SE527082C2 - Monolitiskt integrerad effektförstärkaranordning - Google Patents

Description

aøtuun 0 0 c 0 en nonnou Q 0 c nu nu 0000 o 0 I G. Bouisse, "O.2db gain ripple-2OW-WCDMA Si MMIC", IEEE EuMC- ECWT symposium 2001.

Integreringen av LDMOS-transistorer i RF-BiCMOS-processer utan att päverka andra anordningar beskrivs i den publicerade amerikanska patentansökningen nr 20020055220 Al och i O. Bengtsson, A. Litwin och J. Olsson: "Small-Signal and Power Evaluation of Novel BiCMOS-Compatible Short Channel LDMOS Technology", IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vol. 51, nr 3, mars 2003. Detta öppnar upp en väg till mer effektiva linjära integrerade radiofrekvenseffekt- förstärkare till låg kostnad och med flertaliga förstärkarsteg pà en och samma kiselbricka.

REDOGÖRELSE FÖR UPPFINNINGEN MIC-effektförstärkare för radioibasstationer kräver bred- bandiga och effektiva impedansanpassningsnätverk mellan för- stärkarstegen pà grund av oöverensstämmelse mellan utgångs- impedansen hos ett drivsteg och ingángsimpedansen hos ett följande förstärkarsteg. Den höga överföringskvoten orsakar problem att kunna erhålla stabil bredbandsfunktion och sänker förstärkningen, varigenom den totala effektiviteten minskar på grund av det höga Q-värdet hos anpassningsnätverken. Över- föringskvotsoöverensstämmelsen skulle kunna minskas genom att sänka matningsspänningen till drivsteget, men sådan lösning resulterar i sin tur i att transistorerna ej används optimalt eftersom de är konstruerade att ha den bästa prestandan vid en viss matningsspänning. Vidare upptar de nödvändiga induktorerna och kondensatorerna som innefattas i anpassningsnätverken en väsentlig kiselbricksyta, vilket ökar kostnaden hos anordningen och orsakar effektförluster.

Det är följaktligen ett syfte med föreliggande uppfinning att åstadkomma en monolitiskt integrerad högeffektförstärkaranord- ning i mikrovâgsfrekvensomrädet, vilken övervinner problemen 527 082 rg? 3 och begränsningarna förknippade med anordningarna enligt tekni- kens ståndpunkt.

Det är ett särskilt syfte med uppfinningen att åstadkomma en sådan anordning, som ställer lägre krav på varje mellanstegs impedansanpassningskrets som används i anordningen.

Det är ett vidare syfte med uppfinningen att åstadkomma en sådan anordning, som kan ha en högre effektivitet och effekt- förstärkning och som kan uppvisa mera fördelaktiga linearitets- egenskaper än MMIC-effektförstärkare enligt teknikens stånd- punkt.

Det är ännu ett syfte med uppfinningen att åstadkomma en sådan anordning, som kan tillverkas i en dokumenterad BiCMOS-process utan behov av ytterligare processteg.

Dessa syften uppnås enligt föreliggande uppfinning medelst anordningar i enlighet med de bifogade patentkraven.

En monolitiskt integrerad högeffektförstärkaranordning för mikrovågsfrekvensområdet innefattar enligt föreliggande upp- finning ett första effektförstärkarsteg och ett andra effekt- förstärkarsteg. En mikrovågsfrekvenssignal mottas vid ingången hos det första effektförstärkarsteget, förstärks av det första och andra effektförstärkarsteget och matas ut vid utgången hos det andra effektförstärkarsteget. Det första effektförstärkar- steget år optimerat att förses med en första matningsspänning och nämnda andra effektförstärkarsteg är optimerat att för- sörjas med en andra matningsspänning, varvid den första mat- ningsspänningen är lägre, företrädesvis avsevärt lägre, än den andra matningsspänningen.

Allmänt, för en n-stegs monolitiskt integrerad högeffekt- förstärkaranordning i mikrovàgsfrekvensområdet uppfyller, enligt föreliggande uppfinning, matningsspänningarna V1, V2, 'ï 'If 7 0 8 2 f; fp: Is . 2"; =IIs. 4 ..., Vn, med vilka de respektive förstärkarstegen 1, 2, ---I n är optimerade att försörjas, följande relation; V1 < V2 < ... < Vn där n är ett positivt heltal och förstärkarstegen numreras i en ökande ordning från ingången till utgången.

I en föredragen utföringsform av uppfinningen baseras en ingång eller ett drivsteg hos den integrerade effektförstärkaranord- ningen på en bipolär làgspänningstransistor och ett slutsteg hos den integrerade effektförstärkaranordningen baseras på en LDMOS-högspänningstransistor.

Kombineringen av ett làgspänningsdrivsteg baserat på exempelvis en bipolär transistor och ett högspänningsslutsteg baserat t.ex. på en LDMOS-effekttransistor resulterar i nära impedans- överensstämmelse mellan stegen. Härigenom blir ett impedans- anpassningsnätverk beläget mellan de två stegen mera stabilt för process- och temperaturvariationer över ett brett frekvens- område. Detta kan också leda till ett mellanstegsnätverk med färre komponenter och som är lättare att anpassa. I det ideala fallet behöver ingen impedansanpassning alls mellan stegen vara nödvändigt. I sådant fall besparas dyrbar kiselbrickeyta och effektförlusten minskas.

Vidare har simuleringar utförts för att jämföra en uppfinnings- enlig tvástegs bipolär LDMOS-baserad MMIC-effektförstärkar- anordning med en konventionell tvåstegs LDMOS-LDMOS-MMIC- effektförstärkaranordning, varvid resultaten visar en högre effektivitet och effektförstärkning och bättre linearitets- egenskaper för den uppfinningsenliga bipolära LDMOS-baserade MMIC-effektförstärkaranordningen_ De nödvändiga låg- och högspänningstransistorerna och andra anordningar som krävs för att tillverka MMIC-effektförstärkare 527 082 =' O. O OOII z ouo o o ao 0 g o o o I 0 o o I ° o o o o o o I .Û U. CIO I' 5 erhålls enkelt genom BiCMOS-processer för radiofrekvensområdet, såsom de som beskrivs den ovan identifierade publicerade 1 amerikanska patentansökn nr 2002@055220 Al och art O. Bengtsson m.fl., vars innehåll härmed innefattas genom dessa hänvisningar.

Vidare leder sådant tillvägagångssätt till en tilltalande variation av kretskonstruktionsmöjligheter som annars inte är enkelt tillgängliga i specialiserade LDMOS-processer. Sådana kretskonstruktionsmöjligheter kan involvera förspänning, temperaturstyrning, linearitetskretsar, t.ex. baserade på digital eller analog fördistorsion, och digitala gränssnitt.

Ytterligare kännetecken och fördelar med uppfinningen kommer att bli uppenbara från den detaljerade beskrivningen av före- dragna utföringsformer av föreliggande uppfinning given här nedan och de medföljande fig. 1-3, vilka endast ges i illustre- rande syfte och skall således icke vara begränsande för före- liggande uppfinning.

KORT BESKRIVNING AV RITNINGARNÄ Fig. 1 illustrerar schematiskt en monolitiskt integrerad två- stegseffektförstärkaranordning enligt en föredragen utförings- form av föreliggande uppfinning.

Fig. 2 är ett detaljerat kretsschema av effektförstärkaranord- ningen i fig. 1.

Fig. 3 illustrerar schematiskt en monolitiskt integrerad tre- stegseffektförstärkaranordning enligt en ytterligare föredragen utföringsform av föreliggande uppfinning. 527 082 6 DETALJERAD BESKRIVNING AV FÖREDRAGNA UTFÖRINGSFORMER I fig. 1 visas schematiskt en noaolitiskt integrerad tvåstegs- effektförstärkaranordning i mikrovàgsfrekvensområdet enligt en föredragen utföringsform av föreliggande uppfinning.

Den monolitiskt integrerade effektförstärkaranordningen inne- fattar ett första effektförstärkarsteg 11 och ett andra effekt- förstärkarsteg 12 anslutna i serie. Det första effektförstär- karsteget 11, vilket hänvisas till såsom ett drivsteg, är kopplat för att mottaga och därefter förstärka en mikrovågs- signal, och det andra effektförstärkarsteget 12, härefter hän- visat till såsom ett slutsteg, är kopplat att mottaga mikro- vâgsfrekvenssignalen efter att den har förstärkts av av driv- steget 11, och att ytterligare förstärka mikrovàgsfrekvens- signalen.

Enligt föreliggande uppfinning är drivsteget 11 optimerat att försörjas med en första matningsspänning, schematiskt indikerat vid 13, medan slutsteget 12 är optimerat att försörjas med en andra matningsspänning, schematiskt indikerat vid 14. Den första matningsspänningen är lägre än den andra matningsspän- ningen beroende på ingàngskarakteristikan hos slutsteget.

Företrädesvis innefattar drivsteget ll en bipolär lâgspännings- transistor, medan slutsteget 12 innefattar en LDMOS-högspân- ningstransistor.

Vidare innefattar den monolitiskt integrerade effektförstärkar- anordningen företrädesvis ett ingàngsimpedansanpassningsnätverk 15 beläget vid ingången hos effektförstärkaranordningen och ett mellanstegsimpedansanpassningsnätverk 16 beläget mellan de två förstärkarstegen ll, 12. Ett utgàngsimpedansanpassningsnätverk 17 beläget vid utgången hos effektförstärkaranordningen är företrädesvis beläget på ett kretskort utanför den monolitiskt 527 082 4000cc Q I 000000 o ozon o ovoo 7 integrerade effektförstärkaren på grund av den stora storleken på ett sådant nätverk.

I det ideala fallet, där utgångsimpedansen hos drivsteget 11 är identisk med ingångsimpedansen hos slutsteget 12 behövs kanske ingen impedansanpassning överhuvudtaget mellan stegen, och ut- gängen hos drivsteget 11 kan anslutas direkt till ingången hos slutsteget 12 (icke illustrerat). Det är emellertid föredraget att åtminstone ha en DC-blockeringskondensator ansluten mellan förstärkarstegen 11, 12.

Fig. 2 är ett detaljerat kretsschema av effektförstärkaranord- ningen i fig. 1. I kretsen betecknar R en resistor, L en induktor och C en kondensator. Vidare betecknar 21 ett för- spänningsnätverk för förspänning av drivsteget 11 och 22 betecknar ett förspänningsnätverk för förspänning av slutsteget 12. Den bipolära transistorn 11 i drivsteget är optimerad att försörjas med en matningsspänning av omkring 3 V, medan MOS- transistörn 12 i slutsteget är optimerad att försörjas med en matningsspänning av omkring 12 V.

Slutsteget 12 är konstruerat för att ge bästa linearitets- prestanda över ett brett dynamiskt område vid den ovan angivna försörjningsspänningen. Detta erhålls genom att utsätta den för den önskade impedansen fràn lågfrekvenstermineringarna upp till de tredje harmoniska termineringarna. Förspänningsvillkoren måste också undersökas för att skapa bästa linjära och effekt- effektivitetsprestanda. Drivsteget 11 är konstruerat i Klass A och för att driva slutsteget 12 över dess fulla dynamiska omrâde och inte begränsa helhetslineariteten.

Egenskaperna hos drivsteget 11 inkluderar den optimerade mat- ningsspänningen av omkring 3 V för att ge en utgàngsimpedans i närheten av den krävda ingàngsimpedansen för slutsteget 12 vid den valda driftsfrekvensen. Detta resulterar slutligen i ett Q- värde som är mycket lägre jämfört med en tvästegskonstruktion 527 082 000000 0 0 0 0 000000 0 0 0 00 00 0000 0 0 0 0000 000 0 0 0 0000 0000 0 0000 0 0 0000 0 0 0 0 0000 00 0 0 0 0 0 0 0000 0 0 0 000000 0 0 0 0 0 0 00 00 8 användande endast LDMOS-transistorer. Förhållandet mellan Q och bandbredden B är där fo är grunddriftsfrekvensen.

Simuleringar har utförts för att jämföra den uppfinningsenliga tvåstegsbipolär-LDMOS-MMIC-effektförstàrkaranordningen i fig. 1-2 med en konventionell tvåstegs-LDMOS-LDMOS-MMIC-effekt- förstärkaranordning. Båda konstruktionerna var optimerade för att skapa högsta möjliga effektivitet vid -40 dBc för tredje ordningens intermodulationsprodukter såsom referensjämförelse.

I jämförelsen av Q-värdet för mellanstegsimpedansanpassnings- nätverket 16 hade den uppfinningsenliga bipolär-LDMOS-för- stärkaranordningen en faktor av 3,25 lägre Q-värde än den konventionella LDMOS-LDMOS-konfigurationen. Den uppfinnings- enliga bipolär-LDMOS-effektförstärkaren hade vid den givna lineariteten över 20% högre effektivitet och 6 dB högre total- effektförstärkning än den konventionella LDMOS-LDMOS-konfigura- tionen.

I fig. 3 visas schematiskt en monolitiskt integrerad trestegs- effektförstärkaranordning enligt en ytterligare föredragen ut- föringsform av föreliggande uppfinning.

Förstärkaranordningen innefattar ett första, ett andra och ett tredje effektförstärkarsteg 31, 32, 33, där vart och ett har en individuell effektförsörjning 34, 35, 36. Ett ingàngsimpedans- anpassningsnätverk 37 för anordningen, ett utgångsimpedans- anpassningsnätverk 40 för anordningen, säväl som två mellan- stegsimpedansanpassningsnätverk 38 och 39 förefinns.

Det första, det andra och det tredje effektförstärkarsteget 31, 32, 33 är optimerade att försörjas med respektive matnings- spänningar Vl, V2, V3 som uppfyller kriteriet: 5 9 7 0 8 9 zoo. :o|.: š.or:š ' :": :°': .å .':: "' U' :,,':.': .a .uu-g 10:' 2,: 2 ::°° ',' g no un :nu on 9 V1 < V2 < V3 där V1 är den optimerade matningsspänningen för det första förstärkarsteget 31, dvs ingàngsförstärkarsteget, V2 är den optimerade matningsspänningen för det andra förstärkarsteget 32, dvs det mellanliggande förstärkarsteget, och V3 är den optimerade matningsspänningen för det tredje förstärkarsteget 33, dvs utgángsförstärkarsteget.

Lämpligen är det första effektförstärkarsteget 31 baserat på en NMOS- eller PMOS-làgspänningstransistor, medan det andra effektförstärkarsteget 32 är baserat pà en bipolär làgspän- ningstransistor och det tredje effektförstärkarsteget 33 är baserat på en LDMOS-högspänningstransistor.

I det ideala fallet kanske ingen impedansanpassning överhuvud- taget behövs mellan stegen och således kan vart och ett av mellanstegsimpedansanpassningsnätverken 38 och 39 undvaras.

Alternativt ersätts vart och ett av mellanstegsimpedansanpass- ningsnätverken 38 och 39 med en respektive enkel DC-blocke- ringskondensator ansluten mellan respektive förstärkarsteg.

Allmänt konstrueras en integrerad effektförstärkaranordning för mikrovàgsområdet på en enda kiselbricka, företrädesvis använ- dande BiCMOS-teknologi, kombinerande flera förstärkarsteg och mellanstegsimpedansanpassningskretsar och möjligen en ingångs- impedansanpassningskrets. Olika förstärkarsteg, numrerade l, 2, ., n fràn ingången till utgången hos den integrerade effekt- förstärkaranordningen för mikrovâgsomràdet, har olika matnings- spänningar Vl, V2, ..., Vn, för vilka respektive steg är optimerade, varvid följande kriterium uppfylles: V1 för att minska utgångs- och ingàngsimpedansskillnaderna mellan intilliggande förstärkarsteg. Denna minskning i nödvändig över- 597 C32 10 föringskvot ökar bandbredden hos mellanstegsanpassningsnät- verken och således hos effektförstärkaranordningen.

I fallet att en överföringskvot är nära ett, dvs en utgångs- impedans hos ett förstärkarsteg är liknande ingångsimpedansen hos ett följande förstârkarsteg, är ingen impedansanpassnings- krets mellan dessa två steg nödvändig, varvid de flesta av de ytkonsumerande, passiva anordningarna, såsom kondensatorer och induktorer, kan avlägsnas fràn radiofrekvensvägen. I detta fall kommer frekvensbandbredden hos den kaskadkopplade effektför- stârkaranordningen vara begränsad av högfrekvensegenskaperna hos transistorn och inte av mellanstegsanpassningsnätverken.

Claims (15)

11 PATENTKRAV

1. Monolitiskt integrerad högeffektförstärkaranordning för mikrovàgsfrekvensomrädet, innefattande: - inmatningsorgan för att mottaga en mikrovågsfrekvens- signal, - ett första effektförstärkarsteg (1l; 32) med en ingång och en utgång, där ingången hos nämnda första effekt- förstärkarsteg är kopplad att mottaga nämnda mikrovàgssignal, - ett andra effektförstärkarsteg (l2; 33) med en ingång och en utgång, där ingången hos nämnda andra effektförstärkar- steg är kopplad att mottaga nämnda mikrovågsfrekvenssignal efter att den har förstärkts av nämnda första effektförstärkar- steg, och - en utgång för att mata ut nämnda mikrovågsfrekvens- signal efter att den har förstärkts av nämnda första och andra effektförstärkarsteg, k ä n n e t e c k n a d a v att nämnda första effektförstärkarsteg är optimerat att försörjas med en första matningsspänning (13; 35) och nämnda andra effektför- stärkarsteg är optimerat att försörjas med en andra matnings- spänning (l4; 36), varvid nämnda första matningsspänning är huvudsakligen lägre än nämnda andra matningsspänning.

2. Förstärkaranordning enligt krav 1, varvid nämnda första effektförstärkarsteg innefattar en första transistor och nämnda andra effektförstärkarsteg innefattar en andra transistor, där nämnda första och andra transistor är av olika typ.

3. Förstärkaranordning enligt krav 2, varvid nämnda första transistor är en bipolär lågspänningstransistor och nämnda andra transistor är en LDMOS-högspänningstransistor.

4. Förstärkaranordning enligt krav 2, varvid nämnda för- stärkaranordning är en tvåstegsförstärkaranordning, varvid n c 0000cc u 527 082 12 onoouo o n onani» o n oo on o n u ut go o: nämnda första effektförstärkarsteg är ett drivsteg (11) och nämnda andra effektförstärkarsteg är ett slutsteg (12).

5. Förstärkaranordning enligt något av kraven 1-3, varvid nämnda förstärkaranordning är en trestegsförstärkaranordning, varvid nämnda första effektförstärkarsteg är ett drivsteg (32) och nämnda andra effektförstärkarsteg är ett slutsteg (33) och ett tredje effektförstärkarsteg (31) är àstadkommet med en ingång och en utgång, där ingången hos nämnda tredje effekt- förstärkarsteg är kopplad att mottaga nämnda mikrovägssignal före det att den mottas av nämnda första effektförstärkarsteg (32) och utgången är kopplad att mata nämnda mikrovàgsfrekvens- signal mot nämnda första effektförstärkarsteg efter det att den har förstärkts av nämnda tredje effektförstärkarsteg.

6. Förstärkaranordning enligt krav 5, varvid nämnda tredje effektförstärkarsteg är optimerat att försörjas med en tredje matningsspänning (34), vilken är huvudsakligen lägre än nämnda första matningsspänning.

7. Förstärkaranordning (31) enligt krav 5 eller 6, varvid nämnda tredje effektförstärkarsteg innefattar en tredje tran- sistor, vilken är en NMOS- eller PMOS-lágspänningstransistor.

8. Förstärkaranordning enligt nàgot av kraven 1-7, varvid ett impedansanpassningsnätverk (16; 39) är anslutet mellan utgången hos nämnda första effektförstärkarsteg och ingången hos nämnda andra effektförstärkarsteg.

9. Förstärkaranordning enligt något av kraven 1-7, varvid utgångsimpedansen hos nämnda första effektförstärkarsteg är liknande ingàngsimpedansen hos nämnda andra effektförstärkar- steg. 527 082 13 oooøoa J J 0 0 ou aooooo 0 0 0 oo nu :soc 1 o I :soc 0000 0 0000 0 0 :Inc 0 0 1 u 0001 II 0 o 0 0 0000 n

10. Förstärkaranordning enligt krav 9, varvid utgången hos nämnda första effektförstärkarsteg är direkt ansluten till ingången hos nämnda andra effektförstärkarsteg;

11. Förstärkaranordning enligt något av kraven 1-8, varvid utgången hos nämnda första effektförstärkarsteg är ansluten till ingången hos nämnda andra effektförstärkarsteg via endast en DC-blockeringskondensator.

12. Förstärkaranordning enligt något av kraven 5-7, varvid ett impedansanpassningsnätverk (38) är anslutet mellan utgången hos nämnda tredje effektförstärkarsteg och ingången hos nämnda första effektförstärkarsteg.

13. Förstärkaranordning enligt något av kraven 5-7, varvid utgångsimpedansen hos nämnda tredje effektförstärkarsteg är liknande ingángsimpedansen hos nämnda första effektförstärkar- steg och utgången hos nämnda tredje effektförstärkarsteg är direkt ansluten till ingången hos nämnda första effektförstär- karsteg._

14. Förstärkaranordning enligt något av kraven 5-7, varvid utgången hos nämnda tredje effektförstärkarsteg är ansluten till ingången hos nämnda första effektförstårkarsteg via endast en DC-blockeringskondensator.

15. Förstârkaranordning enligt något av kraven 1-14, varvid nämnda inmatningsorgan innefattar ett ingångsimpedansanpass- ningsnätverk (15; 37).