍程度の範囲をいうものとす
る。

【００１７】この発明は、前記直列共振回路のインダク
タを、前記中心導体のポート部を延長して形成する。上
記のように直列共振回路の共振周波数は、基本波の周波
数よりも高く設定されているため、インダクタを小型化
することができ、たとえばソレノイドコイルなどのよう
な部品を組み込まなくても、中心導体のポート部を延長
して屈曲させるなどすることで必要なインダクタンスを
得ることができる。これにより、非可逆回路素子の構成
部品点数を少なくすることができ製造工程の簡略化、コ
ストダウンを実現する。

【００１８】この発明は、前記直列共振回路の中心周波
数における等価容量を、該中心周波数に対する整合容量
となるようにする。直列共振回路の共振周波数は、中心
周波数よりも高く設定されているため、この中心周波数
に対しては容量性インピーダンスとなる。そこでこの直
列共振回路のインダクタおよびキャパシタを適当に設計
することで、中心周波数に対する等価的な整合容量とす
る。これにより、トラップフィルタとして直列共振回路
を設けてもこれ以外に整合コンデンサを設ける必要がな
くなり、部品点数の増加を抑えて小型化、コストダウン
に寄与する。

【００１９】さらにこの発明は、上記非可逆回路素子
を、たとえば送信信号と受信信号の分岐を行うサーキュ
レータとして設けることにより通信装置を構成する。こ
れにより、小型で且つスプリアス特性のよい通信装置を
実現する。

【００２０】

【発明の実施の形態】この発明の実施形態に係るアイソ
レータの構成を図１〜図３を参照して説明する。図１は
アイソレータの分解斜視図、図２は上ヨークを取り外し
た状態での上面図である。図１および図２に示すよう
に、このアイソレータは、磁性体金属からなる箱状の上
ヨーク２の内面に円板状の永久磁石３を配置するととも
に、この上ヨーク２と、同じく磁性体金属からなる略コ
字状の下ヨーク８とによって磁気閉回路を形成し、下ヨ
ーク８内の底面８ａ上に樹脂ケース７を配設し、樹脂ケ
ース７内には、磁性組立体５、整合用コンデンサＣ１，
Ｃ２，Ｃ３および終端抵抗Ｒを配設している。

【００２１】上記磁性組立体５は、直方体板形状のフェ
ライト５４の下面に、このフェライト５４の底面と同形
状である、３本の中心導体５１，５２，５３に共通のア
ース部を当接させて、フェライト５４の上面に、上記ア
ース部から延びる３本の中心導体５１，５２，５３を、
絶縁シート（不図示）を介在させて互いに１２０°の角
度をなすように折り曲げて配置し、中心導体５１，５
２，５３の先端側のポート部Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３を外方へ
突出させた構造としている。この磁性組立体５には、フ
ェライト５４に対してその厚み方向に磁束が通るよう
に、上記永久磁石３により直流磁界を印加する。

【００２２】樹脂ケース７は、電気的絶縁部材からな
り、矩形枠状の側壁７ａに底壁７ｂを一体形成したもの
であり、入出力端子７１，７２およびアース端子７３
が、それらの一部が樹脂内に埋設されるように設けられ
ている。底壁７ｂの中央部には挿通孔７ｃが形成されて
いて、この挿通孔７ｃ内に磁性組立体５が挿入配置され
る。この磁性組立体５の下面の各中心導体５１，５２，
５３のアース部は、下ヨーク８の底面８ａに半田付けな
どにより接続される。入出力端子７１，７２は樹脂ケー
ス７の一方の側面の両角部に配置されていて、アース端
子７３，７３は他方の側面の両角部に配置されている。
これらの入出力端子７１，７２およびアース端子７３の
一端は底壁７ｂの上面に露出するように、またそれぞれ
の他端は底壁７ｂの下面および側壁７ａの外面に露出す
るように設けられている。

【００２３】挿通孔７ｃの周縁には、それぞれチップ状
の整合用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３およびチップ状の
終端抵抗Ｒが配置されている。各コンデンサＣ１，Ｃ
２，Ｃ３の下面電極および終端抵抗Ｒの一端側の電極
は、それぞれアース端子７３，７３に接続されている。

【００２４】中心導体５３のポート部Ｐ３は、コンデン
サＣ３の上面電極および終端抵抗Ｒの他端側の電極に接
続されている。そして、中心導体５１および５２のポー
ト部Ｐ１，Ｐ２は、それぞれＰ１０，Ｐ１１およびＰ２
０，Ｐ２１に分岐しており、このうちポート部Ｐ１の分
岐Ｐ１０は、メアンダライン状に延長されてインダクタ
Ｌ１とされ、コンデンサＣ１の上面電極に接続されてい
る。また、ポート部Ｐ２の分岐Ｐ２０は、屈曲して延長
されてインダクタＬ２とされ、コンデンサＣ２の上面電
極に接続されている。また、ポート部Ｐ１，Ｐ２の他方
の分岐Ｐ１１，Ｐ２１は、それぞれ入出力端子７１およ
び７２に接続されている。なお、各ポート部Ｐ１，Ｐ
２，Ｐ３が各コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の上面と同じ
高さとなるように、各ポート部Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３はステ
ップ状に整形されている。

【００２５】図３は上記アイソレータの等価回路図であ
る。上記のように接続したことにより、入出力端子７１
とアース（アース端子７３）との間にＬ１，Ｃ１からな
る直列共振回路がトラップフィルタとして形成されるこ
とになり、入出力端子７１または中心導体５１から入力
した信号のうちこの直列共振回路の共振周波数近傍の成
分がこのトラップフィルタによってアースに流れ、大き
く減衰する。また同様に、入出力端子７２とアース（ア
ース端子７３）との間にＬ２，Ｃ２からなる直列共振回
路がトラップフィルタとして形成されることになり、入
出力端子７２または中心導体５２から入力した信号のう
ちこの直列共振回路の共振周波数近傍の成分がこのトラ
ップフィルタによってアースに流れ、大きく減衰する。
なお、図示の各インダクタンスＬは中心導体５１，５
２，５３とフェライト５４とにより形成される等価的な
インダクタンスである。

【００２６】また、Ｌ１，Ｃ１からなる直列共振回路、
および、Ｌ２，Ｃ２からなる直列共振回路は、この非可
逆回路素子の通過帯域の中心周波数（基本波周波数）よ
りも高い共振周波数を有するため、この通過帯域の中心
周波数に対しては容量性のインピーダンスとして作用
し、前記インダクタンスＬとともに整合回路を構成して
いる。

【００２７】ここで、この実施形態のアイソレータを９
００ＭＨｚ帯に適用する場合、前記インダクタＬ１を幅
０．２ｍｍ、長さ２ｍｍにすることによって１．１ｎＨ
のインダクタンスとし、インダクタＬ２を幅０．２ｍ
ｍ、長さ０．７ｍｍにすることによって０．４ｎＨのイ
ンダクタンスとする。そして、コンデンサＣ１，Ｃ２
を、それぞれ６．７ｐＦ、８．０ｐＦとする。このよう
に構成することにより、Ｌ１，Ｃ１の直列共振回路の共
振周波数は１．９ＧＨｚ、Ｌ２，Ｃ２の直列共振回路の
共振周波数は２．８ＧＨｚとなり、９００ＭＨｚの２倍
波、３倍波のトラップフィルタとして機能させることが
できる。また、Ｌ１，Ｃ１からなる直列共振回路および
Ｌ２，Ｃ２からなる直列共振回路は、９００ＭＨｚに対
してはともに等価的に約９ｐＦとなり、９００ＭＨｚの
信号に対する整合容量として機能させることができる。

【００２８】図４は、上記９００ＭＨｚ帯に適用したア
イソレータの伝搬方向の減衰特性を示している。同図に
おいて、実線はこの実施形態に係るアイソレータの特
性、破線は、図７〜図９に示した従来のアイソレータを
９００ＭＨｚ帯に適用した場合の特性である。ここで、
基本波の周波数を９００ＭＨｚとすれば、上記直列共振
回路からなるトラップフィルタを設けていない従来のも
ので、２倍波の減衰量が約１９ｄＢ、３倍波の減衰量が
約２８ｄＢであるのに対し、この実施形態のものでは、
２倍波の減衰量は約２８ｄＢ、３倍波の減衰量は約６３
ｄＢとなって大きな減衰量が得られる。

【００２９】なお、この実施形態では、中心導体のポー
ト部を分岐して延長することによってインダクタを形成
しているが、誘電体基板または磁性体基板を用いて、そ
の内部または表面に電極を形成することによりインダク
タを形成してもよく、また、チップインダクタ、空芯コ
イル等の部品を用いもよい。この場合には、図５に示す
等価回路図のように、インダクタをアース側に接続して
直列共振回路を構成することも可能である。

【００３０】また、この実施形態では、２つの直列共振
回路を、それぞれ２倍波、３倍波の周波数近傍で共振す
るようにしているが、共振周波数はこれに限定されな
い。

【００３１】なお、以上の実施形態では、アイソレータ
を例に挙げて説明したが、第３の中心導体のポート部Ｐ
３に終端抵抗Ｒを接続することなく、ポート部Ｐ３を第
３の入出力部として構成したサーキュレータにも本願発
明は同様に適用できる。この場合に、このポート部Ｐ３
にポート部Ｐ１またはＰ２と同じように直列共振回路か
らなるトラップフィルタを接続した構成にしてもよく、
ポート部Ｐ３を直接コンデンサＣ３および入出力端子に
接続した構成にしてもよい。また、ポート部Ｐ３に直列
共振回路を設ける場合、この直列共振回路の共振周波数
をポート部Ｐ１のものまたはポート部Ｐ２のもののいず
れか一方と同じ共振周波数としてもよく、また別の第３
の共振周波数としてもよい。

【００３２】サーキュレータの各入出力端子から入力さ
れる信号は、３つのポート部のうち、入力された端子の
ポート部および出力される端子のポート部の２つのポー
ト部を通過するが、このとき、その通過する２つのポー
ト部に設けられている直列共振回路が、この信号に対し
てトラップフィルタとして機能する。したがって、サー
キュレータの各経路をそれぞれ異なる信号が通過する場
合、各経路を通過する信号の基本周波数やスプリアス成
分に応じて３つの直列共振回路を適当な共振周波数に設
定しておくことにより、それぞれの信号のスプリアスを
効率よく除去することができる。

【００３３】さらに、この発明の非可逆回路素子は、全
体の構造が図１および図２に示したものに限るものでは
なく、例えば多層基板の内部に中心導体を形成した構造
であってもよい。

【００３４】次に、上記アイソレータを用いた通信装置
の例を図６を参照して説明する。同図においてＡＮＴは
送受信アンテナ、ＤＰＸはデュプレクサ、ＢＰＦａ，Ｂ
ＰＦｂ，ＢＰＦｃはそれぞれ帯域通過フィルタ、ＡＭＰ
ａ，ＡＭＰｂはそれぞれ増幅回路、ＭＩＸａ，ＭＩＸｂ
はそれぞれミキサ、ＯＳＣはオシレータ、ＳＹＮは周波
数シンセサイザである。ＭＩＸａはＳＹＮから出力され
る周波数信号を変調信号で変調し、ＢＰＦａは送信周波
数の帯域のみを通過させ、ＡＭＰａはこれを電力増幅し
て、アイソレータＩＳＯおよびＤＰＸを介しＡＮＴより
送信する。ＢＰＦｂはＤＰＸから出力される信号のうち
受信周波数帯域のみを通過させ、ＡＭＰｂはそれを増幅
する。ＭＩＸｂはＳＹＮより出力される周波数信号と受
信信号とをミキシングして中間周波信号ＩＦを出力す
る。

【００３５】上記アイソレータＩＳＯとして、図１〜図
５および尚書きに示した素子を用いる。このアイソレー
タＩＳＯには帯域阻止特性または低域通過特性も備えて
いるので、送信周波数帯域のみを通過させる帯域通過フ
ィルタＢＰＦａを省略してもよい。このようにして全体
に小型の通信装置を構成する。

【００３６】

【発明の効果】請求項１に記載の発明によれば、中心導
体とアース端子との間に通過帯域の中心周波数よりも高
い共振周波数を有する直列共振回路を設けたことによ
り、基本周波数よりも高い周波数に生じやすいスプリア
ス成分を効率よく減衰させることができる。また、共振
周波数を高く設定することにより、インダクタ，キャパ
シタを小型化することができ素子の小型化に寄与するこ
とができる。さらに、複数の中心導体に対して直列共振
回路を設けたことにより、特定の周波数の不要輻射の減
衰率をより大きくすることができ、また、広い周波数帯
域の不要輻射を減衰させることができる。

【００３７】請求項２に記載の発明によれば、複数の直
列共振回路の共振周波数を基本波周波数の略２倍および
略３倍に設定することにより、信号レベルの大きいスプ
リアスである２倍波、３倍波をより顕著に減衰させるこ
とができる。

【００３８】請求項３に記載の発明によれば、直列共振
回路のインダクタを中心導体の一部として形成すること
ができるため、部品点数を減らすことができ、製造工程
の簡略化、小型化、コストダウンに寄与することができ
る。

【００３９】請求項４に記載の発明によれば、直列共振
回路を整合回路の整合容量として用いていることができ
るため、別の整合容量を設ける必要がなくり、製造工程
の簡略化、小型化、コストダウンに寄与することができ
る。

【００４０】請求項５に記載の発明によれば、スプリア
ス特性を改善し、装置からの不要輻射を抑制しつつ小型
化が図れる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態に係るアイソレータの分解斜視
図

【図２】同アイソレータの上ヨークを取り除いた状態で
の上面図

【図３】同アイソレータの等価回路図

【図４】同アイソレータと従来のアイソレータとの減衰
量の周波数特性を示す図

【図５】第２の実施形態に係るアイソレータの等価回路
図

【図６】第３の実施形態に係る通信装置の構成を示すブ
ロック図

【図７】従来のアイソレータの分解斜視図

【図８】同アイソレータの上ヨークを取り除いた状態で
の上面図および断面図

【図９】同アイソレータの等価回路図

【図１０】従来の他のアイソレータの分解斜視図

【図１１】同アイソレータの上ヨークを取り除いた状態
での上面図および断面図

【図１２】同アイソレータの等価回路図

【図１３】上記２つの従来のアイソレータの減衰量の周
波数特性を示す図

【符号の説明】

２−上ヨーク ３−永久磁石 ５−磁性組立体 ５１，５２，５３−中心導体 ５４−フェライト ７−樹脂ケース ７１，７２−入出力端子 ７３−アース端子 ８−下ヨーク Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３−コンデンサ Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３−ポート部 Ｐ１１（Ｌ１），Ｐ２１（Ｌ２）−（ポート部から分岐
した）インダクタ

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流磁界が印加される磁性体に複数の中
   心導体を互いに交差させて配置して成る非可逆回路素子
   において、 前記複数の中心導体のうち２つ以上の中心導体とアース
   との間に、該非可逆回路素子の通過帯域の中心周波数よ
   りも高い周波数の共振周波数を有する直列共振回路を設
   け、そのうち少なくとも１つの直列共振回路の共振周波
   数を他と異ならせた非可逆回路素子。
2. 【請求項２】 複数の直列共振回路のうち、少なくとも
   １つは前記通過帯域の中心周波数の略２倍の共振周波数
   を有し、さらに少なくとも他の１つは前記通過帯域の中
   心周波数の略３倍の共振周波数を有する請求項１に記載
   の非可逆回路素子。
3. 【請求項３】 前記直列共振回路のインダクタを、前記
   中心導体のポート部を延長して形成した請求項１または
   請求項２に記載の非可逆回路素子。
4. 【請求項４】 前記直列共振回路の、前記通過帯域の中
   心周波数における等価容量を、該通過帯域の中心周波数
   に対する整合容量となるようにした請求項１〜３のうち
   いずれかに記載の非可逆回路素子。
5. 【請求項５】 請求項１〜４のうちいずれかに記載の非
   可逆回路素子を備えた通信装置。