JP2003518818A

JP2003518818A - Ｏｆｄｍにおける２つの伝搬チャネルの推定

Info

Publication number: JP2003518818A
Application number: JP2001547781A
Authority: JP
Inventors: ユハヘイスカヤ
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 1999-12-21
Filing date: 2000-12-15
Publication date: 2003-06-10
Anticipated expiration: 2020-12-15
Also published as: KR20020079756A; US6298035B1; EP1243094A1; JP4746809B2; ES2307547T3; KR100768052B1; HK1048905A1; WO2001047167A1; HK1048905B; EP1243094A4; DE60039912D1; ATE405053T1; EP1243094B1

Abstract

(57)【要約】２つのチャネルの適切な訓練記号を選択し（６０２）、２つの送信機から訓練記号およびデータを送信し（６０４）、送信された訓練記号およびデータを受信機で受信し（６０６）、第１の受信された信号と第２の受信された訓練記号を組み合わせ（６０８）、かつ２つのチャネルのチャネル推定値を推定する（６１０）ことによって、直交周波数分割多重方式システムにおける２つのチャネルの別々のチャネル周波数応答を推定する方法および装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】発明の分野本発明は、チャネル推定に関し、特に、具体的に選択された訓練情報を使用し
て、2本の送信機アンテナを有する直交周波数分割多重方式（OFDM）システムに
おける、2つの伝搬チャネルを推定する方法および装置に関する。

【０００２】発明の背景専用通信システムの範囲が拡大しているため、マルチメディアのような様々な
サービスを維持することができる専用端末を各個人が有するようになっている。
このようなサービスでは、大量のデータを転送する必要があるため、比較的高い
ビット・レートを使用する必要がある。比較的高いビット・レートを使用すると
、記号間干渉（ISI）問題と深刻な周波数選択的なフェーディング（fading）の
問題のために、従来の単一搬送波システムでは問題が生じる。

【０００３】これらの問題の1つの解決策は、無線移動環境内で直交周波数分割多重方式（O
FDM）を使用して、上述の問題を最小限に抑えることである。OFDM内では、送信
される信号の周波数選択的なフェーディングを解消するために、チャネルのコヒ
ーレンス帯域幅よりも小さな帯域幅を有する多重直交搬送波上で信号が送信され
る。記号間干渉は、ガード・インターバルを使用することによって解消される。
OFDMシステムは現在、ヨーロッパでデジタル・オーディオ放送に採用されている
が、デジタルTV放送システムで使用することが提案されている。このシステムは
、高レート・データを伝送するためにADSLでも用いられている。OFDMは、米国、
ヨーロッパ、および日本で無線ローカル・エリア・ネットワーク（WLAN）標準用
の変調方法としても選択されている。

【０００４】送信機ダイバーシティ（diversity）は、多経路フェーディングを軽減するの
に有効な技術である。送信機ダイバーシティの1つの重要な利点は、無線周波数
（RF）受信チェーンを含むアンテナ1本のみが受信機に必要であることである。R
F構成要素はかなり高価であるので、送信機ダイバーシティを用いた場合、2本ま
たはそれ以上のアンテナおよび対応する受信RFチェーンを必要とする受信機ダイ
バーシティを用いるシステムと比べて、受信機の費用を削減することができる。
最近、送信機ダイバーシティ・システムを実現する方法として、空間時間符号（
STC）が導入されている。空間時間符号は、複数のアンテナ上の情報を符号化し
てダイバーシティの利点を得るが、STCを復号するには、各送信機アンテナから
受信機アンテナまでの伝搬経路を推定する必要がある。

【０００５】無線チャネルは多経路伝搬を受けることが多いので、受信機はこの現象をなく
すためにある種のイコライザを含む必要がある。イコライザは、送信チャネルの
周波数応答を推定する必要があり、すなわち、チャネル推定が必要である。既存
のチャネル推定方法は、チャネルが非常に低速で動作すると仮定される適応的信
号処理に基づく方法である。特定の時間の推定チャネル・パラメータは、前の時
間における受信されたデータおよびチャネル・パラメータに依存する。高速デー
タ・レート移動システムのような高速に変化するチャネルの場合、この方法は推
定時間を短縮するように修正しなければならない。

【０００６】単一チャネル推定は公知の問題であり、この問題を解決する多数の方法が存在
する。しかし、これらの方法をOFDMシステムにおける多重チャネルの推定に拡張
することは論じられていない。たとえば、空間時間符号を用いる通信システムは
、複数の送信アンテナを用いて送信機ダイバーシティ利得を得るが、各伝搬チャ
ネルを別々に推定する必要がある。既存の単一チャネル推定アルゴリズムを使用
する自明の方法は、訓練情報の送信を各送信アンテナごとに時間的に分離するこ
とである。この場合、各アンテナが訓練情報を送信するので、各アンテナに既存
のアルゴリズムを使用することができる。

【０００７】訓練情報を時間的に分離することの欠点は、一定量の訓練データが利用可能で
ある場合、各チャネルを推定するのに用いられる情報の量が少なくなることであ
る。訓練データを2本のアンテナ間で時分割すると、各チャネルの推定値の質が
低下する。訓練データの量を2倍にすることもできるが、この場合、システムの
オーバヘッドが増大する。

【０００８】発明の概要本発明の目的は、2つの送信機を有する通信システムにおいて、別々のチャネ
ル周波数応答を推定する方法および装置を提供することによって、上述の欠点を
解消することである。チャネル周波数応答は、2つの送信機から一斉送信される
、具体的に選択された訓練記号を用いて推定される。本発明は、各チャネルごと
のチャネル推定値を向上させつつ、訓練記号の量を単一チャネル推定の場合に必
要な量と同じ量に維持するという利点を有する。

【０００９】本発明の一態様によれば、2つの送信機を有する直交周波数分割多重方式シス
テムにおけるチャネルに関して、別々のチャネル周波数応答を推定する方法およ
び装置が開示される。第1および第2の訓練記号（A1、A2）および第1の送信機か
らのデータが、第1のチャネルを使用して受信機に送信される。第3および第4の
訓練記号（B1、B2）および第2の送信機からのデータが、第2のチャネルを使用し
て受信機に送信される。第1および第2の受信記号は受信機で受信機される。次に
、第1および第2の受信記号が組み合わされる。次に、組み合わされた受信記号
から第1のチャネルの推定値および第2のチャネルの推定値が得られる。この場合
、第1および第2の受信記号は訓練記号を含み、第1の訓練記号と第3の訓練記号が
第1の記号対を形成し、第2の訓練記号と第4の訓練記号が第2の記号対を形成する
。

【００１０】本発明のこれらおよび他の目的をより良く理解していただくために、一例とし
て、本発明の詳細な説明を、添付の図面に関連して参照する。

【００１１】詳細な説明直交周波数分割多重方式は、チャネル上でデータを効率的に送信するためのエ
ラー強さのある技術である。この技術は、チャネル帯域幅内の複数の副搬送波周
波数（副搬送波）を使用してデータを送信する。これらの副搬送波は、副搬送波
スペクトルを分離し、それによって搬送波間干渉（ICI）をなくすうえで大部分
のチャネル帯域幅を無駄にする、周波数分割多重方式（FDM）のような従来の送
信手法と比べて最適な帯域幅効率が得られるように構成されている。これに対し
て、OFDM副搬送波の周波数スペクトルはOFDMチャネル帯域幅内でかなり重なり合
うが、それにもかかわらず、OFDMでは各副搬送波上に変調された情報を分解し回
復することができる。さらに、OFDMは、チャネル・インパルス応答の長さと比べ
て、長いOFDM記号を使用することによって記号間干渉が防止されるので、従来の
データ送信手法と比べて、多経路フェーディングによるデータ損失を受ける可能
性がずっと低い。さらに、OFDM副搬送波上にデータを符号化することにより、周
波数ダイバーシティを利用して、周波数選択的なフェーディングによる損失を低
減させることができる。

【００１２】 OFDM信号送信の一般的な原則について、図1、すなわち、先行技術による代表
的なOFDM送信機のブロック図を参照して説明することができる。OFDM送信機10は
、ベースバンド・データ・ビットのストリームを入力として受信する。これらの
入力データ・ビット12は直ちにエンコーダ14に送られ、エンコーダ14は、これら
のデータ・ビット12をT_g+T_s秒おきに、Bビットから成るセグメント単位で取り出
す。この場合、T_sはOFDM記号間隔であり、T_gはサイクリック・プレフィックスす
なわちガード・インターバルである。エンコーダ14は通常、ブロック符号化方式
および／または畳込み符号化方式を使用して、誤り補正冗長性および／または誤
り検出冗長性をBビットのセグメントに導入し、次に、符号化されたビットを、m
ビットから成る2N個のサブセグメントに細分する。整数mは通常、2から6の範囲
である。

【００１３】代表的なOFDMシステムには、周波数をもたず、したがって位相をもたないため
に一般にデータの送信には用いられない、零周波数DC副搬送波を含む、2N+1個の
OFDM搬送波がある。したがって、この場合、エンコーダ14は通常、mビットから
成る2N個のサブセグメントの2^m-ary直交振幅変調（QAM）符号化を実行し、mビッ
トのサブセグメントを、2^m-ary配列の所定の対応する複素値点に写像する。この
配列内の各複素値点は、位相および振幅の離散した値を表す。このように、エン
コーダ14は、mビットから成る2N個のサブセグメントの各々に、対応する複素値2 ^m -ary QAM副記号c_k=a_k+jb_k（-N1≦k≦N1）を割り当て、B個のデータ・ビットを
符号化する周波数ドメイン副記号のシーケンスを生成する。さらに、零周波数副
搬送波には通常、c₀=0が割り当てられる。次に、エンコーダ14は、副記号のシー
ケンスを、補間によってフィルタリングを簡略化するうえで必要になる可能性が
ある追加の零と共に、逆離散フーリエ変換器（IDFT）または、好ましくは、逆高
速フーリエ変換器（IFFT）16に転送する。

【００１４】 IFFT16は、OFDM周波数ドメイン副記号のシーケンスをエンコーダ14から受信す
ると、この副記号シーケンスに対して逆フーリエ変換を実行する。言い換えれば
、IFFT16は、各複素値副記号c_kを使用して、2N+1個の副搬送波周波数のうちの対
応する周波数の位相および振幅を記号間隔T_sにわたって変調する。副搬送波はe^- ^2πjf _k ^t によって与えられ、したがって、ベースバンド周波数f_k=k/T_sを有する。
この場合、kは、周波数であり、-N≦k≦Nの範囲の整数である。これにより、IFF
T16は、次式によって与えられる持続時間Tsのデジタル時間ドメインOFDM記号を
生成する：

【式１９】

【００１５】 T_s秒の周波数ドメイン副記号間隔にわたるOFDM副搬送波の、この離散値変調の
結果として、OFDM副搬送波はそれぞれ、周波数ドメインでsinc x=(sin x)/xスペ
クトルを表示する。2N+1個の副搬送波の各々1/T_sを周波数ドメインに間隔を置い
て配置することによって、各副搬送波sinc xスペクトルの一次ピークは他のあら
ゆる副搬送波のスペクトルのヌルに一致する。このように、副搬送波のスペクト
ルは重なり合うが、互いに直交したままである。図2には、OFDM副搬送波の構成
と、搬送波周波数f_ctを中心とするOFDMチャネル帯域幅BW内の変調スペクトルの
エンベロープが示されている。変調搬送波がチャネル帯域幅を非常に効率的に満
たしていることに留意されたい。

【００１６】図1に戻ると、IFFT16によって生成されたデジタル時間ドメインOFDM記号は次
に、デジタル信号プロセッサ（DSP）18に転送される。DSP18は、デジタル時間ド
メインOFDM記号に対する追加のスペクトル整形を実行し、さらに、長さT_gのサイ
クリック・プレフィックスすなわちガード・インターバルを各記号に付加する。
サイクリック・プレフィックスは一般に、記号の一部の繰返しに過ぎない。この
サイクリック・プレフィックスは通常、OFDMチャネル・インパルス応答よりも長
く、したがって、連続する記号間の記号間干渉（ISI）を防ぐ働きをする。

【００１７】循環的に拡張されたスペクトル状デジタル時間ドメインOFDM記号を構成する、
実数値デジタル成分および虚数値デジタル成分が、それぞれデジタル・アナログ
変換器（DAC）20および22に転送される。DAC20および22は、時間ドメインOFDM記
号の実数値デジタル成分および虚数値デジタル成分を、クロック回路24によって
決定された変換速度すなわちサンプリング速度f_{ck_r}で、それぞれ同相OFDMアナ
ログ信号および直交OFDMアナログ信号に変換する。次に、同相OFDMアナログ信号
および直交OFDMアナログ信号はそれぞれ、ミクサ26および28に転送される。

【００１８】ミクサ26および28において、DAC20および22からの同相OFDM信号および直交OFD
M信号を使用してそれぞれ、同相中間周波数信号（IF）および90°移相（直交）I
F信号が変調され、それぞれ同相IF OFDM信号および直交IF OFDM信号が生成され
る。ミクサ26に送られる同相IF信号はローカル発振器30によって直接生成され、
一方、ミクサ28に送られる90°移相IF信号は、ローカル発振器30によって生成さ
れた同相IF信号をミクサ28に送る前に、90°移相器を通過させることによって生
成される。次に、この2つの同相IF OFDM信号および直交IF OFDM信号は結合器34
で組み合わされ、複合IF OFDM信号が形成される。いくつかの先行技術の送信機
において、IF混合は、デジタル・アナログ変換が行われる前にデジタル・シンセ
サイザおよびデジタル・ミクサを使用してデジタル・ドメインで行われる。

【００１９】次に、この複合IF OFDMは無線周波数送信機40に転送される。RF送信機40の多
数の変形が存在し、当技術分野で公知であるが、通常、RF送信機40は、IFバンド
パス・フィルタ42と、RFミクサ44と、RF搬送波周波数ローカル発振器46と、RFベ
ースバンド・フィルタ48と、RF電力増幅器50および、アンテナ52を含んでいる。
RF送信機40は、結合器34からIF OFDM信号を取り込み、RFローカル発振器46によ
って生成された周波数f_ctの送信周波数をこのIF OFDM信号を用いて変調し、チャ
ネル帯域幅BMを占有するRF OFDM変調された搬送波を生成する。OFDM信号全体が
このチャネル帯域幅に収まらなければならないので、チャネル帯域幅は、すべて
の変調されたOFDM副搬送波に合う少なくとも(1/T_s)・(2N+1)Hzの幅でなければな
らない。このRF OFDM変調された搬送波の周波数ドメイン特性を図2に示す。次に
、このRF OFDM変調された搬送波は、アンテナ52からチャネルを通ってリモート
位置のOFDM受信機に送信される。RF送信機の他の態様において、OFDM信号を使用
し、周波数変調、単側波帯変調、または他の変調技術を用いて送信搬送波が変調
される。したがって、結果として得られるRF OFDM変調された搬送波は、図2に示
すRF OFDM変調された搬送波とまったく同じ形状を有しているわけではなく、す
なわち、RF OFDM変調された搬送波は、送信搬送波を中心として配置されず、そ
の代わりに送信搬送波のいずれかの側に配置される場合がある。

【００２０】 OFDM受信機は、OFDM信号を受信し、OFDM副搬送波として符号化された帯域幅デ
ータ・ビットをリモート位置で回復するために、上述のOFDM送信機によって実行
されるすべての動作とほぼ逆の動作を実行しなければならない。このような動作
について、図3、すなわち、先行技術による代表的なOFDM受信機のブロック図を
参照して説明することができる。

【００２１】受信信号はまず、その帯域幅を制限するように受信機フィルタ302でフィルタ
リングされる。帯域制限された受信信号は次に、プロセッサを備えるチャネル・
エスティメータ304に送信される。チャネル・エスティメータは、帯域制限され
た受信信号を処理して、送信チャネルのチャネル周波数応答の推定値を生成する。この例において、チャネル・エスティメータはまた、フレーム同期
を既知の方法で実行し、フレーム・タイミングの推定値を生成する。

【００２２】フレーム・タイミングの推定値はS/Pプロセッサ306に送信され、S/Pプロセッサ306はN個の記号を選び分けるこ
とによって、受信フィルタ302からのシリアル・データ入力ストリームおよびチ
ャネル・エスティメータからのフレーム・タイミングをパラレル・ストリームに
変換する。S/P306は、受信された循環的に拡張されたOFDMフレームを出力する。
次に、プロセッサ308において、OFDMデータ・フレームに付加されたサイクリッ
ク・プレフィックスが除去される。適切な同期によってフレーム間干渉が除去さ
れる。次に、受信されたOFDMデータ・フレームが離散フーリエ変換器DFT310に送
信される。DFT310は離散フーリエ変換を使用して、N個の副搬送波によるOFDM復
調器を実現し、この場合、入力が時間ドメインに対応し、出力が周波数ドメイン
に対応する。DFT310は、チャネル・イコライザ312に対するチャネル周波数応答
の影響を受ける送信された変調記号を出力する。

【００２３】チャネル・イコライザ312は、推定されたチャネル周波数応答および送信され
た変調信号を受信する。チャネル・イコライザ312は、周波数ドメインを強制的
に零にする等化をOFDM副搬送波に対して実行する。ある所定のしきい値を超える
値を有する副搬送波のみが等化される。これは、所定のしきい値よりも小さな値
は信頼できない値とみなされるからである。チャネル・イコライザ312は、回復
された復調信号を出力する。回復された変調信号は、P/Sプロセッサ314において
N記号パラレル・データ・ストリーム（フレーム）からシリアル・ストリームに
変化される。次に、シリアル・ストリームはベースバンド復調器316に入力され
る。ベースバンド復調器316は、回復された変調信号を復調し、ベースバンド信
号方式に従って1つの入力信号をk個のバイナリ記号に写像する。ベースバンド復
調器は、受信されたバイナリ・データをデータ・シンク318に出力し、データ・
シンク318は、受信されたデータに用途特有の処理を加える。

【００２４】図4には、2本の送信アンテナと1本の受信アンテナとを含むOFDM通信システム4
00のモデルが示されている。このシステムは、2つの別々の伝搬チャネルH1およ
びH2を有している。本発明のこの態様の目標は、訓練情報の構造を使用してこれ
らのチャネルの両方のチャネル周波数応答を推定することである。第1の送信機4
02は、たとえば上記で図1に関して記載したように、送信すべき情報を生成し、
この情報は送信フィルタ404に送信され、次に物理チャネルH1（406）を通して受
信機414に送信される。送信中に、送信される信号に必ず雑音が付加される。第2
の送信機408は、送信すべき情報を生成し、この情報を送信フィルタ410に送信す
る。次に、この情報は物理チャネルH2 （412）を通して受信機414に送信される
。送信中に、送信される信号に必ず雑音が付加される。これらの信号は、受信機
414で受信されると、受信フィルタ416でフィルタリングされ、次にプロセッサ41
8で処理される。プロセッサ418の動作の1つは、チャネルH1およびH2のチャネル
周波数応答を推定することである。

【００２５】図5には、訓練情報が2つの送信機402および408によってどのように送信される
かが示されている。第1の送信機402はOFDM訓練記号A1およびA2を送信し、第2の
送信機408はOFDM訓練記号B1およびB2を送信する。受信機の目標は、A1およびA2
のすべての情報を用いてチャネルH1のチャネル周波数応答を推定し、かつB1およ
びB2のすべての情報を用いてチャネルH2のチャネル周波数応答を推定することが
できるようにOFDM記号を分離することである。

【００２６】次に、本発明の一態様の動作について図6を参照して説明する。以下に詳しく
説明するように、送信機402および408は、段階602で適切な訓練記号を選択し、
段階604で、訓練記号およびデータをそれぞれ物理チャネルH1およびH2上で送信
する。次に段階606で、送信された訓練記号およびデータが受信機414で受信され
る。訓練記号A1およびB1の送信時に周波数ドメイン内の受信機において、1番目
に受信される記号R1は、付加的な雑音N1を伴い、

【式２０】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 であり、訓練記号A2およびB2の送信時に2番目に受信される記号R2は、付加的な
雑音N2を伴い、

【式２１】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 である。雑音を低減させるために、段階608で信号R1と信号R2を加算する。

【式２２】 R=R1+R2=H1・A1+H2・B1+H1・A2+H2・B2+N1+N2 各項を並べ替えると、次式が得られる。

【式２３】 R=H1・(A1+A2)+H2・(B1+B2)+N1+N2

【００２７】 H1を推定するには、受信信号Rに対するH2の影響を除去する必要があり、逆に
ついても同様である。そのため、B1+B2は零に等しくし、一方、A1+A2をそのまま
にしておく必要があり、逆についても同様である。本発明の一態様による解決策
は、A1、A2、B1、およびB2を以下のように選択することである： A1は、各搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=A1 B2=-A1 および|A1|²=1 この場合、R1とR2の和は以下のように求められる：

【式２４】 R=R1+R2=H1・A1+H2・A1+H1・A1-H2・A1+N1+N2 = 2・H1・A1+H2・(A1-A1)+N1+N2=2・H1・A1+N1+N2

【００２８】段階610で、チャネル周波数応答は、Rに

【式２５】 A1共役を掛けて2で割ることによって、推定することができる。雑音は独立して
いるので、そのパワーが2で割られている。

【００２９】同様に、R1およびR2の引算をすることによってチャネルのチャネル周波数応答を推定することができる。

【式２６】 R=R1-R2+N1+N2=H1・A1+H2・A1-H1・A1+H2・A1+N1-N2 = H1・(A1-A2)+2・H2・A1+N1-N2+2・H2・A1+N1-N2 ここで、チャネル周波数応答は、RにA1共役および

【式２７】を掛けて2で割ることによって、推定することができる。

【００３０】この解決策の1つの欠点は、相加性白色ガウス雑音（AWGN）チャネルのようにH
1=H2の場合、A2およびB2中に受信される信号はA1-A1=0に等しく、したがって何
も受信されないことである。この影響を除去するには、記号対（A1、B1）と記号
対（A2、B2）が互いに直交する必要がある。この場合、チャネルH1とチャネルH2
が偶然等しい場合、記号対同士が打ち消し合うことはなくなる。

【００３１】本発明の他の態様によれば、記号A1、A2、B1、B2を次のように選択すると、相
加性白色ガウス雑音チャネルの問題をなくすのに必要なすべての特性が得られる
。記号対（A1、B1）と記号対（A2、B2）は90°の移相を有し、したがって互いに
直交しており、相加性ガウス雑音チャネルで互いに打ち消し合うことはない。さ
らに、チャネル推定はH1にA1とA2の両方を使用し、H2にB1とB2の両方を使用する
ことによって行うことができる。

【００３２】 A1は、各搬送波に1つの、1組の複素数である。 A2=A1 B1=e^jπ/2A1 B2=e^-jπ/2A1 および|A1|²=1 これらの訓練記号を用いた場合、チャネル推定はH1については以下のように行う
ことができる。

【式２８】 R=R1+R2+N1+N2=H1・A1+H2・e^jπ/2・A1+H1・A1+H2・e^-jπ/2・A1+N1+N2 = 2・H1・A1+H2・A1(e^jπ/2+e^-jπ/2)+N1+N2=2・H1・A1+N1+N2 ここで、チャネル周波数応答は、RにA1共役および

【式２９】を掛けて2で割ることによって、推定することができる。

【００３３】次に、チャネルのチャネル周波数応答の推定を、以下のように行うことができる：

【式３０】 R=e^-jπ/2・R1+e^jπ/2・R2=H1・e^-jπ/2・A1+H2・A1+H1・e^jπ/2・A1+H2・A1+N1+N2 = H1・A1・(e^-jπ/2+e^jπ/2)+2・H2・A1+N1+N2=2・H2・A1+N1+N2 ここで、のチャネル周波数応答を次式によって推定することができる：

【式３１】

【００３４】本発明の方法および装置を添付の図面に示し、詳細な説明において説明したが
、本発明が開示された態様に限らず、特許請求の範囲に記載され特許請求の範囲
によって定義されるように、本発明の趣旨または範囲から逸脱せずに、本発明に
多数の変更、修正、および置換を施すことができることは理解される。

【図面の簡単な説明】

本発明のこれらの目的およびその他の目的をより理解するため、参照は本発明
を詳細に説明しており、例示のためには、参照を以下の図面と共に読むべきであ
る。

【図１】先行技術による代表的なOFDM送信機のブロック図である。

【図２】先行技術による、OFDM副搬送波およびその変調スペクトルの周波
数ドメイン位置を示す、OFDMチャネル帯域幅内の代表的なOFDM信号の図である。

【図３】先行技術による、代表的なOFDM受信機のブロック図である。

【図４】本発明の一態様による、2本の送信アンテナおよび1本の受信アン
テナを含むOFDM通信システムのブロック図である。

【図５】本発明の一態様による、訓練情報の送信を示す図である。

【図６】本発明の一態様による、チャネル推定過程を示すフローチャート
である。

【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書

【提出日】平成１４年２月２５日（２００２．２．２５）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正の内容】

【特許請求の範囲】

【式１】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 に等しく、かつ第2の受信された訓練記号R2が、

【式２】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項1記載の方法。

【式３】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、

【式４】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項3記載の方法。

【式５】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、

【式６】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項6記載の方法。

【式７】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 に等しく、かつ第2の受信された記号R2が、

【式８】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項8記載のシステム。

【式９】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、

【式１０】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項9記載のシステム。

【式１１】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、

【式１２】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項12記載のシステム。

【式１３】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 に等しく、かつ第2の受信された訓練記号R2が、

【式１４】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項14記載の受信機。

【式１５】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、

【式１６】 H2=H2+(N1+N2)/2に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項16記載の受信機。

【式１７】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、

【式１８】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項19記載の受信機。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】 2つの送信機を有する直交周波数分割多重方式システムにお
けるチャネルに関する、別々のチャネル周波数応答を推定する方法であって、各チャネルの周波数応答を別々に推定できるようにする、各アンテナ用の訓練
記号を選択する段階；第1のアンテナ用に選択された訓練記号を、第1のチャネルを使用して第1の送
信機から受信機に送信する段階；第2のアンテナ用に選択された訓練記号を、第2のチャネルを使用して第2の送
信機から受信機に送信する段階；受信機で訓練記号を受信する段階；ならびに受信された訓練記号から第1のチャネル推定値および第2のチャネル推定値を推
定する段階、を含む方法。
【請求項２】記号が直交する、請求項1記載の方法。
【請求項３】 A1およびA2が第1のアンテナ用の訓練記号であり、B1およびB
2が第2のアンテナ用の訓練記号であり、ここで A1は、各副搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=A1 B2=-A1 および|A1|²=1である、請求項1記載の方法。
【請求項４】第1の受信された訓練記号（R1）が、【式１】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 に等しく、かつ第2の受信された訓練記号R2が、【式２】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項1記載の方法。
【請求項５】第1のチャネル推定値が、【式３】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、【式４】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項3記載の方法。
【請求項６】 A1およびA2が第1のアンテナ用の訓練記号であり、B1およびB
2が第2のアンテナ用の訓練記号であり、ここで A1は、各副搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=e^jπ/2A1 B2=e^-jπ/2A1 および|A1|²=1である、請求項1記載の方法。
【請求項７】第1のチャネル推定値が、【式５】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、【式６】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項6記載の方法。
【請求項８】 2つの送信アンテナを有する直交周波数分割多重方式システム
におけるチャネルに関する、別々のチャネル周波数応答を推定するシステムであ
って、各チャネルの周波数応答を別々に推定できるようにする、各アンテナ用に選択
される訓練記号；第1のアンテナ用に選択された訓練記号および第1の送信機からのデータを、第
1のチャネルを使用して受信機に送信する第1の送信機；第2のアンテナ用に選択された訓練記号および第2の送信機からのデータを、第
2のチャネルを使用して受信機に送信する第2の送信機；受信機で受信された訓練記号を受信する受信機；第1および第2の受信された記号を組み合わせる結合器；ならびに組み合わされた受信された記号から、第1のチャネル推定値および第2のチャネ
ル推定値を推定するプロセッサ、を含むシステム。
【請求項９】 A1およびA2が第1のアンテナ用の訓練記号であり、B1およびB
2が第2のアンテナ用の訓練記号であり、ここで A1が、各副搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=A1 B2=-A1 および|A1|²=1である、請求項8記載のシステム。
【請求項１０】第1の受信された記号（R1）が、【式７】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 に等しく、かつ第2の受信された記号R2が、【式８】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項8記載のシステム。
【請求項１１】第1のチャネル推定値が、【式９】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、【式１０】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項9記載のシステム。
【請求項１２】 A1およびA2が第1のアンテナ用の訓練記号であり、B1およ
びB2が第2のアンテナ用の訓練記号であり、 A1が、各副搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=e^jπ/2A1 B2=e^-jπ/2A1 および|A1|²=1である、請求項8記載のシステム。
【請求項１３】第1のチャネル推定値が、【式１１】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、【式１２】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項12記載のシステム。
【請求項１４】以下を含む、2つのチャネル上で2つの送信機から信号を受
信する受信機：第1および第2の送信機から送信された、第1の受信された記号（R1）および第2
の受信された記号（R2）をフィルタリングするフィルタであって、第1の受信さ
れた記号が、第1の送信機からの第1の訓練記号（A1）および第2の送信機からの
第1の訓練記号（B1）を含み、かつ第2の受信された記号（R2）が、第1の送信機
からの第2の訓練記号（A2）および第2の送信機からの第2の訓練記号（B2）を含
み、訓練記号が各チャネルの周波数応答の影響を受けるフィルタ；第1および第2の受信された記号を組み合わせるための結合器；ならびに組み合わされた受信された記号から、第1のチャネル推定値および第2のチャネ
ル推定値を推定するためのプロセッサ。
【請求項１５】記号が直交する、請求項14記載の受信機。
【請求項１６】 A1が、各副搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=A1 B2=-A1 および|A1|²=1である、請求項14記載の受信機。
【請求項１７】第1の受信された記号（R1）が、【式１３】 R1=H1・A1+H2・B1+N1 に等しく、かつ第2の受信された訓練記号R2が、【式１４】 R2=H1・A2+H2・B2+N2 に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項14記載の受信機。
【請求項１８】第1のチャネル推定値が、【式１５】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、【式１６】 H2=H2+(N1+N2)/2に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項16記載の受信機。
【請求項１９】 A1が、各副搬送波に1つの、1組の複素数であり、 A2=A1 B1=e^jπ/2A1 B2=e^-jπ/2A1 および|A1|²=1である、請求項14記載の受信機。
【請求項２０】第1のチャネル推定値が、【式１７】に等しく、かつ第2のチャネル推定値が、【式１８】に等しく、式中、N1およびN2が雑音である、請求項19記載の受信機。