JP2001127549A - 温度補償水晶発振装置 - Google Patents
温度補償水晶発振装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電流発生回路及び増幅回路の電圧ノイズを抑
圧した温度補償水晶発振装置を提供すること。 【解決手段】 温度関数発生回路の出力信号を低域通過
フィルタ回路を介してバラクタダイオードのカソードと
水晶振動子の接続部に与える。一方、フェーズロックル
ープ信号を第１導電型トランジスタのベースに与え、エ
ミッタの信号を第２導電型トランジスタのベースに与
え、コレクタの信号をバラクタダイオードのアノードに
与える。
圧した温度補償水晶発振装置を提供すること。 【解決手段】 温度関数発生回路の出力信号を低域通過
フィルタ回路を介してバラクタダイオードのカソードと
水晶振動子の接続部に与える。一方、フェーズロックル
ープ信号を第１導電型トランジスタのベースに与え、エ
ミッタの信号を第２導電型トランジスタのベースに与
え、コレクタの信号をバラクタダイオードのアノードに
与える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、水晶発振装置の温
度の変動を抑制すると共に外部から与える信号に応じて
異なる発振周波数を得ることのできる温度補償水晶発振
装置に関するものである。
度の変動を抑制すると共に外部から与える信号に応じて
異なる発振周波数を得ることのできる温度補償水晶発振
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、温度補償水晶発振装置は特開平１
１−４１１９号公報において、温度変動に対して水晶発
振周波数の変動を補正する関数発生回路に用いたときに
ノイズを抑制して安定な発振周波数を得ることのできる
電流発生回路が開示されていた。
１−４１１９号公報において、温度変動に対して水晶発
振周波数の変動を補正する関数発生回路に用いたときに
ノイズを抑制して安定な発振周波数を得ることのできる
電流発生回路が開示されていた。
【０００３】一方、水晶振動子の一端に外部から電圧を
印加して電圧制御型の発振器を形成するときの利得制御
の一形態として、図１１の増幅回路が用いられていた。
印加して電圧制御型の発振器を形成するときの利得制御
の一形態として、図１１の増幅回路が用いられていた。
【０００４】図１１において、入力端子１に入力される
電圧をＶｉｎとすると、演算増幅器２の非反転入力端子
の電圧Ｖ１は、抵抗３の値をＲ２１、抵抗４の値をＲ２
２として、 Ｖ１＝Ｖｉｎ×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２） …（１） で与えられる。
電圧をＶｉｎとすると、演算増幅器２の非反転入力端子
の電圧Ｖ１は、抵抗３の値をＲ２１、抵抗４の値をＲ２
２として、 Ｖ１＝Ｖｉｎ×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２） …（１） で与えられる。
【０００５】ここで、演算増幅器２の利得が通常高い値
を有しているので負帰還がかかり、トランジスタ６のエ
ミッタ電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝Ｖ１ …（２） となり、そのエミッタに流れる電流Ｉ１は、抵抗５の値
をＲ２３として、 Ｉ１＝Ｖ２／Ｒ２３ …（３） で与えられる。
を有しているので負帰還がかかり、トランジスタ６のエ
ミッタ電圧Ｖ２は、 Ｖ２＝Ｖ１ …（２） となり、そのエミッタに流れる電流Ｉ１は、抵抗５の値
をＲ２３として、 Ｉ１＝Ｖ２／Ｒ２３ …（３） で与えられる。
【０００６】トランジスタ８のコレクタに流れる電流Ｉ
２は、トランジスタ７のコレクタに流れる電流に等し
く、この電流はトランジスタ６のエミッタに流れる電流
に等しいので、 Ｉ２＝Ｉ１ …（４） で与えられる。
２は、トランジスタ７のコレクタに流れる電流に等し
く、この電流はトランジスタ６のエミッタに流れる電流
に等しいので、 Ｉ２＝Ｉ１ …（４） で与えられる。
【０００７】ここで、温度に対して一定の電圧を供給す
る基準電圧源９の電圧値をＶｒｅｆ、抵抗１０の値をＲ
２４とすると、出力端子１１に出力される電圧Ｖ３は、 Ｖ３＝Ｖｒｅｆ＋Ｉ２×Ｒ２４ …（５） で与えられる。
る基準電圧源９の電圧値をＶｒｅｆ、抵抗１０の値をＲ
２４とすると、出力端子１１に出力される電圧Ｖ３は、 Ｖ３＝Ｖｒｅｆ＋Ｉ２×Ｒ２４ …（５） で与えられる。
【０００８】この増幅回路の入力端子１の電圧に対する
出力端子１１の電圧の比である利得Ｇ１は、Ｖ３をＶｉ
ｎで微分したもので与えられるので、 Ｇ１＝ｄＶ３／ｄＶｉｎ …（６） である。また、この回路の入力インピーダンスＲｉｎ１
は、 Ｒｉｎ１＝Ｒ２１＋Ｒ２２ …（７） である。
出力端子１１の電圧の比である利得Ｇ１は、Ｖ３をＶｉ
ｎで微分したもので与えられるので、 Ｇ１＝ｄＶ３／ｄＶｉｎ …（６） である。また、この回路の入力インピーダンスＲｉｎ１
は、 Ｒｉｎ１＝Ｒ２１＋Ｒ２２ …（７） である。
【０００９】ここで、例えばＶｉｎ＝１．５Ｖの時の電
圧Ｖ３は、 Ｖ３＝Ｖｒｅｆ＋１．５×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）×Ｒ２４／Ｒ２３ …（８） で与えられる。
圧Ｖ３は、 Ｖ３＝Ｖｒｅｆ＋１．５×Ｒ２２／（Ｒ２１＋Ｒ２２）×Ｒ２４／Ｒ２３ …（８） で与えられる。
【００１０】以上のことから、抵抗値Ｒ２１〜Ｒ２４の
値を適切に決定することで、所望の入力インピーダンス
を持ち、かつ所望のゲインを持ち、かつある入力電圧で
所望の出力電圧を持つ増幅回路を構成することができ
る。
値を適切に決定することで、所望の入力インピーダンス
を持ち、かつ所望のゲインを持ち、かつある入力電圧で
所望の出力電圧を持つ増幅回路を構成することができ
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の電流発生回路及び増幅回路は、比較的電圧ノイズが
大きく、この回路を用いた温度補償水晶発振装置は、位
相ノイズが大きいという課題があった。
来の電流発生回路及び増幅回路は、比較的電圧ノイズが
大きく、この回路を用いた温度補償水晶発振装置は、位
相ノイズが大きいという課題があった。
【００１２】本発明は、上記従来の課題を解決するもの
であり、位相ノイズの小さな温度補償水晶発振装置を提
供することを目的とする。
であり、位相ノイズの小さな温度補償水晶発振装置を提
供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明の請求項１が講じた手段は、温度の変動に応
じて異なる信号を出力端子に出力する温度関数発生回路
と、この温度関数発生回路の出力端子に一端部が接続さ
れた水晶振動子と、この水晶振動子の前記一端部に一端
が接続されたバラクタダイオードと、外部から信号が与
えられる外部信号端子と、この外部信号端子に入力端子
が接続され、この外部信号端子に与えられる信号を増幅
した信号を出力端子に出力する増幅回路とを備え、前記
温度補償水晶発振装置の出力端子を前記バラクタダイオ
ードの前記他端に接続した温度補償水晶発振装置であっ
て、前記増幅回路が、前記外部信号端子にトランジスタ
のベースが接続されエミッタから信号が取り出される第
１導電型トランジスタと、この第１導電型トランジスタ
のエミッタにベースが接続され、エミッタとコレクタに
個々に接続された抵抗の比に応じて異なる値の信号がコ
レクタ端子から出力される第２導電型トランジスタとを
備えたことを特徴とするものである。
に、本発明の請求項１が講じた手段は、温度の変動に応
じて異なる信号を出力端子に出力する温度関数発生回路
と、この温度関数発生回路の出力端子に一端部が接続さ
れた水晶振動子と、この水晶振動子の前記一端部に一端
が接続されたバラクタダイオードと、外部から信号が与
えられる外部信号端子と、この外部信号端子に入力端子
が接続され、この外部信号端子に与えられる信号を増幅
した信号を出力端子に出力する増幅回路とを備え、前記
温度補償水晶発振装置の出力端子を前記バラクタダイオ
ードの前記他端に接続した温度補償水晶発振装置であっ
て、前記増幅回路が、前記外部信号端子にトランジスタ
のベースが接続されエミッタから信号が取り出される第
１導電型トランジスタと、この第１導電型トランジスタ
のエミッタにベースが接続され、エミッタとコレクタに
個々に接続された抵抗の比に応じて異なる値の信号がコ
レクタ端子から出力される第２導電型トランジスタとを
備えたことを特徴とするものである。
【００１４】この構成を備えることによって、温度の変
動に応じて異なる信号を水晶発振子に与えて水晶振動子
の発振周波数を温度の変動に応じて制御するとともに外
部から与えられる信号に応じて発振周波数を異ならせる
ことができる温度補償水晶発振装置において、外部信号
端子に与えられる信号を所定の比率で増幅した信号を水
晶振動子に与えることができる。このとき、増幅回路
が、第１導電型トランジスタと第２導電型トランジスタ
及び抵抗によって形成されており、トランジスタの個数
が２個と少なく、また負帰還経路を有していないのでノ
イズの発生を抑圧して外部信号端子の信号を増幅するこ
とができる。
動に応じて異なる信号を水晶発振子に与えて水晶振動子
の発振周波数を温度の変動に応じて制御するとともに外
部から与えられる信号に応じて発振周波数を異ならせる
ことができる温度補償水晶発振装置において、外部信号
端子に与えられる信号を所定の比率で増幅した信号を水
晶振動子に与えることができる。このとき、増幅回路
が、第１導電型トランジスタと第２導電型トランジスタ
及び抵抗によって形成されており、トランジスタの個数
が２個と少なく、また負帰還経路を有していないのでノ
イズの発生を抑圧して外部信号端子の信号を増幅するこ
とができる。
【００１５】本発明の請求項２の講じた手段は、請求項
１の発明において、前記増幅回路が、固定電圧を与える
第１の電源端子と前記第２導電型トランジスタのエミッ
タとの間に接続された第１の抵抗と、固定電圧を与える
第２の電源端子と前記第２導電型トランジスタのコレク
タとの間に挿入され縦続接続された第２、第３の抵抗
と、前記第２、第３の抵抗の接続部と前記第２の電源端
子間に挿入接続された第４の抵抗とを備えたことを特徴
とするものである。
１の発明において、前記増幅回路が、固定電圧を与える
第１の電源端子と前記第２導電型トランジスタのエミッ
タとの間に接続された第１の抵抗と、固定電圧を与える
第２の電源端子と前記第２導電型トランジスタのコレク
タとの間に挿入され縦続接続された第２、第３の抵抗
と、前記第２、第３の抵抗の接続部と前記第２の電源端
子間に挿入接続された第４の抵抗とを備えたことを特徴
とするものである。
【００１６】この構成を有することによって、増幅回路
が第１の抵抗と第２〜第４の抵抗との比に応じて入力さ
れた信号を増幅して出力することができる。
が第１の抵抗と第２〜第４の抵抗との比に応じて入力さ
れた信号を増幅して出力することができる。
【００１７】本発明の請求項３の講じた手段は、請求項
２の発明において、前記第１〜第４の抵抗が半導体集積
回路においてポリシリコンで形成されており、このポリ
シリコンで形成された抵抗の幅を２マイクロメータより
も広くすることを特徴とするものである。
２の発明において、前記第１〜第４の抵抗が半導体集積
回路においてポリシリコンで形成されており、このポリ
シリコンで形成された抵抗の幅を２マイクロメータより
も広くすることを特徴とするものである。
【００１８】この構成を有することによって、抵抗で発
生するノイズを低減させることができ、この抵抗を用い
た増幅回路のノイズの発生を抑圧することができる。
生するノイズを低減させることができ、この抵抗を用い
た増幅回路のノイズの発生を抑圧することができる。
【００１９】本発明の請求項４の講じた手段は、請求項
３の発明において、前記第１〜第４の抵抗の少なくとも
１つの抵抗が複数個の抵抗の縦続接続によって形成され
ており、この複数個の抵抗の接続部にソース、ドレイン
が接続された少なくとも１個のＭＯＳトランジスタを備
え、前記ＭＯＳトランジスタのゲートに外部から与えら
れる信号によってこのＭＯＳトランジスタの導通、非導
通を制御することによって、前記第２導電型トランジス
タのコレクタ端子から取り出される信号の値を異ならせ
たことを特徴とするものである。
３の発明において、前記第１〜第４の抵抗の少なくとも
１つの抵抗が複数個の抵抗の縦続接続によって形成され
ており、この複数個の抵抗の接続部にソース、ドレイン
が接続された少なくとも１個のＭＯＳトランジスタを備
え、前記ＭＯＳトランジスタのゲートに外部から与えら
れる信号によってこのＭＯＳトランジスタの導通、非導
通を制御することによって、前記第２導電型トランジス
タのコレクタ端子から取り出される信号の値を異ならせ
たことを特徴とするものである。
【００２０】この構成を有することによって、外部から
与えられる信号に応じて第１〜第４の抵抗の少なくとも
一つの抵抗の値を異ならせることができるので、増幅回
路の入力信号に対する出力信号のゲインを外部から与え
られる信号に応じて異ならせることができる。
与えられる信号に応じて第１〜第４の抵抗の少なくとも
一つの抵抗の値を異ならせることができるので、増幅回
路の入力信号に対する出力信号のゲインを外部から与え
られる信号に応じて異ならせることができる。
【００２１】本発明の請求項５の講じた手段は、温度の
変動に応じて異なる信号を出力端子に出力する温度関数
発生回路と、この温度関数発生回路の出力端子に入力端
子が接続され高域信号を除去した信号を出力端子から出
力する低域通過フィルタ回路と、この低域通過フィルタ
回路の出力端子に一端が接続された水晶発振子とを備
え、前記低域通過フィルタが、外部から与えられる信号
に応じてその時定数を異ならせたことを特徴とするもの
である。
変動に応じて異なる信号を出力端子に出力する温度関数
発生回路と、この温度関数発生回路の出力端子に入力端
子が接続され高域信号を除去した信号を出力端子から出
力する低域通過フィルタ回路と、この低域通過フィルタ
回路の出力端子に一端が接続された水晶発振子とを備
え、前記低域通過フィルタが、外部から与えられる信号
に応じてその時定数を異ならせたことを特徴とするもの
である。
【００２２】この構成を有することによって、フィルタ
時定数を適度に大きくして温度関数発生回路で生じたノ
イズを除去する能力を高めることができると共にフィル
タ回路の時定数を短くしてフィルタ回路のコンデンサの
充電に要する時間を短縮することができるので、例えば
電源立ち上げ時の応答を早めることができる。
時定数を適度に大きくして温度関数発生回路で生じたノ
イズを除去する能力を高めることができると共にフィル
タ回路の時定数を短くしてフィルタ回路のコンデンサの
充電に要する時間を短縮することができるので、例えば
電源立ち上げ時の応答を早めることができる。
【００２３】本発明の請求項６の講じた手段は、請求項
５の発明において、前記低域通過フィルタが抵抗とコン
デンサとで構成されており、この抵抗の両端にトランジ
スタの主要電流経路端子対が接続され、トランジスタに
与える信号に応じて前記抵抗の両端に得られる抵抗値を
実質的に異ならせたことを特徴とするものである。
５の発明において、前記低域通過フィルタが抵抗とコン
デンサとで構成されており、この抵抗の両端にトランジ
スタの主要電流経路端子対が接続され、トランジスタに
与える信号に応じて前記抵抗の両端に得られる抵抗値を
実質的に異ならせたことを特徴とするものである。
【００２４】この構成を有することによって、外部から
与えられる信号に応じてトランジスタの導通、遮断を制
御することができ、フィルターを構成する抵抗の両端の
値を外部から与えられる信号に応じて実質的に異ならせ
ることができる。これによって、外部から与えられる信
号に応じてフィルタ回路の時定数を異ならせることがで
きる。
与えられる信号に応じてトランジスタの導通、遮断を制
御することができ、フィルターを構成する抵抗の両端の
値を外部から与えられる信号に応じて実質的に異ならせ
ることができる。これによって、外部から与えられる信
号に応じてフィルタ回路の時定数を異ならせることがで
きる。
【００２５】本発明の請求項７の講じた手段は、温度の
変動に応じて異なる信号を出力端子に出力する温度関数
発生回路と、この温度関数発生回路の出力端子に入力端
子が接続され高域信号を除去した信号を出力端子から出
力する低域通過フィルタ回路と、この低域通過フィルタ
回路の出力端子に一端部が接続された水晶振動子と、こ
の水晶振動子の前記一端部に一端が接続されたバラクタ
ダイオードと、外部から信号が与えられる外部信号端子
と、この外部信号端子に入力端子が接続され、この外部
信号端子に与えられる信号を増幅した信号を出力端子に
出力する増幅回路とを備え、前記増幅回路の出力端子を
前記バラクタダイオードの前記他端に接続した温度補償
水晶発振装置であって、前記増幅回路が、前記外部信号
端子にトランジスタのベースが接続されエミッタから信
号が取り出される第１導電型トランジスタと、この第１
導電型トランジスタのエミッタにベースが接続され、エ
ミッタとコレクタに個々に接続された抵抗の比に応じて
異なる値の信号がコレクタ端子から出力される第２導電
型トランジスタとを備えたことを特徴とするものであ
る。
変動に応じて異なる信号を出力端子に出力する温度関数
発生回路と、この温度関数発生回路の出力端子に入力端
子が接続され高域信号を除去した信号を出力端子から出
力する低域通過フィルタ回路と、この低域通過フィルタ
回路の出力端子に一端部が接続された水晶振動子と、こ
の水晶振動子の前記一端部に一端が接続されたバラクタ
ダイオードと、外部から信号が与えられる外部信号端子
と、この外部信号端子に入力端子が接続され、この外部
信号端子に与えられる信号を増幅した信号を出力端子に
出力する増幅回路とを備え、前記増幅回路の出力端子を
前記バラクタダイオードの前記他端に接続した温度補償
水晶発振装置であって、前記増幅回路が、前記外部信号
端子にトランジスタのベースが接続されエミッタから信
号が取り出される第１導電型トランジスタと、この第１
導電型トランジスタのエミッタにベースが接続され、エ
ミッタとコレクタに個々に接続された抵抗の比に応じて
異なる値の信号がコレクタ端子から出力される第２導電
型トランジスタとを備えたことを特徴とするものであ
る。
【００２６】この構成を有することによって、低域通過
フィルタ回路が、温度関数発生回路のノイズを抑制する
と共に、増幅回路が第１、第２導電型トランジスタを備
えることによって増幅回路で発生するノイズを低く抑え
ることができる。
フィルタ回路が、温度関数発生回路のノイズを抑制する
と共に、増幅回路が第１、第２導電型トランジスタを備
えることによって増幅回路で発生するノイズを低く抑え
ることができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の温度補償水晶発
振装置の増幅回路の第１の実施形態を示す図である。
振装置の増幅回路の第１の実施形態を示す図である。
【００２８】図１において、入力端子１に入力される電
圧をＶｉｎ、電源端子２１の電圧をＶｃｃとすると、ト
ランジスタ２２のベースの電圧Ｖ４は、抵抗２３の値を
Ｒ１、抵抗２４の値をＲ２、抵抗２５の値をＲ３とし
て、 Ｖ４＝（Ｖｉｎ／Ｒ１＋Ｖｃｃ／Ｒ２）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２＋１／Ｒ３） …（９） である。次に、トランジスタ２２のエミッタの電圧Ｖ５
は、 Ｖ５＝Ｖ４−Ｖｂｅ１ …（１０） となり、トランジスタ２６のエミッタの電圧Ｖ６は、 Ｖ６≒Ｖ４ …（１１） であるので、トランジスタ２６のエミッタに流れる電流
Ｉ３は、抵抗２７の値をＲ４として Ｉ３≒（Ｖｃｃ−Ｖ４）／Ｒ４ …（１２） で与えられる。
圧をＶｉｎ、電源端子２１の電圧をＶｃｃとすると、ト
ランジスタ２２のベースの電圧Ｖ４は、抵抗２３の値を
Ｒ１、抵抗２４の値をＲ２、抵抗２５の値をＲ３とし
て、 Ｖ４＝（Ｖｉｎ／Ｒ１＋Ｖｃｃ／Ｒ２）／（１／Ｒ１＋１／Ｒ２＋１／Ｒ３） …（９） である。次に、トランジスタ２２のエミッタの電圧Ｖ５
は、 Ｖ５＝Ｖ４−Ｖｂｅ１ …（１０） となり、トランジスタ２６のエミッタの電圧Ｖ６は、 Ｖ６≒Ｖ４ …（１１） であるので、トランジスタ２６のエミッタに流れる電流
Ｉ３は、抵抗２７の値をＲ４として Ｉ３≒（Ｖｃｃ−Ｖ４）／Ｒ４ …（１２） で与えられる。
【００２９】出力端子１１に出力される電圧Ｖ７は、抵
抗２８の値をＲ６、抵抗２９の値をＲ７、抵抗３０の値
をＲ５として、 Ｖ７＝Ｉ３×Ｒ６＋（Ｖｃｃ／Ｒ５＋Ｉ３）／（１／Ｒ５＋１／Ｒ７） …（１３） で与えられる。
抗２８の値をＲ６、抵抗２９の値をＲ７、抵抗３０の値
をＲ５として、 Ｖ７＝Ｉ３×Ｒ６＋（Ｖｃｃ／Ｒ５＋Ｉ３）／（１／Ｒ５＋１／Ｒ７） …（１３） で与えられる。
【００３０】ここで、この増幅回路の入力端子１の電圧
に対する出力端子１１の電圧比で与えられるゲインＧ２
は、Ｖ７をＶｉｎで微分して与えられるので、 Ｇ２＝ｄＶ７／ｄＶｉｎ …（１４） で与えられる。また、入力インピーダンスＲｉｎ２は、 Ｒｉｎ２＝Ｒ１＋Ｒ２／／Ｒ３ …（１５） で与えられる。
に対する出力端子１１の電圧比で与えられるゲインＧ２
は、Ｖ７をＶｉｎで微分して与えられるので、 Ｇ２＝ｄＶ７／ｄＶｉｎ …（１４） で与えられる。また、入力インピーダンスＲｉｎ２は、 Ｒｉｎ２＝Ｒ１＋Ｒ２／／Ｒ３ …（１５） で与えられる。
【００３１】以上のことから、Ｒ１〜Ｒ７の値を適切に
決定することで、所望の入力インピーダンスを持ち、か
つ所望のゲインを持ち、かつ所望の出力電圧を持つ増幅
回路を構成することができる。
決定することで、所望の入力インピーダンスを持ち、か
つ所望のゲインを持ち、かつ所望の出力電圧を持つ増幅
回路を構成することができる。
【００３２】図２は、図１の増幅回路の抵抗の幅と電圧
ノイズを示した図である。抵抗には、ポリシリコン抵抗
を採用しており、図２（ａ）は、この抵抗の幅が全て２
マイクロメータの幅で構成されたときの増幅回路の入力
端子から見た出力端子の電圧ノイズの周波数特性を求め
たものである。これに対して、図２（ｂ）は、増幅回路
の各ポリシリコン抵抗の値をそのままに各抵抗の幅を８
マイクロメータとしたときの増幅回路の入力端子から見
た出力端子の電圧ノイズの周波数特性を求めたものであ
る。周波数が１００Ｈｚのときの抵抗幅２マイクロメー
タの電圧ノイズが−１３９（ｄＢＶ／√Ｈｚ）に対し
て、抵抗幅８マイクロメータの電圧ノイズは−１４７
（ｄＢＶ／√Ｈｚ）の値を得ており、相対的に８（ｄＢ
Ｖ／√Ｈｚ）のノイズ特性を改善することができた。
ノイズを示した図である。抵抗には、ポリシリコン抵抗
を採用しており、図２（ａ）は、この抵抗の幅が全て２
マイクロメータの幅で構成されたときの増幅回路の入力
端子から見た出力端子の電圧ノイズの周波数特性を求め
たものである。これに対して、図２（ｂ）は、増幅回路
の各ポリシリコン抵抗の値をそのままに各抵抗の幅を８
マイクロメータとしたときの増幅回路の入力端子から見
た出力端子の電圧ノイズの周波数特性を求めたものであ
る。周波数が１００Ｈｚのときの抵抗幅２マイクロメー
タの電圧ノイズが−１３９（ｄＢＶ／√Ｈｚ）に対し
て、抵抗幅８マイクロメータの電圧ノイズは−１４７
（ｄＢＶ／√Ｈｚ）の値を得ており、相対的に８（ｄＢ
Ｖ／√Ｈｚ）のノイズ特性を改善することができた。
【００３３】図３は、本発明の温度補償水晶発振装置の
増幅回路の第２の実施形態を示した図である。ゲイン調
整回路を付加したことを特徴としている。
増幅回路の第２の実施形態を示した図である。ゲイン調
整回路を付加したことを特徴としている。
【００３４】図１における抵抗２７に相当する抵抗は、
図３では、抵抗３１，３２，３３及びＰＭＯＳトランジ
スタ３４，３５より構成されている。この図では、抵抗
調整を２ビットで構成しているが、２以上のビット数で
構成することも可能である。
図３では、抵抗３１，３２，３３及びＰＭＯＳトランジ
スタ３４，３５より構成されている。この図では、抵抗
調整を２ビットで構成しているが、２以上のビット数で
構成することも可能である。
【００３５】この抵抗調整ビットにＨｉｇｈあるいはＬ
ｏｗの電圧を入力することで抵抗値を調節できる。
ｏｗの電圧を入力することで抵抗値を調節できる。
【００３６】ここで、Ｈｉｇｈの電圧はトランジスタ回
路の動作・停止のスレッショルド電圧に対して相対的に
高い値の電圧を示し、Ｌｏｗの電圧はこのスレッショル
ド電圧に対して相対的に低い値の電圧を示しており、以
下、Ｈ電圧及びＬ電圧と呼ぶ。
路の動作・停止のスレッショルド電圧に対して相対的に
高い値の電圧を示し、Ｌｏｗの電圧はこのスレッショル
ド電圧に対して相対的に低い値の電圧を示しており、以
下、Ｈ電圧及びＬ電圧と呼ぶ。
【００３７】ＰＭＯＳトランジスタ３４のゲート端子３
６にＨ電圧、ＰＭＯＳトランジスタ３５のゲート端子３
７にＨ電圧を入力すると、ＰＭＯＳトランジスタ３４及
びＰＭＯＳトランジスタ３５は共に動作を停止（以下、
ＯＦＦと呼ぶ。）して、このときの合成抵抗値Ｒ４Ａ
は、 Ｒ４Ａ＝Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ４６ …（１６） である。
６にＨ電圧、ＰＭＯＳトランジスタ３５のゲート端子３
７にＨ電圧を入力すると、ＰＭＯＳトランジスタ３４及
びＰＭＯＳトランジスタ３５は共に動作を停止（以下、
ＯＦＦと呼ぶ。）して、このときの合成抵抗値Ｒ４Ａ
は、 Ｒ４Ａ＝Ｒ４４＋Ｒ４５＋Ｒ４６ …（１６） である。
【００３８】また、ゲート端子３６にＬ電圧、ゲート端
子３７にＨ電圧を入力すると、ＰＭＯＳトランジスタ３
４が動作（以下、ＯＮと呼ぶ。）し、ＰＭＯＳトランジ
スタ３５がＯＦＦして、ＰＭＯＳトランジスタ３４のＯ
Ｎ抵抗をｒｏｎとすると、抵抗値Ｒ４Ａは、 Ｒ４Ａ＝ｒｏｎ＋Ｒ４５＋Ｒ４６ …（１７） である。
子３７にＨ電圧を入力すると、ＰＭＯＳトランジスタ３
４が動作（以下、ＯＮと呼ぶ。）し、ＰＭＯＳトランジ
スタ３５がＯＦＦして、ＰＭＯＳトランジスタ３４のＯ
Ｎ抵抗をｒｏｎとすると、抵抗値Ｒ４Ａは、 Ｒ４Ａ＝ｒｏｎ＋Ｒ４５＋Ｒ４６ …（１７） である。
【００３９】また、ゲート端子３６にＨ電圧、ゲート端
子３７にＬ電圧を入力すると、ＰＭＯＳトランジスタ３
４がＯＦＦ、ＰＭＯＳトランジスタ３５がＯＮするの
で、ＰＭＯＳトランジスタ３５のＯＮ抵抗をｒｏｎとす
ると、抵抗値Ｒ４Ａは、 Ｒ４Ａ＝ｒｏｎ＋Ｒ４６ …（１８） である。
子３７にＬ電圧を入力すると、ＰＭＯＳトランジスタ３
４がＯＦＦ、ＰＭＯＳトランジスタ３５がＯＮするの
で、ＰＭＯＳトランジスタ３５のＯＮ抵抗をｒｏｎとす
ると、抵抗値Ｒ４Ａは、 Ｒ４Ａ＝ｒｏｎ＋Ｒ４６ …（１８） である。
【００４０】同様に図１における抵抗２８に相当する抵
抗は、図３では、抵抗３８，３９，４０及びＮＭＯＳト
ランジスタ４１、ＮＭＯＳトランジスタ４２より構成さ
れる。この図でも、抵抗調整を２ビットで構成している
が、２以上のビットで構成することも可能である。
抗は、図３では、抵抗３８，３９，４０及びＮＭＯＳト
ランジスタ４１、ＮＭＯＳトランジスタ４２より構成さ
れる。この図でも、抵抗調整を２ビットで構成している
が、２以上のビットで構成することも可能である。
【００４１】ＮＭＯＳトランジスタ４１のゲート端子４
３にＨ電圧、ＮＭＯＳトランジスタ４２のゲート端子４
４にＨ電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４１及
びＮＭＯＳトランジスタ４２は、共にＯＦＦして抵抗値
Ｒ６Ｂは、 Ｒ６Ｂ＝Ｒ４７＋Ｒ４８＋Ｒ４９ …（１９） である。
３にＨ電圧、ＮＭＯＳトランジスタ４２のゲート端子４
４にＨ電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４１及
びＮＭＯＳトランジスタ４２は、共にＯＦＦして抵抗値
Ｒ６Ｂは、 Ｒ６Ｂ＝Ｒ４７＋Ｒ４８＋Ｒ４９ …（１９） である。
【００４２】また、ゲート端子４３にＬ電圧、ゲート端
子４４にＨ電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４
１がＯＮ、ＮＭＯＳトランジスタ４２がＯＦＦして、Ｎ
ＭＯＳトランジスタ４１のＯＮ抵抗をｒｏｎとすると、
抵抗値Ｒ６Ｂは、 Ｒ６Ｂ＝ｒｏｎ＋Ｒ４７＋Ｒ４８ …（２０） である。
子４４にＨ電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４
１がＯＮ、ＮＭＯＳトランジスタ４２がＯＦＦして、Ｎ
ＭＯＳトランジスタ４１のＯＮ抵抗をｒｏｎとすると、
抵抗値Ｒ６Ｂは、 Ｒ６Ｂ＝ｒｏｎ＋Ｒ４７＋Ｒ４８ …（２０） である。
【００４３】また、ゲート端子４３にＨ電圧、ゲート端
子４４にＬ電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４
１がＯＦＦし、ＮＭＯＳトランジスタ４２がＯＮするの
で、ＮＭＯＳトランジスタ４２のＯＮ抵抗をｒｏｎとす
ると、抵抗値Ｒ６Ｂは、 Ｒ６Ｂ＝ｒｏｎ＋Ｒ４７ …（２１） である。
子４４にＬ電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４
１がＯＦＦし、ＮＭＯＳトランジスタ４２がＯＮするの
で、ＮＭＯＳトランジスタ４２のＯＮ抵抗をｒｏｎとす
ると、抵抗値Ｒ６Ｂは、 Ｒ６Ｂ＝ｒｏｎ＋Ｒ４７ …（２１） である。
【００４４】同様に図１における抵抗２９に相当する抵
抗は、図３では、抵抗４５，４６，４７及びＮＭＯＳト
ランジスタ４８、ＮＭＯＳトランジスタ４９より構成さ
れている。図では、抵抗調整を２ビットで構成している
が、２以上のビットで構成することも可能である。この
抵抗調整ビットにＨｉｇｈあるいはＬｏｗの電圧を入力
することで抵抗値を調節できる。
抗は、図３では、抵抗４５，４６，４７及びＮＭＯＳト
ランジスタ４８、ＮＭＯＳトランジスタ４９より構成さ
れている。図では、抵抗調整を２ビットで構成している
が、２以上のビットで構成することも可能である。この
抵抗調整ビットにＨｉｇｈあるいはＬｏｗの電圧を入力
することで抵抗値を調節できる。
【００４５】ＮＭＯＳトランジスタ４８のゲート端子５
０及びＮＭＯＳトランジスタ４９のゲート端子５１にＨ
電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４８及びＮＭ
ＯＳトランジスタ４９は、共にＯＦＦするので、抵抗値
Ｒ７Ｃは、 Ｒ７Ｃ＝Ｒ５１＋Ｒ５２＋Ｒ５３ …（２２） である。
０及びＮＭＯＳトランジスタ４９のゲート端子５１にＨ
電圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４８及びＮＭ
ＯＳトランジスタ４９は、共にＯＦＦするので、抵抗値
Ｒ７Ｃは、 Ｒ７Ｃ＝Ｒ５１＋Ｒ５２＋Ｒ５３ …（２２） である。
【００４６】また、端子５０にＬ電圧、端子５１にＨ電
圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４８がＯＮ、Ｎ
ＭＯＳトランジスタ４９がＯＦＦするので、ＮＭＯＳト
ランジスタ４８のＯＮ抵抗をｒｏｎとすると、抵抗値Ｒ
７Ｃは、 Ｒ７Ｃ＝ｒｏｎ＋Ｒ５１＋Ｒ５２ …（２３） である。
圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４８がＯＮ、Ｎ
ＭＯＳトランジスタ４９がＯＦＦするので、ＮＭＯＳト
ランジスタ４８のＯＮ抵抗をｒｏｎとすると、抵抗値Ｒ
７Ｃは、 Ｒ７Ｃ＝ｒｏｎ＋Ｒ５１＋Ｒ５２ …（２３） である。
【００４７】また、端子５０にＨ電圧、端子５１にＬ電
圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４８がＯＦＦ
し、ＮＭＯＳトランジスタ４９がＯＮするので、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ４８のＯＮ抵抗をｒｏｎとすると、抵抗
値Ｒ７Ｃは、 Ｒ７Ｃ＝ｒｏｎ＋Ｒ５１ …（２４） である。
圧を入力すると、ＮＭＯＳトランジスタ４８がＯＦＦ
し、ＮＭＯＳトランジスタ４９がＯＮするので、ＮＭＯ
Ｓトランジスタ４８のＯＮ抵抗をｒｏｎとすると、抵抗
値Ｒ７Ｃは、 Ｒ７Ｃ＝ｒｏｎ＋Ｒ５１ …（２４） である。
【００４８】ここで、出力端子１１に出力される電圧Ｖ
８は、Ｖｉｎ及びＶｃｃ、Ｒ４１〜Ｒ４３、Ｒ５０、Ｒ
４Ａ、Ｒ６Ｂ、Ｒ７Ｃを用いて表現することができ、式
の確認 Ｖ８＝Ｒ４２×Ｒ４３｛−Ｒ６Ｂ×Ｒ７Ｃ−Ｒ５０（Ｒ６Ｂ＋Ｒ７Ｃ）｝×Ｖ ｉｎ／（Ｒ４２×Ｒ４３＋Ｒ４１（Ｒ４２＋Ｒ４３））×Ｒ４Ａ（Ｒ５０＋Ｒ７ Ｃ）＋［Ｒ４２×Ｒ４３｛（Ｒ４Ａ＋Ｒ６Ｂ）×Ｒ７Ｃ＋Ｒ５０（Ｒ６Ｂ＋Ｒ７ Ｃ）｝＋Ｒ４１｛Ｒ４３×Ｒ４Ａ×Ｒ７Ｃ＋Ｒ４２（Ｒ５０×Ｒ６Ｂ＋Ｒ４Ａ× Ｒ７Ｃ＋Ｒ５０×Ｒ７Ｃ＋Ｒ６Ｂ×Ｒ７Ｃ）｝］×Ｖｃｃ／｛Ｒ４２×Ｒ４３＋ Ｒ４１（Ｒ４２＋Ｒ４３）｝×Ｒ４Ａ（Ｒ５０＋Ｒ７Ｃ）） …（２５） である。
８は、Ｖｉｎ及びＶｃｃ、Ｒ４１〜Ｒ４３、Ｒ５０、Ｒ
４Ａ、Ｒ６Ｂ、Ｒ７Ｃを用いて表現することができ、式
の確認 Ｖ８＝Ｒ４２×Ｒ４３｛−Ｒ６Ｂ×Ｒ７Ｃ−Ｒ５０（Ｒ６Ｂ＋Ｒ７Ｃ）｝×Ｖ ｉｎ／（Ｒ４２×Ｒ４３＋Ｒ４１（Ｒ４２＋Ｒ４３））×Ｒ４Ａ（Ｒ５０＋Ｒ７ Ｃ）＋［Ｒ４２×Ｒ４３｛（Ｒ４Ａ＋Ｒ６Ｂ）×Ｒ７Ｃ＋Ｒ５０（Ｒ６Ｂ＋Ｒ７ Ｃ）｝＋Ｒ４１｛Ｒ４３×Ｒ４Ａ×Ｒ７Ｃ＋Ｒ４２（Ｒ５０×Ｒ６Ｂ＋Ｒ４Ａ× Ｒ７Ｃ＋Ｒ５０×Ｒ７Ｃ＋Ｒ６Ｂ×Ｒ７Ｃ）｝］×Ｖｃｃ／｛Ｒ４２×Ｒ４３＋ Ｒ４１（Ｒ４２＋Ｒ４３）｝×Ｒ４Ａ（Ｒ５０＋Ｒ７Ｃ）） …（２５） である。
【００４９】この回路のゲインＧ３は、電圧Ｖ８をＶｉ
ｎで微分して、 Ｇ３＝ｄＶ８／ｄＶｉｎ …（２６） である。また、入力インピーダンスＲｉｎ３は、Ｒ４１
〜Ｒ４３で与えられ、 Ｒｉｎ３＝Ｒ４１＋Ｒ４２／／Ｒ４３ …（２７） である。
ｎで微分して、 Ｇ３＝ｄＶ８／ｄＶｉｎ …（２６） である。また、入力インピーダンスＲｉｎ３は、Ｒ４１
〜Ｒ４３で与えられ、 Ｒｉｎ３＝Ｒ４１＋Ｒ４２／／Ｒ４３ …（２７） である。
【００５０】以上のＲ４Ａ、Ｒ６Ｂ、Ｒ７Ｃは、ＭＯＳ
トランジスタのＯＮ、ＯＦＦによって抵抗値を変更でき
るので、ゲインＧ３を所望のゲインに調整することがで
きる。
トランジスタのＯＮ、ＯＦＦによって抵抗値を変更でき
るので、ゲインＧ３を所望のゲインに調整することがで
きる。
【００５１】図４は、本発明の温度補償水晶発振装置の
第１の実施形態を示した図である。また、図５は、図４
に記載の０次及び１次、３次関数発生回路、コントロー
ラの各ノードの電流の温度特性を示した図である。
第１の実施形態を示した図である。また、図５は、図４
に記載の０次及び１次、３次関数発生回路、コントロー
ラの各ノードの電流の温度特性を示した図である。
【００５２】図４，５において、温度に対して略一定の
電流Ｉ２０６ａ及び温度に対して比例する電流Ｉ１２
０、温度に対して３次関数の特性を持つ電流Ｉ１２０
は、抵抗１１１によって電流から電圧に変換され電圧Ｖ
ｉｎとなり、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路８００に
入力される。ここで、コントローラのＤＡＴＡ端子から
入力するデータ信号に応じて、電流Ｉ２０６ａ及びＩ１
２０、Ｉ２１０ａが異なり、これらの電流から３次関数
の特性を持つ出力電圧Ｖｉｎを生成する。この出力電圧
Ｖｉｎは、 Ｖｉｎ＝−α（Ｔ−Ｔｉ）3＋β（Ｔ−Ｔｉ）＋γ …（２８） と表される。
電流Ｉ２０６ａ及び温度に対して比例する電流Ｉ１２
０、温度に対して３次関数の特性を持つ電流Ｉ１２０
は、抵抗１１１によって電流から電圧に変換され電圧Ｖ
ｉｎとなり、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路８００に
入力される。ここで、コントローラのＤＡＴＡ端子から
入力するデータ信号に応じて、電流Ｉ２０６ａ及びＩ１
２０、Ｉ２１０ａが異なり、これらの電流から３次関数
の特性を持つ出力電圧Ｖｉｎを生成する。この出力電圧
Ｖｉｎは、 Ｖｉｎ＝−α（Ｔ−Ｔｉ）3＋β（Ｔ−Ｔｉ）＋γ …（２８） と表される。
【００５３】図６は、本発明の温度補償水晶発振装置の
低域通過フィルタ回路を示した図である。
低域通過フィルタ回路を示した図である。
【００５４】図６において、入力端子８０１の電圧Ｖｉ
ｎの高周波成分を除去し、出力端子８０２からノイズを
低減させた電圧Ｖｉｎｆを出力する。ここで、フィルタ
のカットオフ周波数ｆｃは、抵抗８０３の値をＲ１９
１、コンデンサ８０４の値をＣ１９１とすると、 ｆｃ＝１／（２π×Ｒ１９１×Ｃ１９１） …（２９） で表される。カットオフ周波数ｆｃを低く設定すること
で低い周波数に渡って電圧ノイズを低減できる。
ｎの高周波成分を除去し、出力端子８０２からノイズを
低減させた電圧Ｖｉｎｆを出力する。ここで、フィルタ
のカットオフ周波数ｆｃは、抵抗８０３の値をＲ１９
１、コンデンサ８０４の値をＣ１９１とすると、 ｆｃ＝１／（２π×Ｒ１９１×Ｃ１９１） …（２９） で表される。カットオフ周波数ｆｃを低く設定すること
で低い周波数に渡って電圧ノイズを低減できる。
【００５５】この出力電圧Ｖｉｎｆは、電圧制御型水晶
発振回路４００に入力される。
発振回路４００に入力される。
【００５６】図７は、本発明の温度補償水晶発振装置の
電圧制御型水晶発振回路４００を示す図である。コルピ
ッツ型の発振回路の周波数制御用のバラクタダイオード
のアノード側に信号を入力したものである。このバラク
タダイオードのアノード側に電圧を与えバラクタダイオ
ードのカソード側の端子４１１に発振回路の温度特性を
打ち消す制御電圧Ｖｉｎｆを印加すると、バラクタダイ
オードのアノード−カソード間の電圧に応じてバラクタ
ダイオード４０１の容量が変化して発振周波数が変化す
る。次に、増幅回路に与える電圧を変化させることで、
増幅回路の出力端子１１の出力電圧Ｖａｆｃｏｕｔが変
化し、端子４１２に電圧Ｖａｆｃｏｕｔを印加すると、
この変化に応じてバラクタダイオードの容量が変化して
発振周波数を制御することができる。この周波数制御機
能を利用してフェーズロックループを備えた基準発振器
を形成することができる。
電圧制御型水晶発振回路４００を示す図である。コルピ
ッツ型の発振回路の周波数制御用のバラクタダイオード
のアノード側に信号を入力したものである。このバラク
タダイオードのアノード側に電圧を与えバラクタダイオ
ードのカソード側の端子４１１に発振回路の温度特性を
打ち消す制御電圧Ｖｉｎｆを印加すると、バラクタダイ
オードのアノード−カソード間の電圧に応じてバラクタ
ダイオード４０１の容量が変化して発振周波数が変化す
る。次に、増幅回路に与える電圧を変化させることで、
増幅回路の出力端子１１の出力電圧Ｖａｆｃｏｕｔが変
化し、端子４１２に電圧Ｖａｆｃｏｕｔを印加すると、
この変化に応じてバラクタダイオードの容量が変化して
発振周波数を制御することができる。この周波数制御機
能を利用してフェーズロックループを備えた基準発振器
を形成することができる。
【００５７】図８は、本発明の温度補償水晶発振装置の
第２の実施形態を示した図である。以下、図面を参照し
ながら説明する。
第２の実施形態を示した図である。以下、図面を参照し
ながら説明する。
【００５８】図８に記載の０次，１次，３次関数発生回
路及びコントローラーの各ノードの電流は、図５に示し
た温度特性を備えている。
路及びコントローラーの各ノードの電流は、図５に示し
た温度特性を備えている。
【００５９】温度に対して略一定の電流Ｉ２０６ａ、温
度に対して比例する電流Ｉ１２０、温度に対して３次関
数の特性を持つ電流Ｉ１２０は、抵抗１１１によって電
流から電圧に変換され電圧Ｖｉｎとなり、スイッチ付き
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路９００に入力される。
度に対して比例する電流Ｉ１２０、温度に対して３次関
数の特性を持つ電流Ｉ１２０は、抵抗１１１によって電
流から電圧に変換され電圧Ｖｉｎとなり、スイッチ付き
低域通過フィルタ（ＬＰＦ）回路９００に入力される。
【００６０】図９は、本発明の温度補償水晶発振装置の
スイッチ付き低域通過フィルタを示した図である。スイ
ッチ付き低域通過フィルタ回路９００は、入力端子９０
１の電圧Ｖｉｎの高周波成分を除去して出力端子９０２
に電圧Ｖｉｎｆの電圧ノイズを低減した信号を出力す
る。カットオフ周波数を低くすることによってより低い
周波数まで電圧ノイズを低減できる。端子９０３にＬｏ
ｗの電圧が入力されているとＮＭＯＳトランジスタ９０
４、ＰＭＯＳトランジスタ９０５がＯＦＦしており、カ
ットオフ周波数ｆｃは、抵抗９０６の値をＲ１９２、コ
ンデンサ９０７の値をＣ１９２として、 ｆｃ＝１／（２π×Ｒ１９２×Ｃ１９２） …（３０） である。
スイッチ付き低域通過フィルタを示した図である。スイ
ッチ付き低域通過フィルタ回路９００は、入力端子９０
１の電圧Ｖｉｎの高周波成分を除去して出力端子９０２
に電圧Ｖｉｎｆの電圧ノイズを低減した信号を出力す
る。カットオフ周波数を低くすることによってより低い
周波数まで電圧ノイズを低減できる。端子９０３にＬｏ
ｗの電圧が入力されているとＮＭＯＳトランジスタ９０
４、ＰＭＯＳトランジスタ９０５がＯＦＦしており、カ
ットオフ周波数ｆｃは、抵抗９０６の値をＲ１９２、コ
ンデンサ９０７の値をＣ１９２として、 ｆｃ＝１／（２π×Ｒ１９２×Ｃ１９２） …（３０） である。
【００６１】これに対して、端子９０３にＨｉｇｈの電
圧が入力されると、ＮＭＯＳトランジスタ９０４及びＰ
ＭＯＳトランジスタ９０５がＯＮするので、そのＯＮ抵
抗をｒｏｎ１９１、ｒｏｎ１９２として抵抗９０６が、 ｒｏｎ１９１／／ｒｏｎ１９２ …（３１） の値で短絡される。このｏｎ抵抗が十分に小さいと、カ
ットオフ周波数は高くなる。このとき低域通過フィルタ
としての機能は有せず、時定数τは、 τ＝（ｒｏｎ１９１／／ｒｏｎ１９２／／Ｒ１９２）×Ｃ１９２ …（３２） の値が小さいので出力端子９０２の電圧Ｖｉｎｆの立ち
上がりが早くなる。この出力電圧Ｖｉｎｆは、電圧制御
型水晶発振回路４００に入力される。
圧が入力されると、ＮＭＯＳトランジスタ９０４及びＰ
ＭＯＳトランジスタ９０５がＯＮするので、そのＯＮ抵
抗をｒｏｎ１９１、ｒｏｎ１９２として抵抗９０６が、 ｒｏｎ１９１／／ｒｏｎ１９２ …（３１） の値で短絡される。このｏｎ抵抗が十分に小さいと、カ
ットオフ周波数は高くなる。このとき低域通過フィルタ
としての機能は有せず、時定数τは、 τ＝（ｒｏｎ１９１／／ｒｏｎ１９２／／Ｒ１９２）×Ｃ１９２ …（３２） の値が小さいので出力端子９０２の電圧Ｖｉｎｆの立ち
上がりが早くなる。この出力電圧Ｖｉｎｆは、電圧制御
型水晶発振回路４００に入力される。
【００６２】図１０は、本発明の温度補償水晶発振装置
のタイマー回路１０００を示した図である。電源端子１
００１の電圧が立ち上がると、コンデンサ１００２が一
定電流Ｉ２０１で充電されて演算増幅器１００３の反転
入力端子電圧Ｖ２０１が上昇する。反転入力端子の電圧
が非反転入力端子に与えられた基準電圧の値に等しくな
るまで、出力端子１００４の電圧ＶｔｏｕｔにはＨｉｇ
ｈ電圧が出力される。一方、基準電圧を越えると、出力
端子１００４にはＬｏｗ電圧が出力される。Ｈｉｇｈ電
圧からＬｏｗ電圧に切り替わる時間は、コンデンサ１０
０２と定電流Ｉ２０１の値によって調整することができ
る。
のタイマー回路１０００を示した図である。電源端子１
００１の電圧が立ち上がると、コンデンサ１００２が一
定電流Ｉ２０１で充電されて演算増幅器１００３の反転
入力端子電圧Ｖ２０１が上昇する。反転入力端子の電圧
が非反転入力端子に与えられた基準電圧の値に等しくな
るまで、出力端子１００４の電圧ＶｔｏｕｔにはＨｉｇ
ｈ電圧が出力される。一方、基準電圧を越えると、出力
端子１００４にはＬｏｗ電圧が出力される。Ｈｉｇｈ電
圧からＬｏｗ電圧に切り替わる時間は、コンデンサ１０
０２と定電流Ｉ２０１の値によって調整することができ
る。
【００６３】出力端子１００４の電圧Ｖｔｏｕｔは、図
９の端子９０３に入力され、ＶｔｏｕｔがＨｉｇｈ電圧
の間は低域通過フィルタ回路の時定数を小さくすること
ができ、低域通過フィルタ回路の出力電圧Ｖｉｎｆの立
ち上がり時間を早めることができるので、低域通過フィ
ルタ回路を付加したことによる水晶発振器の起動時間の
遅れを低減させることができる。
９の端子９０３に入力され、ＶｔｏｕｔがＨｉｇｈ電圧
の間は低域通過フィルタ回路の時定数を小さくすること
ができ、低域通過フィルタ回路の出力電圧Ｖｉｎｆの立
ち上がり時間を早めることができるので、低域通過フィ
ルタ回路を付加したことによる水晶発振器の起動時間の
遅れを低減させることができる。
【００６４】
【発明の効果】このように、温度関数発生回路の出力端
子に低域通過フィルタ回路を備えるとともに、増幅回路
が、外部信号端子にトランジスタのベースが接続されエ
ミッタから信号が取り出される第１導電型トランジスタ
と、この第１導電型トランジスタのエミッタにベースが
接続され、エミッタとコレクタに個々に接続された抵抗
の比に応じて異なる値の信号がコレクタ端子から出力さ
れる第２導電型トランジスタとを備えたことにより、ノ
イズを抑制した温度補償水晶発振装置を形成することが
できる。
子に低域通過フィルタ回路を備えるとともに、増幅回路
が、外部信号端子にトランジスタのベースが接続されエ
ミッタから信号が取り出される第１導電型トランジスタ
と、この第１導電型トランジスタのエミッタにベースが
接続され、エミッタとコレクタに個々に接続された抵抗
の比に応じて異なる値の信号がコレクタ端子から出力さ
れる第２導電型トランジスタとを備えたことにより、ノ
イズを抑制した温度補償水晶発振装置を形成することが
できる。
【図１】本発明の温度補償水晶発振装置の増幅回路の第
１の実施形態を示す図
１の実施形態を示す図
【図２】図１の増幅回路の抵抗の幅と電圧ノイズを示す
図
図
【図３】本発明の温度補償水晶発振装置の増幅回路の第
２の実施形態を示す図
２の実施形態を示す図
【図４】本発明の温度補償水晶発振装置の第１の実施形
態を示す図
態を示す図
【図５】図４の各ノードの電流の温度特性を示す図
【図６】本発明の温度補償水晶発振装置の低域通過フィ
ルタ回路を示す図
ルタ回路を示す図
【図７】本発明の温度補償水晶発振装置の電圧制御型水
晶発振回路を示す図
晶発振回路を示す図
【図８】本発明の温度補償水晶発振装置の第２の実施形
態を示す図
態を示す図
【図９】本発明の温度補償水晶発振装置のスイッチ付き
低域通過フィルタを示す図
低域通過フィルタを示す図
【図１０】本発明の温度補償水晶発振装置のタイマー回
路を示す図
路を示す図
【図１１】従来の温度補償水晶発振装置の増幅回路を示
す図
す図
１ 入力端子 ２ 演算増幅器 ３〜５ 抵抗 ６〜８ トランジスタ ９ 基準電圧源 １０ 抵抗 １１ 出力端子 ２１ 電源電圧端子 ２２ トランジスタ ２３〜２５ 抵抗 ２６ トランジスタ ２７〜３３ 抵抗 ３４，３５ ＰＭＯＳトランジスタ ３６，３７ 端子 ３８〜４０ 抵抗 ４１，４２ ＮＭＯＳトランジスタ ４３，４４ 端子 ４５〜４７ 抵抗 ４８，４９ ＮＭＯＳトランジスタ ５０，５１ 端子 １１１ 抵抗 ４００ 電圧制御型水晶発振回路 ４１１，４１２ 端子 ７００ 増幅回路 ８００ 低域通過フィルタ回路 ８０１，８０２ 端子 ９００ スイッチ付き低域通過フィルタ回路 ９０１〜９０３ 端子 ９０４，９０５ ＭＯＳトランジスタ ９０６ 抵抗 ９０７ コンデンサ １０００ タイマー回路 １００１ 端子 １００２ コンデンサ １００３ 演算増幅器 １００４ 端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 竹内 久人 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5J079 AA04 BA02 BA35 BA39 DB03 FA02 FA13 FA14 FA21 FB11 FB25 FB40 GA02
Claims (7)
- 【請求項１】 温度の変動に応じて異なる信号を出力端
子に出力する温度関数発生回路と、 この温度関数発生回路の出力端子に一端部が接続された
水晶振動子と、 この水晶振動子の前記一端部に一端が接続されたバラク
タダイオードと、 外部から信号が与えられる外部信号端子と、 この外部信号端子に入力端子が接続され、この外部信号
端子に与えられる信号を増幅した信号を出力端子に出力
する増幅回路とを備え、 前記増幅回路の出力端子を前記バラクタダイオードの前
記他端に接続した温度補償水晶発振装置であって、 前記増幅回路が、前記外部信号端子にトランジスタのベ
ースが接続されエミッタから信号が取り出される第１導
電型トランジスタと、 この第１導電型トランジスタのエミッタにベースが接続
され、エミッタとコレクタに個々に接続された抵抗の比
に応じて異なる値の信号がコレクタ端子から出力される
第２導電型トランジスタとを備えたことを特徴とする温
度補償水晶発振装置。 - 【請求項２】 前記増幅回路が、固定電圧を与える第１
の電源端子と前記第２導電型トランジスタのエミッタと
の間に接続された第１の抵抗と、 固定電圧を与える第２の電源端子と前記第２導電型トラ
ンジスタのコレクタとの間に挿入され縦続接続された第
２、第３の抵抗と、 前記第２、第３の抵抗の接続部と前記第２の電源端子間
に挿入接続された第４の抵抗とを備えたことを特徴とす
る請求項１記載の温度補償水晶発振装置。 - 【請求項３】 前記第１〜第４の抵抗が半導体集積回路
においてポリシリコンで形成されており、このポリシリ
コンで形成された抵抗の幅を２マイクロメータよりも広
くすることを特徴とする請求項２記載の温度補償水晶発
振装置。 - 【請求項４】 前記第１〜第４の抵抗の少なくとも１つ
の抵抗が複数個の抵抗の縦続接続によって形成されてお
り、この複数個の抵抗の接続部にソース、ドレインが接
続された少なくとも１個のＭＯＳトランジスタを備え、
前記ＭＯＳトランジスタのゲートに外部から与えられる
信号によってこのＭＯＳトランジスタの導通、非導通を
設定することによって、前記第２導電型トランジスタの
コレクタ端子から取り出される信号の値を異ならせたこ
とを特徴とする請求項３に記載の温度補償水晶発振装
置。 - 【請求項５】 温度の変動に応じて異なる信号を出力端
子に出力する温度関数発生回路と、 この温度関数発生回路の出力端子に入力端子が接続され
高域信号を除去した信号を出力端子から出力する低域通
過フィルタ回路と、 この低域通過フィルタ回路の出力端子に一端が接続され
た水晶発振子とを備え、 前記低域通過フィルタが、前記温度関数発生回路の動作
開始から所定の時間内に外部から与えられる信号に応じ
てその時定数を異ならせたことを特徴とする温度補償水
晶発振装置。 - 【請求項６】 前記低域通過フィルタが抵抗とコンデン
サとで構成されており、この抵抗の両端にトランジスタ
の主要電流経路端子対が接続され、トランジスタに与え
る信号に応じて前記抵抗の両端に得られる抵抗値を実質
的に異ならせたことを特徴とする請求項５記載の温度補
償水晶発振装置。 - 【請求項７】 温度の変動に応じて異なる信号を出力端
子に出力する温度関数発生回路と、 この温度関数発生回路の出力端子に入力端子が接続され
高域信号を除去した信号を出力端子から出力する低域通
過フィルタ回路と、 この低域通過フィルタ回路の出力端子に一端部が接続さ
れた水晶振動子と、 この水晶振動子の前記一端部に一端が接続されたバラク
タダイオードと、 外部から信号が与えられる外部信号端子と、 この外部信号端子に入力端子が接続され、この外部信号
端子に与えられる信号を増幅した信号を出力端子に出力
する増幅回路とを備え、 前記増幅回路の出力端子を前記バラクタダイオードの前
記他端に接続した温度補償水晶発振装置であって、 前記増幅回路が、前記外部信号端子にトランジスタのベ
ースが接続されエミッタから信号が取り出される第１導
電型トランジスタと、 この第１導電型トランジスタのエミッタにベースが接続
され、エミッタとコレクタに個々に接続された抵抗の比
に応じて異なる値の信号がコレクタ端子から出力される
第２導電型トランジスタとを備えたことを特徴とする温
度補償水晶発振装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30932699A JP2001127549A (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 温度補償水晶発振装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30932699A JP2001127549A (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 温度補償水晶発振装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001127549A true JP2001127549A (ja) | 2001-05-11 |
Family
ID=17991679
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30932699A Pending JP2001127549A (ja) | 1999-10-29 | 1999-10-29 | 温度補償水晶発振装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001127549A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002019514A1 (fr) * | 2000-08-31 | 2002-03-07 | Citizen Watch Co., Ltd. | Oscillateur a compensation de temperature |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1999
- 1999-10-29 JP JP30932699A patent/JP2001127549A/ja active Pending
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