JP2001028559A - Ｃｄｍａ通信のダウンリンク・ダイバーシチ提供方法及び装置 - Google Patents
Ｃｄｍａ通信のダウンリンク・ダイバーシチ提供方法及び装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提
供する方法及び装置。 【解決手段】 Ｋ個の移動局１０６−１〜１０６−Ｋと
それらに連関する１個の基地局１０２とを有するＣＤＭ
Ａシステム１００において、基地局が、Ｋ個の移動局の
少なくとも一部分の移動局の各々についてのデータ信号
でウォルシュ符号を変調しその結果を表す送信信号を生
成して基地局のＭ個の送信アンテナ１０４−１〜１０４
−Ｍ上で送信する。ウォルシュ符号は２n 個のウォルシ
ュ符号から選択される（但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) を
「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）。移動局１
０６−Ｋがこれらの送信信号を受信し、受信されたＭ個
の信号をＭ個のウォルシュ符号を用いて相関処理し、Ｍ
回の相関処理のそれぞれの結果を、送信マトリックスと
得られたチャネル推定値とを用いて線形に組み合わせ、
その移動局に関するデータ推定値を求める。
供する方法及び装置。 【解決手段】 Ｋ個の移動局１０６−１〜１０６−Ｋと
それらに連関する１個の基地局１０２とを有するＣＤＭ
Ａシステム１００において、基地局が、Ｋ個の移動局の
少なくとも一部分の移動局の各々についてのデータ信号
でウォルシュ符号を変調しその結果を表す送信信号を生
成して基地局のＭ個の送信アンテナ１０４−１〜１０４
−Ｍ上で送信する。ウォルシュ符号は２n 個のウォルシ
ュ符号から選択される（但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) を
「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）。移動局１
０６−Ｋがこれらの送信信号を受信し、受信されたＭ個
の信号をＭ個のウォルシュ符号を用いて相関処理し、Ｍ
回の相関処理のそれぞれの結果を、送信マトリックスと
得られたチャネル推定値とを用いて線形に組み合わせ、
その移動局に関するデータ推定値を求める。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、符号分割多元接続
（ＣＤＭＡ）通信システムに関し、詳しくはウォルシュ
符号（Walsh codes） を用いるこれらのシステムにおい
てダウンリンク・ダイバーシチを提供するための方法及
び装置に関する。
（ＣＤＭＡ）通信システムに関し、詳しくはウォルシュ
符号（Walsh codes） を用いるこれらのシステムにおい
てダウンリンク・ダイバーシチを提供するための方法及
び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ダウンリンク上でユーザを分離するため
に基地局に特定のカバリング（総括）符号と共にユーザ
直交ウォルシュ関数（又は符号）を用いるＣＤＭＡシス
テムを考える。ここで用いる用語「ダウンリンク」は、
基地局から移動端末又は移動局（以下、包括的に、「移
動局」と称する）への通信路（パス）を意味し、移動局
から基地局への通信路を意味する「アップリンク」に対
比して用いられ、周知である。
に基地局に特定のカバリング（総括）符号と共にユーザ
直交ウォルシュ関数（又は符号）を用いるＣＤＭＡシス
テムを考える。ここで用いる用語「ダウンリンク」は、
基地局から移動端末又は移動局（以下、包括的に、「移
動局」と称する）への通信路（パス）を意味し、移動局
から基地局への通信路を意味する「アップリンク」に対
比して用いられ、周知である。
【０００３】１個の共通基地局から信号を受信するＫ個
の移動局を有するシステムについて、単一の送信アンテ
ナ上で送信された信号は次式で表される。 ｘ(ｔ)＝（Σi=1 K(Ｐi)1/2ｓi(ｔ)ｗi(ｔ)＋(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)）ｐ(ｔ) (１)
の移動局を有するシステムについて、単一の送信アンテ
ナ上で送信された信号は次式で表される。 ｘ(ｔ)＝（Σi=1 K(Ｐi)1/2ｓi(ｔ)ｗi(ｔ)＋(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)）ｐ(ｔ) (１)
【０００４】但し、Ｐi はｉ番目の移動局に送信された
電力、ｓi(ｔ) 及びｗi(ｔ) はそれぞれｉ番目の移動局
向けのデータ信号及びその移動局に特定固有のウォルシ
ュ関数、Ｐp はウォルシュ関数０を用いるパイロット信
号の電力、そして、ｐ(ｔ)は対象基地局に対するカバリ
ング符号である。更に、ウォルシュ関数は直交で、記号
時間Ｔs ごとに反復される。すなわち次式で表される。 ∫0 Ts(ｔ)ｗi(ｔ)ｗj(ｔ)ｄｔ＝１（ｉ＝ｊ）又は、＝０（ｉ≠ｊ） (２)
電力、ｓi(ｔ) 及びｗi(ｔ) はそれぞれｉ番目の移動局
向けのデータ信号及びその移動局に特定固有のウォルシ
ュ関数、Ｐp はウォルシュ関数０を用いるパイロット信
号の電力、そして、ｐ(ｔ)は対象基地局に対するカバリ
ング符号である。更に、ウォルシュ関数は直交で、記号
時間Ｔs ごとに反復される。すなわち次式で表される。 ∫0 Ts(ｔ)ｗi(ｔ)ｗj(ｔ)ｄｔ＝１（ｉ＝ｊ）又は、＝０（ｉ≠ｊ） (２)
【０００５】この移動局においては単一のアンテナ上で
次式の信号が受信される。 ｙ(ｔ)＝ｈ(ｔ)ｘ(ｔ)＋ｎ(ｔ) (３) 但しｈ(ｔ)は無線チャネルに起因する複合増倍ひずみ、
そしてｎ(ｔ)は熱雑音である。
次式の信号が受信される。 ｙ(ｔ)＝ｈ(ｔ)ｘ(ｔ)＋ｎ(ｔ) (３) 但しｈ(ｔ)は無線チャネルに起因する複合増倍ひずみ、
そしてｎ(ｔ)は熱雑音である。
【０００６】ｉ番目の移動局（移動局ｉ）は、受信され
た信号（受信信号）のアンカバー処理（カバリング符号
の除去）後、ｋ番目の記号区間（インタバル）の間、受
信信号をｉ番目のウォルシュ関数を用いて相関処理して
（「相関処理する」とは「相関関係を検出算定する」こ
とを意味する）、次式の決定統計値ｚI[ｋ] を得る。
た信号（受信信号）のアンカバー処理（カバリング符号
の除去）後、ｋ番目の記号区間（インタバル）の間、受
信信号をｉ番目のウォルシュ関数を用いて相関処理して
（「相関処理する」とは「相関関係を検出算定する」こ
とを意味する）、次式の決定統計値ｚI[ｋ] を得る。
【０００７】 ｚi[ｋ]＝∫(k-1)Ts kTsｙ(ｔ)ｐ*(ｔ)ｗi(ｔ)ｄｔ ＝(Ｐi)1/2ｈ[ｋ]ｓi[ｋ]＋ｎ[ｋ] (４) 但し、ｈ[ｋ]はｋ番目の記号区間内でのチャネルひずみ
ｈ(ｔ)の累積影響、そしてｓi[ｋ] はｉ番目の移動局に
対して送信されたｋ番目の記号である。
ｈ(ｔ)の累積影響、そしてｓi[ｋ] はｉ番目の移動局に
対して送信されたｋ番目の記号である。
【０００８】送信された記号は、パイロットチャネルか
ら得られるチャネル推定値（estimate）を用いることに
よって復元できる。これは次式で表される。 ＾ｓi[ｋ]＝ｆ(ｚi[ｋ]＾ｈ*[ｋ]) (５) 但し、ｆ(・)は適切な決定関数である。（尚、ｓの上側
に＾を付加した数学記号を簡易的に＾ｓで表す。以下同
様。）
ら得られるチャネル推定値（estimate）を用いることに
よって復元できる。これは次式で表される。 ＾ｓi[ｋ]＝ｆ(ｚi[ｋ]＾ｈ*[ｋ]) (５) 但し、ｆ(・)は適切な決定関数である。（尚、ｓの上側
に＾を付加した数学記号を簡易的に＾ｓで表す。以下同
様。）
【０００９】急速的確な電力制御のない、平坦なレイリ
ー型フェージングのチャネルを仮定すると、結果として
得られるチャネル性能は、ダイバーシチ不足から、低い
値となる。その結果、ダイバーシチ受信を可能にして性
能を相当に改良するために、受信機に第２のアンテナを
設けることが望ましい。しかし、移動局のハンドセット
（送受端末）では第２のアンテナを容易に付加できな
い。そのため、送信機からダイバーシチ性能を得る方法
が提案されてきた。
ー型フェージングのチャネルを仮定すると、結果として
得られるチャネル性能は、ダイバーシチ不足から、低い
値となる。その結果、ダイバーシチ受信を可能にして性
能を相当に改良するために、受信機に第２のアンテナを
設けることが望ましい。しかし、移動局のハンドセット
（送受端末）では第２のアンテナを容易に付加できな
い。そのため、送信機からダイバーシチ性能を得る方法
が提案されてきた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】このような、送信機か
らダイバーシチ性能を得る方法の１つは、同じ信号を多
数の搬送波（マルチ搬送波）上で送信する方法である。
しかし、これは移動体通信で浪費する余裕のない資源で
ある帯域幅を浪費することになる。これに代わる、より
妥当な第２の方法は遅延ダイバーシチである。この方法
は、数個のチップで時間的に遅延させた第２の送信を別
個のアンテナ上で行うことによって信号を基地局から２
回送信し、これで意図的に多重路（マルチパス）を生じ
させる方法である。
らダイバーシチ性能を得る方法の１つは、同じ信号を多
数の搬送波（マルチ搬送波）上で送信する方法である。
しかし、これは移動体通信で浪費する余裕のない資源で
ある帯域幅を浪費することになる。これに代わる、より
妥当な第２の方法は遅延ダイバーシチである。この方法
は、数個のチップで時間的に遅延させた第２の送信を別
個のアンテナ上で行うことによって信号を基地局から２
回送信し、これで意図的に多重路（マルチパス）を生じ
させる方法である。
【００１１】この方法では、電力を２つの送信に分割す
ることで送信電力は増加しないが、変更を要さずに移動
局のレーキ型受信機で容易に利用できる時間ダイバーシ
チが得られる。しかし、この方式は結局、この意図的な
マルチパスに起因する自己干渉によって制限を受ける。
全てのユーザ信号が同期的に送信されるので、この自己
干渉は極めて大きく、中負荷乃至重負荷状態のシステム
には特にそうである。
ることで送信電力は増加しないが、変更を要さずに移動
局のレーキ型受信機で容易に利用できる時間ダイバーシ
チが得られる。しかし、この方式は結局、この意図的な
マルチパスに起因する自己干渉によって制限を受ける。
全てのユーザ信号が同期的に送信されるので、この自己
干渉は極めて大きく、中負荷乃至重負荷状態のシステム
には特にそうである。
【００１２】空間／時間符号化の領域でダイバーシチを
改良する試みとしていくつかの手法が提案されている。
例えば、簡単な２分岐型送信ダイバーシチ手法が文献に
述べられている（Siavash M. Alamouti, "A Simple Tra
nsmit Diversity Techniquefor Wireless Communicatio
ns," IEEE Journal On Select Areas In Communication
s, Vol. 16, No. 8, October 1998）。
改良する試みとしていくつかの手法が提案されている。
例えば、簡単な２分岐型送信ダイバーシチ手法が文献に
述べられている（Siavash M. Alamouti, "A Simple Tra
nsmit Diversity Techniquefor Wireless Communicatio
ns," IEEE Journal On Select Areas In Communication
s, Vol. 16, No. 8, October 1998）。
【００１３】更に、マルチ送信アンテナを用いて、フェ
ージングのあるチャネル上でデータレートと通信の信頼
性とを改善するためにチャネル符号を使用する手法の記
述が別の文献にある（Vahid Tarokh et al., "Space-Ti
me Codes for High Data Rate Wireless Communicatio
n:Performance Criterion and Code Construction," IE
EE Transactions On Information Theory, Vol. 44, N
o. 2, March 1998）。
ージングのあるチャネル上でデータレートと通信の信頼
性とを改善するためにチャネル符号を使用する手法の記
述が別の文献にある（Vahid Tarokh et al., "Space-Ti
me Codes for High Data Rate Wireless Communicatio
n:Performance Criterion and Code Construction," IE
EE Transactions On Information Theory, Vol. 44, N
o. 2, March 1998）。
【００１４】又更に、フェージングのある環境において
受信を改善するためにマルチ送信アンテナを使用可能に
するように、メッセージを符号化してダウンリンク上で
送信する手法が米国特許仮出願番号６０／１１４，６２
１に述べられている（１９９９年１月４日仮出願、名
称：Space-Time Spreading Method of CDMA Wireless C
ommunication," 同一名称による１９９９年４月２日付
け正式出願特許の基礎となる内容）。
受信を改善するためにマルチ送信アンテナを使用可能に
するように、メッセージを符号化してダウンリンク上で
送信する手法が米国特許仮出願番号６０／１１４，６２
１に述べられている（１９９９年１月４日仮出願、名
称：Space-Time Spreading Method of CDMA Wireless C
ommunication," 同一名称による１９９９年４月２日付
け正式出願特許の基礎となる内容）。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＣＤＭＡシス
テムにおけるダウンリンク・ダイバーシチを改良するた
めの方法及び装置を提供する。これは、Ｋ個の移動局を
扱う１個の共通基地局において、Ｋ個に等しくても等し
くなくてもよいＭ個の送信アンテナに関連してウォルシ
ュ符号（ウォルシュ関数としても知られる）を用いるこ
とによって得られるので有利である。このようなダウン
リンク・ダイバーシチの形態をここでは、ウォルシュ・
ダイバーシチ又は空間／時間符号ダイバーシチと称す
る。
テムにおけるダウンリンク・ダイバーシチを改良するた
めの方法及び装置を提供する。これは、Ｋ個の移動局を
扱う１個の共通基地局において、Ｋ個に等しくても等し
くなくてもよいＭ個の送信アンテナに関連してウォルシ
ュ符号（ウォルシュ関数としても知られる）を用いるこ
とによって得られるので有利である。このようなダウン
リンク・ダイバーシチの形態をここでは、ウォルシュ・
ダイバーシチ又は空間／時間符号ダイバーシチと称す
る。
【００１６】どの場合でも、各送信アンテナが、Ｋ個の
移動局の各々についてのデータ信号によってウォルシュ
符号を変調した結果を表す信号を送信する。但し、デー
タ信号内に、特定の移動局に関するデータが存在すると
仮定する。
移動局の各々についてのデータ信号によってウォルシュ
符号を変調した結果を表す信号を送信する。但し、デー
タ信号内に、特定の移動局に関するデータが存在すると
仮定する。
【００１７】例えば、１番目の送信アンテナが、１番目
の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウォル
シュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移動
局に連関するデータ信号によって２番目のウォルシュ符
号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ番目の移動
局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォルシュ符
号が変調された結果である成分までの成分とを有する信
号を送信する。
の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウォル
シュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移動
局に連関するデータ信号によって２番目のウォルシュ符
号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ番目の移動
局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォルシュ符
号が変調された結果である成分までの成分とを有する信
号を送信する。
【００１８】それから、２番目の送信アンテナが、１番
目の移動局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォ
ルシュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移
動局に連関するデータ信号によって（Ｋ−１）番目のウ
ォルシュ符号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ
番目の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウ
ォルシュ符号が変調された結果である成分までの成分と
を有する信号を送信する。
目の移動局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォ
ルシュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移
動局に連関するデータ信号によって（Ｋ−１）番目のウ
ォルシュ符号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ
番目の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウ
ォルシュ符号が変調された結果である成分までの成分と
を有する信号を送信する。
【００１９】説明から判るように、本例において、第１
のアンテナに用いられるのと同じ個数のウォルシュ符号
が第２のアンテナに関連して用いられるが、これは、こ
の個数のウォルシュ符号が単に、ウォルシュ符号をそれ
ぞれ変調するデータ信号に関して再分配されるのであ
る。ユーザの序数割り当ては任意である。すなわち、ど
のユーザでも、ユーザＫ（Ｋ番目のユーザ）（移動局）
として指定できる。しかし、ウォルシュ符号の相対的割
り当ては、送信マトリックスＴに基づいて行われる。
のアンテナに用いられるのと同じ個数のウォルシュ符号
が第２のアンテナに関連して用いられるが、これは、こ
の個数のウォルシュ符号が単に、ウォルシュ符号をそれ
ぞれ変調するデータ信号に関して再分配されるのであ
る。ユーザの序数割り当ては任意である。すなわち、ど
のユーザでも、ユーザＫ（Ｋ番目のユーザ）（移動局）
として指定できる。しかし、ウォルシュ符号の相対的割
り当ては、送信マトリックスＴに基づいて行われる。
【００２０】送信マトリックスは、各アンテナについて
ウォルシュ符号上にユーザデータ記号をマッピングする
もので、望ましくは、その列が送信アンテナを表すよう
にそして直交であるように設計される。このマトリック
スの行は、ウォルシュ符号や周波数帯域のような直交チ
ャネルを表す。同様な再分配がＭ個のアンテナの各々に
ついて行われ、その結果、与えられた移動局のデータ信
号に連関するＭ個の送信信号の各々における成分が、特
定固有のウォルシュ関数を変調する。
ウォルシュ符号上にユーザデータ記号をマッピングする
もので、望ましくは、その列が送信アンテナを表すよう
にそして直交であるように設計される。このマトリック
スの行は、ウォルシュ符号や周波数帯域のような直交チ
ャネルを表す。同様な再分配がＭ個のアンテナの各々に
ついて行われ、その結果、与えられた移動局のデータ信
号に連関するＭ個の送信信号の各々における成分が、特
定固有のウォルシュ関数を変調する。
【００２１】したがって、与えられた移動局では、その
移動局が受信信号をＭ個の異なるウォルシュ符号を用い
て相関処理するだけでよい。その理由は、Ｍ個の異なる
ウォルシュ符号がその特定の移動局に連関するデータ信
号によって変調された結果を、受信された各送信信号が
成分として有するからである。しかし、具体的な実施例
では、Ｍ個よりも少ない個数の、異なるウォルシュ符号
を用いる場合があることを注記したい。又、基地局のＭ
個のアンテナは望ましくは、相互に独立である。すなわ
ち相関関係にない。
移動局が受信信号をＭ個の異なるウォルシュ符号を用い
て相関処理するだけでよい。その理由は、Ｍ個の異なる
ウォルシュ符号がその特定の移動局に連関するデータ信
号によって変調された結果を、受信された各送信信号が
成分として有するからである。しかし、具体的な実施例
では、Ｍ個よりも少ない個数の、異なるウォルシュ符号
を用いる場合があることを注記したい。又、基地局のＭ
個のアンテナは望ましくは、相互に独立である。すなわ
ち相関関係にない。
【００２２】下で述べるように、ウォルシュ符号を選択
する際の対象となるウォルシュ符号群は、２n （２のｎ
次べき数）個の、異なるウォルシュ符号からなる。この
ｎは、数式ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算
子」（ceiling operator）（「の右に「を左右反転させ
て得られる記号を配置した記号）で囲んだ式で得られ整
数で、次の数式で得られる。
する際の対象となるウォルシュ符号群は、２n （２のｎ
次べき数）個の、異なるウォルシュ符号からなる。この
ｎは、数式ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算
子」（ceiling operator）（「の右に「を左右反転させ
て得られる記号を配置した記号）で囲んだ式で得られ整
数で、次の数式で得られる。
【数１】
【００２３】しかし、どの与えられた移動局に関して
も、必要とされる異なるウォルシュ符号の個数は、その
特定の移動局を扱う送信アンテナの個数さえあればよ
い。Ｍ個の相関処理のそれぞれの結果が組み合わされ、
そして、得られたチャネル推定値を用いて、受信機が、
その特定の移動局に関する特定のデータを推定してユー
ザに提供する。尚、個数Ｋは、基地局が通信関係を設立
できる移動局の総数よりも少なくできる。又、本発明
は、Ｍ個の送信アンテナと１個の移動局との間のそれぞ
れのチャネルを推定する種々の方法も提供する。
も、必要とされる異なるウォルシュ符号の個数は、その
特定の移動局を扱う送信アンテナの個数さえあればよ
い。Ｍ個の相関処理のそれぞれの結果が組み合わされ、
そして、得られたチャネル推定値を用いて、受信機が、
その特定の移動局に関する特定のデータを推定してユー
ザに提供する。尚、個数Ｋは、基地局が通信関係を設立
できる移動局の総数よりも少なくできる。又、本発明
は、Ｍ個の送信アンテナと１個の移動局との間のそれぞ
れのチャネルを推定する種々の方法も提供する。
【００２４】したがって、本発明によれば、ウォルシュ
符号を用いるダウンリンク・ダイバーシチの改良を
（ｉ）移動局において追加の受信アンテナを要さず、
（ii）帯域幅を浪費せず、そして （iii）自己干渉を生
じさせないような仕方で提供することができる。
符号を用いるダウンリンク・ダイバーシチの改良を
（ｉ）移動局において追加の受信アンテナを要さず、
（ii）帯域幅を浪費せず、そして （iii）自己干渉を生
じさせないような仕方で提供することができる。
【００２５】本発明のダウンリンク・ダイバーシチの手
法は、ＩＳ−９５Ｃ物理層草案に提案されている物理層
にも適用できる。本発明の形態のダウンリンク・ダイバ
ーシチは、最小限の符号化利得しか得られない同草案の
直交送信ダイバーシチのオプションを拡張し、真のダイ
バーシチ利得を提供する。本発明は又、種々のＩＳ−９
５Ｃ直接拡散及びマルチ搬送波の実施例を提供する。し
かし、本発明の手法がどのＣＤＭＡ通信システム又は同
様のシステムにも、より広範に適用できることを理解さ
れたい。
法は、ＩＳ−９５Ｃ物理層草案に提案されている物理層
にも適用できる。本発明の形態のダウンリンク・ダイバ
ーシチは、最小限の符号化利得しか得られない同草案の
直交送信ダイバーシチのオプションを拡張し、真のダイ
バーシチ利得を提供する。本発明は又、種々のＩＳ−９
５Ｃ直接拡散及びマルチ搬送波の実施例を提供する。し
かし、本発明の手法がどのＣＤＭＡ通信システム又は同
様のシステムにも、より広範に適用できることを理解さ
れたい。
【００２６】
【発明の実施の形態】下で詳しく述べるように、本発明
は、ＣＤＭＡシステムにおける基地局と移動局との間の
ダウンリンク・パス上での改良ダイバーシチを得るため
の方法及び装置を提供する。これは、後で述べるよう
に、共通基地局におけるマルチ送信アンテナと、送信マ
トリックスＴに基づく２n 個のウォルシュ符号からなる
ウォルシュ符号群とを用いることによって行われる（但
し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲ん
だ式で得られる整数）。システムには、この基地局に連
関するＫ個の移動局が存在する。
は、ＣＤＭＡシステムにおける基地局と移動局との間の
ダウンリンク・パス上での改良ダイバーシチを得るため
の方法及び装置を提供する。これは、後で述べるよう
に、共通基地局におけるマルチ送信アンテナと、送信マ
トリックスＴに基づく２n 個のウォルシュ符号からなる
ウォルシュ符号群とを用いることによって行われる（但
し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲ん
だ式で得られる整数）。システムには、この基地局に連
関するＫ個の移動局が存在する。
【００２７】このようにして、ダウンリンク・ダイバー
シチが、移動局において追加の受信アンテナを要さず、
帯域幅を浪費せず、そして自己干渉を生じさせずに得ら
れるので有利である。
シチが、移動局において追加の受信アンテナを要さず、
帯域幅を浪費せず、そして自己干渉を生じさせずに得ら
れるので有利である。
【００２８】式（１）から（５）までに関して上に述べ
たシステムを考える。しかし、今は、２個の送信アンテ
ナと、簡単にするため２人のユーザとを考える。当面、
パイロット信号については無視することとする。
たシステムを考える。しかし、今は、２個の送信アンテ
ナと、簡単にするため２人のユーザとを考える。当面、
パイロット信号については無視することとする。
【００２９】第１のアンテナ上では、送信信号は次式で
表される。 ｘ1(ｔ) ＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1(ｔ)ｗ1(ｔ)−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *(ｔ)ｗ2(ｔ)）ｐ(ｔ) (６) 又、第２のアンテナ上では、送信信号は次式で表され
る。 ｘ2(ｔ) ＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *(ｔ)ｗ2(ｔ)＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2(ｔ)ｗ1(ｔ)）ｐ(ｔ) (７)
表される。 ｘ1(ｔ) ＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1(ｔ)ｗ1(ｔ)−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *(ｔ)ｗ2(ｔ)）ｐ(ｔ) (６) 又、第２のアンテナ上では、送信信号は次式で表され
る。 ｘ2(ｔ) ＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *(ｔ)ｗ2(ｔ)＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2(ｔ)ｗ1(ｔ)）ｐ(ｔ) (７)
【００３０】尚、ｓ1(ｔ) は第１のユーザに連関するデ
ータ信号を表し、ｓ2(ｔ) は第２のユーザに連関するデ
ータ信号を表す。更に、ｓ1(ｔ)*は第１のユーザに連関
するデータ信号の共役複素数を表し、ｓ2(ｔ)*は第２の
ユーザに連関するデータ信号の共役複素数を表す。尚、
変数又は関数に関連してアステリスク（星印）(*) を用
いた場合は、その変数又は関数の共役複素数を表す。
ータ信号を表し、ｓ2(ｔ) は第２のユーザに連関するデ
ータ信号を表す。更に、ｓ1(ｔ)*は第１のユーザに連関
するデータ信号の共役複素数を表し、ｓ2(ｔ)*は第２の
ユーザに連関するデータ信号の共役複素数を表す。尚、
変数又は関数に関連してアステリスク（星印）(*) を用
いた場合は、その変数又は関数の共役複素数を表す。
【００３１】受信機においては、受信信号をアンカバー
処理し、２個のウォルシュ符号を用いて相関処理する。
これら２つのウォルシュ符号相関処理の出力として、次
式が得られる（記号区間への依存部分を削除）。 ｚ1＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1 (８) ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2 (９)
処理し、２個のウォルシュ符号を用いて相関処理する。
これら２つのウォルシュ符号相関処理の出力として、次
式が得られる（記号区間への依存部分を削除）。 ｚ1＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1 (８) ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2 (９)
【００３２】これらの式は、決定統計値の式に干渉項を
導入するものである。しかし、チャネルひずみの推定値
＾ｈ1 及び＾ｈ2 が得られていると仮定すると、第１の
移動局に対する信号推定値を次式のように得ることがで
きる。
導入するものである。しかし、チャネルひずみの推定値
＾ｈ1 及び＾ｈ2 が得られていると仮定すると、第１の
移動局に対する信号推定値を次式のように得ることがで
きる。
【００３３】 ＾ｓ1＝ｆ{＾ｈ1 *ｚ1＋＾ｈ2ｚ2 *} ＝ｆ{＾ｈ1 *（(Ｐ1／２)1/2ｈ1 *ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1） ＋＾ｈ2（(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2）*} ＝ｆ{（(Ｐ1／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ1／２)1/2|ｈ2|2）ｓ1） ＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (10) 但し、チャネルひずみの推定値が正確であると仮定し
た。これは、＾ｈ1＝ｈ1及び＾ｈ2＝ｈ2を意味する。
た。これは、＾ｈ1＝ｈ1及び＾ｈ2＝ｈ2を意味する。
【００３４】同様に、第２の移動局に対する信号推定値
を次式のように得ることができる。 ＾ｓ2＝ｆ{＾ｈ2 *ｚ1−＾ｈ1ｚ2 *} ＝ｆ{（(Ｐ2／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ2／２)1/2|ｈ2|2）ｓ2） ＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (11)
を次式のように得ることができる。 ＾ｓ2＝ｆ{＾ｈ2 *ｚ1−＾ｈ1ｚ2 *} ＝ｆ{（(Ｐ2／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ2／２)1/2|ｈ2|2）ｓ2） ＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (11)
【００３５】これは、２個のアンテナによるダイバーシ
チ受信（３ｄＢのアパーチャ利得なしの場合）に対する
決定統計と同一であることを認識されたい。したがっ
て、ダイバーシチ利得が、移動局受信機において追加の
受信アンテナを要さず、追加の帯域幅を必要とせず、そ
して自己干渉を生じさせずに得られるので有利である。
尚、用語「ダイバーシチ利得」は、移動局における信号
対雑音比の統計的再分配の改善による受信改善を意味す
る。
チ受信（３ｄＢのアパーチャ利得なしの場合）に対する
決定統計と同一であることを認識されたい。したがっ
て、ダイバーシチ利得が、移動局受信機において追加の
受信アンテナを要さず、追加の帯域幅を必要とせず、そ
して自己干渉を生じさせずに得られるので有利である。
尚、用語「ダイバーシチ利得」は、移動局における信号
対雑音比の統計的再分配の改善による受信改善を意味す
る。
【００３６】本発明の手法は、任意の個数のアンテナを
用いる場合へも拡張可能である。本発明の手法の重要な
態様として、送信マトリックスＴとの関連がある。もし
マトリックスの行（水平方向）がウォルシュ符号を表
し、列（垂直方向）が基地局の送信アンテナを表すとす
ると、２個のアンテナ及び２人のユーザの場合の本発明
の手法は、次式のマトリックス（２行及び２列からな
る）で表すことができる（簡易的に上から順に第１行、
第２行と行ごとに分けて表記する。１つの行内では左側
が左の列（第１列）を、右側が右の列（第２列）を表
す。）。
用いる場合へも拡張可能である。本発明の手法の重要な
態様として、送信マトリックスＴとの関連がある。もし
マトリックスの行（水平方向）がウォルシュ符号を表
し、列（垂直方向）が基地局の送信アンテナを表すとす
ると、２個のアンテナ及び２人のユーザの場合の本発明
の手法は、次式のマトリックス（２行及び２列からな
る）で表すことができる（簡易的に上から順に第１行、
第２行と行ごとに分けて表記する。１つの行内では左側
が左の列（第１列）を、右側が右の列（第２列）を表
す。）。
【００３７】 Ｔ＝［送信マトリックス（２行・２列） (12) 第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］ 第２行＝［ｓ2 ｓ1 *］ 望む信号を受信機において干渉なしに得るためには、マ
トリックスＴの列は直交であることを要する。例えば、
上のマトリックスにおいては次式の成立を意味する。
トリックスＴの列は直交であることを要する。例えば、
上のマトリックスにおいては次式の成立を意味する。
【００３８】 ｔ2 tｔ1＝−ｓ2ｓ1＋ｓ1ｓ2 ＝０ (13) 但しｔi はマトリックスＴのｉ番目の列（第ｉ列）、
( )tは転置共役値である。
( )tは転置共役値である。
【００３９】ユーザの個数を増加するには、列が直交で
あるマトリックスＴを増大させるだけでよい。他の要件
の１つは、マトリックスＴが２n 個の行を有することで
ある（ｎは或る整数）。言い換えると、Ｋ人のユーザに
対しては、２n 個のウォルシュ符号を要する。但し前に
述べたように、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号
「上限演算子」（ceiling operator）で囲んだ式で得ら
れる値（整数）である。
あるマトリックスＴを増大させるだけでよい。他の要件
の１つは、マトリックスＴが２n 個の行を有することで
ある（ｎは或る整数）。言い換えると、Ｋ人のユーザに
対しては、２n 個のウォルシュ符号を要する。但し前に
述べたように、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号
「上限演算子」（ceiling operator）で囲んだ式で得ら
れる値（整数）である。
【００４０】しかし、アンテナの個数Ｍは、Ｍ≦ｎを条
件として任意に与えることができる。可能性の高い個数
は、Ｍ＜Ｋ、例えば、Ｍ＝２又は４である。別の例とし
て、もし４人のユーザ及び２個のアンテナを伴うＢＰＳ
Ｋ（２相シフトキー操作）変調を仮定すると、次に示す
送信マトリックスを用いることができる。
件として任意に与えることができる。可能性の高い個数
は、Ｍ＜Ｋ、例えば、Ｍ＝２又は４である。別の例とし
て、もし４人のユーザ及び２個のアンテナを伴うＢＰＳ
Ｋ（２相シフトキー操作）変調を仮定すると、次に示す
送信マトリックスを用いることができる。
【００４１】 Ｔ＝［送信マトリックス（４行・２列）］ (14) 第１行＝［ｓ1 −ｓ4］ 第２行＝［ｓ2 −ｓ3］ 第３行＝［ｓ3 ｓ2］ 第４行＝［ｓ4 ｓ1］
【００４２】この送信マトリックスは又、受信信号の復
号化への鍵でもある。ウォルシュ符号相関処理の出力の
ベクトルｚを次式で表すことができる。 ｚ＝Ｔｈ＋ｎ (15) 但し、ｈはチャネル係数のベクトルである。前に述べた
ように、送信マトリックスは直交であるように設計され
る。すなわち、ＴtＴ＝ｎＩ、 但し、ｎはウォルシュ符
号の個数である。
号化への鍵でもある。ウォルシュ符号相関処理の出力の
ベクトルｚを次式で表すことができる。 ｚ＝Ｔｈ＋ｎ (15) 但し、ｈはチャネル係数のベクトルである。前に述べた
ように、送信マトリックスは直交であるように設計され
る。すなわち、ＴtＴ＝ｎＩ、 但し、ｎはウォルシュ符
号の個数である。
【００４３】しかし、ｚを次式のように書き直すことが
できる。 ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (16) 但し、Ｈはチャネル・マトリックスで、このチャネル・
マトリックスが、送信された記号を、適切なチャネル係
数で重み付けされた、記号が用いるウォルシュ符号にマ
ッピングする。言い換えれば、Ｔｈ＝Ｈｓである。この
ように表し得るのは、送信マトリックスＴが直交である
ように設計されるからである。Ｈも又、直交である。
できる。 ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (16) 但し、Ｈはチャネル・マトリックスで、このチャネル・
マトリックスが、送信された記号を、適切なチャネル係
数で重み付けされた、記号が用いるウォルシュ符号にマ
ッピングする。言い換えれば、Ｔｈ＝Ｈｓである。この
ように表し得るのは、送信マトリックスＴが直交である
ように設計されるからである。Ｈも又、直交である。
【００４４】したがって、復号化するには単に、送信マ
トリックスＴの知識とチャネル係数のベクトルｈの推定
とによりチャネル・マトリックスの推定値を生成しさえ
すればよい。これにより、移動局受信機における復号化
は次式のように表される。 ＾ｓ＝Ｈtｚ ＝αｓ＋Ｈtｎ (17) 但し、α=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|ｈM|2。 したがっ
て、もし全てのチャネルが独立している場合、Ｍ重ダイ
バーシチが得られる。
トリックスＴの知識とチャネル係数のベクトルｈの推定
とによりチャネル・マトリックスの推定値を生成しさえ
すればよい。これにより、移動局受信機における復号化
は次式のように表される。 ＾ｓ＝Ｈtｚ ＝αｓ＋Ｈtｎ (17) 但し、α=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|ｈM|2。 したがっ
て、もし全てのチャネルが独立している場合、Ｍ重ダイ
バーシチが得られる。
【００４５】本明細書に述べるウォルシュ・ダイバーシ
チは、ダイバーシチ性能を得るのに且つ他のユーザに起
因する干渉項を除去するのに、チャネル係数の推定値に
依存する。次に、ウォルシュ・ダイバーシチを用いるＣ
ＤＭＡシステムにおけるチャネル推定プロセスを行うた
めの推奨方法を説明する。
チは、ダイバーシチ性能を得るのに且つ他のユーザに起
因する干渉項を除去するのに、チャネル係数の推定値に
依存する。次に、ウォルシュ・ダイバーシチを用いるＣ
ＤＭＡシステムにおけるチャネル推定プロセスを行うた
めの推奨方法を説明する。
【００４６】一実施例では、要求されるチャネル係数を
得るためのチャネル推定プロセスは、各アンテナにパイ
ロット信号として１個のウォルシュ符号を割り当てるプ
ロセスである。そのウォルシュ符号はそのアンテナに対
してのみ用いられる。したがって、送信アンテナの個数
がＭ個の場合、チャネル推定にＭ個のウォルシュ符号を
用いる必要がある。
得るためのチャネル推定プロセスは、各アンテナにパイ
ロット信号として１個のウォルシュ符号を割り当てるプ
ロセスである。そのウォルシュ符号はそのアンテナに対
してのみ用いられる。したがって、送信アンテナの個数
がＭ個の場合、チャネル推定にＭ個のウォルシュ符号を
用いる必要がある。
【００４７】一例として、アンテナ０及びアンテナ１と
名付けた２個のアンテナと２個のユーザ（移動局）とを
有するシステムを考える。ウォルシュ符号０を、アンテ
ナ０に連関するパイロット信号用とし、ウォルシュ符号
１を、アンテナ１に連関するパイロット信号用とする。
すると、移動局受信機において、ＲＦ（無線周波数）フ
ィルタ処理、ダウンコンバート処理（下方周波数変
換）、及びアンカバー処理後、次式の値が得られる。
名付けた２個のアンテナと２個のユーザ（移動局）とを
有するシステムを考える。ウォルシュ符号０を、アンテ
ナ０に連関するパイロット信号用とし、ウォルシュ符号
１を、アンテナ１に連関するパイロット信号用とする。
すると、移動局受信機において、ＲＦ（無線周波数）フ
ィルタ処理、ダウンコンバート処理（下方周波数変
換）、及びアンカバー処理後、次式の値が得られる。
【００４８】 ｒ(ｔ)＝(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)ｈ0＋(Ｐp)1/2ｗ1(ｔ)ｈ1 ＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ2(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *ｗ3(ｔ)ｈ1 ＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ1−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *ｗ3(ｔ)ｈ0 ＋ｎ(ｔ) (18) 但し、Ｐp はどちらかのパイロット信号に連関する電
力、Ｐi 及びｓi はそれぞれ、移動局ｉに連関する電力
及びデータ信号、そしてｈI はアンテナｉから見たその
移動局におけるチャネルである。
力、Ｐi 及びｓi はそれぞれ、移動局ｉに連関する電力
及びデータ信号、そしてｈI はアンテナｉから見たその
移動局におけるチャネルである。
【００４９】すると、移動局１及び２（ウォルシュ符号
２及び３を用いる）に対する受信機におけるウォルシュ
符号相関器の出力として次式の値が得られる。 ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ0ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2＋ｎ1 (19) ｚ3＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ0ｓ2 *＋ｎ2 (20)
２及び３を用いる）に対する受信機におけるウォルシュ
符号相関器の出力として次式の値が得られる。 ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ0ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2＋ｎ1 (19) ｚ3＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ0ｓ2 *＋ｎ2 (20)
【００５０】ｓ1 及びｓ2 の推定値を得るには、まずｈ
0 及びｈ1 の推定が必要である。この推定は、単に信号
をウォルシュ符号０及び１を用いて相関処理することに
より、簡単率直な仕方で行われる。すなわち、ｈ0 の推
定値が次式で得られる。 ^ｈ0＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ0(ｔ)ｄｔ ＝(Ｐp)1/2ｈ0＋ｎ0 (21)
0 及びｈ1 の推定が必要である。この推定は、単に信号
をウォルシュ符号０及び１を用いて相関処理することに
より、簡単率直な仕方で行われる。すなわち、ｈ0 の推
定値が次式で得られる。 ^ｈ0＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ0(ｔ)ｄｔ ＝(Ｐp)1/2ｈ0＋ｎ0 (21)
【００５１】同様に、ｈ1 の推定値が次式で得られる。 ^ｈ1＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ1(ｔ)ｄｔ ＝(Ｐp)1/2ｈ1＋ｎ1 (22) Ｍ個の送信アンテナに対しては、単にＭ個のウォルシュ
符号を、Ｍ個のパイロットチャネルの各々に１個ずつを
当てればよいことは明らかである。
符号を、Ｍ個のパイロットチャネルの各々に１個ずつを
当てればよいことは明らかである。
【００５２】パイロットチャネルを用いないがパイロッ
ト記号を用いるシステムにおいても、簡単率直な仕方で
チャネル推定値を得ることができる。すなわち、単に、
Ｎ個の既知のデータ記号を２n 個のウォルシュ符号の各
々上で同期的に送信しさえすればよい（但し、ｎは、ｌ
ｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」で囲んで得
られる整数である。）これを次例で説明する。
ト記号を用いるシステムにおいても、簡単率直な仕方で
チャネル推定値を得ることができる。すなわち、単に、
Ｎ個の既知のデータ記号を２n 個のウォルシュ符号の各
々上で同期的に送信しさえすればよい（但し、ｎは、ｌ
ｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」で囲んで得
られる整数である。）これを次例で説明する。
【００５３】２個の送信アンテナ及び４人のユーザ（４
個の移動局）を有するシステムを考える。ダウンコンバ
ート処理後の受信信号は次式で表される。 ｒ(ｔ)＝(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ1(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ0 ＋(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ3(ｔ)ｈ0＋(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ4(ｔ)ｈ0．．． −(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ1(ｔ)ｈ1−(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ2(ｔ)ｈ1 ＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ3(ｔ)ｈ1＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ4(ｔ)ｈ1 ＋ｎ(ｔ) (23) ここでは、実数記号を仮定した。
個の移動局）を有するシステムを考える。ダウンコンバ
ート処理後の受信信号は次式で表される。 ｒ(ｔ)＝(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ1(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ0 ＋(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ3(ｔ)ｈ0＋(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ4(ｔ)ｈ0．．． −(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ1(ｔ)ｈ1−(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ2(ｔ)ｈ1 ＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ3(ｔ)ｈ1＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ4(ｔ)ｈ1 ＋ｎ(ｔ) (23) ここでは、実数記号を仮定した。
【００５４】受信機における４個のウォルシュ符号相関
器の出力が次式で表される。 ｚ1＝ｓ1ｈ0−ｓ4ｈ1＋ｎ1 ｚ2＝ｓ2ｈ0−ｓ3ｈ1＋ｎ2 ｚ3＝ｓ3ｈ0−ｓ2ｈ1＋ｎ3 ｚ4＝ｓ4ｈ0−ｓ1ｈ1＋ｎ4 (24) 但しｎI は相関器ｉの出力のＡＷＧＮ（相加性白色ガウ
ス雑音）成分である。
器の出力が次式で表される。 ｚ1＝ｓ1ｈ0−ｓ4ｈ1＋ｎ1 ｚ2＝ｓ2ｈ0−ｓ3ｈ1＋ｎ2 ｚ3＝ｓ3ｈ0−ｓ2ｈ1＋ｎ3 ｚ4＝ｓ4ｈ0−ｓ1ｈ1＋ｎ4 (24) 但しｎI は相関器ｉの出力のＡＷＧＮ（相加性白色ガウ
ス雑音）成分である。
【００５５】もし全ての訓練（トレーニング）記号が
１、すなわちｓI＝１ の場合、単純に次式が得られる。 ＾ｈ0＝（ｚ1＋ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４ ＝αｈ0＋β(ｎ1＋ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (25) 但し、α＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)1/2＋(Ｐ3／２)1/2
＋(Ｐ4／２)1/2、そしてβ＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)
1/2−(Ｐ3／２)1/2−(Ｐ4／２)1/2。
１、すなわちｓI＝１ の場合、単純に次式が得られる。 ＾ｈ0＝（ｚ1＋ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４ ＝αｈ0＋β(ｎ1＋ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (25) 但し、α＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)1/2＋(Ｐ3／２)1/2
＋(Ｐ4／２)1/2、そしてβ＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)
1/2−(Ｐ3／２)1/2−(Ｐ4／２)1/2。
【００５６】又、 ＾ｈ1＝（−ｚ1−ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４ ＝αｈ1＋β(−ｎ1−ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (26)
【００５７】もし全ての訓練記号が、１ではない（１で
はない記号がある）が既知である場合でも尚、チャネル
係数を求めることができる。概して、ウォルシュ符号相
関器の出力ｚは次式で表すことができる。 ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (27) 但し、Ｈは、送信記号のウォルシュ相関器へのマッピン
グを記述するチャネル・マトリックス、そしてｎは雑音
サンプルのベクトルである。
はない記号がある）が既知である場合でも尚、チャネル
係数を求めることができる。概して、ウォルシュ符号相
関器の出力ｚは次式で表すことができる。 ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (27) 但し、Ｈは、送信記号のウォルシュ相関器へのマッピン
グを記述するチャネル・マトリックス、そしてｎは雑音
サンプルのベクトルである。
【００５８】上で説明したように、本発明のシステム
は、ＨtＨ＝αＩ であるように設計されている。但し、
( )tは転置共役値、そしてα=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|
ｈM|2である。したがって、復号化は、推定を要するチ
ャネル・マトリックスの転置共役値をベクトルｚに前乗
算することによって得られる。しかし、式（２７）は次
式のようにも表すことができる。
は、ＨtＨ＝αＩ であるように設計されている。但し、
( )tは転置共役値、そしてα=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|
ｈM|2である。したがって、復号化は、推定を要するチ
ャネル・マトリックスの転置共役値をベクトルｚに前乗
算することによって得られる。しかし、式（２７）は次
式のようにも表すことができる。
【００５９】 ｚ＝Ｈｓ＋ｎ ＝Ｔｈ＋ｎ (28) 但し、Ｔは送信マトリックス、そしてｈはチャネルベク
トルである。
トルである。
【００６０】今や、Ｔも直交であるといえる。すなわ
ち、ＴtＴ＝ｍＩ、 但し、ｍはウォルシュ符号の個数で
ある。したがって、チャネル係数を求めるには、Ｔが判
るように全てのユーザに対して訓練シーケンスを送信し
さえすればよい。すると、各訓練記号区間においてチャ
ネルを次式のように推定できる。 ＾ｈ＝(Ｔtｚ)／ｍ ＝ｈ＋(Ｔtｎ)／ｍ (29)
ち、ＴtＴ＝ｍＩ、 但し、ｍはウォルシュ符号の個数で
ある。したがって、チャネル係数を求めるには、Ｔが判
るように全てのユーザに対して訓練シーケンスを送信し
さえすればよい。すると、各訓練記号区間においてチャ
ネルを次式のように推定できる。 ＾ｈ＝(Ｔtｚ)／ｍ ＝ｈ＋(Ｔtｎ)／ｍ (29)
【００６１】訓練記号の個数及び周波数は、チャネルレ
ート及びチャネル推定値に必要とされる信号対雑音比に
よって定められる。訓練記号は、変化するチャネルを追
跡できる程度に頻繁に挿入する必要があるが、他方、デ
ータ容量を浪費しないようになるべく少ない頻度で挿入
するのがよい。
ート及びチャネル推定値に必要とされる信号対雑音比に
よって定められる。訓練記号は、変化するチャネルを追
跡できる程度に頻繁に挿入する必要があるが、他方、デ
ータ容量を浪費しないようになるべく少ない頻度で挿入
するのがよい。
【００６２】又、訓練シーケンスの長さＮを増加させる
ことにより、チャネル推定値の信号対雑音比が改善され
る。理由は、雑音の影響を各個別サンプルに平均化でき
るからである。しかし、この場合もやはりデータ容量が
浪費される。したがって、訓練シーケンスのサイズ及び
周波数は１つの設計パラメータである。
ことにより、チャネル推定値の信号対雑音比が改善され
る。理由は、雑音の影響を各個別サンプルに平均化でき
るからである。しかし、この場合もやはりデータ容量が
浪費される。したがって、訓練シーケンスのサイズ及び
周波数は１つの設計パラメータである。
【００６３】図１及び図２にそれぞれ、本発明に基づく
ＣＤＭＡシステム１００を例示するブロック図、及び本
発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチの方法２００
を実現するための流れ図を示す。ＣＤＭＡシステム１０
０における基地局１０２にはＭ個の送信アンテナ１０４
−１〜１０４−Ｍが装備されている。本発明によれば、
Ｍ個の送信アンテナがそれぞれＭ個のデータ信号をＫ個
の移動局１０６−１〜１０６−Ｋに送信する（図２のス
テップ２０２）。
ＣＤＭＡシステム１００を例示するブロック図、及び本
発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチの方法２００
を実現するための流れ図を示す。ＣＤＭＡシステム１０
０における基地局１０２にはＭ個の送信アンテナ１０４
−１〜１０４−Ｍが装備されている。本発明によれば、
Ｍ個の送信アンテナがそれぞれＭ個のデータ信号をＫ個
の移動局１０６−１〜１０６−Ｋに送信する（図２のス
テップ２０２）。
【００６４】上記の式（６）及び（７）と同様に、Ｍ個
のデータ信号は各々Ｋ個の移動局の各々に関するデータ
信号部分を有する。本発明によれば、Ｋ個の移動局が与
えられた場合、各送信信号は２n 個のウォルシュ符号を
要する。但し、ｎは、ｌｏｇ 2(Ｋ) の左右を数学記号
「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数である。上に
述べたように、ウォルシュ符号の相対的割り当ては、送
信マトリックスＴに基づいて行われる。しかし、各移動
局は、Ｍ個のウォルシュ符号しか必要としない。
のデータ信号は各々Ｋ個の移動局の各々に関するデータ
信号部分を有する。本発明によれば、Ｋ個の移動局が与
えられた場合、各送信信号は２n 個のウォルシュ符号を
要する。但し、ｎは、ｌｏｇ 2(Ｋ) の左右を数学記号
「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数である。上に
述べたように、ウォルシュ符号の相対的割り当ては、送
信マトリックスＴに基づいて行われる。しかし、各移動
局は、Ｍ個のウォルシュ符号しか必要としない。
【００６５】各移動局はアンテナを１個だけ有し、この
アンテナがＭ個の基地局送信アンテナによって送信され
るそれぞれのデータ信号を受信する。図１に示すよう
に、基地局送信アンテナと移動局との間の各データチャ
ネルは、それぞれに連関（付随）する或る固有のチャネ
ル特性（例えば、信号ひずみ等）を有する。上記のよう
に、受信機におけるデータ信号の推定にはチャネルの適
切な推定が重要である。
アンテナがＭ個の基地局送信アンテナによって送信され
るそれぞれのデータ信号を受信する。図１に示すよう
に、基地局送信アンテナと移動局との間の各データチャ
ネルは、それぞれに連関（付随）する或る固有のチャネ
ル特性（例えば、信号ひずみ等）を有する。上記のよう
に、受信機におけるデータ信号の推定にはチャネルの適
切な推定が重要である。
【００６６】それで、送信アンテナ１０４−１と移動局
１０６−１との間に形成されるチャネルの推定値をｈ1 1
で表し、送信アンテナ１０４−Ｍと移動局１０６−１と
の間に形成されるチャネルの推定値をｈM 1で表す。この
表記がＭ個の送信アンテナと移動局１０６−Ｋとの間の
データチャネルにまで適用される。
１０６−１との間に形成されるチャネルの推定値をｈ1 1
で表し、送信アンテナ１０４−Ｍと移動局１０６−１と
の間に形成されるチャネルの推定値をｈM 1で表す。この
表記がＭ個の送信アンテナと移動局１０６−Ｋとの間の
データチャネルにまで適用される。
【００６７】それから、流れ図に示す各ステップが移動
局の各々において行われるが、これら各ステップの説明
は、一般化してＫ番目の移動局に関して述べることとす
る。ステップ２０４において、移動局が、ｈ1 kからｈM k
までのチャネル推定を、例えば、上記の推定手法の１つ
を用いて取得する。
局の各々において行われるが、これら各ステップの説明
は、一般化してＫ番目の移動局に関して述べることとす
る。ステップ２０４において、移動局が、ｈ1 kからｈM k
までのチャネル推定を、例えば、上記の推定手法の１つ
を用いて取得する。
【００６８】それからステップ２０６において、移動局
が受信信号をアンカバー処理し、Ｍ個のウォルシュ符号
を用いて相関処理する。このステップは、２個のアンテ
ナ及び２人のユーザ（２個の移動局）を伴う設例に関す
る上の式（８）及び（９）の計算と同等である。最後
に、ステップ２０８において、Ｋ番目の移動局に向けら
れたデータの推定値、ｓK(ｔ) が見出される。これも
又、上記の式（１０）又は式（１７）に対応する。
が受信信号をアンカバー処理し、Ｍ個のウォルシュ符号
を用いて相関処理する。このステップは、２個のアンテ
ナ及び２人のユーザ（２個の移動局）を伴う設例に関す
る上の式（８）及び（９）の計算と同等である。最後
に、ステップ２０８において、Ｋ番目の移動局に向けら
れたデータの推定値、ｓK(ｔ) が見出される。これも
又、上記の式（１０）又は式（１７）に対応する。
【００６９】［ＩＳ−９５Ｃ直接拡散実施例］現在、Ｉ
Ｓ−９５Ｃに対する物理層草案はオプションとして、直
交送信ダイバーシチ（ＯＴＤ）として知られる形態の送
信ダイバーシチをサポートする。このことはＩＳ−９５
Ｃ草案文献に述べられている（J. Losh, "TR45 Mobile
Station-Base Station Compatibility Standard For Du
al-Mode Wideband Spread Spectrum Systems (Physical
Layer)," IS95C Draft Proposal (Revision 7), Febru
ary 16, 1999）。
Ｓ−９５Ｃに対する物理層草案はオプションとして、直
交送信ダイバーシチ（ＯＴＤ）として知られる形態の送
信ダイバーシチをサポートする。このことはＩＳ−９５
Ｃ草案文献に述べられている（J. Losh, "TR45 Mobile
Station-Base Station Compatibility Standard For Du
al-Mode Wideband Spread Spectrum Systems (Physical
Layer)," IS95C Draft Proposal (Revision 7), Febru
ary 16, 1999）。
【００７０】オプションのＯＴＤモード時にユーザは２
個のウォルシュ符号を割り当てられる。データが偶数及
び奇数のデータストリームに分割され、別個に符号化さ
れる。これら２個の符号は緊密な相関関係にある。例え
ば、もしユーザｊが通常モード時に長さＮのウォルシュ
符号ｗj N（ｔ）を割り当てられた場合、ユーザｊはオプ
ションのＯＴＤモード時には、ｗj N（ｔ）から形成され
る２個のウォルシュ符号を割り当てられることになる。
これら２個の符号は次式のように形成される。
個のウォルシュ符号を割り当てられる。データが偶数及
び奇数のデータストリームに分割され、別個に符号化さ
れる。これら２個の符号は緊密な相関関係にある。例え
ば、もしユーザｊが通常モード時に長さＮのウォルシュ
符号ｗj N（ｔ）を割り当てられた場合、ユーザｊはオプ
ションのＯＴＤモード時には、ｗj N（ｔ）から形成され
る２個のウォルシュ符号を割り当てられることになる。
これら２個の符号は次式のように形成される。
【００７１】 ｗj 2N(ｔ)＝ ［ｗj N(ｔ) ｗj N(ｔ)］ ｗj+N 2N(ｔ)＝［ｗj N(ｔ) −ｗj N(ｔ)］ (30) ここで、符号長さが２Ｎに増加し（上付文字に反映され
る）、あり得る符号の個数も２Ｎ個となる（下付文字に
反映される）。更に、第２の符号ｗj+N 2N(ｔ) はしばし
ばｗj 2N(ｔ) の補足符号と呼ばれる。すなわちｗ
j+N 2N(ｔ)＝￣ｗj 2N(ｔ)である（ｗの上側に横線￣を付
した数学記号を簡易的に、ｗの前に￣を配置して表
す）。
る）、あり得る符号の個数も２Ｎ個となる（下付文字に
反映される）。更に、第２の符号ｗj+N 2N(ｔ) はしばし
ばｗj 2N(ｔ) の補足符号と呼ばれる。すなわちｗ
j+N 2N(ｔ)＝￣ｗj 2N(ｔ)である（ｗの上側に横線￣を付
した数学記号を簡易的に、ｗの前に￣を配置して表
す）。
【００７２】加えて、各アンテナについて個別のパイロ
ットチャネルが利用可能である。現在、ＯＴＤモードで
は２個のアンテナのみをサポートしているが、４個のア
ンテナに拡張するのは容易である。２個のアンテナにつ
いてＯＴＤモードをサポートする物理層が、上記のＩＳ
−９５Ｃ物理層草案文献（J. Losh at pg. 3-27） に述
べられている。物理層のうちの関連するウォルシュ拡散
部分を図３に示す。
ットチャネルが利用可能である。現在、ＯＴＤモードで
は２個のアンテナのみをサポートしているが、４個のア
ンテナに拡張するのは容易である。２個のアンテナにつ
いてＯＴＤモードをサポートする物理層が、上記のＩＳ
−９５Ｃ物理層草案文献（J. Losh at pg. 3-27） に述
べられている。物理層のうちの関連するウォルシュ拡散
部分を図３に示す。
【００７３】図３に示すように入力シーケンスは４個の
入力ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2に多重化される。入力
シーケンスをｓ(ｎ)とすると、入力は次のように表され
る。 ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),
ｓ(６),ｓ(10)...｝、ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ
(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
入力ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2に多重化される。入力
シーケンスをｓ(ｎ)とすると、入力は次のように表され
る。 ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),
ｓ(６),ｓ(10)...｝、ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ
(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
【００７４】それからこれらの入力はそれぞれ、記号反
復ユニット３０２〜３０８において２つの記号区間の間
保持され、記号反復ユニット３０２〜３０８を表すボッ
クス内に示す符号（正負）が乗じられる。乗算器３１０
及び３１２において、予め割り当てられたウォルシュ関
数（ウォルシュ符号）に準直交関数（ＱＯＦ）（ＩＳ−
９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。
復ユニット３０２〜３０８において２つの記号区間の間
保持され、記号反復ユニット３０２〜３０８を表すボッ
クス内に示す符号（正負）が乗じられる。乗算器３１０
及び３１２において、予め割り当てられたウォルシュ関
数（ウォルシュ符号）に準直交関数（ＱＯＦ）（ＩＳ−
９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。
【００７５】それから乗算器３１０の出力が乗算器３１
４及び３１６において記号反復ユニット３０２及び３０
４の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器３１２の
出力が乗算器３１８及び３２０において記号反復ユニッ
ト３０６及び３０８の出力をそれぞれ乗算される。これ
が拡散処理である。信号の同相部分及び直角位相（９０
度の位相ズレ）部分をそれぞれＩin及びＱinとする。こ
れらの出力はそれからそれぞれのアンテナ、すなわち、
アンテナ１及びアンテナ２に対する搬送波成分に混合さ
れて送信される。
４及び３１６において記号反復ユニット３０２及び３０
４の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器３１２の
出力が乗算器３１８及び３２０において記号反復ユニッ
ト３０６及び３０８の出力をそれぞれ乗算される。これ
が拡散処理である。信号の同相部分及び直角位相（９０
度の位相ズレ）部分をそれぞれＩin及びＱinとする。こ
れらの出力はそれからそれぞれのアンテナ、すなわち、
アンテナ１及びアンテナ２に対する搬送波成分に混合さ
れて送信される。
【００７６】ＩＳ−９５Ｃ草案のＯＴＤオプションの分
割データストリームの枠組みを用いて、本発明による空
間／時間符号方式の一形態であるウォルシュ・ダイバー
シチが、草案にあまり変更を加えずに直ぐに実現でき
る。各ユーザが２個のウォルシュ符号を割り当てられ、
データも２個のストリームに分割されているので、本発
明によるダイバーシチ方式が、２個のストリームに、あ
たかも異なる２人のユーザであるかのように適用され
る。
割データストリームの枠組みを用いて、本発明による空
間／時間符号方式の一形態であるウォルシュ・ダイバー
シチが、草案にあまり変更を加えずに直ぐに実現でき
る。各ユーザが２個のウォルシュ符号を割り当てられ、
データも２個のストリームに分割されているので、本発
明によるダイバーシチ方式が、２個のストリームに、あ
たかも異なる２人のユーザであるかのように適用され
る。
【００７７】第１のアンテナ上で次式の信号が送信され
る。 ｘ1(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe(ｔ)ｗ(ｔ)−ｓ0(ｔ)*￣ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (31) 但し、Ｐは総送信電力を表し、ｓe(ｔ) は偶数記号スト
リーム、そしてｓ0(ｔ)は奇数記号ストリームである。
ウォルシュ符号ｗ(ｔ)及びその補足符号￣ｗ(ｔ)を用い
て信号が拡散される。第２のアンテナ上では次式の信号
が送信される。 ｘ2(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe *(ｔ)￣ｗ(ｔ)＋ｓ0(ｔ)ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (32)
る。 ｘ1(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe(ｔ)ｗ(ｔ)−ｓ0(ｔ)*￣ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (31) 但し、Ｐは総送信電力を表し、ｓe(ｔ) は偶数記号スト
リーム、そしてｓ0(ｔ)は奇数記号ストリームである。
ウォルシュ符号ｗ(ｔ)及びその補足符号￣ｗ(ｔ)を用い
て信号が拡散される。第２のアンテナ上では次式の信号
が送信される。 ｘ2(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe *(ｔ)￣ｗ(ｔ)＋ｓ0(ｔ)ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (32)
【００７８】本発明によるウォルシュ・ダイバーシチを
サポートするために図３で必要とされる変更を図４に示
す。図示のように、信号ストリーム（偶数及び奇数）ご
とに追加の拡散器が加えられる。ここでも簡単にするた
めに、送信機のうち、関連するウォルシュ拡散部分のみ
を示す。入力シーケンスｓ(ｎ)が次式の４個の入力
Ｙ I1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2にわたって多重化される。 ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),ｓ(６),ｓ(10)...｝、 ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
サポートするために図３で必要とされる変更を図４に示
す。図示のように、信号ストリーム（偶数及び奇数）ご
とに追加の拡散器が加えられる。ここでも簡単にするた
めに、送信機のうち、関連するウォルシュ拡散部分のみ
を示す。入力シーケンスｓ(ｎ)が次式の４個の入力
Ｙ I1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2にわたって多重化される。 ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),ｓ(６),ｓ(10)...｝、 ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
【００７９】入力は、記号反復ユニット４０２〜４１６
において２つの記号区間の間それぞれ保持され、表示さ
れる符号（正負）が乗じられる。図示のように、入力を
受ける記号反復ユニットの正負符号はアンテナ１とアン
テナ２とで異なる。例えば、入力記号ＹI1は、アンテナ
１については（＋＋）符号が乗じられるが、アンテナ２
については（＋−）符号が乗じられる。
において２つの記号区間の間それぞれ保持され、表示さ
れる符号（正負）が乗じられる。図示のように、入力を
受ける記号反復ユニットの正負符号はアンテナ１とアン
テナ２とで異なる。例えば、入力記号ＹI1は、アンテナ
１については（＋＋）符号が乗じられるが、アンテナ２
については（＋−）符号が乗じられる。
【００８０】これらの正負符号は共役化及びウォルシュ
・ダイバーシチに要する正負符号処理動作の変更を取り
入れたものである。同様に、入力シーケンスの他方の記
号に乗じるのに用いられる正負符号もこれら２個のアン
テナ間で異なる。
・ダイバーシチに要する正負符号処理動作の変更を取り
入れたものである。同様に、入力シーケンスの他方の記
号に乗じるのに用いられる正負符号もこれら２個のアン
テナ間で異なる。
【００８１】乗算器４１８〜４２４において、予め割り
当てられたウォルシュ関数に準直交関数（ＱＯＦ）（Ｉ
Ｓ−９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。それから乗
算器４１８の出力が乗算器４２６及び４２８において記
号反復ユニット４０２及び４０４の出力をそれぞれ乗算
される。他方、乗算器４２０の出力が乗算器４３０及び
４３２において記号反復ユニット４０６及び４０８の出
力をそれぞれ乗算される。
当てられたウォルシュ関数に準直交関数（ＱＯＦ）（Ｉ
Ｓ−９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。それから乗
算器４１８の出力が乗算器４２６及び４２８において記
号反復ユニット４０２及び４０４の出力をそれぞれ乗算
される。他方、乗算器４２０の出力が乗算器４３０及び
４３２において記号反復ユニット４０６及び４０８の出
力をそれぞれ乗算される。
【００８２】又、乗算器４２２の出力が乗算器４３４及
び４３６において記号反復ユニット４１０及び４１２の
出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器４２４の出力
が乗算器４３８及び４４０において記号反復ユニット４
１４及び４１６の出力をそれぞれ乗算される。これも拡
散処理である。
び４３６において記号反復ユニット４１０及び４１２の
出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器４２４の出力
が乗算器４３８及び４４０において記号反復ユニット４
１４及び４１６の出力をそれぞれ乗算される。これも拡
散処理である。
【００８３】信号の同相部分及び直角位相部分をそれぞ
れＩin及びＱinとする。アンテナ１に連関する同相部分
Ｉin(00)が、合算器４４２において、アンテナ１に連関
する同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ１に
連関する直角位相部分Ｑin(0 1)が、合算器４４４におい
て、アンテナ１に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算
される。合算器４４２及び４４４の出力はそれからアン
テナ１に対する搬送波成分に混合されて送信される。
れＩin及びＱinとする。アンテナ１に連関する同相部分
Ｉin(00)が、合算器４４２において、アンテナ１に連関
する同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ１に
連関する直角位相部分Ｑin(0 1)が、合算器４４４におい
て、アンテナ１に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算
される。合算器４４２及び４４４の出力はそれからアン
テナ１に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００８４】同様に、アンテナ２に連関する同相部分Ｉ
in(00)が、合算器４４６において、アンテナ２に連関す
る同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ２に連
関する直角位相部分Ｑin(01)が、合算器４４８におい
て、アンテナ２に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算
される。合算器４４６及び４４８の出力はそれからアン
テナ２に対する搬送波成分に混合されて送信される。
in(00)が、合算器４４６において、アンテナ２に連関す
る同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ２に連
関する直角位相部分Ｑin(01)が、合算器４４８におい
て、アンテナ２に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算
される。合算器４４６及び４４８の出力はそれからアン
テナ２に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００８５】このデータを復号化するには、マルチ・ユ
ーザ検出問題を偶数／奇数データストリーム検出問題に
変換してで空間／時間符号方式の枠組みを用いる。ＩＳ
−９５Ｃ規格には、ＯＴＤモードにおいて符号化された
信号を最適に検出する仕方について示唆されていない。
ーザ検出問題を偶数／奇数データストリーム検出問題に
変換してで空間／時間符号方式の枠組みを用いる。ＩＳ
−９５Ｃ規格には、ＯＴＤモードにおいて符号化された
信号を最適に検出する仕方について示唆されていない。
【００８６】本発明の空間／時間方法を用いると、本発
明に基づきＭＲＣ風のレーキ型組み合わせ器を用いて信
号を復号化できる。このようなレーキ型受信機の一例を
図５に示す。尚、図５は、レーキ型受信機のフィンガの
うちの１個のみを表す。他のフィンガも同様なので簡単
化のため図示しない。
明に基づきＭＲＣ風のレーキ型組み合わせ器を用いて信
号を復号化できる。このようなレーキ型受信機の一例を
図５に示す。尚、図５は、レーキ型受信機のフィンガの
うちの１個のみを表す。他のフィンガも同様なので簡単
化のため図示しない。
【００８７】図示のように、変調された受信信号ウォル
シュ関数ｗ(ｔ)及びＱＯＦの組み合わせによって拡散解
除処理される。これは、まず乗算器５０２においてｗ
(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信信号を相
関器５０４において乗算器５０２の出力を用いて相関処
理する（すなわち、乗算及び集積させる）ことによって
行われる。相関器５０４の出力をｚ1 とする。
シュ関数ｗ(ｔ)及びＱＯＦの組み合わせによって拡散解
除処理される。これは、まず乗算器５０２においてｗ
(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信信号を相
関器５０４において乗算器５０２の出力を用いて相関処
理する（すなわち、乗算及び集積させる）ことによって
行われる。相関器５０４の出力をｚ1 とする。
【００８８】アンカバー処理後、受信信号は又、ウォル
シュ関数ｗ(ｔ)の補足関数￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦによって
も拡散解除処理される。これは、まず乗算器５０６にお
いて￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信
信号を相関器５０８において乗算器５０６の出力を用い
て相関処理することによって行われる。それから相関器
５０８の出力が共役化処理を受け（( )*で表す）、ｚ2 *
が生成される。
シュ関数ｗ(ｔ)の補足関数￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦによって
も拡散解除処理される。これは、まず乗算器５０６にお
いて￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信
信号を相関器５０８において乗算器５０６の出力を用い
て相関処理することによって行われる。それから相関器
５０８の出力が共役化処理を受け（( )*で表す）、ｚ2 *
が生成される。
【００８９】次に、乗算器５１０、５１２及び合算器５
１８によって、上記の式（１０）における演算処理が実
現され、他方、乗算器５１４、５１６及び合算器５２０
によって、上記の式（１１）における演算処理が実現さ
れる。すなわち、拡散解除器の出力が、式（１０）及び
（１１）に記述されるように組み合わされて、データの
偶数及び奇数ストリームの推定値が形成される。それか
らデマルチプレクサ（多重化解除器）５２２が、受信機
についての偶数及び奇数データの推定値から単一のデー
タストリームを生成する。
１８によって、上記の式（１０）における演算処理が実
現され、他方、乗算器５１４、５１６及び合算器５２０
によって、上記の式（１１）における演算処理が実現さ
れる。すなわち、拡散解除器の出力が、式（１０）及び
（１１）に記述されるように組み合わされて、データの
偶数及び奇数ストリームの推定値が形成される。それか
らデマルチプレクサ（多重化解除器）５２２が、受信機
についての偶数及び奇数データの推定値から単一のデー
タストリームを生成する。
【００９０】レーキ型受信機を用いて、偶数データスト
リームについての決定統計値が次式で求められる（チャ
ネルｈ1 及びｈ2 の完全な知識があることを仮定）。 ＾ｓe(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓe(ｔ) ＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (33) そして、奇数データストリームについての決定統計値が
次式で求められる。 ＾ｓ0(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓ0(ｔ) ＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (34)
リームについての決定統計値が次式で求められる（チャ
ネルｈ1 及びｈ2 の完全な知識があることを仮定）。 ＾ｓe(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓe(ｔ) ＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (33) そして、奇数データストリームについての決定統計値が
次式で求められる。 ＾ｓ0(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓ0(ｔ) ＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (34)
【００９１】但し、この構成においては、ｎ1 はｗ(ｔ)
を用いるウォルシュ相関器の出力における熱雑音を表
し、ｎ2 は￣ｗ(ｔ)についての相関器に連関する雑音プ
ロセスである。
を用いるウォルシュ相関器の出力における熱雑音を表
し、ｎ2 は￣ｗ(ｔ)についての相関器に連関する雑音プ
ロセスである。
【００９２】本発明の空間／時間符号方式の性能を他の
形態の２分岐型送信ダイバーシチ手法と比較するために
シミュレーションを行った。これらの他の形態には、遅
延形態のダイバーシチを伴う２個のアンテナによる同報
通信、ユーザがハンドオフ（或る基地局から隣の基地局
へのチャネル切り換え）状態に入ったときに導入される
固有ダイバーシチ、及び２つの独立した雑音プロセスと
組み合わされた２つの個別にフェージングするレイリー
型プロセスを用いて得られる理論的に最良の性能が含ま
れる。
形態の２分岐型送信ダイバーシチ手法と比較するために
シミュレーションを行った。これらの他の形態には、遅
延形態のダイバーシチを伴う２個のアンテナによる同報
通信、ユーザがハンドオフ（或る基地局から隣の基地局
へのチャネル切り換え）状態に入ったときに導入される
固有ダイバーシチ、及び２つの独立した雑音プロセスと
組み合わされた２つの個別にフェージングするレイリー
型プロセスを用いて得られる理論的に最良の性能が含ま
れる。
【００９３】遅延形態のダイバーシチ及び空間／時間符
号形態のダイバーシチについては、アンテナ素子間の間
隔を１０λ、デパーチャ・スプレッド角（発信開き角
度）を１８０度と仮定したチャネルモデルを用いた。
号形態のダイバーシチについては、アンテナ素子間の間
隔を１０λ、デパーチャ・スプレッド角（発信開き角
度）を１８０度と仮定したチャネルモデルを用いた。
【００９４】１５３．６ｋｂｐｓで受信中の単一高デー
タレートのユーザのビット誤り率（ＢＥＲ）性能を検討
対象のダイバーシチ設例について検証し、どの形態のダ
イバーシチもないユーザの性能も参考に表示した（図
６）。チャネルは、６０Ｈｚのドプラー周波数で平坦な
レイリーフェージングを示した。単純線形最少二乗法回
帰方式を用いてチャネルを推定した。
タレートのユーザのビット誤り率（ＢＥＲ）性能を検討
対象のダイバーシチ設例について検証し、どの形態のダ
イバーシチもないユーザの性能も参考に表示した（図
６）。チャネルは、６０Ｈｚのドプラー周波数で平坦な
レイリーフェージングを示した。単純線形最少二乗法回
帰方式を用いてチャネルを推定した。
【００９５】誤り率１％での２分岐型送信ダイバーシチ
手法の理論的改良では約５〜７ｄＢであった。遅延ダイ
バーシチ方式及びハンドオフ・ダイバーシチ方式は、ダ
イバーシチの理論的に最適な改良値に近かったが、約１
ｄＢ差異があった。遅延ダイバーシチ方式における自己
干渉及びハンドオフ・ダイバーシチ方式における自己干
渉のそれぞれの影響は、２分岐型送信ダイバーシチ手法
の理論的改良に対して１ｄＢの差をもたらした。
手法の理論的改良では約５〜７ｄＢであった。遅延ダイ
バーシチ方式及びハンドオフ・ダイバーシチ方式は、ダ
イバーシチの理論的に最適な改良値に近かったが、約１
ｄＢ差異があった。遅延ダイバーシチ方式における自己
干渉及びハンドオフ・ダイバーシチ方式における自己干
渉のそれぞれの影響は、２分岐型送信ダイバーシチ手法
の理論的改良に対して１ｄＢの差をもたらした。
【００９６】しかし、本発明の空間／時間符号方式は自
己干渉及び相互干渉の影響を受けず、受信機についての
使用対象領域において最適性能に近い結果が得られた。
この１ｄＢの差は、より高い負荷条件に対してかなり大
きい方であるといえる。理由は、遅延ダイバーシチ方式
に連関する自己干渉が負荷と共に増大し、他方、ここに
述べる本発明のウォルシュ・ダイバーシチ方式は自己干
渉を生成しないからである（チャネル推定が完全な場
合）。
己干渉及び相互干渉の影響を受けず、受信機についての
使用対象領域において最適性能に近い結果が得られた。
この１ｄＢの差は、より高い負荷条件に対してかなり大
きい方であるといえる。理由は、遅延ダイバーシチ方式
に連関する自己干渉が負荷と共に増大し、他方、ここに
述べる本発明のウォルシュ・ダイバーシチ方式は自己干
渉を生成しないからである（チャネル推定が完全な場
合）。
【００９７】［ＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波実施例］マル
チ搬送波送信は、上記のＩＳ−９５Ｃ物理層草案文献
（J. Losh at pg. 3-27） に述べられているように、Ｉ
Ｓ−９５Ｃ規格内の、３Ｘ帯域幅（−５ＭＨｚ）が得ら
れるオプションであるが現在のＩＸシステムとの適合状
態を保つ。本質的に、倍率３でチップレートを増加させ
る代わりに、データが単に３個のストリームに分割さ
れ、３個の別個の搬送波上へ変調される。
チ搬送波送信は、上記のＩＳ−９５Ｃ物理層草案文献
（J. Losh at pg. 3-27） に述べられているように、Ｉ
Ｓ−９５Ｃ規格内の、３Ｘ帯域幅（−５ＭＨｚ）が得ら
れるオプションであるが現在のＩＸシステムとの適合状
態を保つ。本質的に、倍率３でチップレートを増加させ
る代わりに、データが単に３個のストリームに分割さ
れ、３個の別個の搬送波上へ変調される。
【００９８】加えて、３個の搬送波は２個のアンテナ上
で送信されることになり、２個の非隣接帯域が第１のア
ンテナ（アンテナ１）上で送信され、第３（中間）の帯
域が第２のアンテナ（アンテナ２）上で送信される（図
７）。したがって、受信機において周波数ｆ1 上で、復
調及びアンカバー処理後、次式の値が受信される。 ｒ1(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (35) 但しＰI,1 は信号ｉ（ｓI,1） のデータストリーム１に
連関する電力、そしてｈ n,m は周波数帯域ｍ上でアンテ
ナｎから見た、受信機におけるチャネルである。
で送信されることになり、２個の非隣接帯域が第１のア
ンテナ（アンテナ１）上で送信され、第３（中間）の帯
域が第２のアンテナ（アンテナ２）上で送信される（図
７）。したがって、受信機において周波数ｆ1 上で、復
調及びアンカバー処理後、次式の値が受信される。 ｒ1(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (35) 但しＰI,1 は信号ｉ（ｓI,1） のデータストリーム１に
連関する電力、そしてｈ n,m は周波数帯域ｍ上でアンテ
ナｎから見た、受信機におけるチャネルである。
【００９９】同様に、周波数ｆ2 及びｆ3 上で、次式の
値が受信される。 ｒ2(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (36) 及び、 ｒ3(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (37)
値が受信される。 ｒ2(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (36) 及び、 ｒ3(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (37)
【０１００】このように、マルチ搬送波及びアンテナを
用いるにも拘わらず、符号化されていない記号のレベル
ではダイバーシチが得られない。しかし、データが３個
の搬送波全てにわたってインタリーブされるので、復号
化プロセスにおいて、特に、１個の搬送波上ではインタ
リーブが十分でないような低速の場合に、ダイバーシチ
利得が得られる。
用いるにも拘わらず、符号化されていない記号のレベル
ではダイバーシチが得られない。しかし、データが３個
の搬送波全てにわたってインタリーブされるので、復号
化プロセスにおいて、特に、１個の搬送波上ではインタ
リーブが十分でないような低速の場合に、ダイバーシチ
利得が得られる。
【０１０１】隣接する周波数帯域において見られるフェ
ージング・エンベロープ（包絡線）間の相関関係が低い
（例えば、０．７より小さい）と仮定すると（この仮定
は、遅延拡散の程度が中から高の場合のチャネルにおい
て有効）、信号を送信できる別個のチャネルが潜在的に
６個存在する。送信すべきデータストリームが３個ある
ので、少なくとも２重のダイバーシチ受信が得られる。
ージング・エンベロープ（包絡線）間の相関関係が低い
（例えば、０．７より小さい）と仮定すると（この仮定
は、遅延拡散の程度が中から高の場合のチャネルにおい
て有効）、信号を送信できる別個のチャネルが潜在的に
６個存在する。送信すべきデータストリームが３個ある
ので、少なくとも２重のダイバーシチ受信が得られる。
【０１０２】加えて、もしウォルシュ符号を１個追加す
る意向があるなら、４重のダイバーシチ受信を達成でき
る。このことを示すために、信号が、或る与えられたユ
ーザに対して３個のアンテナ全てで３個の周波数帯域全
てにおいて送信されると仮定する。他の全てのユーザに
ついては前と同じに送信される。
る意向があるなら、４重のダイバーシチ受信を達成でき
る。このことを示すために、信号が、或る与えられたユ
ーザに対して３個のアンテナ全てで３個の周波数帯域全
てにおいて送信されると仮定する。他の全てのユーザに
ついては前と同じに送信される。
【０１０３】信号を周波数帯域とアンテナとに適切に割
り当てることにより、周波数ｆ1 上で次式で表す信号が
受信される。 ｒ1(ｔ)＝(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *ｗ1 ＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2ｗ2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *ｗ2 ＋Σi=3 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (38)
り当てることにより、周波数ｆ1 上で次式で表す信号が
受信される。 ｒ1(ｔ)＝(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *ｗ1 ＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2ｗ2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *ｗ2 ＋Σi=3 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (38)
【０１０４】他方、周波数ｆ2 及びｆ3 上では次式で表
す信号が受信される。 ｒ2(ｔ)＝(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *ｗ1 ＋(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *ｗ2 ＋Σi=3 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (39) ｒ3(ｔ)＝(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3ｗ1−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *ｗ1 ＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *ｗ2 ＋Σi=3 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (40)
す信号が受信される。 ｒ2(ｔ)＝(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *ｗ1 ＋(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *ｗ2 ＋Σi=3 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (39) ｒ3(ｔ)＝(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3ｗ1−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *ｗ1 ＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *ｗ2 ＋Σi=3 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (40)
【０１０５】ここで周波数帯域ｊ上でウォルシュ相関器
Ａ及びＢの出力において、統計値Ｗ A j及びＷB jが次式に
よって得られる。
Ａ及びＢの出力において、統計値Ｗ A j及びＷB jが次式に
よって得られる。
【０１０６】 ＷA 1(ｔ)=(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *＋ｎ1,1 ＷB 1(ｔ)=(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *＋ｎ2,1 ＷA 2(ｔ)=(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2−(Ｐ1,3／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *＋ｎ1,2 ＷB 2(ｔ)=(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *＋ｎ2,2 ＷA 3(ｔ)=(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *＋ｎ1,3 ＷB 3(ｔ)=(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1−(Ｐ1,3／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *＋ｎ2,3 (41)
【０１０７】第１の移動局に連関するデータストリーム
に対する決定統計値が次式のように形成される。
に対する決定統計値が次式のように形成される。
【０１０８】 Ｚ1,1＝ＷA 1＾ｈ1,1 *＋(ＷB 1)*＾ｈ2,1＋ＷB 3＾ｈ1,3 *＋(ＷA 3)*＾ｈ2,3 ＝|ｈ1,1|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1−ｈ1,1 *ｈ2,1(Ｐ1,2／４)1/2ｓ1,2 * ＋ｈ1,1 *ｈ2,1ｓ1,2 * ＋|ｈ2,1|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1＋|ｈ1,3|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1 −ｈ2,3 *ｈ1,3(Ｐ1,3／４)1/2ｓ1,3 *＋ｈ1,3 *ｈ2,3(Ｐ1,3／４)1/2ｓ1,3 * ＋|ｈ2,3|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1 ＋ｈ1,1 *ｎ1,1＋ｈ2,1ｎ1,2 *＋ｈ1,3 *ｎ2,3＋ｈ2,3ｎ1,3 * ＝{(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ1,1|2＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ2,1|2 ＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ1,3|2＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ2,3|2}ｓ1,1 ＋ｈ1,1 *ｎ1,1＋ｈ2,1ｎ1,2 *＋ｈ1,3 *ｎ2,3＋ｈ2,3ｎ1,3 * (42)
【０１０９】これは、チャネル推定値が理想的、すなわ
ち、＾ｈi,j＝ｈi,jであり且つ、全ての周波数帯域が独
立である場合に、４重のダイバーシチが得られる。ｓ
1,2 及びｓ1,3 に対する決定統計値も同様に形成でき
る。したがって、チャネル推定精度に拘わらず、他のユ
ーザと相互干渉を生じさせない追加のウォルシュ符号を
割り当てることにより、特定のユーザ（移動局）の性能
を顕著に改良することができる。これは、ソフトなハン
ドオフ状態にはないが基地局に近接していないユーザに
は適したオプションである。
ち、＾ｈi,j＝ｈi,jであり且つ、全ての周波数帯域が独
立である場合に、４重のダイバーシチが得られる。ｓ
1,2 及びｓ1,3 に対する決定統計値も同様に形成でき
る。したがって、チャネル推定精度に拘わらず、他のユ
ーザと相互干渉を生じさせない追加のウォルシュ符号を
割り当てることにより、特定のユーザ（移動局）の性能
を顕著に改良することができる。これは、ソフトなハン
ドオフ状態にはないが基地局に近接していないユーザに
は適したオプションである。
【０１１０】もし追加のウォルシュ符号を犠牲にするこ
とが不可能な場合でも尚、マルチ搬送波システムにおい
えダイバーシチを得ることができる。上記の構成におい
て、各記号が４回送信されることが判る（したがって、
４重ダイバーシチが得られる）。もし追加のウォルシュ
符号を犠牲にしたくない場合には、式（３０）に記述の
本来の反復率の１／２の反復率で２個のウォルシュ符号
を生成することができる。
とが不可能な場合でも尚、マルチ搬送波システムにおい
えダイバーシチを得ることができる。上記の構成におい
て、各記号が４回送信されることが判る（したがって、
４重ダイバーシチが得られる）。もし追加のウォルシュ
符号を犠牲にしたくない場合には、式（３０）に記述の
本来の反復率の１／２の反復率で２個のウォルシュ符号
を生成することができる。
【０１１１】各データストリームｓi はそれから２個の
データストリームｓi e及びｓi o（偶数及び奇数）に分割
される。各信号を４回送信する代わりに、各信号を２回
送信する。このようにして、今度は図８に示す表に基づ
いて送信する。
データストリームｓi e及びｓi o（偶数及び奇数）に分割
される。各信号を４回送信する代わりに、各信号を２回
送信する。このようにして、今度は図８に示す表に基づ
いて送信する。
【０１１２】上記のマルチ搬送波方式の実施例と同様
（ウォルシュ出力を決定統計値当たり２個だけ用いる点
を除いて）の仕方で組み合わせることにより、チャネル
推定が理想的な場合に２重のダイバーシチを得ることが
できる。
（ウォルシュ出力を決定統計値当たり２個だけ用いる点
を除いて）の仕方で組み合わせることにより、チャネル
推定が理想的な場合に２重のダイバーシチを得ることが
できる。
【０１１３】図９〜図１４は、マルチ搬送波方式のフォ
ーマットについて本発明に基づきウォルシュ・ダイバー
シチをサポートするためのＩＳ−９５Ｃ方式の送信機の
一実施例で、その物理層に求められる変更を示す。本実
施例（以下、構成Ａと称する）は、ユーザ当たり２個の
ウォルシュ符号（ウォルシュ符号Ａ及びＢと称する）を
用いる必要がある。図９、図１０及び図１１は、アンテ
ナ１についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及
び変調処理を示す。
ーマットについて本発明に基づきウォルシュ・ダイバー
シチをサポートするためのＩＳ−９５Ｃ方式の送信機の
一実施例で、その物理層に求められる変更を示す。本実
施例（以下、構成Ａと称する）は、ユーザ当たり２個の
ウォルシュ符号（ウォルシュ符号Ａ及びＢと称する）を
用いる必要がある。図９、図１０及び図１１は、アンテ
ナ１についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及
び変調処理を示す。
【０１１４】図１２、図１３及び図１４は、アンテナ２
についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及び変
調処理を示す。各アンテナについて、入力シーケンスが
３個のデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 に分割さ
れ、これらのデータストリームはそれから、図９〜図１
４に示すように、それぞれＩ（同相）及びＱ（直角位
相）チャネルにマッピングされる。各入力ストリームは
それから、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチ
ャネルに、分割又はマッピングされる。
についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及び変
調処理を示す。各アンテナについて、入力シーケンスが
３個のデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 に分割さ
れ、これらのデータストリームはそれから、図９〜図１
４に示すように、それぞれＩ（同相）及びＱ（直角位
相）チャネルにマッピングされる。各入力ストリームは
それから、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチ
ャネルに、分割又はマッピングされる。
【０１１５】したがって、アンテナ１については、図９
が、ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2からなるマッピングさ
れた第１のストリームを表し、図１０が、ＹI3、ＹQ3、
ＹI4、及びＹQ4からなるマッピングされた第２のストリ
ームを表し、図１１が、ＹI5、ＹQ5、ＹI6、及びＹQ6か
らなるマッピングされた第３のストリームを表す。尚、
アンテナ２に連関する入力シーケンスに関しても同じマ
ッピングがなされる。
が、ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2からなるマッピングさ
れた第１のストリームを表し、図１０が、ＹI3、ＹQ3、
ＹI4、及びＹQ4からなるマッピングされた第２のストリ
ームを表し、図１１が、ＹI5、ＹQ5、ＹI6、及びＹQ6か
らなるマッピングされた第３のストリームを表す。尚、
アンテナ２に連関する入力シーケンスに関しても同じマ
ッピングがなされる。
【０１１６】次に、マッピングされたストリームの１
つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた
第１のストリーム、の処理について述べる（図９）。
尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリ
ームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図
９、図１０及び図１１の個々の構成要素はそれぞれ類似
であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリー
ムを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を付
けて表示する。
つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた
第１のストリーム、の処理について述べる（図９）。
尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリ
ームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図
９、図１０及び図１１の個々の構成要素はそれぞれ類似
であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリー
ムを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を付
けて表示する。
【０１１７】図１２、図１３及び図１４にそれぞれ示す
アンテナ２に連関するマッピングされたストリームにつ
いても同様とする。但し、これらの図面における参照符
号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するた
めに、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号
に１００を加えた親番号で示す。
アンテナ２に連関するマッピングされたストリームにつ
いても同様とする。但し、これらの図面における参照符
号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するた
めに、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号
に１００を加えた親番号で示す。
【０１１８】図９を例として述べると、マッピング後、
偶数及び奇数ストリームが拡散される。偶数ストリーム
については、乗算器９００−１においてウォルシュ符号
ＡにＱＯＦが乗じられ、その結果に、偶数ストリームの
Ｉ及びＱ部分が乗算器９０２−１及び９０４−１におい
て乗じられる。奇数ストリームに関しても同様の処理
が、ウォルシュ符号Ｂ並びに乗算器９０６−１、９０８
−１及び９１０−１を用いて行われる。
偶数及び奇数ストリームが拡散される。偶数ストリーム
については、乗算器９００−１においてウォルシュ符号
ＡにＱＯＦが乗じられ、その結果に、偶数ストリームの
Ｉ及びＱ部分が乗算器９０２−１及び９０４−１におい
て乗じられる。奇数ストリームに関しても同様の処理
が、ウォルシュ符号Ｂ並びに乗算器９０６−１、９０８
−１及び９１０−１を用いて行われる。
【０１１９】それから、Ｉ（同相）部分（乗算器９０２
−１及び９０８−１の出力）が合算器９１２−１におい
て組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗算器９
０４−１及び９１０−１の出力）が合算器９１４−１に
おいて組み合わされる。合算器の出力は、上記のＩＳ−
９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によって定義され
るように、オプションとして、回転器９１６−１におい
て９０度回転させる。
−１及び９０８−１の出力）が合算器９１２−１におい
て組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗算器９
０４−１及び９１０−１の出力）が合算器９１４−１に
おいて組み合わされる。合算器の出力は、上記のＩＳ−
９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によって定義され
るように、オプションとして、回転器９１６−１におい
て９０度回転させる。
【０１２０】回転された信号はそれから、複素乗算器９
１８−１、９２０−１、９２２−１、及び９２４−１に
おいて、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮQ により
それぞれ複素拡散される。複素乗算器９１８−１及び９
２２−１の出力が合算器９２６−１において減算され、
他方、複素乗算器９２０−１及び９２４−１の出力が合
算器９２８−１において加算される。
１８−１、９２０−１、９２２−１、及び９２４−１に
おいて、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮQ により
それぞれ複素拡散される。複素乗算器９１８−１及び９
２２−１の出力が合算器９２６−１において減算され、
他方、複素乗算器９２０−１及び９２４−１の出力が合
算器９２８−１において加算される。
【０１２１】合算器９２６−１からの同相部分の信号出
力が、ベースバンドフィルタ９３０−１においてベース
バンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信号の
最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）を混
合器９３４−１において変調する。同様に合算器９２８
−１からの直角位相部分の信号出力が、ベースバンドフ
ィルタ９３２−１においてベースバンドフィルタ処理さ
れ、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓｉｎ（２Πｆ
c1ｔ）を混合器９３６−１において変調する。
力が、ベースバンドフィルタ９３０−１においてベース
バンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信号の
最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）を混
合器９３４−１において変調する。同様に合算器９２８
−１からの直角位相部分の信号出力が、ベースバンドフ
ィルタ９３２−１においてベースバンドフィルタ処理さ
れ、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓｉｎ（２Πｆ
c1ｔ）を混合器９３６−１において変調する。
【０１２２】変調された２個の信号は、それから合算器
９３８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてアン
テナ１によって送信される。既に述べたように、アンテ
ナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ２
についてのｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、及びｓ3(ｔ)も同様に形
成される。
９３８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてアン
テナ１によって送信される。既に述べたように、アンテ
ナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ２
についてのｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、及びｓ3(ｔ)も同様に形
成される。
【０１２３】次に図１５、図１６及び図１７は、マルチ
搬送波方式のフォーマットについて本発明に基づきウォ
ルシュ・ダイバーシチをサポートするためのＩＳ−９５
Ｃ方式の送信機の別の実施例で、その物理層に求められ
る変更を示す。本実施例（以下、構成Ｂと称する）は、
追加ののウォルシュ符号を必要とせず、かわりにＯＴＤ
モードに類似の１個のウォルシュ符号方式を拡張するも
のである。
搬送波方式のフォーマットについて本発明に基づきウォ
ルシュ・ダイバーシチをサポートするためのＩＳ−９５
Ｃ方式の送信機の別の実施例で、その物理層に求められ
る変更を示す。本実施例（以下、構成Ｂと称する）は、
追加ののウォルシュ符号を必要とせず、かわりにＯＴＤ
モードに類似の１個のウォルシュ符号方式を拡張するも
のである。
【０１２４】図１５、図１６及び図１７は、アンテナ１
についての拡散及び変調処理を示し、他方、図１８、図
１９及び図２０は、アンテナ２についての拡散及び変調
処理を示す。前にも述べたように、各アンテナについ
て、入力シーケンスが３個のデータストリームｓ1、 ｓ
2、 及びｓ3 に分割される。これらのデータストリーム
はそれから偶数ストリームｓi e及び奇数ストリームｓi o
に分割される。
についての拡散及び変調処理を示し、他方、図１８、図
１９及び図２０は、アンテナ２についての拡散及び変調
処理を示す。前にも述べたように、各アンテナについ
て、入力シーケンスが３個のデータストリームｓ1、 ｓ
2、 及びｓ3 に分割される。これらのデータストリーム
はそれから偶数ストリームｓi e及び奇数ストリームｓi o
に分割される。
【０１２５】これらのデータストリームｓ1、 ｓ2、 及
びｓ3 はそれから、図８に基づいてそれぞれＩ（同相）
及びＱ（直角位相）チャネルにマッピングされる。各入
力ストリームはそれから、上記の構成Ａの場合のよう
に、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチャネル
に分割又はマッピングされる。
びｓ3 はそれから、図８に基づいてそれぞれＩ（同相）
及びＱ（直角位相）チャネルにマッピングされる。各入
力ストリームはそれから、上記の構成Ａの場合のよう
に、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチャネル
に分割又はマッピングされる。
【０１２６】次に、マッピングされたストリームの１
つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた
第１のストリーム、の処理について述べる（図１５）。
尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリ
ームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図
１５、図１６及び図１７の個々の構成要素はそれぞれ類
似であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリ
ームを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を
付けて表示する。
つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた
第１のストリーム、の処理について述べる（図１５）。
尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリ
ームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図
１５、図１６及び図１７の個々の構成要素はそれぞれ類
似であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリ
ームを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を
付けて表示する。
【０１２７】図１８、図１９及び図２０にそれぞれ示す
アンテナ２に連関するマッピングされたストリームにつ
いても同様とする。但し、これらの図面における参照符
号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するた
めに、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号
に１００を加えた親番号で示す。
アンテナ２に連関するマッピングされたストリームにつ
いても同様とする。但し、これらの図面における参照符
号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するた
めに、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号
に１００を加えた親番号で示す。
【０１２８】図１５を例として述べると、マッピング
後、偶数ストリームのＩ部分及びＱ部分がそれぞれ、記
号反復ユニット１１０２及び１１０４において２つの記
号区間の間保持され、記号反復ユニット１１０２及び１
１０４を表すボックス内に示す符号（正負）が乗じられ
る。この処理によって、共役化処理及び必要なそれぞれ
の正負符号乗算が行われる。データはそれから、ウォル
シュ関数（符号）及びＱＯＦによって拡散される。
後、偶数ストリームのＩ部分及びＱ部分がそれぞれ、記
号反復ユニット１１０２及び１１０４において２つの記
号区間の間保持され、記号反復ユニット１１０２及び１
１０４を表すボックス内に示す符号（正負）が乗じられ
る。この処理によって、共役化処理及び必要なそれぞれ
の正負符号乗算が行われる。データはそれから、ウォル
シュ関数（符号）及びＱＯＦによって拡散される。
【０１２９】これは、乗算器１１０６−１において、ウ
ォルシュ関数にＱＯを乗じ、それからその乗算結果に記
号反復ユニット１１０２−１及び１１０４−１の出力
を、乗算器１１０８−１及び１１１０−１においてそれ
ぞれ乗算することによって行われる。奇数ストリームの
Ｉ部分及びＱ部分についても同じプロセスが、記号反復
ユニット１１１２−１及び１１１４−１並びに乗算器１
１１６−１、１１１８−１、及び１１２０−１を用いて
行われる。
ォルシュ関数にＱＯを乗じ、それからその乗算結果に記
号反復ユニット１１０２−１及び１１０４−１の出力
を、乗算器１１０８−１及び１１１０−１においてそれ
ぞれ乗算することによって行われる。奇数ストリームの
Ｉ部分及びＱ部分についても同じプロセスが、記号反復
ユニット１１１２−１及び１１１４−１並びに乗算器１
１１６−１、１１１８−１、及び１１２０−１を用いて
行われる。
【０１３０】それから、Ｉ（同相）部分（乗算器１１０
８−１及び１１１８−１の出力）が合算器１１２２−１
において組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗
算器１１１０−１及び１１２０−１の出力）が合算器１
１２４−１において組み合わされる。合算器の出力は、
上記のＩＳ−９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によ
って定義されるように、オプションとして、回転器１１
２６−１において９０度回転させる。
８−１及び１１１８−１の出力）が合算器１１２２−１
において組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗
算器１１１０−１及び１１２０−１の出力）が合算器１
１２４−１において組み合わされる。合算器の出力は、
上記のＩＳ−９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によ
って定義されるように、オプションとして、回転器１１
２６−１において９０度回転させる。
【０１３１】回転された信号はそれから、複素乗算器１
１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、及び１１３
４−１において、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮ
Q によりそれぞれ複素拡散される。複素乗算器１１２８
−１及び１１３２−１の出力が合算器１１３６−１にお
いて減算され、他方、複素乗算器１１３０−１及び１１
３４−１の出力が合算器１１３８−１において加算され
る。
１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、及び１１３
４−１において、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮ
Q によりそれぞれ複素拡散される。複素乗算器１１２８
−１及び１１３２−１の出力が合算器１１３６−１にお
いて減算され、他方、複素乗算器１１３０−１及び１１
３４−１の出力が合算器１１３８−１において加算され
る。
【０１３２】合算器１１３６−１からの同相部分の信号
出力が、ベースバンドフィルタ１１４０−１においてベ
ースバンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信
号の最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）
を混合器１１４４−１において変調する。同様に、合算
器１１３８−１からの直角位相部分の信号出力が、ベー
スバンドフィルタ１１４２−１においてベースバンドフ
ィルタ処理され、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓ
ｉｎ（２Πｆc1ｔ）を混合器１１４６−１において変調
する。
出力が、ベースバンドフィルタ１１４０−１においてベ
ースバンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信
号の最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）
を混合器１１４４−１において変調する。同様に、合算
器１１３８−１からの直角位相部分の信号出力が、ベー
スバンドフィルタ１１４２−１においてベースバンドフ
ィルタ処理され、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓ
ｉｎ（２Πｆc1ｔ）を混合器１１４６−１において変調
する。
【０１３３】変調された２個の信号は、それから合算器
１１４８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてア
ンテナ１によって送信される。既に述べたように、アン
テナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ
２についての ｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、 及びｓ3(ｔ)も同様
に形成される。
１１４８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてア
ンテナ１によって送信される。既に述べたように、アン
テナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ
２についての ｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、 及びｓ3(ｔ)も同様
に形成される。
【０１３４】次に図２１に、構成Ａのマルチ搬送波方式
の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したよう
に、本実施例は、２個のウォルシュ符号を用いて４重の
ダイバーシチを可能にするものである。搬送波１、２、
及び３からダウンコンバート処理された受信信号を、ア
ンカバー処理後、それぞれｒ1(ｔ)、 ｒ2(ｔ)、 及びｒ
3(ｔ) として表す。
の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したよう
に、本実施例は、２個のウォルシュ符号を用いて４重の
ダイバーシチを可能にするものである。搬送波１、２、
及び３からダウンコンバート処理された受信信号を、ア
ンカバー処理後、それぞれｒ1(ｔ)、 ｒ2(ｔ)、 及びｒ
3(ｔ) として表す。
【０１３５】各受信信号はそれから、対象のユーザ信号
に連関する拡散符号ｗA(ｔ) 及びｗ B(ｔ) の両方を用い
て相関処理される。これは、相関器１３０２、１３０
４、１３０６、１３０８、１３１０、及び１３１２にお
いて行われる。
に連関する拡散符号ｗA(ｔ) 及びｗ B(ｔ) の両方を用い
て相関処理される。これは、相関器１３０２、１３０
４、１３０６、１３０８、１３１０、及び１３１２にお
いて行われる。
【０１３６】各相関器出力は、それから６個のチャネル
推定値＾ｈn,m のうちの１つを乗じられる（但し、ｎは
送信アンテナを、そしてｍは周波数帯域を表す）。これ
は、乗算器１３１４、１３１６、１３１８、１３２０、
１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、
１３３２、１３３４、及び１３３６において行われる。
２個の送信アンテナ及び３個の周波数帯域があるので、
必要とされるチャネル推定値の個数は合計６個である。
尚、或る相関器はこの乗算に先立って共役化される。こ
の処理は(・)* によって表される。
推定値＾ｈn,m のうちの１つを乗じられる（但し、ｎは
送信アンテナを、そしてｍは周波数帯域を表す）。これ
は、乗算器１３１４、１３１６、１３１８、１３２０、
１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、
１３３２、１３３４、及び１３３６において行われる。
２個の送信アンテナ及び３個の周波数帯域があるので、
必要とされるチャネル推定値の個数は合計６個である。
尚、或る相関器はこの乗算に先立って共役化される。こ
の処理は(・)* によって表される。
【０１３７】同様に、或るチャネル推定値も、乗算に先
立って共役化を要する。結果として得られる１２個の値
がそれから組み合わされて、３個の記号統計値が生成さ
れる（この際、１２個の値は１回だけ用いられる）。こ
れは、加算器１３４０、１３４２、及び１３４４を用い
て行われる。結果として得られる３個の記号統計値はそ
れから決定ユニット１３４６、１３４８、及び１３５０
にそれぞれ送られ、これらの決定ユニットがビタビ（Vi
terbi） 復号器に対するビット計測値を生成する。
立って共役化を要する。結果として得られる１２個の値
がそれから組み合わされて、３個の記号統計値が生成さ
れる（この際、１２個の値は１回だけ用いられる）。こ
れは、加算器１３４０、１３４２、及び１３４４を用い
て行われる。結果として得られる３個の記号統計値はそ
れから決定ユニット１３４６、１３４８、及び１３５０
にそれぞれ送られ、これらの決定ユニットがビタビ（Vi
terbi） 復号器に対するビット計測値を生成する。
【０１３８】これらのビット計測値はそれからデマルチ
プレクサ１３５２において多重化解除され、ソフト決定
ビタビ復号器（図示しない）に送られる。なお、各記号
統計値が４個の理想的に独立したフェージング・チャネ
ル出力から生成されるので、結果として得られる記号決
定から４重のダイバーシチを達成できる。
プレクサ１３５２において多重化解除され、ソフト決定
ビタビ復号器（図示しない）に送られる。なお、各記号
統計値が４個の理想的に独立したフェージング・チャネ
ル出力から生成されるので、結果として得られる記号決
定から４重のダイバーシチを達成できる。
【０１３９】次に図２２に、構成Ｂのマルチ搬送波方式
の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したよう
に、本実施例は、１個ののウォルシュ符号を用い、ＯＴ
Ｄモードにおけるようにこの１個のウォルシュ符号方式
を拡張して２重のダイバーシチを達成するものである。
の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したよう
に、本実施例は、１個ののウォルシュ符号を用い、ＯＴ
Ｄモードにおけるようにこの１個のウォルシュ符号方式
を拡張して２重のダイバーシチを達成するものである。
【０１４０】受信機の動作は、構成Ａにおけるものと同
様で、２個の拡散符号が本来のウォルシュ符号を拡張し
たものｗ(ｔ)とその補足符号￣ｗ(ｔ)とからなる点だけ
が異なる。したがって、相関器１４０２、１４０４、１
４０６、１４０８、１４１０、及び１４１２を用いて、
ダウン・コンバート処理され、アンカバー処理された受
信信号がウォルシュ符号を用いて相関処理される。
様で、２個の拡散符号が本来のウォルシュ符号を拡張し
たものｗ(ｔ)とその補足符号￣ｗ(ｔ)とからなる点だけ
が異なる。したがって、相関器１４０２、１４０４、１
４０６、１４０８、１４１０、及び１４１２を用いて、
ダウン・コンバート処理され、アンカバー処理された受
信信号がウォルシュ符号を用いて相関処理される。
【０１４１】加えて、構成Ａにおける４個の出力の代わ
りに、２個のチャネル補償された相関器出力を合算する
ことによって、６個の記号計測値が形成される。これ
は、乗算器１４１４、１４１６、１４１８、１４２０、
１４２２、１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、
１４３２、１４３４、及び１４３６、並びに加算器１４
３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、及び
１４４８によって行われる。
りに、２個のチャネル補償された相関器出力を合算する
ことによって、６個の記号計測値が形成される。これ
は、乗算器１４１４、１４１６、１４１８、１４２０、
１４２２、１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、
１４３２、１４３４、及び１４３６、並びに加算器１４
３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、及び
１４４８によって行われる。
【０１４２】前の場合と同様に、６個の記号統計値が決
定ユニット１４５０、１４５２、１４５４、１４５６、
１４５８、及び１４６０にそれぞれ送られ、これらの決
定ユニットが複素記号統計値をビット計量値にマッピン
グする。これらのビット計量値はそれからデマルチプレ
クサ１４６２において多重化解除され、ソフト決定ビタ
ビ復号器（図示しない）に送られる。
定ユニット１４５０、１４５２、１４５４、１４５６、
１４５８、及び１４６０にそれぞれ送られ、これらの決
定ユニットが複素記号統計値をビット計量値にマッピン
グする。これらのビット計量値はそれからデマルチプレ
クサ１４６２において多重化解除され、ソフト決定ビタ
ビ復号器（図示しない）に送られる。
【０１４３】構成Ａ及びＢ、Ｍ個のアンテナ、並びにＦ
個の周波数帯域について上に述べたマルチ搬送波方式を
一般化するために、次の変数を定義する。すなわち、Ｆ
が周波数帯域の個数、Ｍが基地局送信アンテナの個数、
Ｗがユーザ当たりのウォルシュ符号の個数、Ｗtot が利
用可能なウォルシュ符号の総数、Ｄがユーザ当たりのデ
ータストリームの個数、そしてＢがアンテナ当たり用い
られる周波数帯域の個数をそれぞれ表すとする。
個の周波数帯域について上に述べたマルチ搬送波方式を
一般化するために、次の変数を定義する。すなわち、Ｆ
が周波数帯域の個数、Ｍが基地局送信アンテナの個数、
Ｗがユーザ当たりのウォルシュ符号の個数、Ｗtot が利
用可能なウォルシュ符号の総数、Ｄがユーザ当たりのデ
ータストリームの個数、そしてＢがアンテナ当たり用い
られる周波数帯域の個数をそれぞれ表すとする。
【０１４４】すると、これらの符号定義から、Ｆ・Ｍ個
の独立した物理チャネル、Ｆ・Ｗ個の直交チャネル、Ｆ
・Ｗ・Ｍ個の送信チャネル、及びＤ個のデータストリー
ムがあり、その１つが周波数帯域当たり１個のウォルシ
ュ符号を占有することになる。このことから、本方式に
よりＦ・Ｍ重のダイバーシチを達成できる。ｘをチャネ
ルの個数とし、基地局が、 １≦Ｋ・ｘ≦Ｆ・Ｗtot・Ｍ
・ＢとなるようなＫ・Ｄ個のデータストリームをこれら
ｘ個のチャネル上に送るとする。すると、ｘ＝Ｆ・Ｗ・
Ｍ・Ｂである。
の独立した物理チャネル、Ｆ・Ｗ個の直交チャネル、Ｆ
・Ｗ・Ｍ個の送信チャネル、及びＤ個のデータストリー
ムがあり、その１つが周波数帯域当たり１個のウォルシ
ュ符号を占有することになる。このことから、本方式に
よりＦ・Ｍ重のダイバーシチを達成できる。ｘをチャネ
ルの個数とし、基地局が、 １≦Ｋ・ｘ≦Ｆ・Ｗtot・Ｍ
・ＢとなるようなＫ・Ｄ個のデータストリームをこれら
ｘ個のチャネル上に送るとする。すると、ｘ＝Ｆ・Ｗ・
Ｍ・Ｂである。
【０１４５】したがって、１≦(ｘ／Ｄ)≦Ｆ・Ｍの場
合、(ｘ／Ｄ)重のダイバーシチを達成することができ
る。又(ｘ／Ｄ)≧Ｆ・Ｍの場合、Ｆ・Ｍ重のダイバーシ
チを達成することができる。更に、チャネル効率ηをη
＝Ｄ／（Ｆ・Ｍ）と定義できるので、(ｘ／Ｄ)が増加す
るとチャネル効率が減少し、ダイバーシチが増加する。
但し、ストリームが独立したチャネルに割り当てられる
ことを条件とする。独立したチャネルは、異なる周波数
帯域及び／又はアンテナ上のチャネル、と定義される。
合、(ｘ／Ｄ)重のダイバーシチを達成することができ
る。又(ｘ／Ｄ)≧Ｆ・Ｍの場合、Ｆ・Ｍ重のダイバーシ
チを達成することができる。更に、チャネル効率ηをη
＝Ｄ／（Ｆ・Ｍ）と定義できるので、(ｘ／Ｄ)が増加す
るとチャネル効率が減少し、ダイバーシチが増加する。
但し、ストリームが独立したチャネルに割り当てられる
ことを条件とする。独立したチャネルは、異なる周波数
帯域及び／又はアンテナ上のチャネル、と定義される。
【０１４６】更に、適切な復号化には、或る整数ｎに関
する２のべき数である２n を個数とするウォルシュ符号
が必要とされる。すなわち、もしνを、望むダイバーシ
チ（の重数）に等しいとすると、（Ｄ・Ｋ・ν）／Ｆ＝
２n である。したがって、送信マトリックスＴはＦ・２
n 個の行を有する必要がある。その結果、チャネル利用
を増加させるけれども、ダイバーシチの増加を達成で
き、これが既存チャネルの性能を改良する。
する２のべき数である２n を個数とするウォルシュ符号
が必要とされる。すなわち、もしνを、望むダイバーシ
チ（の重数）に等しいとすると、（Ｄ・Ｋ・ν）／Ｆ＝
２n である。したがって、送信マトリックスＴはＦ・２
n 個の行を有する必要がある。その結果、チャネル利用
を増加させるけれども、ダイバーシチの増加を達成で
き、これが既存チャネルの性能を改良する。
【０１４７】ダイバーシチを最大にするには、データス
トリーム当たりＭ個のウォルシュ符号を割り当てる（Ｆ
・Ｍ重のダイバーシチ）。もし、いかなる整数ｎに対し
ても（Ｄ・ν）／Ｆ＝２n ならば、ウォルシュ符号の共
用化は必要ない。加えて、チャネル効率はＤ／（Ｆ・
Ｗ）であり、これは１／（Ｆ・Ｍ）に等しい。したがっ
て、送信マトリックスＴはＦ・Ｗ個の行とＭ個の列とを
有する。前にも述べたが、列は直交である。
トリーム当たりＭ個のウォルシュ符号を割り当てる（Ｆ
・Ｍ重のダイバーシチ）。もし、いかなる整数ｎに対し
ても（Ｄ・ν）／Ｆ＝２n ならば、ウォルシュ符号の共
用化は必要ない。加えて、チャネル効率はＤ／（Ｆ・
Ｗ）であり、これは１／（Ｆ・Ｍ）に等しい。したがっ
て、送信マトリックスＴはＦ・Ｗ個の行とＭ個の列とを
有する。前にも述べたが、列は直交である。
【０１４８】次に、既存のＩＳ−９５Ｃ方式に連関する
チャネル効率及び結果としてのダイバーシチ、並びに構
成Ａ及びＢを実施例とする本発明の方式に連関するチャ
ネル効率及び結果としてのダイバーシチを、例を設けて
説明する。
チャネル効率及び結果としてのダイバーシチ、並びに構
成Ａ及びＢを実施例とする本発明の方式に連関するチャ
ネル効率及び結果としてのダイバーシチを、例を設けて
説明する。
【０１４９】［例１］（既存のＩＳ−９５Ｃの方式） Ｗ＝１、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１／２、が与え
られると、ｘ／Ｄ＝（３・１・２・(１／２)）／３＝
１、すなわち１重ダイバーシチで、これは「ダイバーシ
チなし」と同等であり、η＝３／３＝１、である。
られると、ｘ／Ｄ＝（３・１・２・(１／２)）／３＝
１、すなわち１重ダイバーシチで、これは「ダイバーシ
チなし」と同等であり、η＝３／３＝１、である。
【０１５０】［例２］（本発明の構成Ａ） Ｗ＝２、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１、が与えられ
ると、 Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］ 第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］ 第２行＝［ｓ2 −ｓ3 *］ 第３行＝［ｓ3 ｓ1 *］ 第４行＝［ｓ2 ｓ1 *］ 第５行＝［ｓ3 ｓ2 *］ 第６行＝［ｓ1 −ｓ3 *］
ると、 Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］ 第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］ 第２行＝［ｓ2 −ｓ3 *］ 第３行＝［ｓ3 ｓ1 *］ 第４行＝［ｓ2 ｓ1 *］ 第５行＝［ｓ3 ｓ2 *］ 第６行＝［ｓ1 −ｓ3 *］
【０１５１】ｘ／Ｄ＝（３・２・２・１）／３＝４、す
なわち、４重ダイバーシチで、η＝３／（３・２）＝１
／２、である。
なわち、４重ダイバーシチで、η＝３／（３・２）＝１
／２、である。
【０１５２】［例３］（本発明の構成Ｂ） Ｗ＝１、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１、が与えられ
ると、 Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］ 第１行＝［ｓ1 e −(ｓ2 e)*］ 第２行＝［ｓ2 0 −(ｓ3 e)*］ 第３行＝［ｓ3 0 (ｓ1 0)*］ 第４行＝［ｓ2 e (ｓ1 e)*］ 第５行＝［ｓ3 e (ｓ2 0)*］ 第６行＝［ｓ1 0 −(ｓ3 0)*］
ると、 Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］ 第１行＝［ｓ1 e −(ｓ2 e)*］ 第２行＝［ｓ2 0 −(ｓ3 e)*］ 第３行＝［ｓ3 0 (ｓ1 0)*］ 第４行＝［ｓ2 e (ｓ1 e)*］ 第５行＝［ｓ3 e (ｓ2 0)*］ 第６行＝［ｓ1 0 −(ｓ3 0)*］
【０１５３】ｘ／Ｄ＝（３・１・２・１）／３＝２、す
なわち、２重ダイバーシチで、η＝３／（３・１）＝
１、である。
なわち、２重ダイバーシチで、η＝３／（３・１）＝
１、である。
【０１５４】したがって、上に述べたように、既存のＩ
Ｓ−９５Ｃ方式の場合ダイバーシチが得られず、他方、
本発明の構成Ａ及びＢでは４重及び２重のダイバーシチ
が得られる。又、構成Ｂではチャネル効率の損失がみら
れない。
Ｓ−９５Ｃ方式の場合ダイバーシチが得られず、他方、
本発明の構成Ａ及びＢでは４重及び２重のダイバーシチ
が得られる。又、構成Ｂではチャネル効率の損失がみら
れない。
【０１５５】上に述べた本発明の手法は、移動局及び基
地局において、機能回路（例えば、乗算器、フィルタ、
加算器、等）のような個々のハードウエアで実現しても
よく、又これと並行して／又はこれらの代わりに、連関
する１個以上のプロセッサ（全ての種類のプロセッサ及
び連関する周辺機器を含む）で実現してもよい。又、
「移動局」は一般的に、基地局と通信可能ないかなる装
置をも含む。すなわち、「移動局」の用語が用いられて
はいるが、これには固定のユーザ端末又はユーザ局、並
びに実際に移動可能なユーザ端末又はユーザ局が含まれ
る。
地局において、機能回路（例えば、乗算器、フィルタ、
加算器、等）のような個々のハードウエアで実現しても
よく、又これと並行して／又はこれらの代わりに、連関
する１個以上のプロセッサ（全ての種類のプロセッサ及
び連関する周辺機器を含む）で実現してもよい。又、
「移動局」は一般的に、基地局と通信可能ないかなる装
置をも含む。すなわち、「移動局」の用語が用いられて
はいるが、これには固定のユーザ端末又はユーザ局、並
びに実際に移動可能なユーザ端末又はユーザ局が含まれ
る。
【０１５６】以上の説明は、本発明の実施例に関するも
のであるが、本発明は上記の実施例に限定されるもので
はなく、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。尚、特許請求の範囲に記載した参
照番号は発明の容易な理解のためで、その技術的範囲を
制限するよう解釈されるべきではない。
のであるが、本発明は上記の実施例に限定されるもので
はなく、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。尚、特許請求の範囲に記載した参
照番号は発明の容易な理解のためで、その技術的範囲を
制限するよう解釈されるべきではない。
【０１５７】
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、無
線移動通信において、ウォルシュ符号を用いるダウンリ
ンク・ダイバーシチの改良実現が、移動局において受信
アンテナを追加する必要なく、無線移動通信において貴
重な資源である周波数帯域幅を浪費することなく、そし
て自己干渉を生じさせずに可能となる。
線移動通信において、ウォルシュ符号を用いるダウンリ
ンク・ダイバーシチの改良実現が、移動局において受信
アンテナを追加する必要なく、無線移動通信において貴
重な資源である周波数帯域幅を浪費することなく、そし
て自己干渉を生じさせずに可能となる。
【図１】本発明に基づいてダウンリンク・ダイバーシチ
を改良するためのＣＤＭＡシステムを例示するブロック
図である。
を改良するためのＣＤＭＡシステムを例示するブロック
図である。
【図２】本発明に基づいてダウンリンク・ダイバーシチ
を提供するための方法を例示する流れ図である。
を提供するための方法を例示する流れ図である。
【図３】ＩＳ−９５Ｃ型ＣＤＭＡ送信機のウォルシュ拡
散部分を例示するブロック図である。
散部分を例示するブロック図である。
【図４】本発明の一実施例に基づくＣＤＭＡ送信機のウ
ォルシュ拡散部分を例示するブロック図である。
ォルシュ拡散部分を例示するブロック図である。
【図５】本発明の一実施例に基づくＣＤＭＡ受信機を例
示するブロック図である。
示するブロック図である。
【図６】本発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチを
含む種々の形態のダイバーシチに関するビット誤り率
（ＢＥＲ）性能の比較を例示するグラフである。
含む種々の形態のダイバーシチに関するビット誤り率
（ＢＥＲ）性能の比較を例示するグラフである。
【図７】ＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波方式実現の際の送信
周波数を例示する略図である。
周波数を例示する略図である。
【図８】本発明の一実施例に基づくマルチ搬送波を用い
る単一ユーザに対する送信特性を表す表である。
る単一ユーザに対する送信特性を表す表である。
【図９】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例
に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１０及び図１１と共
に例示するブロック図である。
に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１０及び図１１と共
に例示するブロック図である。
【図１０】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１１と共
に例示するブロック図である。
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１１と共
に例示するブロック図である。
【図１１】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１０と共
に例示するブロック図である。
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１０と共
に例示するブロック図である。
【図１２】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１３及び図１４と
共に例示するブロック図である。
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１３及び図１４と
共に例示するブロック図である。
【図１３】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１４と
共に例示するブロック図である。
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１４と
共に例示するブロック図である。
【図１４】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１３と
共に例示するブロック図である。
例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１３と
共に例示するブロック図である。
【図１５】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１６及び図１
７と共に例示するブロック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１６及び図１
７と共に例示するブロック図である。
【図１６】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１
７と共に例示するブロック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１
７と共に例示するブロック図である。
【図１７】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１
６と共に例示するブロック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１
６と共に例示するブロック図である。
【図１８】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１９及び図２
０と共に例示するブロック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１９及び図２
０と共に例示するブロック図である。
【図１９】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図２
０と共に例示するブロック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図２
０と共に例示するブロック図である。
【図２０】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図１
９と共に例示するブロック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図１
９と共に例示するブロック図である。
【図２１】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の
実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロ
ック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロ
ック図である。
【図２２】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の
実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロ
ック図である。
実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロ
ック図である。
１００ ＣＤＭＡシステム １０２ 基地局 １０４−１〜１０４−Ｍ 送信アンテナ １０６−１〜１０６−Ｋ 移動局 ２００ ダウンリンク・ダイバーシチの方法 ３０２、３０４、３０６、３０８ 記号反復ユニット ３１０、３１２、３１４、３１６、３１８、３２０ 乗
算器 ４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４
１４、４１６ 記号反復ユニット ４１８、４２０、４２２、４２４ ４２６、４２８、４
３０、４３２、４３４、４３６、４３８、４４０ 乗算
器 ４４２、４４４、４４６、４４８ 合算器 ５０２、５０６ 乗算器 ５０４、５０８ 相関器 ５１０、５１２、５１４、５１６ 乗算器 ５１８、５２０ 合算器 ５２２ デマルチプレクサ（多重化解除器） ９００−１、９０２−１、９０４−１、９０６−１、９
０８−１、９１０−１乗算器 ９１２−１、９１４−１ 合算器 ９１６−１ 回転器 ９１８−１、９２０−１、９２２−１、９２４−１ 複
素乗算器 ９２６−１、９２８−１ 合算器 ９３０−１、９３２−１ ベースバンドフィルタ ９３４−１、９３６−１ 混合器 ９３８−１ 合算器 １１０２−１、１１０４−１、１１１２−１、１１１４
−１ 記号反復ユニット １１０６−１、１１０８−１、１１１０−１、１１１６
−１、１１１８−１、１１２０−１ 乗算器 １１２２−１、１１２４−１ 合算器 １１２６−１ 回転器 １１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、１１３４
−１ 複素乗算器 １１３６−１、１１３８−１ 合算器 １１４０−１、１１４２−１ ベースバンドフィルタ １１４４−１、１１４６−１ 混合器 １１４８−１ 合算器 １３０２、１３０４、１３０６、１３０８、１３１０、
１３１２ 相関器 １３１４、１３１６、１３１８、１３２０、１３２２、
１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、１３３２、
１３３４、１３３６ 乗算器 １３４０、１３４２、１３４４ 加算器 １３４６、１３４８、１３５０ 決定ユニット １３５２ デマルチプレクサ １４０２、１４０４、１４０６、１４０８、１４１０、
１４１２ 相関器 １４１４、１４１６、１４１８、１４２０、１４２２、
１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、１４３２、
１４３４、１４３６ 乗算器 １４３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、
１４４８ 加算器 １４５０、１４５２、１４５４、１４５６、１４５８、
１４６０ 決定ユニット １４６２ デマルチプレクサ
算器 ４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４
１４、４１６ 記号反復ユニット ４１８、４２０、４２２、４２４ ４２６、４２８、４
３０、４３２、４３４、４３６、４３８、４４０ 乗算
器 ４４２、４４４、４４６、４４８ 合算器 ５０２、５０６ 乗算器 ５０４、５０８ 相関器 ５１０、５１２、５１４、５１６ 乗算器 ５１８、５２０ 合算器 ５２２ デマルチプレクサ（多重化解除器） ９００−１、９０２−１、９０４−１、９０６−１、９
０８−１、９１０−１乗算器 ９１２−１、９１４−１ 合算器 ９１６−１ 回転器 ９１８−１、９２０−１、９２２−１、９２４−１ 複
素乗算器 ９２６−１、９２８−１ 合算器 ９３０−１、９３２−１ ベースバンドフィルタ ９３４−１、９３６−１ 混合器 ９３８−１ 合算器 １１０２−１、１１０４−１、１１１２−１、１１１４
−１ 記号反復ユニット １１０６−１、１１０８−１、１１１０−１、１１１６
−１、１１１８−１、１１２０−１ 乗算器 １１２２−１、１１２４−１ 合算器 １１２６−１ 回転器 １１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、１１３４
−１ 複素乗算器 １１３６−１、１１３８−１ 合算器 １１４０−１、１１４２−１ ベースバンドフィルタ １１４４−１、１１４６−１ 混合器 １１４８−１ 合算器 １３０２、１３０４、１３０６、１３０８、１３１０、
１３１２ 相関器 １３１４、１３１６、１３１８、１３２０、１３２２、
１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、１３３２、
１３３４、１３３６ 乗算器 １３４０、１３４２、１３４４ 加算器 １３４６、１３４８、１３５０ 決定ユニット １３５２ デマルチプレクサ １４０２、１４０４、１４０６、１４０８、１４１０、
１４１２ 相関器 １４１４、１４１６、１４１８、１４２０、１４２２、
１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、１４３２、
１４３４、１４３６ 乗算器 １４３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、
１４４８ 加算器 １４５０、１４５２、１４５４、１４５６、１４５８、
１４６０ 決定ユニット １４６２ デマルチプレクサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 アール マイケル ビューラー アメリカ合衆国、07960、ニュージャージ ー、モーリスタウン、ロングビューテラス １ (72)発明者 ロバート アトマラム ソニ アメリカ合衆国、07950、ニュージャージ ー、モーリス プレインズ、フェルンクリ フ 30 (72)発明者 ジアンアン サイ アメリカ合衆国、07005、ニュージャージ ー、ブーントン、コーネリア ストリート 712
Claims (24)
- 【請求項１】 改良されたダウンリンク・ダイバーシチ
を提供するために、１個の基地局（１０２）に連関する
Ｋ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋ）を有するＣＤ
ＭＡシステム（１００）内の該基地局において用いられ
る、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法であって、該
方法が、 （ａ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１
０６−Ｋ）にそれぞれ連関するデータ信号でウォルシュ
符号を変調して、該基地局に連関するＭ個の送信アンテ
ナ（１０４−１〜１０４−Ｍ）上でそれぞれ送信するた
めの送信信号を生成するステップ；（１０２）からな
り、 Ｍが２より大きいか又は２に等しく、 或る与えられた１個の移動局（１０６−Ｋ）に連関する
該データ信号が、個々の送信信号を生成する際に、異な
る１個のウォルシュ符号を変調し、 該ウォルシュ符号が、２n 個の異なるウォルシュ符号か
らなるウォルシュ符号群から選択され（但し、ｎは、ｌ
ｏｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られ
る整数）、 該各アンテナに対して該データ信号の該ウォルシュ符号
へのマッピングが、送信マトリックスに基づいて定めら
れ、 該方法が更に、 （ｂ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１
０６−Ｋ）によって受信されるように、該それぞれの送
信信号を該Ｍ個の送信アンテナ上で送信するステップ；
（１０２）からなり、 該送信信号が、Ｍ個のウォルシュ符号を用いて相関処理
され且つ該送信マトリックスの知識を用いて線形に組み
合わされて、データ推定値が得られる、ことを特徴とす
る、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - 【請求項２】 前記送信マトリックスが、ウォルシュ符
号を表す行と送信アンテナを表す列とを有し、更に該列
が直交である、ことを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項３】 前記送信アンテナの個数が、前記ウォル
シュ符号群内の前記異なるウォルシュ符号の個数より少
ないか又は該異なるウォルシュ符号の個数に等しいこと
を特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項４】 前記送信アンテナの個数が、前記移動局
の個数より少ないことを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項５】 前記方法が更に、 （ｃ）前記基地局と前記移動局との間の送信チャネルに
連関するチャネル推定値を得る際に或る与えられた移動
局（１０６−Ｋ）によって用いられるように、前記変調
するステップにおけるウォルシュ符号とは異なるＭ個の
異なるウォルシュ符号、をパイロットチャネルとして前
記Ｍ個の送信アンテナに割り当てるステップ；（１０
２）からなることを特徴とする請求項１の方法。 - 【請求項６】 前記方法が更に、 （ｄ）前記基地局と前記移動局との間の送信チャネルに
連関するチャネル推定値を得る際に或る与えられた移動
局（１０６−Ｋ）によって用いられるように、前記２n
個のウォルシュ符号の各々についてのデータ記号の訓練
シーケンスを、前記各送信アンテナ上で同期的に送信す
るステップ；（１０２）からなることを特徴とする請求
項１の方法。 - 【請求項７】 改良されたダウンリンク・ダイバーシチ
を提供するために、Ｋ個の移動局（１０６−１〜１０６
−Ｋ）とそれらに連関する１個の基地局（１０２）とを
有するＣＤＭＡシステム（１００）内の該移動局におい
て用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法で
あって、該方法が、 （ａａ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局
（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関するデータ信号でウォル
シュ符号を変調することによって該基地局内で生成さ
れ、該基地局に連関するＭ個の送信アンテナ上でそれぞ
れ送信されたＭ個の送信信号を受信するステップ；（１
０６−Ｋ）からなり、 Ｍが２より大きいか又は２に等しく、 或る与えられた１個の移動局（１０６−Ｋ）に連関する
該データ信号が、個々の送信信号を生成する際に、異な
る１個のウォルシュ符号を変調し、 該ウォルシュ符号が２n 個の異なるウォルシュ符号から
なるウォルシュ符号群から選択され（但し、ｎは、ｌｏ
ｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる
整数）、 該各アンテナに対して該データ信号の該ウォルシュ符号
へのマッピングが送信マトリックスに基づいて定めら
れ、 該方法が更に、 （ｂｂ）該Ｍ個の送信信号をＭ個のウォルシュ符号を用
いて相関処理し且つ該送信信号を該送信マトリックスの
知識を用いて線形に組み合わせて、データ推定値を得る
ステップ；（１０６−Ｋ）からなる、ことを特徴とす
る、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - 【請求項８】 前記送信マトリックスが、ウォルシュ符
号を表す行と送信アンテナを表す列とを有し、更に該列
が直交である、ことを特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項９】 前記送信アンテナの個数が、前記ウォル
シュ符号群内の前記異なるウォルシュ符号の個数より少
ないか又は該異なるウォルシュ符号の個数に等しいこと
を特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項１０】 前記送信アンテナの個数が、前記移動
局の個数より少ないことを特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項１１】 前記方法が更に、 （ｃｃ）前記変調時に用いられる前記ウォルシュ符号と
は異なるＭ個のウォルシュ符号をパイロットチャネルと
して前記Ｍ個の送信アンテナに割り当てる動作に基づい
て、前記基地局と前記移動局との間の送信チャネルに連
関するチャネル推定値を得るステップ；（１０２）から
なることを特徴とする請求項７の方法。 - 【請求項１２】 前記方法が更に、 （ｄｄ）前記各送信アンテナ上で同期的に送信された、
前記２n 個のウォルシュ符号の各々についてのデータ記
号の訓練シーケンス、の受信に応動して、前記基地局と
前記移動局との間の送信チャネルに連関するチャネル推
定値を得るステップ；（１０２）からなることを特徴と
する請求項７の装置。 - 【請求項１３】 改良されたダウンリンク・ダイバーシ
チを提供するためにＣＤＭＡシステム（１００）内で用
いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置であっ
て、該装置が、 （Ａ）Ｍ個の送信アンテナ（１０４−１〜１０４−Ｍ）
を有しＫ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋ）に連関
する１個の基地局（１０２）；からなり、 該基地局が、 （Ａ１）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分に移動局
（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関するデータ信号でウォル
シュ符号を変調して、該Ｍ個の送信アンテナ上でそれぞ
れ送信するための送信信号を生成する；ように構成さ
れ、 Ｍが２より大きいか又は２に等しく、 或る与えられた移動局（１０６−Ｋ）に連関する該デー
タ信号が、個々の送信信号を生成する際に、異なる１個
のウォルシュ符号を変調し、 該ウォルシュ符号が、２n 個の異なるウォルシュ符号か
らなるウォルシュ符号群から選択され（但し、ｎは、ｌ
ｏｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られ
る整数）、 該各アンテナに対して該データ信号の該ウォルシュ符号
へのマッピングが、送信マトリックスに基づいて定めら
れ、 該基地局が更に、 （Ａ２）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局
（１０６−Ｋ）によって受信されるように該それぞれの
送信信号を該Ｍ個の送信アンテナ上で送信する；ように
構成され、 該送信信号が、Ｍ個のウォルシュ符号を用いて相関処理
され且つ該送信マトリックスの知識を用いて線形に組み
合わされて、データ推定値が得られる、ことを特徴とす
る、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。 - 【請求項１４】 改良されたダウンリンク・ダイバーシ
チを提供するためにＣＤＭＡシステム（１００）内の移
動局において用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ
提供装置であって、該装置が、 （ＡＡ）連関するＫ個の移動局（１０６−１〜１０６−
Ｋ）を有する１個の基地局（１０２）に連関する１個の
移動局（１０６−Ｋ）；からなり、 該移動局が、 （ＡＡ１）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局
にそれぞれ連関するデータ信号でウォルシュ符号を変調
することによって該基地局内で生成され、該基地局に連
関するＭ個の送信アンテナ上でそれぞれ送信された、Ｍ
個の送信信号を受信する；ように構成され、 Ｍが２より大きいか又は２に等しく、 或る与えられた移動局（１０６−Ｋ）に連関する該デー
タ信号が、個々の送信信号を生成する際に、異なる１個
のウォルシュ符号を変調し、 該ウォルシュ符号が２n 個の異なるウォルシュ符号から
なるウォルシュ符号群から選択され（但し、ｎは、ｌｏ
ｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる
整数）、 該各アンテナに対して該データ信号の該ウォルシュ符号
へのマッピングが送信マトリックスに基づいて定めら
れ、 該移動局が更に、 （ＡＡ２）該Ｍ個の送信信号をＭ個のウォルシュ符号を
用いて相関処理し且つ該送信信号を該送信マトリックス
の知識を用いて線形に組み合わせて、データ推定値を得
る；ように構成される、ことを特徴とする、ダウンリン
ク・ダイバーシチ提供装置。 - 【請求項１５】 改良されたダウンリンク・ダイバーシ
チを提供するために、ＣＤＭＡシステム（１００）内の
基地局（１０２）において用いられる、ダウンリンク・
ダイバーシチ提供方法であって、該方法が、 （ａａａ）該基地局の第１及び第２の送信アンテナ（１
０４）に連関するそれぞれの入力データシーケンスを、
同相及び直角位相の部分を有する偶数及び奇数のデータ
ストリームに分割するステップ；（１０２）と、 （ｂｂｂ）該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び
奇数のデータストリームの一方をウォルシュ符号で拡散
させると共に、該第１の送信アンテナに連関する該偶数
及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符号
の補足符号で拡散させるステップ；（１０２）と （ｃｃｃ）該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び
奇数のデータストリームの一方を該ウォルシュ符号の該
補足符号で拡散させると共に、該第２の送信アンテナに
連関する該偶数及び奇数のデータストリームの他方を該
ウォルシュ符号で拡散させるステップ；（１０２）と （ｄｄｄ）該第１の送信アンテナによって移動局へ送信
するために、該第１の送信アンテナに連関する該変調さ
れた偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分を
組み合わせると共に、該第１の送信アンテナに連関する
該変調された偶数及び奇数のデータストリームの該直角
位相の部分を組み合わせるステップ；（１０２）と （ｅｅｅ）該第２の送信アンテナによって移動局（１０
６）へ送信するために、該第２の送信アンテナに連関す
る該変調された偶数及び奇数のデータストリームの該同
相の部分を組み合わせると共に、該第２の送信アンテナ
に連関する該変調された偶数及び奇数のデータストリー
ムの該直角位相の部分を組み合わせるステップ；（１０
２）とからなることを特徴とする、ダウンリンク・ダイ
バーシチ提供方法。 - 【請求項１６】 移動局（１０６）受信機が前記基地局
から送信された信号のうちの少なくとも１個の信号を受
信すると共に、該受信された信号を、前記基地局におい
て該移動局に割り当てられたウォルシュ符号及びその補
足符号を用いてそれぞれ相関処理する、ことを特徴とす
る請求項１５の方法。 - 【請求項１７】 改良されたダウンリンク・ダイバーシ
チを提供するために、１個の基地局（１０２）に連関す
るＫ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋを有するＣＤ
ＭＡシステム（１００内の該基地局において用いられる
ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法であって、該方法
が、 （ａａａａ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動
局（１０６−Ｋ）に連関するＤ個のデータストリームで
Ｗtot 個のウォルシュ符号を変調して、該基地局に連関
するＭ個の送信アンテナ（１０４−１〜１０４−Ｍ）の
各々上に送信信号を、Ｆ個までの周波数帯域内で生成す
るステップ；（１０２からなり）、 各移動局がＷ個のウォルシュ符号に連関し、 Ｍ個のウォルシュ符号割り当てが、各ユーザのデータス
トリームを１個のウォルシュ符号周波数帯域／アンテナ
対にマッピングする送信マトリックスＴに基づくもので
あり、 該方法が更に、 （ｂｂｂｂ）該送信信号の少なくとも一部分を送信する
ステップ；（１０２）からなる、 ことを特徴とする、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方
法。 - 【請求項１８】 移動局における復号化するステップ
が、 各送信アンテナとその特定の移動局との間のチャネル係
数と前記送信マトリックスＴとを与えられて、Ｗ個のウ
ォルシュ符号相関器に連関する出力を組み合わせるステ
ップ；からなることを特徴とする請求項１７の方法。 - 【請求項１９】 前記送信マトリックスＴが、Ｆ・Ｗ個
の行とＭ個の列とからなり、該列が直交である、ことを
特徴とする請求項１７の方法。 - 【請求項２０】 用いられる前記ウォルシュ符号の周波
数帯域当たりの個数が、２のべき数に等しいことを特徴
とする請求項１７の方法。 - 【請求項２１】 前記移動局において前記チャネル係数
は、保留されたウォルシュ符号についてのパイロット信
号を前記基地局が各アンテナ上で各周波数帯域内で送信
すること、によって定められ、該保留されたウォルシュ
符号はその特定の周波数帯域内で別のアンテナによって
又はデータストリームによって使用されていない、こと
を特徴とする請求項１８の方法。 - 【請求項２２】 前記移動局において前記チャネル係数
は、各ウォルシュ符号についての同期パイロット記号を
前記基地局が送信すること、によって定められる、こと
を特徴とする請求項１８の方法。 - 【請求項２３】 改良されたダウンリンク・ダイバーシ
チを提供するためにＣＤＭＡシステム（１００）内で用
いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置であっ
て、該装置が、 （ＡＡＡ）１個の基地局（１０２）；からなり、 該基地局が、 （ＡＡＡ１）該基地局の第１及び第２の送信アンテナ
（１０４）に連関するそれぞれの入力データシーケンス
を、同相及び直角位相の部分を有する偶数及び奇数のデ
ータストリームに分割する；ように構成され、 （ＡＡＡ２）該第１の送信アンテナに連関する該偶数及
び奇数のデータストリームの一方をウォルシュ符号で拡
散させると共に、該第１の送信アンテナに連関する該偶
数及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符
号の補足符号で拡散させる；ように構成され、 （ＡＡＡ３）該第２の送信アンテナに連関する該偶数及
び奇数のデータストリームの一方をウォルシュ符号で拡
散させると共に、該第２の送信アンテナに連関する該偶
数及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符
号の補足符号で拡散させる；ように構成され、 （ＡＡＡ４）該第１の送信アンテナによって移動局へ送
信するために、該第１の送信アンテナに連関する該変調
された偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分
を組み合わせると共に、該第１の送信アンテナに連関す
る該変調された偶数及び奇数のデータストリームの該直
角位相の部分を組み合わせる；ように構成され、そし
て、 （ＡＡＡ５）該第２の送信アンテナによって移動局へ送
信するために、該第２の送信アンテナに連関する該変調
された偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分
を組み合わせると共に、該第２の送信アンテナに連関す
る該変調された偶数及び奇数のデータストリームの該直
角位相の部分を組み合わせる；ように構成される、こと
を特徴とする、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。 - 【請求項２４】 改良されたダウンリンク・ダイバーシ
チを提供するために、Ｋ個の移動局（１０６−１〜１０
６−Ｋ）を有するＣＤＭＡシステム（１００）内で用い
られる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置であっ
て、 該装置が、 （ＡＡＡＡ）１個の基地局（１０２）；からなり、 該基地局が、 （ＡＡＡＡ１）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移
動局（１０６−Ｋ）に連関するＤ個のデータストリーム
でＷtot 個のウォルシュ符号を変調して、該基地局に連
関するＭ個の送信アンテナ（１０４−１〜１０４−Ｍ）
の各々上に送信信号を、Ｆ個までの周波数帯域内で生成
する；ように構成され、 各移動局がＷ個のウォルシュ符号に連関し、 Ｍ個のウォルシュ符号割り当てが、各ユーザのデータス
トリームを１個のウォルシュ符号周波数帯域／アンテナ
対にマッピングする送信マトリックスＴに基づくもので
あり、 該基地局が更に、 （ＡＡＡＡ２）該送信信号の少なくとも一部分を送信す
る；ように構成される、ことを特徴とする、ダウンリン
ク・ダイバーシチ提供方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/294661 | 1999-04-19 | ||
| US09/294,661 US6515978B1 (en) | 1999-04-19 | 1999-04-19 | Methods and apparatus for downlink diversity in CDMA using Walsh codes |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001028559A true JP2001028559A (ja) | 2001-01-30 |
| JP4046456B2 JP4046456B2 (ja) | 2008-02-13 |
Family
ID=23134378
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000113922A Expired - Fee Related JP4046456B2 (ja) | 1999-04-19 | 2000-04-14 | Ｃｄｍａ通信のダウンリンク・ダイバーシチ提供方法及び装置 |
Country Status (11)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6515978B1 (ja) |
| EP (2) | EP1047218B1 (ja) |
| JP (1) | JP4046456B2 (ja) |
| KR (1) | KR100556006B1 (ja) |
| CN (1) | CN1271219A (ja) |
| AT (1) | ATE331356T1 (ja) |
| AU (1) | AU2778100A (ja) |
| BR (1) | BR0002750A (ja) |
| CA (1) | CA2304532C (ja) |
| DE (1) | DE60028857T2 (ja) |
| ID (1) | ID25575A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003518818A (ja) * | 1999-12-21 | 2003-06-10 | ノキア コーポレイション | Ｏｆｄｍにおける２つの伝搬チャネルの推定 |
| JP2006503522A (ja) * | 2002-10-16 | 2006-01-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｍｉｍｏシステムのためのレート適応送信スキーム |
| US7305051B2 (en) | 2001-05-21 | 2007-12-04 | At&T Corp. | Optimum training sequences for wireless systems |
| US7443919B2 (en) | 2001-05-21 | 2008-10-28 | At&T Corp. | Channel estimation for wireless systems with multiple transmit antennas |
| JP2008543141A (ja) * | 2005-05-25 | 2008-11-27 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ | 無線通信システムにおける干渉を低減するための方法 |
Families Citing this family (44)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6169789B1 (en) | 1996-12-16 | 2001-01-02 | Sanjay K. Rao | Intelligent keyboard system |
| US7088785B2 (en) * | 1998-12-31 | 2006-08-08 | Texas Instruments Incorporated | Block level space time transmit diversity in wireless communications |
| US6317410B1 (en) * | 1999-09-13 | 2001-11-13 | Lucent Technologies Inc. | Receiver architecture employing space time spreading and orthogonal transmit diversity techniques |
| US7139324B1 (en) * | 2000-06-02 | 2006-11-21 | Nokia Networks Oy | Closed loop feedback system for improved down link performance |
| US6628702B1 (en) * | 2000-06-14 | 2003-09-30 | Qualcomm, Incorporated | Method and apparatus for demodulating signals processed in a transmit diversity mode |
| US7080314B1 (en) * | 2000-06-16 | 2006-07-18 | Lucent Technologies Inc. | Document descriptor extraction method |
| GB0016411D0 (en) * | 2000-07-05 | 2000-08-23 | Koninkl Philips Electronics Nv | Antenna diversity receiver |
| EP1206061B1 (en) | 2000-11-13 | 2009-06-17 | Lucent Technologies Inc. | Channel estimation for space diversity communication systems |
| JP3498704B2 (ja) * | 2000-12-12 | 2004-02-16 | 日本電気株式会社 | 無線回線制御装置、その受信特性改善方法及び受信特性改善プログラムを記録した記録媒体 |
| KR100735212B1 (ko) * | 2001-01-12 | 2007-07-03 | 삼성전자주식회사 | 이동 통신시스템의 월시 공간 지시자 송수신 장치 및 방법 |
| US7376175B2 (en) | 2001-03-14 | 2008-05-20 | Mercury Computer Systems, Inc. | Wireless communications systems and methods for cache enabled multiple processor based multiple user detection |
| WO2002073937A2 (en) | 2001-03-14 | 2002-09-19 | Mercury Computer Systems, Inc. | Wireless communications methods and systems for long-code and other spread spectrum waveform processing |
| WO2002080375A2 (en) * | 2001-03-28 | 2002-10-10 | Nokia Corporation | Non-zero complex weighted space-time code for multiple antenna transmission |
| US20020176485A1 (en) * | 2001-04-03 | 2002-11-28 | Hudson John E. | Multi-cast communication system and method of estimating channel impulse responses therein |
| GB0115937D0 (en) * | 2001-06-29 | 2001-08-22 | Koninkl Philips Electronics Nv | Radio communication system |
| US20030026199A1 (en) * | 2001-08-03 | 2003-02-06 | Myers Michael H. | Code-division, minimum-shift-keying optical multiplexing |
| US7961589B2 (en) * | 2001-09-28 | 2011-06-14 | Intel Corporation | System and related methods for introducing sub-carrier diversity in a wideband communication system |
| US7236548B2 (en) * | 2001-12-13 | 2007-06-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Bit level diversity combining for COFDM system |
| US7593357B2 (en) * | 2002-03-28 | 2009-09-22 | Interdigital Technology Corporation | Transmit processing using receiver functions |
| JP3943980B2 (ja) * | 2002-04-09 | 2007-07-11 | 富士通株式会社 | 符号分割多元接続通信システムならびに符号分割多元接続通信システムにおける基地局制御装置および基地局 |
| US7203181B2 (en) | 2002-06-28 | 2007-04-10 | Interdigital Technology Corporation | CDMA system transmission matrix coefficient calculation |
| KR100452512B1 (ko) * | 2002-08-16 | 2004-10-13 | 엘지전자 주식회사 | 채널용량 개선 왈쉬코드 확산장치 및 그 운용방법 |
| GB0227506D0 (en) * | 2002-11-26 | 2002-12-31 | Koninkl Philips Electronics Nv | Low-if pre-preamble antenna diversity receiver |
| US20050047491A1 (en) * | 2003-08-28 | 2005-03-03 | Haitao Zhang | Method and apparatus for improving channel estimate based on short synchronization code |
| US7869488B2 (en) * | 2003-08-28 | 2011-01-11 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus for removing code aliases when using short synchronization codes |
| US7623467B1 (en) * | 2003-09-17 | 2009-11-24 | Atheros Communications, Inc. | Wireless channel estimation |
| US7379506B2 (en) * | 2003-09-23 | 2008-05-27 | Nokia Corporation | Apparatus, and associated method, for assigning data to transmit antennas of a multiple transmit antenna transmitter |
| US7058378B2 (en) * | 2003-11-18 | 2006-06-06 | Interdigital Technology Corporation | Method and apparatus for automatic frequency correction of a local oscilator with an error signal derived from an angle value of the conjugate product and sum of block correlator outputs |
| KR100591904B1 (ko) | 2004-03-18 | 2006-06-20 | 한국전자통신연구원 | 시공간 부호를 이용한 부호분할 다중접속 시스템의 전송다이버시티 송수신 장치, 및 그 방법 |
| KR100577062B1 (ko) * | 2004-12-29 | 2006-05-10 | 삼성전자주식회사 | 수신 다이버시티구조를 갖는 이동통신단말기에서전력제어를 하기 위한 장치 및 방법 |
| US8045599B2 (en) | 2005-02-17 | 2011-10-25 | Sony Corporation | Selection of training sequences for multiple-in multiple-out transmissions |
| WO2007084681A1 (en) * | 2006-01-20 | 2007-07-26 | Atc Technologies, Llc | Systems and methods for satellite forward link transmit diversity using orthogonal space coding |
| US8081686B2 (en) | 2006-05-16 | 2011-12-20 | Alcatel Lucent | Scalable spectrum CDMA communication systems and methods with dynamic orthogonal code allocation |
| US8676133B2 (en) | 2008-09-19 | 2014-03-18 | Qualcomm Incorporated | Reference signal design for LTE A |
| US8737190B2 (en) * | 2008-11-21 | 2014-05-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and system for communication of different modulation formats from a wireless station in a wireless system |
| US8797837B2 (en) * | 2008-12-03 | 2014-08-05 | Samsung Electronics Co., Ltd. | System and method for in-phase/quadrature multiplexing |
| ES2687799T3 (es) * | 2009-10-01 | 2018-10-29 | Sun Patent Trust | Aparato de estación terminal, aparato de estación base, procedimiento de transmisión y procedimiento de control |
| WO2012097467A1 (en) * | 2011-01-17 | 2012-07-26 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Method of allocating walsh codes and quasi-orthogonal functional codes in a cdma network |
| US10142137B2 (en) | 2017-03-02 | 2018-11-27 | Micron Technology, Inc. | Wireless devices and systems including examples of full duplex transmission |
| US11941516B2 (en) | 2017-08-31 | 2024-03-26 | Micron Technology, Inc. | Cooperative learning neural networks and systems |
| US10554375B2 (en) | 2017-09-11 | 2020-02-04 | Micron Technology, Inc. | Full duplex device-to-device cooperative communication |
| US11206050B2 (en) | 2018-02-06 | 2021-12-21 | Micron Technology, Inc. | Self interference noise cancellation to support multiple frequency bands |
| US10979097B2 (en) * | 2019-09-05 | 2021-04-13 | Micron Technology, Inc. | Wireless devices and systems including examples of full duplex transmission using neural networks or recurrent neural networks |
| US11258473B2 (en) | 2020-04-14 | 2022-02-22 | Micron Technology, Inc. | Self interference noise cancellation to support multiple frequency bands with neural networks or recurrent neural networks |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08195703A (ja) * | 1995-01-17 | 1996-07-30 | Toshiba Corp | 無線通信装置 |
| JP3346945B2 (ja) | 1995-05-18 | 2002-11-18 | 株式会社リコー | 無線送信装置及び無線送受信装置 |
| US6356555B1 (en) * | 1995-08-25 | 2002-03-12 | Terayon Communications Systems, Inc. | Apparatus and method for digital data transmission using orthogonal codes |
| US5841813A (en) * | 1996-09-04 | 1998-11-24 | Lucent Technologies Inc. | Digital communications system using complementary codes and amplitude modulation |
| US5881058A (en) * | 1996-11-25 | 1999-03-09 | Motorola, Inc. | Method for performing a signal search in a wireless communication system |
| JPH10336144A (ja) * | 1997-05-29 | 1998-12-18 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 符号分割多元接続移動体通信装置 |
| US6215762B1 (en) * | 1997-07-22 | 2001-04-10 | Ericsson Inc. | Communication system and method with orthogonal block encoding |
| US6038263A (en) * | 1997-07-31 | 2000-03-14 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for transmitting signals in a communication system |
| US6141542A (en) * | 1997-07-31 | 2000-10-31 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for controlling transmit diversity in a communication system |
| US6173005B1 (en) * | 1997-09-04 | 2001-01-09 | Motorola, Inc. | Apparatus and method for transmitting signals in a communication system |
| US6317413B1 (en) * | 1998-05-18 | 2001-11-13 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Method and apparatus for assigning variable length walsh codes in a spread spectrum system |
| US6445714B1 (en) * | 1998-08-19 | 2002-09-03 | Nortel Networks Limited | Code generator for multiple correlators |
| US6643338B1 (en) * | 1998-10-07 | 2003-11-04 | Texas Instruments Incorporated | Space time block coded transmit antenna diversity for WCDMA |
-
1999
- 1999-04-19 US US09/294,661 patent/US6515978B1/en not_active Expired - Lifetime
-
2000
- 2000-04-10 CA CA002304532A patent/CA2304532C/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-04-11 AT AT00303048T patent/ATE331356T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-04-11 DE DE60028857T patent/DE60028857T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-04-11 EP EP00303048A patent/EP1047218B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-04-11 EP EP04022902.3A patent/EP1523120A3/en not_active Withdrawn
- 2000-04-12 BR BR0002750-2A patent/BR0002750A/pt not_active IP Right Cessation
- 2000-04-14 JP JP2000113922A patent/JP4046456B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2000-04-14 AU AU27781/00A patent/AU2778100A/en not_active Abandoned
- 2000-04-18 CN CN00106754A patent/CN1271219A/zh active Pending
- 2000-04-18 ID IDP20000308A patent/ID25575A/id unknown
- 2000-04-19 KR KR1020000020576A patent/KR100556006B1/ko not_active IP Right Cessation
-
2002
- 2002-10-29 US US10/282,455 patent/US7400614B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003518818A (ja) * | 1999-12-21 | 2003-06-10 | ノキア コーポレイション | Ｏｆｄｍにおける２つの伝搬チャネルの推定 |
| JP4746809B2 (ja) * | 1999-12-21 | 2011-08-10 | ノキア コーポレイション | Ｏｆｄｍにおける２つの伝搬チャネルの推定 |
| US10666463B2 (en) | 2001-05-21 | 2020-05-26 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US8724725B2 (en) | 2001-05-21 | 2014-05-13 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US7305051B2 (en) | 2001-05-21 | 2007-12-04 | At&T Corp. | Optimum training sequences for wireless systems |
| US7583761B2 (en) | 2001-05-21 | 2009-09-01 | At&T Corp. | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US7756212B2 (en) | 2001-05-21 | 2010-07-13 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | Channel estimation for wireless systems with multiple transit antennas |
| US10020964B2 (en) | 2001-05-21 | 2018-07-10 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US10320587B2 (en) | 2001-05-21 | 2019-06-11 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US7443919B2 (en) | 2001-05-21 | 2008-10-28 | At&T Corp. | Channel estimation for wireless systems with multiple transmit antennas |
| US9654309B2 (en) | 2001-05-21 | 2017-05-16 | Sony Corporation | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| US8472553B2 (en) | 2001-05-21 | 2013-06-25 | At&T Intellectual Property Ii, L.P. | Channel estimation for wireless systems without matrix inversion |
| JP2011147146A (ja) * | 2002-10-16 | 2011-07-28 | Qualcomm Inc | Ｍｉｍｏシステムのためのレート適応送信スキーム |
| US8619717B2 (en) | 2002-10-16 | 2013-12-31 | Qualcomm Incorporated | Rate adaptive transmission scheme for MIMO systems |
| JP2006503522A (ja) * | 2002-10-16 | 2006-01-26 | クゥアルコム・インコーポレイテッド | Ｍｉｍｏシステムのためのレート適応送信スキーム |
| JP2011130492A (ja) * | 2002-10-16 | 2011-06-30 | Qualcomm Inc | Ｍｉｍｏシステムのためのレート適応送信スキーム |
| JP2008543141A (ja) * | 2005-05-25 | 2008-11-27 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ | 無線通信システムにおける干渉を低減するための方法 |
| JP4718601B2 (ja) * | 2005-05-25 | 2011-07-06 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー．ファオ | 無線通信システムにおける干渉を低減するための方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| ID25575A (id) | 2000-10-19 |
| EP1047218A3 (en) | 2003-09-10 |
| CA2304532C (en) | 2007-06-26 |
| DE60028857D1 (de) | 2006-08-03 |
| EP1047218A2 (en) | 2000-10-25 |
| BR0002750A (pt) | 2001-01-30 |
| US20030081656A1 (en) | 2003-05-01 |
| DE60028857T2 (de) | 2006-12-07 |
| KR100556006B1 (ko) | 2006-03-03 |
| EP1523120A2 (en) | 2005-04-13 |
| JP4046456B2 (ja) | 2008-02-13 |
| EP1047218B1 (en) | 2006-06-21 |
| US7400614B2 (en) | 2008-07-15 |
| AU2778100A (en) | 2000-10-26 |
| CN1271219A (zh) | 2000-10-25 |
| EP1523120A3 (en) | 2016-08-03 |
| KR20000077044A (ko) | 2000-12-26 |
| ATE331356T1 (de) | 2006-07-15 |
| CA2304532A1 (en) | 2000-10-19 |
| US6515978B1 (en) | 2003-02-04 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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