JP2001068941A - 隣接および次隣接チャネル電力制御を行う電力増幅回路 - Google Patents

隣接および次隣接チャネル電力制御を行う電力増幅回路

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JP2001068941A JP2000213903A JP2000213903A JP2001068941A JP 2001068941 A JP2001068941 A JP 2001068941A JP 2000213903 A JP2000213903 A JP 2000213903A JP 2000213903 A JP2000213903 A JP 2000213903A JP 2001068941 A JP2001068941 A JP 2001068941A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 隣接および次隣接チャネル電力を制御する電
力増幅器を提供すること 【解決手段】 本発明による電力増幅回路（３００）
は、隣接および次隣接チャネル電力を制御することが可
能である。電力増幅器（１７２）は入力信号を増幅して
増幅信号を生成する。ピーク平均検出器（１８０）は、
増幅信号のピーク・レベルおよび増幅信号の平均レベル
を検出し、ピーク・レベルおよび平均レベルの指示を与
える。コントローラ（１８１）は、その指示に応答し
て、電力増幅器（１７２）への供給電圧を制御する。ピ
ーク・レベルと平均レベルとの間の差が所定のレベルよ
りも増加する場合は供給電圧を低くし、ピーク・レベル
と平均レベルとの間の差が所定のレベルよりも減少する
場合は供給電圧を高くする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は一般に電力増幅器に
関する。特に、本発明は隣接および次隣接チャネル電力
を制御する電力増幅回路に関する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】電力
増幅器は、携帯用無線電話機を設計する際に要となる技
術要素である。セルラ電話機において、電力増幅器は利
用可能な通話時間に大きな影響を及ぼす。この理由は、
電力増幅器はセルラ電話機内の他の回路に比較して多く
の電力を消費するためである。電力増幅器がどの程度の
電力を消費するかを定める一つのパラメータは、電力増
幅器の効率である。
【０００３】既存の電力増幅器には、信号レベルの条件
に合致させるために電力増幅器のＤＣ供給電圧を連続的
に変化させ、入力信号レベルの所定の範囲内で効率を改
善しようとするものがある。そのような技術として、１
９８２年６月１１日付けのThomas R. Apelによる“TWO
LOOP AUTOMATIC LEVEL CONTROL FOR POWER AMPLIFIER”
と題する米国特許番号第4,442,407号がある（以下、「`
407特許」という。）。`407特許では、電力増幅器はＲ
Ｆ増幅器のＤＣ供給電圧を変調することによる改善され
た効率で動作し、これは、電力増幅器の負荷電流および
供給電圧の大きさの重み付けされた総和に対応する信号
と、変調信号の振幅との間の比較に応じて行われる。
【０００４】しかしながら、`407特許で開示されている
システムは、セルラ電話システムで伝送される隣接(adj
acent)および次隣接(alternate)チャネル電力という電
力増幅器の他の重要な特性パラメータに配慮していな
い。セルラ電話システムでは、輻射された隣接チャネル
電力は、他のセルラ・チャネルにおける干渉を引き起こ
し、その結果システム全体の性能特性を劣化させてしま
う。隣接および次隣接チャネル電力（に関する）パラメ
ータは、暫定規格(Interim Standard (IS)-136)時分割
多重アクセス（ＴＤＭＡ）およびＩＳ−９５符号分割多
重接続（ＣＤＭＡ）のような線形変調技術を利用するセ
ルラ・システムにおいて、非常に重要である。隣接およ
び次隣接チャネル電力特性に配慮せずに電力増幅器の効
率を最適化すると、その電力増幅器は、特定のセルラ・
システムに対する隣接および次隣接チャネル電力の仕様
を満足することができないであろう。
【０００５】電力増幅器の線形性および効率を同時に増
加させる方法は、１９９０年１２月１日付けのYukio Ik
eda, et al.による“LINEAR AMPLIFIER”と題する米国
特許番号第5,101,172号（以下、「'172特許」とい
う。）に開示されている。`172特許では、ＤＣ／ＤＣ変
換器によりドレイン電圧を制御し、出力信号の振幅レベ
ルに追従させている。このようにすると、電力増幅器の
効率は増加するが、振幅変調（ＡＭ）歪みおよび位相変
調（ＰＭ）歪みを導入させてしまう。電力増幅器により
導入されるこの歪みに対処するための予備歪み(pre-dis
tortion)を導入するため、位相および振幅比較器に関連
する入力および出力包絡線検出器が使用される。従って
このようなシステムでは、電力増幅器の歪みを正確に追
跡することを必要とするが、それは一般に困難である。
さらに、携帯用セルラ電話機で実現するとなると、複数
のカプラおよび位相／振幅比較回路によりサイズおよび
コストを大きくしてしまう。
【０００６】電力増幅器の歪みを抑制する他の技術は、
１９８０年３月２４日付けのShingoKamiyaによる“POWE
R AMPLIFIER CIRCUIT WITH CHANGING MEANS FOR SUPPLY
VOLTAGE”と題する米国特許第4,348,644号（以下、「`
644特許」という。）に開示されている。`644特許で
は、電力増幅回路が、電力増幅器の出力信号のクレスト
因子(crest factor)（例えば、ピーク平均比(peak-to-a
verage ratio)）を検出する。クレスト因子が大きくな
ると、電力増幅器の供給電圧は上昇する。逆に、クレス
ト因子が小さくなると、供給電圧は低くなる。したがっ
て、高いピーク平均比を取り扱うためには、より多くの
電力増幅器供給電圧が必要となり、その供給電圧は上昇
させられる。逆に、ピーク平均比が小さければ、供給電
圧は低くされる。供給電力を上昇させることにより高い
ピークが正確に再生成され、必要に応じて電力増幅供給
電圧を上昇および低下させることによって電力損失を抑
制する。
【０００７】`644特許の技術は、音楽信号を増幅する電
子システムでは有益であろう。この種の用途では、許容
忠実度(acceptable fidelity)を達成するために、音楽
信号の正確な再生成が必要とされる。しかしながら、`6
44特許の技術は、コスト性の良い高効率の携帯用無線電
話機を提供する場合における、忠実度と効率のトレード
オフの必要性に配慮していない。
【０００８】よって、電力増幅器により伝送される隣接
および次隣接チャネル電力を、より正確に広範に制御す
る電力増幅器が望まれている。さらに、線形変調手法を
効率的に行う電力増幅器が望まれている。また、携帯用
無線電話機で使用される電力増幅器に関し、線形性と効
率とのトレードオフに配慮した手法が望まれている。携
帯用無線電話機における部品のばらつき、温度変化、負
荷のインピーダンス変化および周波数変化を補償するた
めに、隣接チャネル電力、次隣接チャネル電力および効
率の特性を制御することも望まれている。さらに、電力
増幅器の線形性および効率を制御しつつ、電力増幅器の
平均送信電力を制御することも望まれている。
【０００９】
【発明の実施の形態】図１は、無線電話通信システム１
００のブロック図である。無線電話通信システム１００
は、遠隔トランシーバ１０と、携帯用無線電話機１２の
ような１以上の無線電話機とを含む。遠隔トランシーバ
１０は、設計されている地理的領域内における携帯用無
線電話機１２へＲＦ信号を送信し、および携帯用無線電
話機１２からＲＦ信号を受信する。
【００１０】携帯用無線電話機１２は、アンテナ１４、
送信機１６、受信機１８、制御部２０、シンセサイザ２
２、デュプレクサ２４およびユーザ・インターフェース
２６を備える。情報を受信するため、携帯用無線電話機
１２は、アンテナ１４を介してデータを含むＲＦ信号を
検出し、検出ＲＦ信号を生成する。受信機１８は、検出
ＲＦ信号を電気的なベース・バンド信号に変換し、この
電気的なベース・バンド信号を復調し、自動周波数制御
情報を含むデータを復元し、そのデータを制御部２０に
出力する。制御部２０は、そのデータを、ユーザ・イン
ターフェース２６が利用するための、認識可能な音声情
報またはデータ情報にフォーマット化する。
【００１１】一般に、ユーザ・インターフェース２６と
しては、マイクロフォン、スピーカ、ディスプレイおよ
びキーパッド等がある。概してユーザ・インターフェー
ス２６は、ユーザ入力情報を受信し、および遠隔トラン
シーバ１０から伝送された受信データを表示するための
ものである。受信機１８は、低雑音増幅器、フィルタ、
ダウン・コンバージョン・ミキサ（低域変換ミキサ）、直
交ミキサおよび自動利得制御回路その他の既存の回路を
含む。
【００１２】携帯用無線電話機１２から遠隔トランシー
バ１０への情報を含むＲＦ信号を送信するため、ユーザ
・インターフェース２６は、ユーザ入力データを制御部
へ向ける。概して制御ブロック２０は、ＤＳＰコア、マ
イクロコントローラ・コア、メモリ、クロック生成回
路、ソフトウエアおよび出力電力制御回路を備える。制
御部２０は、ユーザ・インターフェース２６から得られ
た情報をフォーマット化し、それをＲＦ変調信号に変換
するために送信機１６に伝送する。送信機１６はＲＦ変
調信号をアンテナ１４に伝送し、遠隔トランシーバ１０
に伝送する。概して送信機１６は変調された情報信号を
送信するためのものである。デュプレクサは、送信機１
６によって伝送された信号と受信機１８によって受信さ
れた信号との間の分離を確保する。
【００１３】携帯用無線電話機１２は、所定の周波数帯
域にわたって動作することが可能である。シンセサイザ
２２は受信機１８および送信機１６に対して適切な周波
数に調整された信号を提供し、情報信号の受信および送
信を可能にする。チャネル周波数のような受信機１８お
よび送信機１６の機能に関する制御は、制御部２０によ
り与えられる。制御部２０は、シンセサイザ２２に周波
数合成に関するプログラム命令を提供する。
【００１４】送信機１６により生成された信号の送信ピ
ーク平均比が隣接チャネル電力および次隣接チャネル電
力を予測するのに使用することが可能か否かを調べるた
めに、標準的な（プロトタイプの）電力増幅器を利用し
た測定を行った。隣接チャネル電力は、送信機１６が目
下動作しているチャネルに間近に隣接するチャネルで伝
送される帯域内の電力量として定義される。次隣接チャ
ネル電力は、送信機１６の動作チャネルから２番目のチ
ャネルであるところのチャネルで伝送される帯域内の電
力量として定義される。
【００１５】たとえば、ＩＳ−９５ ＣＤＭＡセルラ電
話システムでは、送信機は８３６ＭＨｚで動作すること
が可能である。この場合、隣接チャネルは８３６ＭＨｚ
＋／−８８５ｋＨｚであり、次隣接チャネルは８３６Ｍ
Ｈｚ＋／−１．９８ＭＨｚとなるであろう。
【００１６】図２は、ピーク平均比測定を行うための試
験装置２００のブロック図である。試験装置２００は、
双方向カプラ４２を介してテスト中の電力増幅装置(DU
T: device under test)４４の入力に結合される信号生
成器４０を有する。ＤＵＴ４４の出力５６はカプラ４６
に結合される。
【００１７】信号生成器４０はＲＦ入力信号を生成す
る。入力信号の一部はポート４８に結合され、電力計５
０を利用して測定される。双方向カプラ５３で生じたＲ
Ｆ入力信号の残余の部分はＤＵＴ４４に印加される。Ｄ
ＵＴの入力で反射されるＲＦ入力信号の部分は、電力計
５４で測定されるポート５２に結合される。電力計５０
および電力計５４の測定は、ＤＵＴ４４のリターン・ロ
ス(return loss)の測定を可能にする。
【００１８】ＲＦ入力信号はＤＵＴ４４で増幅され、Ｄ
ＵＴ出力５６に増幅信号を提供し、この増幅信号はカプ
ラ４６に印加される。増幅信号の一部はポート５８を介
してスペクトル・アナライザ６０に結合される。スペク
トル・アナライザ６０では、増幅信号の動作チャネル電
力に対する隣接チャネル電力および次隣接チャネル電力
が、測定可能である。増幅信号の残余の部分はカプラ６
６に生じ、ピークおよび平均電力が電力計６８により測
定される。
【００１９】供給電力７０は、ＤＵＴ４４の供給ポート
７２に制御可能な供給電圧を提供する。試験用として、
動作周波数を８３６ＭＨｚに設定し、信号生成器４０
は、−９ｄＢｍから＋７ｄＢｍまで１ｄＢ刻みでＲＦ入
力信号の電力を増加させるものとする。１ｄＢの入力電
力の増加に関し、ＤＵＴ出力５６において生成される増
幅信号の平均電力は、ＤＵＴ４４に印加される供給電圧
（例えば、ＤＵＴ４４のＦＥＴ装置のドレイン電圧）を
調整することにより一定に維持される。すなわち、ＤＵ
Ｔ４４の供給電圧は、ＤＵＴ４４の利得を調整するため
に調整され、異なる入力電力レベルに対して一定の平均
出力電力を提供する。
【００２０】信号生成器４０は、使用される変調手法に
依存する平均電力およびピーク電力により特徴づけられ
る複素入力信号を生成するための変調成分を有する入力
信号を提供する。図示した実施例では、その変調手法
は、ベースバンド・フィルタ処理を行うＩＳ−９５ＣＤ
ＭＡセルラ電話システム用のオフセット直交位相シフト
・キーイング（ＯＱＰＳＫ）変調において使用されるも
のであり、これ自体は周知である。この変調手法は、
５．２ｄＢの最大瞬間ピーク平均比を与える。この明細
書を通じて、ピーク平均比なる用語は、ピーク−平均電
力比を意味する。しかしながら、特段の創作能力を発揮
することなく、本発明の概念を電圧レベルのピーク平均
比に利用することも可能であろう。
【００２１】各入力電力レベルにおいて、隣接および次
隣接チャネル電力輻射がスペクトル・アナライザ６０に
より測定される。ＤＵＴ４４に対する供給電圧は、当該
技術分野で既知のスイッチング・レギュレータ（図示せ
ず）を利用してパルス幅変調を変化させることにより調
整される。あるいは、線形レギュレータを利用して供給
電圧を調整することも可能であろう。
【００２２】図３は、入力電力に対する供給電圧、ＤＵ
Ｔ利得、有限期間にわたる最大瞬間ピーク平均比のグラ
フを示す。左側の縦軸９０は、ＤＵＴ４４の利得（ｄ
Ｂ）を示し、利得曲線９２に対するものである。右側の
縦軸９４は、ＤＵＴ４４の供給電圧（ボルト）を示し、
供給電圧曲線９６に対するものである。また、右側の縦
軸９４は、有限期間にわたる最大ピーク平均比（ｄＢ）
も示し、ピーク平均曲線９８に対するものでもある。
【００２３】図３は、一定の出力電力を維持するため
に、入力電力の範囲にわたってＤＵＴ４４の供給電圧を
変化させることが可能であることを示す。入力電力の線
形な増加に対して、ＤＵＴへの供給電圧を変化させるこ
とによりＤＵＴ４４のゲインが線形に減少する。
【００２４】ピーク平均曲線９８は、特定の期間にわた
る最大ピーク平均比のグラフである。ピーク・ホールド
測定技術を試験装置に利用して、各入力電力および供給
電圧設定における最大瞬間ピーク平均比を調べる。例え
ば、信号生成器４０（図２）は、ＩＳ−９５ＣＤＭＡセ
ルラ・システム用に使用されるものと同様なＯＱＰＳＫ
変調を使用する入力信号を生成する。このため、入力信
号の最大瞬間ピーク平均比は５．２ｄＢになる。ＤＵＴ
４４が線形であって大きな歪みを導入しない場合は、測
定される最大瞬間ピーク平均比は５．２ｄＢに近づくで
あろう。
【００２５】入力電力が低く（例えば−９ｄＢｍ）、供
給電圧が３．２Ｖである場合、ピーク平均曲線９８は、
ＤＵＴ４４が線形であることを示す。このことは、−９
ｄＢｍ入力において記録される最大瞬間ピーク平均比が
約５．２ｄＢであるということからうかがえる。低入力
電力レベルにあっては、ＤＵＴ４４は何らの歪み（例え
ば、ピーク信号クリッピング）も導入していない。
【００２６】さらに、ピーク平均曲線９８は、ＤＵＴ４
４への入力電圧が増加し、出力電力を一定に維持するた
めにＤＵＴ４４の供給電圧が調整されるにつれて、有限
期間にわたる最大瞬間ピーク平均比が単調に(monotoni
c)減少することを示す。このピーク平均比の単調減少
は、制御ループの中で差分操作(difference operation)
を利用して、制御ループの安定性を維持しつつ有限期間
にわたる所望の最大瞬間ピーク平均比を設定することが
可能であることを示す。これらの成果は、様々な出力電
力に応用することが可能であり、同一の半導体装置を使
用する異なる電力増幅器の設計や、電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）またはバイポーラ・トランジスタ技術のよ
うな異なる電力増幅装置でさえも応用することが可能で
ある。
【００２７】図４は入力電力に対する隣接チャネル電
力、次隣接チャネル電力および有限期間にわたる最大ピ
ーク平均電力比のグラフである。供給電圧を変化させる
ことにより、出力電力は２０ｄＢｍの一定値に維持され
る。
【００２８】左側の縦軸１１２はＤＵＴ４４の次隣接お
よび隣接チャネル電力（ｄＢｍ）を示す。横軸１１４は
入力電力（ｄＢｍ）を示す。隣接チャネル電力(AdjCP)
低域曲線１１６は、動作チャネルの低域側における出力
隣接チャネル電力を示す。例えば、動作している入力信
号チャネルが８３６ＭＨｚに設定されているとする。こ
の場合、低域側の隣接チャネル電力は、８３６ＭＨｚよ
り８３５ｋＨｚ低い３０ｋＨｚ帯域幅における電力であ
る。同様に、AdjCP#高域曲線１１８は、８３６ＭＨｚよ
り８３５ｋＨｚ上の出力隣接チャネル電力のものであ
る。
【００２９】次隣接チャネル電力(AltCP)低域曲線１２
０は、８３６ＭＨｚより１．９８ＭＨｚ低い出力された
次隣接チャネル電力を示す。同様に、AltCP#高域曲線１
２２は、８３６ＭＨｚより１．９８ＭＨｚ高い出力次隣
接チャネル電力を示す。図４には、隣接チャネル電力の
仕様限界（−４２ｄＢｃ）に対応する隣接仕様限界線１
２４と、次隣接チャネル電力の仕様限界（−５４ｄＢ
ｃ）に対応する隣接仕様限界線１２６とが図示されてお
り、これら両者はＩＳ−９５ ＣＤＭＡ仕様に従うもの
である。一般に、仕様限界はセルラ規格が異なれば異な
る。
【００３０】右側の縦軸１２８は、ピーク平均曲線１３
０に対応する有限期間にわたる最大瞬間ピーク平均比を
ｄＢで表現したものを示す。ピーク平均曲線１３０は、
図３のピーク平均曲線９８と同一のものであり、両曲線
は同じデータを表わす。
【００３１】出力電力が一定に維持されつつ駆動入力(i
nput drive)が増加するにつれて、隣接チャネル電力お
よび次隣接チャネル電力は増加する。この場合におい
て、約−５５ｄＢｃより低い隣接チャネルおよび次隣接
チャネル電力に関し、測定値は試験装置の制約（例え
ば、図２のスペクトル・アナライザのダイナミック・レン
ジおよび信号生成器４０のスペクトル純度）によって制
限されている点に留意されたい。しかしながら、隣接お
よび次隣接チャネル電力がそれらの仕様限界と交差する
付近におけるデータ点に関し、隣接および次隣接チャネ
ル電力曲線は単調になっている。
【００３２】隣接チャネル電力に対する仕様限界付近の
領域１３６および次隣接チャネル電力に対する仕様限界
付近の領域１３８において、有限期間にわたる最大瞬間
ピーク平均比は、隣接および次隣接チャネル電力の両者
に反比例している。このＤＵＴ４４については、入力電
力が増加するにつれて、次隣接チャネル電力に関する仕
様限界に達する前に、隣接チャネル電力に関する仕様限
界に達している。したがって、ＤＵＴ４４のように使用
された特定の電力増幅器に関し、有限期間にわたる最大
瞬間ピーク平均比を監視し、供給電圧を調整し、所望の
チャネル電力の調整を行うことが可能であり、このこと
はまた次隣接チャネル電力に対する仕様を満足すること
を保証することになるであろう。
【００３３】有限期間わたる最大瞬間ピーク平均比を予
測して制御することが可能であるので、隣接チャネル電
力もまたそのように制御されることが可能である。電力
増幅器の出力において有限期間にわたる最大瞬間ピーク
平均比を制御することにより、隣接チャネルおよび次隣
接チャネル電力が間接的に制御される。このようにし
て、隣接および次隣接チャネル電力を効率的に予測可能
に制御することができる。
【００３４】例として、ＩＳ−９５ ＣＤＭＡセルラ・シ
ステムの場合、隣接チャネル電力に対する仕様限界は−
４２ｄＢｃである。隣接チャネル電力がその仕様限界と
交差する交点１５０（図４）は、破線１５２で示される
ように、約２．６ｄＢの有限期間にわたる最大瞬間ピー
ク平均比に相当する。したがって、ＤＵＴ４４より成る
電力増幅器を使用する送信機に対しては、有限期間にわ
たる最大瞬間ピーク平均比は約２．６ｄＢに維持され、
隣接および次隣接チャネル出力電力は仕様範囲内に維持
される。いくらかのマージンを与えるため、電力増幅回
路が、有限期間にわたる最大瞬間ピーク平均比を２．８
ｄＢないし３ｄＢに維持することも可能であろう。
【００３５】図５は、送信機１６（図１）で使用する電
力増幅回路３００のブロック図を示す。電力増幅回路３
００は、ＲＦカプラ１７６および法絡線検出器１７８を
介して、ピーク平均検出器１８０に結合された電力増幅
器１７２を有する。ピーク平均検出器１８０はコントロ
ーラ１８１に結合される。コントローラ１８１は、電圧
制御回路１８２を介して、電力増幅器１７２の供給ポー
ト１８６に結合される。コントローラ１８１は、ディジ
タル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２０４に結合された比
較器２０２を有する。
【００３６】ピーク平均検出器１８０は、平均サンプル
回路１８３およびピーク・サンプル回路１８５に結合さ
れたアナログ・ディジタル変換器（ＡＤＣ）１９２を有
する。ピーク・サンプル回路は平均ピーク回路１８９に
結合され、その平均ピーク回路はログ回路(log circui
t)１９１に結合される。ログ回路１９１は比率回路１９
３に結合される。平均サンプル回路１８３はログ回路１
８７に結合され、このログ回路は比率回路１９３に結合
される。
【００３７】変調されたＲＦ入力信号は、入力１７０を
通じて電力増幅器１７２に印加される。電力増幅器１７
２は出力１７４において増幅された信号を生成する。こ
の増幅された信号の一部はカプラ１７６を介して法絡線
検出器１７８に結合される。
【００３８】法絡線検出器は、増幅信号からＲＦキャリ
ア信号を除去するよう機能する。例えば、法絡線検出器
は、当該技術分野で知られているように、抵抗とコンデ
ンサを利用したダイオード対で構成することが可能であ
ろう。ダイオード対を使用すると、単独のダイオードに
よる温度変化を補償することが可能である。
【００３９】その結果生じる信号はピーク平均検出器１
８０に印加される。ピーク平均検出器１８０は、所定の
期間にわたって、増幅信号の平均レベル（例えば、平均
電力）を計算する。ピーク平均検出器は、増幅信号のピ
ーク・レベルを検出し、同一の所定の期間内におけるす
べてのピークの平均値を計算する。ピーク平均検出器１
８０は、ライン１９６上に信号を生成し、この信号は所
定の期間にわたる平均ピーク平均比(mean peak to aver
age ratio)を示す。
【００４０】ＡＤＣ１９２は、法絡線検出器で生成され
た瞬時検出電圧の正確な読み取りを行うことができる程
度に充分速く信号をサンプルする。ＡＤＣ１９２で生成
されたディジタル信号は、平均サンプル回路１８３およ
びピーク・サンプル回路１８５に印加される。
【００４１】平均サンプル回路１８３は既存のクロック
論理回路(clocked logic circuitry)を有し、ＡＤＣ１
９２によって生成されたいつかのサンプルに対する計算
および平均化を行う。例えば、平均サンプル回路１８３
は２０サンプルの平均を計算することが可能であり、Ａ
ＤＣ１９２によって一連の各サンプルが生成されるにつ
れて平均サンプル回路１８３はその平均を更新する。
【００４２】平均レベルを表す信号は、既存のログ回路
１８７に印加され、平均レベルの対数(logarithm)が計
算される。この対数値は比率回路１９３の１つの入力に
印加される。
【００４３】ピーク・サンプル回路１８５は、既存のク
ロック回路を含み、ディジタル・サンプルのピーク・レベ
ルを検出する。平均ピーク回路も既存のクロック回路を
有し、所定数のサンプルにわたってピーク・レベルの平
均を計算する。また、平均ピーク回路１８５は、所定の
期間にわたってピーク・レベルの平均を計算する。
【００４４】平均ピーク・レベルをあらわす信号は、既
存のログ回路に印加され、平均ピーク・レベルの対数が
計算される。この対数値は比率回路１９３の第２入力に
印加される。比率回路１９３は既存のクロック論理回路
であり、所定期間にわたって増幅信号の平均ピーク平均
比を生成する。
【００４５】ピーク平均検出器１８０はライン１９６上
に信号を生成し、この信号は、所定の期間にわたる平均
ピーク平均比をあらわす。コントローラ１８１は、電力
増幅器への供給電圧を調整するためのものであり、ピー
ク電力レベルおよび平均電力レベルの指示内容に応じる
ものである。このコントローラ１８１は、増幅信号の平
均ピーク平均比が所望の平均ピーク平均比よりも増加す
るにつれて、供給電圧を低くし、平均ピーク平均比が所
望平均ピーク平均比よりも減少するにつれて、供給電圧
を上昇させる。コントローラ１８１は、電力増幅器１７
２が、所望の平均ピーク平均比に実質的に等しい平均ピ
ーク平均比を維持するように制御する。
【００４６】ピーク平均検出器１８０が計算する平均ピ
ーク平均比は、ライン１９６を介して比較器２０２に印
加される。また、比較器２０２には、所望の平均ピーク
平均比の設定点も入力される。この設定点は、第１設定
点入力１９８を介して比較器２０２に印加される。
【００４７】比較器２０２は、平均ピーク平均比および
平均比に対する所望の平均ピークの間の差を表す信号を
生成する。例えば、比較器２０２は、当該技術分野で知
られているような既存の比例積分制御システム(proport
ional integrator control system)を備えることが可能
であろう。ＤＡＣ２０４により信号はアナログ制御信号
に変換され、このアナログ制御信号は、電圧制御回路１
８２を介して電力増幅器１７２の供給電力ポート１８６
に印加される。
【００４８】ＤＡＣ２０４は、電力増幅器１７２に供給
するために整流された電圧を制御し、平均ピーク平均比
および平均比に対する所望の平均ピークの間の差を減少
させる。電力増幅器１７２への供給電圧を調整すること
により、平均ピーク平均比は、所望のピーク平均比に収
束するであろう。
【００４９】コントローラ１８１は、ピーク電力レベル
および平均電力レベルの指示内容に応答して制御信号を
生成する。電圧制御信号１８２はこの制御信号を処理し
て供給電圧を生成する。電圧制御回路１８２は、当該技
術分野で知られているような線形電圧整流器および切替
電圧整流器等により構築することが可能である。
【００５０】平均ピーク平均比を維持することによっ
て、電力増幅回路３００は、隣接チャネル電力および次
隣接チャネル電力が設計仕様の範囲内にあることを保証
される。したがって、電力増幅器１７２の効率は、隣接
チャネル電力および次隣接チャネル電力に関する仕様を
満足しつつ、適切な出力電力を生成するのに必要な最低
の供給電圧を設定することにより改善される。
【００５１】先に述べたように、電力増幅器への供給電
圧を変更すると、電力増幅器１７２の利得も変化する。
ある平均ピーク平均比を達成するために電力増幅回路３
００が電力増幅器１７２に対する供給電圧を調整する
と、電力増幅器１７２の利得も変化する。
【００５２】電力増幅器１７２の利得変化は、電力増幅
回路３００に付加的な制御ループを追加することによっ
て把握ことが可能である。その付加的な制御ループには
可変利得回路が含まれ、ここでは電力増幅器１７２の入
力に結合された可変利得増幅器２０６である。コントロ
−ラ１８１は、平均電力の指示内容に応答して可変利得
増幅器２０６の利得を制御し、その平均電力が所望の平
均出力電力に実質的に等しくなるようにする。
【００５３】ピーク平均検出器１８０は、所定の期間に
わたって増幅信号の平均電力レベルを計算する。平均電
力の指示は、ライン２１０を介して第２比較器２１４に
印加される。第２比較器２１４に印加されるものに所望
の平均電力設定点がある。この平均電力設定点は、第２
設定点入力２１２を介して第２比較器２１４に印加され
る。所望の平均電力設定点は所望の平均出力電力が変化
すると変化し、所望の平均電力設定点は制御ブロック２
０（図１）により生成される。あるいは、コントローラ
１８１（図５）は制御ブロック２０（図１）の一部とす
ることも可能である。
【００５４】第２比較器２１４は、平均出力電力および
所望の平均出力電力の間の差をあらわす差分信号を生成
する。この差分信号はＤＡＣ２１６に印加され、ＤＡＣ
２１６は利得制御信号をＶＧＡ２０６に印加する。ＶＧ
Ａ２０６は、所望の平均出力電力に収束するようにその
利得を調整する。ＶＧＡ２０６の可変利得は、送信機１
６（図１）のＲＦ経路の異なる部分に位置させることも
可能である。さらに、ＶＧＡ２０６の可変利得を送信Ｒ
Ｆ経路の異なる部分に分散させることも可能であろう。
【００５５】電力増幅回路は、平均ピーク平均比を制御
するための内部ループおよび平均出力電力レベルを制御
するための外部ループを利用して構築することが可能で
ある。この外部ループは、内部ループよりも高速で動作
し、これにより所望の出力電力が維持されることを保証
する。
【００５６】例として所望の平均出力電力が２０ｄＢｍ
であるとすると、外部ループは、当初最大電圧に設定さ
れた電力増幅器１７２への供給電圧とともにＶＧＡ２０
６の利得を制御するであろう。図３によれば、ＶＧＡ２
０６は、電力増幅器１７２に（−９）ｄＢｍの入力電力
を与えるような利得を有し、この電力増幅器１７２に対
する供給電圧は当初約３．２Ｖである。電力増幅器１７
２の入力電力および供給電圧によれば、外部ループは所
望の２０ｄＢｍ出力電力を生成させるであろうが、所望
の平均ピーク平均比は得られないであろう。図３による
と、初期の電力増幅器１７２の入力電力および供給電圧
における有限期間にわたる最大瞬時平均ピーク平均比
は、約５．２ｄＢである。
【００５７】内部ループは、所望の平均ピーク平均比を
達成するために電力増幅器１７２の供給電圧を調整す
る。供給電圧が変化するにつれて、所望の平均出力電力
が得られるまで外部ループはＶＧＡ２０６の利得を連続
的に調整する。両者の設定点が達成されると、各ループ
はそこに落ち着く。
【００５８】他の実施例にあっては、ピークおよび平均
電力の計算は、図５のピーク平均検出器１８０の個別論
理回路ではなく、マイクロプロセッサまたはディジタル
信号プロセッサ（図示せず）を利用して実行される。更
に他の実施例にあっては、アナログ回路（図示せず）を
法絡線検出器１７８（図５）の直後で利用して、平均ピ
ーク電力および平均電力を検出する。これらの検出され
たレベルはＡＤＣ回路に印加され、平均ピーク平均比が
計算される。
【００５９】図６は、水平時間軸２３０により示された
平均値および５．２ｄＢの最大瞬時ピーク平均比２３２
を有する信号のサンプル波形を示す。（隣接および次隣
接チャネルの仕様を満たすための）所望の平均ピーク平
均比２３４は約２．６ｄＢである。図示された例では、
平均ピーク平均比が計算される所定の期間は１００マイ
クロ秒であるが、他の期間を採用することも可能であ
る。所定の期間内の総ての瞬時ピーク値が検出され、所
定の期間にわたる平均ピーク平均比が計算される。
【００６０】図７はＲＦ信号を増幅する方法を示すフロ
ーチャートである。ブロック２５２において、電力増幅
器はＲＦ信号を増幅し、増幅された信号（増幅信号）を
生成する。ブロック２５４において増幅信号の平均出力
電力が検出され、ブロック２５６において増幅信号のピ
ーク・レベルが検出され、これらピーク・レベルの平均値
が計算される。
【００６１】ブロック２５８において、ある期間にわた
る増幅信号の平均ピーク平均値が計算される。ある期間
にわたって又は有限個のピーク・レベル（例えば、サン
プルされたピーク・レベル）にわたって、平均ピーク平
均比が計算される。また、図２の試験システムにおける
場合のように、最大ピーク平均比が利用される。さら
に、ピーク平均比は、所定数のピーク・レベルにわたる
最大ピーク平均比とすることも可能であろう。
【００６２】判定ブロック２６０において、平均ピーク
平均比が所定のレベルよりも増加する場合、ブロック２
６２において電力増幅器への供給電力は低下させられ
る。判定ブロック２６４において、平均ピーク平均比が
所定のレベルよりも減少する場合、ブロック２６６にお
いて電力増幅器への供給電圧は上昇させられる。
【００６３】判定ブロック２６８において、平均出力電
力が所望の平均出力電力に実質的に等しくない場合、ブ
ロック２７０において、ＲＦ信号の平均電力振幅は、所
望の平均電力を有する増幅信号を生成するために調整さ
れる。平均振幅は、電力増幅器に先行する可変利得回路
の利得を変化させることにより調整される。
【００６４】判定ブロック２７２において、ＲＦ信号の
増幅が完了している場合（例えば、送信機を介するＲＦ
信号の伝送が終了した場合）、このフローはブロック２
７４で終了する。ＲＦ信号の増幅が完了していない場
合、このフローはブロック２５１に戻る。
【００６５】平均ピーク平均比が所定のレベルに実質的
に等しくなるまで供給電力は調整され、所望の平均出力
電力が達成されるまで可変利得回路の利得は変化させら
れる。このため、所望の平均出力電力に関し、供給電圧
を調整するステップおよび利得を変化させるステップ
は、その目的が達成されるまで繰り返されるであろう。
【００６６】これら実施例に関する説明に基づき、当業
者であれば、本発明の精神から逸脱することなく様々な
改良や修正を行うことが可能であろう。例えば、ピーク
平均検出器１８０（図５）は、ピーク平均比を計算す
る。あるいは、コントローラ１８１（図５）が平均ピー
ク平均比を計算することも可能であろう。
【００６７】さらに、電力増幅回路３００（図５）を利
用して、ＩＳ−１３６時分割多重アクセス（ＴＤＭ
Ａ），ＩＳ−９５ＣＤＭＡおよび次世代セルラ電話等に
準拠するセルラ・システムで使用される携帯用無線電話
機を提供することが可能であろう。さらに一般的に、電
力増幅回路３００を利用して，位相シフト・キーイング
（ＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ）のような線形
変調手法を利用する無線電話機を提供することが可能で
あり、この場合の入力信号は振幅変調法絡線を有するも
のである。この電力増幅回路は、上記の実施例で示され
た動作周波数および出力電力以外のものに対しても利用
することが可能であることはいうまでもないであろう。
【００６８】さらに他の実施例にあっては、電力増幅回
路が内部制御ループを利用して、送信機のダイナミック
・レンジの一部分についてのみ増幅信号の平均ピーク平
均比を制御する。例えば、平均ピーク平均比が、平均出
力電力の全ダイナミック・レンジの上側部分についての
み制御される（および最終的には隣接および次隣接チャ
ネル電力が制御される）。
【００６９】さらに他の実施例にあっては、所定の期間
にわたるピーク電力および平均電力の間の差の判定種別
の相違に従って、電力増幅回路は供給電圧を調整する。
特に、電力増幅器の出力に結合されたピーク平均検出器
は、所定の期間にわたる増幅信号のピーク・レベルおよ
び所定の期間にわたる増幅信号の平均レベルを検出す
る。ピーク平均検出器は、ピーク・レベルと平均レベル
との間の差を示す信号を提供する。これは、図２の試験
システムで使用された有限期間にわたる最大瞬時ピーク
平均比を調べるときと同様のものである。多少の変更を
加えた図５に示されるものと同様の検出回路を利用し
て、差分の検出を行う。その後、コントローラは、ピー
ク・レベルと平均レベルとの間の差分の指示内容に応じ
て電力増幅器に対する供給電圧を調整し、ピーク・レベ
ルと平均レベルとの間の差が所定のレベルよりも増加す
る場合は供給電圧を低下させ、ピーク・レベルと平均レ
ベルとの間の差が所定のレベルよりも減少する場合は供
給電圧を上昇させる。このようにして、コントローラ
は、ピーク・レベルと平均レベルとの間の差が所定のレ
ベルに実質的に一致するように電力増幅器を制御する。
【００７０】以上説明したように、本実施例による電力
増幅回路は、必要とされる隣接チャネルおよび次隣接チ
ャネル電力特性を維持しつつ電力増幅器の効率を改善す
る効果的な手法を提供する。この効率は、電力増幅器が
飽和領域付近で動作するように供給電圧を調整すること
により改善される。隣接および次隣接電力は、送信経路
における電力増幅器に先行する送信回路から生ずる。さ
らに、電力増幅器は全隣接および次隣接チャネル電力に
寄与し得る。
【００７１】本実施例による電力増幅回路によれば、携
帯用無線電話機の送信機により生じる隣接および次隣接
チャネル電力を効果的に制御する。また、電力増幅回路
は、隣接および次隣接チャネル電力を制御し、携帯用無
線電話機内に存在する部品のばらつき、温度変動、負荷
インピーダンス変動および周波数変動を補償する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 受信機および送信機を有する無線電話機のブ
ロック図である。
【図２】 ピーク平均比の測定を行うための試験装置の
ブロック図である。
【図３】 図２の試験装置による入力電力に対する供給
電圧、ゲインおよび有限期間にわたる最大ピーク平均電
力比のグラフである。
【図４】 図２の試験装置による入力電力に対する隣接
チャネル電力、次隣接チャネル電力および有限期間にわ
たる最大ピーク平均電力比のグラフである。
【図５】 図１の送信機で使用するための電力増幅器の
ブロック図である。
【図６】 位相シフト・キーイングのような線形変調手
法により得られるサンプル波形を示す。
【図７】 ＲＦ信号を増幅する方法を示すフローチャー
トである。

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電力増幅回路（３００）であって：増幅
    された信号を生成するために入力信号を増幅する電力増
    幅器（１７２）；前記電力増幅器（１７２）の出力に結
    合されたピーク平均検出器（１８０）であって、前記増
    幅された信号のピーク・レベルおよび前記増幅された信
    号の平均レベルを検出し、前記ピーク・レベルの指示お
    よび前記平均レベルの指示を与えるピーク平均検出器；
    および前記ピーク平均検出器（１８０）および前記電力
    増幅器（１７２）に結合されたコントローラ（１８１）
    であって、前記コントローラは、前記ピーク・レベルの
    指示および前記平均レベルの指示内容に応じて前記電力
    増幅器（１７２）に対する供給電圧を調整し、前記増幅
    された信号のピーク平均比が所定のレベルよりも増加す
    る場合には前記供給電圧を低下させ、前記増幅された信
    号のピーク平均比が所定のレベルよりも減少する場合に
    は前記供給電圧を上昇させるところのコントローラ；を
    備えることを特徴とする電力増幅回路。
  2. 【請求項２】 前記コントローラ（１８１）が、前記電
    力増幅器（１７２）に対する前記供給電圧を調整し、前
    記増幅された信号の平均ピーク平均比が所望の平均ピー
    ク平均比よりも増加する場合には前記供給電圧を低下さ
    せ、前記増幅された信号の平均ピーク平均比が所望の平
    均ピーク平均比よりも減少する場合には前記供給電圧を
    上昇させることを特徴とする請求項１記載の電力増幅回
    路。
  3. 【請求項３】 前記コントローラ（１８１）は、前記電
    力増幅器（１７２）が前記所望の平均ピーク平均比に実
    質的に一致する前記平均ピーク平均比を維持するように
    動作することを特徴とする請求項２記載の電力増幅回
    路。
  4. 【請求項４】 前記平均ピーク平均比が、所定の期間に
    わたる、前記増幅された信号の前記平均比に対する前記
    増幅された信号の前記ピーク・レベルの平均の比に基づ
    くことを特徴とする請求項３記載の電力増幅回路。
  5. 【請求項５】 前記ピーク平均検出器が前記平均ピーク
    平均比を計算することを特徴とする請求項４記載の電力
    増幅回路。
  6. 【請求項６】 前記コントローラ（１８１）が前記平均
    ピーク平均比を計算することを特徴とする請求項４記載
    の電力増幅回路。
  7. 【請求項７】 無線周波数（ＲＦ）信号を増幅する方法
    であって、当該方法は：増幅された信号を生成するため
    に電力増幅器を利用して前記ＲＦ信号を増幅する段階
    （２５２）；前記増幅された信号の平均出力レベルおよ
    びピーク・レベルを検出する段階（２５４，２５６）；
    前記ピーク平均比が所定のレベルよりも増加する場合は
    前記電力増幅器に対する供給電圧を低下させ、前記ピー
    ク平均比が所定のレベルよりも減少する場合は前記電力
    増幅器に対する供給電圧を上昇させる段階（２６２，２
    ６６）；より成ることを特徴とする方法。
  8. 【請求項８】 更に、所望の平均電力を有する増幅され
    た信号を生成するために前記ＲＦ信号の平均振幅を調整
    する段階（２６８）より成ることを特徴とする請求項７
    記載の方法。
  9. 【請求項９】 前記ピーク平均比が、ある期間にわたる
    又はあるピーク・レベル数にわたる最大ピーク平均比に
    基づくものであることを特徴とする請求項７記載の方
    法。
  10. 【請求項１０】 前記ピーク平均比が、ある期間にわた
    る又はあるピーク・レベル数にわたる平均ピーク平均比
    に基づくものであることを特徴とする請求項７記載の方
    法。
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