JP4046456B2 - Ｃｄｍａ通信のダウンリンク・ダイバーシチ提供方法及び装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムに関し、詳しくはウォルシュ符号（Walsh codes） を用いるこれらのシステムにおいてダウンリンク・ダイバーシチを提供するための方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダウンリンク上でユーザを分離するために基地局に特定のカバリング（総括）符号と共にユーザ直交ウォルシュ関数（又は符号）を用いるＣＤＭＡシステムを考える。ここで用いる用語「ダウンリンク」は、基地局から移動端末又は移動局（以下、包括的に、「移動局」と称する）への通信路（パス）を意味し、移動局から基地局への通信路を意味する「アップリンク」に対比して用いられ、周知である。
【０００３】
１個の共通基地局から信号を受信するＫ個の移動局を有するシステムについて、単一の送信アンテナ上で送信された信号は次式で表される。
ｘ(ｔ)＝（Σi=1 K(Ｐi)1/2ｓi(ｔ)ｗi(ｔ)＋(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)）ｐ(ｔ) (１)
【０００４】
但し、Ｐi はｉ番目の移動局に送信された電力、ｓi(ｔ) 及びｗi(ｔ) はそれぞれｉ番目の移動局向けのデータ信号及びその移動局に特定固有のウォルシュ関数、Ｐp はウォルシュ関数０を用いるパイロット信号の電力、そして、ｐ(ｔ)は対象基地局に対するカバリング符号である。更に、ウォルシュ関数は直交で、記号時間Ｔs ごとに反復される。すなわち次式で表される。
∫0 Ts(ｔ)ｗi(ｔ)ｗj(ｔ)ｄｔ＝１（ｉ＝ｊ）又は、＝０（ｉ≠ｊ） (２)
【０００５】
この移動局においては単一のアンテナ上で次式の信号が受信される。
ｙ(ｔ)＝ｈ(ｔ)ｘ(ｔ)＋ｎ(ｔ) (３)
但しｈ(ｔ)は無線チャネルに起因する複合増倍ひずみ、そしてｎ(ｔ)は熱雑音である。
【０００６】
ｉ番目の移動局（移動局ｉ）は、受信された信号（受信信号）のアンカバー処理（カバリング符号の除去）後、ｋ番目の記号区間（インタバル）の間、受信信号をｉ番目のウォルシュ関数を用いて相関処理して（「相関処理する」とは「相関関係を検出算定する」ことを意味する）、次式の決定統計値ｚI[ｋ] を得る。
【０００７】
ｚi[ｋ]＝∫(k-1)Ts kTsｙ(ｔ)ｐ*(ｔ)ｗi(ｔ)ｄｔ
＝(Ｐi)1/2ｈ[ｋ]ｓi[ｋ]＋ｎ[ｋ] (４)
但し、ｈ[ｋ]はｋ番目の記号区間内でのチャネルひずみｈ(ｔ)の累積影響、そしてｓi[ｋ] はｉ番目の移動局に対して送信されたｋ番目の記号である。
【０００８】
送信された記号は、パイロットチャネルから得られるチャネル推定値（estimate）を用いることによって復元できる。これは次式で表される。
＾ｓi[ｋ]＝ｆ(ｚi[ｋ]＾ｈ*[ｋ]) (５)
但し、ｆ(・)は適切な決定関数である。（尚、ｓの上側に＾を付加した数学記号を簡易的に＾ｓで表す。以下同様。）
【０００９】
急速的確な電力制御のない、平坦なレイリー型フェージングのチャネルを仮定すると、結果として得られるチャネル性能は、ダイバーシチ不足から、低い値となる。その結果、ダイバーシチ受信を可能にして性能を相当に改良するために、受信機に第２のアンテナを設けることが望ましい。しかし、移動局のハンドセット（送受端末）では第２のアンテナを容易に付加できない。そのため、送信機からダイバーシチ性能を得る方法が提案されてきた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような、送信機からダイバーシチ性能を得る方法の１つは、同じ信号を多数の搬送波（マルチ搬送波）上で送信する方法である。しかし、これは移動体通信で浪費する余裕のない資源である帯域幅を浪費することになる。これに代わる、より妥当な第２の方法は遅延ダイバーシチである。この方法は、数個のチップで時間的に遅延させた第２の送信を別個のアンテナ上で行うことによって信号を基地局から２回送信し、これで意図的に多重路（マルチパス）を生じさせる方法である。
【００１１】
この方法では、電力を２つの送信に分割することで送信電力は増加しないが、変更を要さずに移動局のレーキ型受信機で容易に利用できる時間ダイバーシチが得られる。しかし、この方式は結局、この意図的なマルチパスに起因する自己干渉によって制限を受ける。全てのユーザ信号が同期的に送信されるので、この自己干渉は極めて大きく、中負荷乃至重負荷状態のシステムには特にそうである。
【００１２】
空間／時間符号化の領域でダイバーシチを改良する試みとしていくつかの手法が提案されている。例えば、簡単な２分岐型送信ダイバーシチ手法が文献に述べられている（Siavash M. Alamouti, "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications," IEEE Journal On Select Areas In Communications, Vol. 16, No. 8, October 1998）。
【００１３】
更に、マルチ送信アンテナを用いて、フェージングのあるチャネル上でデータレートと通信の信頼性とを改善するためにチャネル符号を使用する手法の記述が別の文献にある（Vahid Tarokh et al., "Space-Time Codes for High Data Rate Wireless Communication:Performance Criterion and Code Construction," IEEE Transactions On Information Theory, Vol. 44, No. 2, March 1998）。
【００１４】
又更に、フェージングのある環境において受信を改善するためにマルチ送信アンテナを使用可能にするように、メッセージを符号化してダウンリンク上で送信する手法が米国特許仮出願番号６０／１１４，６２１に述べられている（１９９９年１月４日仮出願、名称：Space-Time Spreading Method of CDMA Wireless Communication," 同一名称による１９９９年４月２日付け正式出願特許の基礎となる内容）。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＣＤＭＡシステムにおけるダウンリンク・ダイバーシチを改良するための方法及び装置を提供する。これは、Ｋ個の移動局を扱う１個の共通基地局において、Ｋ個に等しくても等しくなくてもよいＭ個の送信アンテナに関連してウォルシュ符号（ウォルシュ関数としても知られる）を用いることによって得られるので有利である。このようなダウンリンク・ダイバーシチの形態をここでは、ウォルシュ・ダイバーシチ又は空間／時間符号ダイバーシチと称する。
【００１６】
どの場合でも、各送信アンテナが、Ｋ個の移動局の各々についてのデータ信号によってウォルシュ符号を変調した結果を表す信号を送信する。但し、データ信号内に、特定の移動局に関するデータが存在すると仮定する。
【００１７】
例えば、１番目の送信アンテナが、１番目の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移動局に連関するデータ信号によって２番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ番目の移動局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分までの成分とを有する信号を送信する。
【００１８】
それから、２番目の送信アンテナが、１番目の移動局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移動局に連関するデータ信号によって（Ｋ−１）番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ番目の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分までの成分とを有する信号を送信する。
【００１９】
説明から判るように、本例において、第１のアンテナに用いられるのと同じ個数のウォルシュ符号が第２のアンテナに関連して用いられるが、これは、この個数のウォルシュ符号が単に、ウォルシュ符号をそれぞれ変調するデータ信号に関して再分配されるのである。ユーザの序数割り当ては任意である。すなわち、どのユーザでも、ユーザＫ（Ｋ番目のユーザ）（移動局）として指定できる。しかし、ウォルシュ符号の相対的割り当ては、送信マトリックスＴに基づいて行われる。
【００２０】
送信マトリックスは、各アンテナについてウォルシュ符号上にユーザデータ記号をマッピングするもので、望ましくは、その列が送信アンテナを表すようにそして直交であるように設計される。このマトリックスの行は、ウォルシュ符号や周波数帯域のような直交チャネルを表す。同様な再分配がＭ個のアンテナの各々について行われ、その結果、与えられた移動局のデータ信号に連関するＭ個の送信信号の各々における成分が、特定固有のウォルシュ関数を変調する。
【００２１】
したがって、与えられた移動局では、その移動局が受信信号をＭ個の異なるウォルシュ符号を用いて相関処理するだけでよい。その理由は、Ｍ個の異なるウォルシュ符号がその特定の移動局に連関するデータ信号によって変調された結果を、受信された各送信信号が成分として有するからである。しかし、具体的な実施例では、Ｍ個よりも少ない個数の、異なるウォルシュ符号を用いる場合があることを注記したい。又、基地局のＭ個のアンテナは望ましくは、相互に独立である。すなわち相関関係にない。
【００２２】
下で述べるように、ウォルシュ符号を選択する際の対象となるウォルシュ符号群は、２n （２のｎ次べき数）個の、異なるウォルシュ符号からなる。このｎは、数式ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」（ceiling operator）（「の右に「を左右反転させて得られる記号を配置した記号）で囲んだ式で得られ整数で、次の数式で得られる。
【数１】
【００２３】
しかし、どの与えられた移動局に関しても、必要とされる異なるウォルシュ符号の個数は、その特定の移動局を扱う送信アンテナの個数さえあればよい。Ｍ個の相関処理のそれぞれの結果が組み合わされ、そして、得られたチャネル推定値を用いて、受信機が、その特定の移動局に関する特定のデータを推定してユーザに提供する。尚、個数Ｋは、基地局が通信関係を設立できる移動局の総数よりも少なくできる。又、本発明は、Ｍ個の送信アンテナと１個の移動局との間のそれぞれのチャネルを推定する種々の方法も提供する。
【００２４】
したがって、本発明によれば、ウォルシュ符号を用いるダウンリンク・ダイバーシチの改良を（ｉ）移動局において追加の受信アンテナを要さず、（ii）帯域幅を浪費せず、そして （iii）自己干渉を生じさせないような仕方で提供することができる。
【００２５】
本発明のダウンリンク・ダイバーシチの手法は、ＩＳ−９５Ｃ物理層草案に提案されている物理層にも適用できる。本発明の形態のダウンリンク・ダイバーシチは、最小限の符号化利得しか得られない同草案の直交送信ダイバーシチのオプションを拡張し、真のダイバーシチ利得を提供する。本発明は又、種々のＩＳ−９５Ｃ直接拡散及びマルチ搬送波の実施例を提供する。しかし、本発明の手法がどのＣＤＭＡ通信システム又は同様のシステムにも、より広範に適用できることを理解されたい。
【００２６】
【発明の実施の形態】
下で詳しく述べるように、本発明は、ＣＤＭＡシステムにおける基地局と移動局との間のダウンリンク・パス上での改良ダイバーシチを得るための方法及び装置を提供する。これは、後で述べるように、共通基地局におけるマルチ送信アンテナと、送信マトリックスＴに基づく２n 個のウォルシュ符号からなるウォルシュ符号群とを用いることによって行われる（但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）。システムには、この基地局に連関するＫ個の移動局が存在する。
【００２７】
このようにして、ダウンリンク・ダイバーシチが、移動局において追加の受信アンテナを要さず、帯域幅を浪費せず、そして自己干渉を生じさせずに得られるので有利である。
【００２８】
式（１）から（５）までに関して上に述べたシステムを考える。しかし、今は、２個の送信アンテナと、簡単にするため２人のユーザとを考える。当面、パイロット信号については無視することとする。
【００２９】
第１のアンテナ上では、送信信号は次式で表される。
ｘ1(ｔ)
＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1(ｔ)ｗ1(ｔ)−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *(ｔ)ｗ2(ｔ)）ｐ(ｔ) (６)
又、第２のアンテナ上では、送信信号は次式で表される。
ｘ2(ｔ)
＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *(ｔ)ｗ2(ｔ)＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2(ｔ)ｗ1(ｔ)）ｐ(ｔ) (７)
【００３０】
尚、ｓ1(ｔ) は第１のユーザに連関するデータ信号を表し、ｓ2(ｔ) は第２のユーザに連関するデータ信号を表す。更に、ｓ1(ｔ)*は第１のユーザに連関するデータ信号の共役複素数を表し、ｓ2(ｔ)*は第２のユーザに連関するデータ信号の共役複素数を表す。尚、変数又は関数に関連してアステリスク（星印）(*) を用いた場合は、その変数又は関数の共役複素数を表す。
【００３１】
受信機においては、受信信号をアンカバー処理し、２個のウォルシュ符号を用いて相関処理する。これら２つのウォルシュ符号相関処理の出力として、次式が得られる（記号区間への依存部分を削除）。
ｚ1＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1 (８)
ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2 (９)
【００３２】
これらの式は、決定統計値の式に干渉項を導入するものである。しかし、チャネルひずみの推定値＾ｈ1 及び＾ｈ2 が得られていると仮定すると、第１の移動局に対する信号推定値を次式のように得ることができる。
【００３３】
＾ｓ1＝ｆ{＾ｈ1 *ｚ1＋＾ｈ2ｚ2 *}
＝ｆ{＾ｈ1 *（(Ｐ1／２)1/2ｈ1 *ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1）
＋＾ｈ2（(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2）*}
＝ｆ{（(Ｐ1／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ1／２)1/2|ｈ2|2）ｓ1）
＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (10)
但し、チャネルひずみの推定値が正確であると仮定した。これは、＾ｈ1＝ｈ1及び＾ｈ2＝ｈ2を意味する。
【００３４】
同様に、第２の移動局に対する信号推定値を次式のように得ることができる。＾ｓ2＝ｆ{＾ｈ2 *ｚ1−＾ｈ1ｚ2 *}
＝ｆ{（(Ｐ2／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ2／２)1/2|ｈ2|2）ｓ2）
＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (11)
【００３５】
これは、２個のアンテナによるダイバーシチ受信（３ｄＢのアパーチャ利得なしの場合）に対する決定統計と同一であることを認識されたい。したがって、ダイバーシチ利得が、移動局受信機において追加の受信アンテナを要さず、追加の帯域幅を必要とせず、そして自己干渉を生じさせずに得られるので有利である。尚、用語「ダイバーシチ利得」は、移動局における信号対雑音比の統計的再分配の改善による受信改善を意味する。
【００３６】
本発明の手法は、任意の個数のアンテナを用いる場合へも拡張可能である。本発明の手法の重要な態様として、送信マトリックスＴとの関連がある。もしマトリックスの行（水平方向）がウォルシュ符号を表し、列（垂直方向）が基地局の送信アンテナを表すとすると、２個のアンテナ及び２人のユーザの場合の本発明の手法は、次式のマトリックス（２行及び２列からなる）で表すことができる（簡易的に上から順に第１行、第２行と行ごとに分けて表記する。１つの行内では左側が左の列（第１列）を、右側が右の列（第２列）を表す。）。
【００３７】
Ｔ＝［送信マトリックス（２行・２列） (12)
第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］
第２行＝［ｓ2 ｓ1 *］
望む信号を受信機において干渉なしに得るためには、マトリックスＴの列は直交であることを要する。例えば、上のマトリックスにおいては次式の成立を意味する。
【００３８】
ｔ2 tｔ1＝−ｓ2ｓ1＋ｓ1ｓ2
＝０ (13)
但しｔi はマトリックスＴのｉ番目の列（第ｉ列）、( )tは転置共役値である。
【００３９】
ユーザの個数を増加するには、列が直交であるマトリックスＴを増大させるだけでよい。他の要件の１つは、マトリックスＴが２n 個の行を有することである（ｎは或る整数）。言い換えると、Ｋ人のユーザに対しては、２n 個のウォルシュ符号を要する。但し前に述べたように、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」（ceiling operator）で囲んだ式で得られる値（整数）である。
【００４０】
しかし、アンテナの個数Ｍは、Ｍ≦ｎを条件として任意に与えることができる。可能性の高い個数は、Ｍ＜Ｋ、例えば、Ｍ＝２又は４である。別の例として、もし４人のユーザ及び２個のアンテナを伴うＢＰＳＫ（２相シフトキー操作）変調を仮定すると、次に示す送信マトリックスを用いることができる。
【００４１】
Ｔ＝［送信マトリックス（４行・２列）］ (14)
第１行＝［ｓ1 −ｓ4］
第２行＝［ｓ2 −ｓ3］
第３行＝［ｓ3 ｓ2］
第４行＝［ｓ4 ｓ1］
【００４２】
この送信マトリックスは又、受信信号の復号化への鍵でもある。ウォルシュ符号相関処理の出力のベクトルｚを次式で表すことができる。
ｚ＝Ｔｈ＋ｎ (15)
但し、ｈはチャネル係数のベクトルである。前に述べたように、送信マトリックスは直交であるように設計される。すなわち、ＴtＴ＝ｎＩ、 但し、ｎはウォルシュ符号の個数である。
【００４３】
しかし、ｚを次式のように書き直すことができる。
ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (16)
但し、Ｈはチャネル・マトリックスで、このチャネル・マトリックスが、送信された記号を、適切なチャネル係数で重み付けされた、記号が用いるウォルシュ符号にマッピングする。言い換えれば、Ｔｈ＝Ｈｓである。このように表し得るのは、送信マトリックスＴが直交であるように設計されるからである。Ｈも又、直交である。
【００４４】
したがって、復号化するには単に、送信マトリックスＴの知識とチャネル係数のベクトルｈの推定とによりチャネル・マトリックスの推定値を生成しさえすればよい。これにより、移動局受信機における復号化は次式のように表される。
＾ｓ＝Ｈtｚ
＝αｓ＋Ｈtｎ (17)
但し、α=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|ｈM|2。 したがって、もし全てのチャネルが独立している場合、Ｍ重ダイバーシチが得られる。
【００４５】
本明細書に述べるウォルシュ・ダイバーシチは、ダイバーシチ性能を得るのに且つ他のユーザに起因する干渉項を除去するのに、チャネル係数の推定値に依存する。次に、ウォルシュ・ダイバーシチを用いるＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定プロセスを行うための推奨方法を説明する。
【００４６】
一実施例では、要求されるチャネル係数を得るためのチャネル推定プロセスは、各アンテナにパイロット信号として１個のウォルシュ符号を割り当てるプロセスである。そのウォルシュ符号はそのアンテナに対してのみ用いられる。したがって、送信アンテナの個数がＭ個の場合、チャネル推定にＭ個のウォルシュ符号を用いる必要がある。
【００４７】
一例として、アンテナ０及びアンテナ１と名付けた２個のアンテナと２個のユーザ（移動局）とを有するシステムを考える。ウォルシュ符号０を、アンテナ０に連関するパイロット信号用とし、ウォルシュ符号１を、アンテナ１に連関するパイロット信号用とする。すると、移動局受信機において、ＲＦ（無線周波数）フィルタ処理、ダウンコンバート処理（下方周波数変換）、及びアンカバー処理後、次式の値が得られる。
【００４８】
ｒ(ｔ)＝(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)ｈ0＋(Ｐp)1/2ｗ1(ｔ)ｈ1
＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ2(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *ｗ3(ｔ)ｈ1
＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ1−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *ｗ3(ｔ)ｈ0
＋ｎ(ｔ) (18)
但し、Ｐp はどちらかのパイロット信号に連関する電力、Ｐi 及びｓi はそれぞれ、移動局ｉに連関する電力及びデータ信号、そしてｈI はアンテナｉから見たその移動局におけるチャネルである。
【００４９】
すると、移動局１及び２（ウォルシュ符号２及び３を用いる）に対する受信機におけるウォルシュ符号相関器の出力として次式の値が得られる。
ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ0ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2＋ｎ1 (19)
ｚ3＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ0ｓ2 *＋ｎ2 (20)
【００５０】
ｓ1 及びｓ2 の推定値を得るには、まずｈ0 及びｈ1 の推定が必要である。この推定は、単に信号をウォルシュ符号０及び１を用いて相関処理することにより、簡単率直な仕方で行われる。すなわち、ｈ0 の推定値が次式で得られる。
^ｈ0＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ0(ｔ)ｄｔ
＝(Ｐp)1/2ｈ0＋ｎ0 (21)
【００５１】
同様に、ｈ1 の推定値が次式で得られる。
^ｈ1＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ1(ｔ)ｄｔ
＝(Ｐp)1/2ｈ1＋ｎ1 (22)
Ｍ個の送信アンテナに対しては、単にＭ個のウォルシュ符号を、Ｍ個のパイロットチャネルの各々に１個ずつを当てればよいことは明らかである。
【００５２】
パイロットチャネルを用いないがパイロット記号を用いるシステムにおいても、簡単率直な仕方でチャネル推定値を得ることができる。すなわち、単に、Ｎ個の既知のデータ記号を２n 個のウォルシュ符号の各々上で同期的に送信しさえすればよい（但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」で囲んで得られる整数である。）これを次例で説明する。
【００５３】
２個の送信アンテナ及び４人のユーザ（４個の移動局）を有するシステムを考える。ダウンコンバート処理後の受信信号は次式で表される。
ｒ(ｔ)＝(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ1(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ0
＋(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ3(ｔ)ｈ0＋(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ4(ｔ)ｈ0．．．
−(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ1(ｔ)ｈ1−(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ2(ｔ)ｈ1
＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ3(ｔ)ｈ1＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ4(ｔ)ｈ1
＋ｎ(ｔ) (23)
ここでは、実数記号を仮定した。
【００５４】
受信機における４個のウォルシュ符号相関器の出力が次式で表される。
ｚ1＝ｓ1ｈ0−ｓ4ｈ1＋ｎ1
ｚ2＝ｓ2ｈ0−ｓ3ｈ1＋ｎ2
ｚ3＝ｓ3ｈ0−ｓ2ｈ1＋ｎ3
ｚ4＝ｓ4ｈ0−ｓ1ｈ1＋ｎ4 (24)
但しｎI は相関器ｉの出力のＡＷＧＮ（相加性白色ガウス雑音）成分である。
【００５５】
もし全ての訓練（トレーニング）記号が１、すなわちｓI＝１ の場合、単純に次式が得られる。
＾ｈ0＝（ｚ1＋ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４
＝αｈ0＋β(ｎ1＋ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (25)
但し、α＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)1/2＋(Ｐ3／２)1/2＋(Ｐ4／２)1/2、そしてβ＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)1/2−(Ｐ3／２)1/2−(Ｐ4／２)1/2。
【００５６】
又、
＾ｈ1＝（−ｚ1−ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４
＝αｈ1＋β(−ｎ1−ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (26)
【００５７】
もし全ての訓練記号が、１ではない（１ではない記号がある）が既知である場合でも尚、チャネル係数を求めることができる。概して、ウォルシュ符号相関器の出力ｚは次式で表すことができる。
ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (27)
但し、Ｈは、送信記号のウォルシュ相関器へのマッピングを記述するチャネル・マトリックス、そしてｎは雑音サンプルのベクトルである。
【００５８】
上で説明したように、本発明のシステムは、ＨtＨ＝αＩ であるように設計されている。但し、( )tは転置共役値、そしてα=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|ｈM|2 である。したがって、復号化は、推定を要するチャネル・マトリックスの転置共役値をベクトルｚに前乗算することによって得られる。しかし、式（２７）は次式のようにも表すことができる。
【００５９】
ｚ＝Ｈｓ＋ｎ
＝Ｔｈ＋ｎ (28)
但し、Ｔは送信マトリックス、そしてｈはチャネルベクトルである。
【００６０】
今や、Ｔも直交であるといえる。すなわち、ＴtＴ＝ｍＩ、 但し、ｍはウォルシュ符号の個数である。したがって、チャネル係数を求めるには、Ｔが判るように全てのユーザに対して訓練シーケンスを送信しさえすればよい。すると、各訓練記号区間においてチャネルを次式のように推定できる。
＾ｈ＝(Ｔtｚ)／ｍ
＝ｈ＋(Ｔtｎ)／ｍ (29)
【００６１】
訓練記号の個数及び周波数は、チャネルレート及びチャネル推定値に必要とされる信号対雑音比によって定められる。訓練記号は、変化するチャネルを追跡できる程度に頻繁に挿入する必要があるが、他方、データ容量を浪費しないようになるべく少ない頻度で挿入するのがよい。
【００６２】
又、訓練シーケンスの長さＮを増加させることにより、チャネル推定値の信号対雑音比が改善される。理由は、雑音の影響を各個別サンプルに平均化できるからである。しかし、この場合もやはりデータ容量が浪費される。したがって、訓練シーケンスのサイズ及び周波数は１つの設計パラメータである。
【００６３】
図１及び図２にそれぞれ、本発明に基づくＣＤＭＡシステム１００を例示するブロック図、及び本発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチの方法２００を実現するための流れ図を示す。ＣＤＭＡシステム１００における基地局１０２にはＭ個の送信アンテナ１０４−１〜１０４−Ｍが装備されている。本発明によれば、Ｍ個の送信アンテナがそれぞれＭ個のデータ信号をＫ個の移動局１０６−１〜１０６−Ｋに送信する（図２のステップ２０２）。
【００６４】
上記の式（６）及び（７）と同様に、Ｍ個のデータ信号は各々Ｋ個の移動局の各々に関するデータ信号部分を有する。本発明によれば、Ｋ個の移動局が与えられた場合、各送信信号は２n 個のウォルシュ符号を要する。但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数である。上に述べたように、ウォルシュ符号の相対的割り当ては、送信マトリックスＴに基づいて行われる。しかし、各移動局は、Ｍ個のウォルシュ符号しか必要としない。
【００６５】
各移動局はアンテナを１個だけ有し、このアンテナがＭ個の基地局送信アンテナによって送信されるそれぞれのデータ信号を受信する。図１に示すように、基地局送信アンテナと移動局との間の各データチャネルは、それぞれに連関（付随）する或る固有のチャネル特性（例えば、信号ひずみ等）を有する。上記のように、受信機におけるデータ信号の推定にはチャネルの適切な推定が重要である。
【００６６】
それで、送信アンテナ１０４−１と移動局１０６−１との間に形成されるチャネルの推定値をｈ1 1で表し、送信アンテナ１０４−Ｍと移動局１０６−１との間に形成されるチャネルの推定値をｈM 1で表す。この表記がＭ個の送信アンテナと移動局１０６−Ｋとの間のデータチャネルにまで適用される。
【００６７】
それから、流れ図に示す各ステップが移動局の各々において行われるが、これら各ステップの説明は、一般化してＫ番目の移動局に関して述べることとする。ステップ２０４において、移動局が、ｈ1 kからｈM kまでのチャネル推定を、例えば、上記の推定手法の１つを用いて取得する。
【００６８】
それからステップ２０６において、移動局が受信信号をアンカバー処理し、Ｍ個のウォルシュ符号を用いて相関処理する。このステップは、２個のアンテナ及び２人のユーザ（２個の移動局）を伴う設例に関する上の式（８）及び（９）の計算と同等である。最後に、ステップ２０８において、Ｋ番目の移動局に向けられたデータの推定値、ｓK(ｔ) が見出される。これも又、上記の式（１０）又は式（１７）に対応する。
【００６９】
［ＩＳ−９５Ｃ直接拡散実施例］
現在、ＩＳ−９５Ｃに対する物理層草案はオプションとして、直交送信ダイバーシチ（ＯＴＤ）として知られる形態の送信ダイバーシチをサポートする。このことはＩＳ−９５Ｃ草案文献に述べられている（J. Losh, "TR45 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard For Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Systems (Physical Layer)," IS95C Draft Proposal (Revision 7), February 16, 1999）。
【００７０】
オプションのＯＴＤモード時にユーザは２個のウォルシュ符号を割り当てられる。データが偶数及び奇数のデータストリームに分割され、別個に符号化される。これら２個の符号は緊密な相関関係にある。例えば、もしユーザｊが通常モード時に長さＮのウォルシュ符号ｗj N（ｔ）を割り当てられた場合、ユーザｊはオプションのＯＴＤモード時には、ｗj N（ｔ）から形成される２個のウォルシュ符号を割り当てられることになる。これら２個の符号は次式のように形成される。
【００７１】
ｗj 2N(ｔ)＝ ［ｗj N(ｔ) ｗj N(ｔ)］
ｗj+N 2N(ｔ)＝［ｗj N(ｔ) −ｗj N(ｔ)］ (30)
ここで、符号長さが２Ｎに増加し（上付文字に反映される）、あり得る符号の個数も２Ｎ個となる（下付文字に反映される）。更に、第２の符号ｗj+N 2N(ｔ) はしばしばｗj 2N(ｔ) の補足符号と呼ばれる。すなわちｗj+N 2N(ｔ)＝￣ｗj 2N(ｔ)である（ｗの上側に横線￣を付した数学記号を簡易的に、ｗの前に￣を配置して表す）。
【００７２】
加えて、各アンテナについて個別のパイロットチャネルが利用可能である。現在、ＯＴＤモードでは２個のアンテナのみをサポートしているが、４個のアンテナに拡張するのは容易である。２個のアンテナについてＯＴＤモードをサポートする物理層が、上記のＩＳ−９５Ｃ物理層草案文献（J. Losh at pg. 3-27） に述べられている。物理層のうちの関連するウォルシュ拡散部分を図３に示す。
【００７３】
図３に示すように入力シーケンスは４個の入力ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2に多重化される。入力シーケンスをｓ(ｎ)とすると、入力は次のように表される。
ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),ｓ(６),ｓ(10)...｝、
ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
【００７４】
それからこれらの入力はそれぞれ、記号反復ユニット３０２〜３０８において２つの記号区間の間保持され、記号反復ユニット３０２〜３０８を表すボックス内に示す符号（正負）が乗じられる。乗算器３１０及び３１２において、予め割り当てられたウォルシュ関数（ウォルシュ符号）に準直交関数（ＱＯＦ）（ＩＳ−９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。
【００７５】
それから乗算器３１０の出力が乗算器３１４及び３１６において記号反復ユニット３０２及び３０４の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器３１２の出力が乗算器３１８及び３２０において記号反復ユニット３０６及び３０８の出力をそれぞれ乗算される。これが拡散処理である。信号の同相部分及び直角位相（９０度の位相ズレ）部分をそれぞれＩin及びＱinとする。これらの出力はそれからそれぞれのアンテナ、すなわち、アンテナ１及びアンテナ２に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００７６】
ＩＳ−９５Ｃ草案のＯＴＤオプションの分割データストリームの枠組みを用いて、本発明による空間／時間符号方式の一形態であるウォルシュ・ダイバーシチが、草案にあまり変更を加えずに直ぐに実現できる。各ユーザが２個のウォルシュ符号を割り当てられ、データも２個のストリームに分割されているので、本発明によるダイバーシチ方式が、２個のストリームに、あたかも異なる２人のユーザであるかのように適用される。
【００７７】
第１のアンテナ上で次式の信号が送信される。
ｘ1(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe(ｔ)ｗ(ｔ)−ｓ0(ｔ)*￣ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (31)
但し、Ｐは総送信電力を表し、ｓe(ｔ) は偶数記号ストリーム、そしてｓ0(ｔ) は奇数記号ストリームである。ウォルシュ符号ｗ(ｔ)及びその補足符号￣ｗ(ｔ)を用いて信号が拡散される。第２のアンテナ上では次式の信号が送信される。
ｘ2(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe *(ｔ)￣ｗ(ｔ)＋ｓ0(ｔ)ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (32)
【００７８】
本発明によるウォルシュ・ダイバーシチをサポートするために図３で必要とされる変更を図４に示す。図示のように、信号ストリーム（偶数及び奇数）ごとに追加の拡散器が加えられる。ここでも簡単にするために、送信機のうち、関連するウォルシュ拡散部分のみを示す。入力シーケンスｓ(ｎ)が次式の４個の入力ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2にわたって多重化される。
ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),ｓ(６),ｓ(10)...｝、
ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
【００７９】
入力は、記号反復ユニット４０２〜４１６において２つの記号区間の間それぞれ保持され、表示される符号（正負）が乗じられる。図示のように、入力を受ける記号反復ユニットの正負符号はアンテナ１とアンテナ２とで異なる。例えば、入力記号ＹI1は、アンテナ１については（＋＋）符号が乗じられるが、アンテナ２については（＋−）符号が乗じられる。
【００８０】
これらの正負符号は共役化及びウォルシュ・ダイバーシチに要する正負符号処理動作の変更を取り入れたものである。同様に、入力シーケンスの他方の記号に乗じるのに用いられる正負符号もこれら２個のアンテナ間で異なる。
【００８１】
乗算器４１８〜４２４において、予め割り当てられたウォルシュ関数に準直交関数（ＱＯＦ）（ＩＳ−９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。それから乗算器４１８の出力が乗算器４２６及び４２８において記号反復ユニット４０２及び４０４の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器４２０の出力が乗算器４３０及び４３２において記号反復ユニット４０６及び４０８の出力をそれぞれ乗算される。
【００８２】
又、乗算器４２２の出力が乗算器４３４及び４３６において記号反復ユニット４１０及び４１２の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器４２４の出力が乗算器４３８及び４４０において記号反復ユニット４１４及び４１６の出力をそれぞれ乗算される。これも拡散処理である。
【００８３】
信号の同相部分及び直角位相部分をそれぞれＩin及びＱinとする。アンテナ１に連関する同相部分Ｉin(00)が、合算器４４２において、アンテナ１に連関する同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ１に連関する直角位相部分Ｑin(01)が、合算器４４４において、アンテナ１に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算される。合算器４４２及び４４４の出力はそれからアンテナ１に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００８４】
同様に、アンテナ２に連関する同相部分Ｉin(00)が、合算器４４６において、アンテナ２に連関する同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ２に連関する直角位相部分Ｑin(01)が、合算器４４８において、アンテナ２に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算される。合算器４４６及び４４８の出力はそれからアンテナ２に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００８５】
このデータを復号化するには、マルチ・ユーザ検出問題を偶数／奇数データストリーム検出問題に変換してで空間／時間符号方式の枠組みを用いる。ＩＳ−９５Ｃ規格には、ＯＴＤモードにおいて符号化された信号を最適に検出する仕方について示唆されていない。
【００８６】
本発明の空間／時間方法を用いると、本発明に基づきＭＲＣ風のレーキ型組み合わせ器を用いて信号を復号化できる。このようなレーキ型受信機の一例を図５に示す。尚、図５は、レーキ型受信機のフィンガのうちの１個のみを表す。他のフィンガも同様なので簡単化のため図示しない。
【００８７】
図示のように、変調された受信信号ウォルシュ関数ｗ(ｔ)及びＱＯＦの組み合わせによって拡散解除処理される。これは、まず乗算器５０２においてｗ(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信信号を相関器５０４において乗算器５０２の出力を用いて相関処理する（すなわち、乗算及び集積させる）ことによって行われる。相関器５０４の出力をｚ1 とする。
【００８８】
アンカバー処理後、受信信号は又、ウォルシュ関数ｗ(ｔ)の補足関数￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦによっても拡散解除処理される。これは、まず乗算器５０６において￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信信号を相関器５０８において乗算器５０６の出力を用いて相関処理することによって行われる。それから相関器５０８の出力が共役化処理を受け（( )*で表す）、ｚ2 *が生成される。
【００８９】
次に、乗算器５１０、５１２及び合算器５１８によって、上記の式（１０）における演算処理が実現され、他方、乗算器５１４、５１６及び合算器５２０によって、上記の式（１１）における演算処理が実現される。すなわち、拡散解除器の出力が、式（１０）及び（１１）に記述されるように組み合わされて、データの偶数及び奇数ストリームの推定値が形成される。それからデマルチプレクサ（多重化解除器）５２２が、受信機についての偶数及び奇数データの推定値から単一のデータストリームを生成する。
【００９０】
レーキ型受信機を用いて、偶数データストリームについての決定統計値が次式で求められる（チャネルｈ1 及びｈ2 の完全な知識があることを仮定）。
＾ｓe(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓe(ｔ)
＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (33)
そして、奇数データストリームについての決定統計値が次式で求められる。
＾ｓ0(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓ0(ｔ)
＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (34)
【００９１】
但し、この構成においては、ｎ1 はｗ(ｔ)を用いるウォルシュ相関器の出力における熱雑音を表し、ｎ2 は￣ｗ(ｔ)についての相関器に連関する雑音プロセスである。
【００９２】
本発明の空間／時間符号方式の性能を他の形態の２分岐型送信ダイバーシチ手法と比較するためにシミュレーションを行った。これらの他の形態には、遅延形態のダイバーシチを伴う２個のアンテナによる同報通信、ユーザがハンドオフ（或る基地局から隣の基地局へのチャネル切り換え）状態に入ったときに導入される固有ダイバーシチ、及び２つの独立した雑音プロセスと組み合わされた２つの個別にフェージングするレイリー型プロセスを用いて得られる理論的に最良の性能が含まれる。
【００９３】
遅延形態のダイバーシチ及び空間／時間符号形態のダイバーシチについては、アンテナ素子間の間隔を１０λ、デパーチャ・スプレッド角（発信開き角度）を１８０度と仮定したチャネルモデルを用いた。
【００９４】
１５３．６ｋｂｐｓで受信中の単一高データレートのユーザのビット誤り率（ＢＥＲ）性能を検討対象のダイバーシチ設例について検証し、どの形態のダイバーシチもないユーザの性能も参考に表示した（図６）。チャネルは、６０Ｈｚのドプラー周波数で平坦なレイリーフェージングを示した。単純線形最少二乗法回帰方式を用いてチャネルを推定した。
【００９５】
誤り率１％での２分岐型送信ダイバーシチ手法の理論的改良では約５〜７ｄＢであった。遅延ダイバーシチ方式及びハンドオフ・ダイバーシチ方式は、ダイバーシチの理論的に最適な改良値に近かったが、約１ｄＢ差異があった。遅延ダイバーシチ方式における自己干渉及びハンドオフ・ダイバーシチ方式における自己干渉のそれぞれの影響は、２分岐型送信ダイバーシチ手法の理論的改良に対して１ｄＢの差をもたらした。
【００９６】
しかし、本発明の空間／時間符号方式は自己干渉及び相互干渉の影響を受けず、受信機についての使用対象領域において最適性能に近い結果が得られた。この１ｄＢの差は、より高い負荷条件に対してかなり大きい方であるといえる。理由は、遅延ダイバーシチ方式に連関する自己干渉が負荷と共に増大し、他方、ここに述べる本発明のウォルシュ・ダイバーシチ方式は自己干渉を生成しないからである（チャネル推定が完全な場合）。
【００９７】
［ＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波実施例］
マルチ搬送波送信は、上記のＩＳ−９５Ｃ物理層草案文献（J. Losh at pg. 3-27） に述べられているように、ＩＳ−９５Ｃ規格内の、３Ｘ帯域幅（−５ＭＨｚ）が得られるオプションであるが現在のＩＸシステムとの適合状態を保つ。本質的に、倍率３でチップレートを増加させる代わりに、データが単に３個のストリームに分割され、３個の別個の搬送波上へ変調される。
【００９８】
加えて、３個の搬送波は２個のアンテナ上で送信されることになり、２個の非隣接帯域が第１のアンテナ（アンテナ１）上で送信され、第３（中間）の帯域が第２のアンテナ（アンテナ２）上で送信される（図７）。したがって、受信機において周波数ｆ1 上で、復調及びアンカバー処理後、次式の値が受信される。
ｒ1(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (35)
但しＰI,1 は信号ｉ（ｓI,1） のデータストリーム１に連関する電力、そしてｈn,m は周波数帯域ｍ上でアンテナｎから見た、受信機におけるチャネルである。
【００９９】
同様に、周波数ｆ2 及びｆ3 上で、次式の値が受信される。
ｒ2(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (36)
及び、
ｒ3(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (37)
【０１００】
このように、マルチ搬送波及びアンテナを用いるにも拘わらず、符号化されていない記号のレベルではダイバーシチが得られない。しかし、データが３個の搬送波全てにわたってインタリーブされるので、復号化プロセスにおいて、特に、１個の搬送波上ではインタリーブが十分でないような低速の場合に、ダイバーシチ利得が得られる。
【０１０１】
隣接する周波数帯域において見られるフェージング・エンベロープ（包絡線）間の相関関係が低い（例えば、０．７より小さい）と仮定すると（この仮定は、遅延拡散の程度が中から高の場合のチャネルにおいて有効）、信号を送信できる別個のチャネルが潜在的に６個存在する。送信すべきデータストリームが３個あるので、少なくとも２重のダイバーシチ受信が得られる。
【０１０２】
加えて、もしウォルシュ符号を１個追加する意向があるなら、４重のダイバーシチ受信を達成できる。このことを示すために、信号が、或る与えられたユーザに対して３個のアンテナ全てで３個の周波数帯域全てにおいて送信されると仮定する。他の全てのユーザについては前と同じに送信される。
【０１０３】
信号を周波数帯域とアンテナとに適切に割り当てることにより、周波数ｆ1 上で次式で表す信号が受信される。
ｒ1(ｔ)＝(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *ｗ1
＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2ｗ2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *ｗ2
＋Σi=3 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (38)
【０１０４】
他方、周波数ｆ2 及びｆ3 上では次式で表す信号が受信される。
ｒ2(ｔ)＝(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *ｗ1
＋(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *ｗ2
＋Σi=3 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (39)
ｒ3(ｔ)＝(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3ｗ1−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *ｗ1
＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *ｗ2
＋Σi=3 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (40)
【０１０５】
ここで周波数帯域ｊ上でウォルシュ相関器Ａ及びＢの出力において、統計値ＷA j及びＷB jが次式によって得られる。
【０１０６】
ＷA 1(ｔ)=(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *＋ｎ1,1
ＷB 1(ｔ)=(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *＋ｎ2,1
ＷA 2(ｔ)=(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2−(Ｐ1,3／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *＋ｎ1,2
ＷB 2(ｔ)=(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *＋ｎ2,2
ＷA 3(ｔ)=(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *＋ｎ1,3
ＷB 3(ｔ)=(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1−(Ｐ1,3／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *＋ｎ2,3 (41)
【０１０７】
第１の移動局に連関するデータストリームに対する決定統計値が次式のように形成される。
【０１０８】
Ｚ1,1＝ＷA 1＾ｈ1,1 *＋(ＷB 1)*＾ｈ2,1＋ＷB 3＾ｈ1,3 *＋(ＷA 3)*＾ｈ2,3
＝|ｈ1,1|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1−ｈ1,1 *ｈ2,1(Ｐ1,2／４)1/2ｓ1,2 *
＋ｈ1,1 *ｈ2,1ｓ1,2 *
＋|ｈ2,1|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1＋|ｈ1,3|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1
−ｈ2,3 *ｈ1,3(Ｐ1,3／４)1/2ｓ1,3 *＋ｈ1,3 *ｈ2,3(Ｐ1,3／４)1/2ｓ1,3 *
＋|ｈ2,3|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1
＋ｈ1,1 *ｎ1,1＋ｈ2,1ｎ1,2 *＋ｈ1,3 *ｎ2,3＋ｈ2,3ｎ1,3 *
＝{(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ1,1|2＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ2,1|2
＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ1,3|2＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ2,3|2}ｓ1,1
＋ｈ1,1 *ｎ1,1＋ｈ2,1ｎ1,2 *＋ｈ1,3 *ｎ2,3＋ｈ2,3ｎ1,3 * (42)
【０１０９】
これは、チャネル推定値が理想的、すなわち、＾ｈi,j＝ｈi,jであり且つ、全ての周波数帯域が独立である場合に、４重のダイバーシチが得られる。ｓ1,2 及びｓ1,3 に対する決定統計値も同様に形成できる。したがって、チャネル推定精度に拘わらず、他のユーザと相互干渉を生じさせない追加のウォルシュ符号を割り当てることにより、特定のユーザ（移動局）の性能を顕著に改良することができる。これは、ソフトなハンドオフ状態にはないが基地局に近接していないユーザには適したオプションである。
【０１１０】
もし追加のウォルシュ符号を犠牲にすることが不可能な場合でも尚、マルチ搬送波システムにおいえダイバーシチを得ることができる。上記の構成において、各記号が４回送信されることが判る（したがって、４重ダイバーシチが得られる）。もし追加のウォルシュ符号を犠牲にしたくない場合には、式（３０）に記述の本来の反復率の１／２の反復率で２個のウォルシュ符号を生成することができる。
【０１１１】
各データストリームｓi はそれから２個のデータストリームｓi e及びｓi o（偶数及び奇数）に分割される。各信号を４回送信する代わりに、各信号を２回送信する。このようにして、今度は図８に示す表に基づいて送信する。
【０１１２】
上記のマルチ搬送波方式の実施例と同様（ウォルシュ出力を決定統計値当たり２個だけ用いる点を除いて）の仕方で組み合わせることにより、チャネル推定が理想的な場合に２重のダイバーシチを得ることができる。
【０１１３】
図９〜図１４は、マルチ搬送波方式のフォーマットについて本発明に基づきウォルシュ・ダイバーシチをサポートするためのＩＳ−９５Ｃ方式の送信機の一実施例で、その物理層に求められる変更を示す。本実施例（以下、構成Ａと称する）は、ユーザ当たり２個のウォルシュ符号（ウォルシュ符号Ａ及びＢと称する）を用いる必要がある。図９、図１０及び図１１は、アンテナ１についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及び変調処理を示す。
【０１１４】
図１２、図１３及び図１４は、アンテナ２についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及び変調処理を示す。各アンテナについて、入力シーケンスが３個のデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 に分割され、これらのデータストリームはそれから、図９〜図１４に示すように、それぞれＩ（同相）及びＱ（直角位相）チャネルにマッピングされる。各入力ストリームはそれから、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチャネルに、分割又はマッピングされる。
【０１１５】
したがって、アンテナ１については、図９が、ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2からなるマッピングされた第１のストリームを表し、図１０が、ＹI3、ＹQ3、ＹI4、及びＹQ4からなるマッピングされた第２のストリームを表し、図１１が、ＹI5、ＹQ5、ＹI6、及びＹQ6からなるマッピングされた第３のストリームを表す。尚、アンテナ２に連関する入力シーケンスに関しても同じマッピングがなされる。
【０１１６】
次に、マッピングされたストリームの１つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた第１のストリーム、の処理について述べる（図９）。尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図９、図１０及び図１１の個々の構成要素はそれぞれ類似であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリームを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を付けて表示する。
【０１１７】
図１２、図１３及び図１４にそれぞれ示すアンテナ２に連関するマッピングされたストリームについても同様とする。但し、これらの図面における参照符号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するために、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号に１００を加えた親番号で示す。
【０１１８】
図９を例として述べると、マッピング後、偶数及び奇数ストリームが拡散される。偶数ストリームについては、乗算器９００−１においてウォルシュ符号ＡにＱＯＦが乗じられ、その結果に、偶数ストリームのＩ及びＱ部分が乗算器９０２−１及び９０４−１において乗じられる。奇数ストリームに関しても同様の処理が、ウォルシュ符号Ｂ並びに乗算器９０６−１、９０８−１及び９１０−１を用いて行われる。
【０１１９】
それから、Ｉ（同相）部分（乗算器９０２−１及び９０８−１の出力）が合算器９１２−１において組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗算器９０４−１及び９１０−１の出力）が合算器９１４−１において組み合わされる。合算器の出力は、上記のＩＳ−９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によって定義されるように、オプションとして、回転器９１６−１において９０度回転させる。
【０１２０】
回転された信号はそれから、複素乗算器９１８−１、９２０−１、９２２−１、及び９２４−１において、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮQ によりそれぞれ複素拡散される。複素乗算器９１８−１及び９２２−１の出力が合算器９２６−１において減算され、他方、複素乗算器９２０−１及び９２４−１の出力が合算器９２８−１において加算される。
【０１２１】
合算器９２６−１からの同相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ９３０−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信号の最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）を混合器９３４−１において変調する。同様に合算器９２８−１からの直角位相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ９３２−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓｉｎ（２Πｆc1ｔ）を混合器９３６−１において変調する。
【０１２２】
変調された２個の信号は、それから合算器９３８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてアンテナ１によって送信される。既に述べたように、アンテナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ２についてのｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、及びｓ3(ｔ)も同様に形成される。
【０１２３】
次に図１５、図１６及び図１７は、マルチ搬送波方式のフォーマットについて本発明に基づきウォルシュ・ダイバーシチをサポートするためのＩＳ−９５Ｃ方式の送信機の別の実施例で、その物理層に求められる変更を示す。本実施例（以下、構成Ｂと称する）は、追加ののウォルシュ符号を必要とせず、かわりにＯＴＤモードに類似の１個のウォルシュ符号方式を拡張するものである。
【０１２４】
図１５、図１６及び図１７は、アンテナ１についての拡散及び変調処理を示し、他方、図１８、図１９及び図２０は、アンテナ２についての拡散及び変調処理を示す。前にも述べたように、各アンテナについて、入力シーケンスが３個のデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 に分割される。これらのデータストリームはそれから偶数ストリームｓi e及び奇数ストリームｓi oに分割される。
【０１２５】
これらのデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 はそれから、図８に基づいてそれぞれＩ（同相）及びＱ（直角位相）チャネルにマッピングされる。各入力ストリームはそれから、上記の構成Ａの場合のように、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチャネルに分割又はマッピングされる。
【０１２６】
次に、マッピングされたストリームの１つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた第１のストリーム、の処理について述べる（図１５）。尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図１５、図１６及び図１７の個々の構成要素はそれぞれ類似であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリームを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を付けて表示する。
【０１２７】
図１８、図１９及び図２０にそれぞれ示すアンテナ２に連関するマッピングされたストリームについても同様とする。但し、これらの図面における参照符号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するために、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号に１００を加えた親番号で示す。
【０１２８】
図１５を例として述べると、マッピング後、偶数ストリームのＩ部分及びＱ部分がそれぞれ、記号反復ユニット１１０２及び１１０４において２つの記号区間の間保持され、記号反復ユニット１１０２及び１１０４を表すボックス内に示す符号（正負）が乗じられる。この処理によって、共役化処理及び必要なそれぞれの正負符号乗算が行われる。データはそれから、ウォルシュ関数（符号）及びＱＯＦによって拡散される。
【０１２９】
これは、乗算器１１０６−１において、ウォルシュ関数にＱＯを乗じ、それからその乗算結果に記号反復ユニット１１０２−１及び１１０４−１の出力を、乗算器１１０８−１及び１１１０−１においてそれぞれ乗算することによって行われる。奇数ストリームのＩ部分及びＱ部分についても同じプロセスが、記号反復ユニット１１１２−１及び１１１４−１並びに乗算器１１１６−１、１１１８−１、及び１１２０−１を用いて行われる。
【０１３０】
それから、Ｉ（同相）部分（乗算器１１０８−１及び１１１８−１の出力）が合算器１１２２−１において組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗算器１１１０−１及び１１２０−１の出力）が合算器１１２４−１において組み合わされる。合算器の出力は、上記のＩＳ−９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によって定義されるように、オプションとして、回転器１１２６−１において９０度回転させる。
【０１３１】
回転された信号はそれから、複素乗算器１１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、及び１１３４−１において、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮQ によりそれぞれ複素拡散される。複素乗算器１１２８−１及び１１３２−１の出力が合算器１１３６−１において減算され、他方、複素乗算器１１３０−１及び１１３４−１の出力が合算器１１３８−１において加算される。
【０１３２】
合算器１１３６−１からの同相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ１１４０−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信号の最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）を混合器１１４４−１において変調する。同様に、合算器１１３８−１からの直角位相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ１１４２−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓｉｎ（２Πｆc1ｔ）を混合器１１４６−１において変調する。
【０１３３】
変調された２個の信号は、それから合算器１１４８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてアンテナ１によって送信される。既に述べたように、アンテナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ２についての ｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、 及びｓ3(ｔ)も同様に形成される。
【０１３４】
次に図２１に、構成Ａのマルチ搬送波方式の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したように、本実施例は、２個のウォルシュ符号を用いて４重のダイバーシチを可能にするものである。搬送波１、２、及び３からダウンコンバート処理された受信信号を、アンカバー処理後、それぞれｒ1(ｔ)、 ｒ2(ｔ)、 及びｒ3(ｔ) として表す。
【０１３５】
各受信信号はそれから、対象のユーザ信号に連関する拡散符号ｗA(ｔ) 及びｗB(ｔ) の両方を用いて相関処理される。これは、相関器１３０２、１３０４、１３０６、１３０８、１３１０、及び１３１２において行われる。
【０１３６】
各相関器出力は、それから６個のチャネル推定値＾ｈn,m のうちの１つを乗じられる（但し、ｎは送信アンテナを、そしてｍは周波数帯域を表す）。これは、乗算器１３１４、１３１６、１３１８、１３２０、１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、１３３２、１３３４、及び１３３６において行われる。２個の送信アンテナ及び３個の周波数帯域があるので、必要とされるチャネル推定値の個数は合計６個である。尚、或る相関器はこの乗算に先立って共役化される。この処理は(・)* によって表される。
【０１３７】
同様に、或るチャネル推定値も、乗算に先立って共役化を要する。結果として得られる１２個の値がそれから組み合わされて、３個の記号統計値が生成される（この際、１２個の値は１回だけ用いられる）。これは、加算器１３４０、１３４２、及び１３４４を用いて行われる。結果として得られる３個の記号統計値はそれから決定ユニット１３４６、１３４８、及び１３５０にそれぞれ送られ、これらの決定ユニットがビタビ（Viterbi） 復号器に対するビット計測値を生成する。
【０１３８】
これらのビット計測値はそれからデマルチプレクサ１３５２において多重化解除され、ソフト決定ビタビ復号器（図示しない）に送られる。なお、各記号統計値が４個の理想的に独立したフェージング・チャネル出力から生成されるので、結果として得られる記号決定から４重のダイバーシチを達成できる。
【０１３９】
次に図２２に、構成Ｂのマルチ搬送波方式の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したように、本実施例は、１個ののウォルシュ符号を用い、ＯＴＤモードにおけるようにこの１個のウォルシュ符号方式を拡張して２重のダイバーシチを達成するものである。
【０１４０】
受信機の動作は、構成Ａにおけるものと同様で、２個の拡散符号が本来のウォルシュ符号を拡張したものｗ(ｔ)とその補足符号￣ｗ(ｔ)とからなる点だけが異なる。したがって、相関器１４０２、１４０４、１４０６、１４０８、１４１０、及び１４１２を用いて、ダウン・コンバート処理され、アンカバー処理された受信信号がウォルシュ符号を用いて相関処理される。
【０１４１】
加えて、構成Ａにおける４個の出力の代わりに、２個のチャネル補償された相関器出力を合算することによって、６個の記号計測値が形成される。これは、乗算器１４１４、１４１６、１４１８、１４２０、１４２２、１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、１４３２、１４３４、及び１４３６、並びに加算器１４３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、及び１４４８によって行われる。
【０１４２】
前の場合と同様に、６個の記号統計値が決定ユニット１４５０、１４５２、１４５４、１４５６、１４５８、及び１４６０にそれぞれ送られ、これらの決定ユニットが複素記号統計値をビット計量値にマッピングする。これらのビット計量値はそれからデマルチプレクサ１４６２において多重化解除され、ソフト決定ビタビ復号器（図示しない）に送られる。
【０１４３】
構成Ａ及びＢ、Ｍ個のアンテナ、並びにＦ個の周波数帯域について上に述べたマルチ搬送波方式を一般化するために、次の変数を定義する。すなわち、Ｆが周波数帯域の個数、Ｍが基地局送信アンテナの個数、Ｗがユーザ当たりのウォルシュ符号の個数、Ｗtot が利用可能なウォルシュ符号の総数、Ｄがユーザ当たりのデータストリームの個数、そしてＢがアンテナ当たり用いられる周波数帯域の個数をそれぞれ表すとする。
【０１４４】
すると、これらの符号定義から、Ｆ・Ｍ個の独立した物理チャネル、Ｆ・Ｗ個の直交チャネル、Ｆ・Ｗ・Ｍ個の送信チャネル、及びＤ個のデータストリームがあり、その１つが周波数帯域当たり１個のウォルシュ符号を占有することになる。このことから、本方式によりＦ・Ｍ重のダイバーシチを達成できる。ｘをチャネルの個数とし、基地局が、 １≦Ｋ・ｘ≦Ｆ・Ｗtot・Ｍ・ＢとなるようなＫ・Ｄ個のデータストリームをこれらｘ個のチャネル上に送るとする。すると、ｘ＝Ｆ・Ｗ・Ｍ・Ｂである。
【０１４５】
したがって、１≦(ｘ／Ｄ)≦Ｆ・Ｍの場合、(ｘ／Ｄ)重のダイバーシチを達成することができる。又(ｘ／Ｄ)≧Ｆ・Ｍの場合、Ｆ・Ｍ重のダイバーシチを達成することができる。更に、チャネル効率ηをη＝Ｄ／（Ｆ・Ｍ）と定義できるので、(ｘ／Ｄ)が増加するとチャネル効率が減少し、ダイバーシチが増加する。但し、ストリームが独立したチャネルに割り当てられることを条件とする。独立したチャネルは、異なる周波数帯域及び／又はアンテナ上のチャネル、と定義される。
【０１４６】
更に、適切な復号化には、或る整数ｎに関する２のべき数である２n を個数とするウォルシュ符号が必要とされる。すなわち、もしνを、望むダイバーシチ（の重数）に等しいとすると、（Ｄ・Ｋ・ν）／Ｆ＝２n である。したがって、送信マトリックスＴはＦ・２n 個の行を有する必要がある。その結果、チャネル利用を増加させるけれども、ダイバーシチの増加を達成でき、これが既存チャネルの性能を改良する。
【０１４７】
ダイバーシチを最大にするには、データストリーム当たりＭ個のウォルシュ符号を割り当てる（Ｆ・Ｍ重のダイバーシチ）。もし、いかなる整数ｎに対しても（Ｄ・ν）／Ｆ＝２n ならば、ウォルシュ符号の共用化は必要ない。加えて、チャネル効率はＤ／（Ｆ・Ｗ）であり、これは１／（Ｆ・Ｍ）に等しい。したがって、送信マトリックスＴはＦ・Ｗ個の行とＭ個の列とを有する。前にも述べたが、列は直交である。
【０１４８】
次に、既存のＩＳ−９５Ｃ方式に連関するチャネル効率及び結果としてのダイバーシチ、並びに構成Ａ及びＢを実施例とする本発明の方式に連関するチャネル効率及び結果としてのダイバーシチを、例を設けて説明する。
【０１４９】
［例１］（既存のＩＳ−９５Ｃの方式）
Ｗ＝１、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１／２、が与えられると、
ｘ／Ｄ＝（３・１・２・(１／２)）／３＝１、すなわち１重ダイバーシチで、これは「ダイバーシチなし」と同等であり、
η＝３／３＝１、である。
【０１５０】
［例２］（本発明の構成Ａ）
Ｗ＝２、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１、が与えられると、
Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］
第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］
第２行＝［ｓ2 −ｓ3 *］
第３行＝［ｓ3 ｓ1 *］
第４行＝［ｓ2 ｓ1 *］
第５行＝［ｓ3 ｓ2 *］
第６行＝［ｓ1 −ｓ3 *］
【０１５１】
ｘ／Ｄ＝（３・２・２・１）／３＝４、すなわち、４重ダイバーシチで、
η＝３／（３・２）＝１／２、である。
【０１５２】
［例３］（本発明の構成Ｂ）
Ｗ＝１、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１、が与えられると、
Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］
第１行＝［ｓ1 e −(ｓ2 e)*］
第２行＝［ｓ2 0 −(ｓ3 e)*］
第３行＝［ｓ3 0 (ｓ1 0)*］
第４行＝［ｓ2 e (ｓ1 e)*］
第５行＝［ｓ3 e (ｓ2 0)*］
第６行＝［ｓ1 0 −(ｓ3 0)*］
【０１５３】
ｘ／Ｄ＝（３・１・２・１）／３＝２、すなわち、２重ダイバーシチで、
η＝３／（３・１）＝１、である。
【０１５４】
したがって、上に述べたように、既存のＩＳ−９５Ｃ方式の場合ダイバーシチが得られず、他方、本発明の構成Ａ及びＢでは４重及び２重のダイバーシチが得られる。又、構成Ｂではチャネル効率の損失がみられない。
【０１５５】
上に述べた本発明の手法は、移動局及び基地局において、機能回路（例えば、乗算器、フィルタ、加算器、等）のような個々のハードウエアで実現してもよく、又これと並行して／又はこれらの代わりに、連関する１個以上のプロセッサ（全ての種類のプロセッサ及び連関する周辺機器を含む）で実現してもよい。又、「移動局」は一般的に、基地局と通信可能ないかなる装置をも含む。すなわち、「移動局」の用語が用いられてはいるが、これには固定のユーザ端末又はユーザ局、並びに実際に移動可能なユーザ端末又はユーザ局が含まれる。
【０１５６】
以上の説明は、本発明の実施例に関するものであるが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含される。
尚、特許請求の範囲に記載した参照番号は発明の容易な理解のためで、その技術的範囲を制限するよう解釈されるべきではない。
【０１５７】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、無線移動通信において、ウォルシュ符号を用いるダウンリンク・ダイバーシチの改良実現が、移動局において受信アンテナを追加する必要なく、無線移動通信において貴重な資源である周波数帯域幅を浪費することなく、そして自己干渉を生じさせずに可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づいてダウンリンク・ダイバーシチを改良するためのＣＤＭＡシステムを例示するブロック図である。
【図２】本発明に基づいてダウンリンク・ダイバーシチを提供するための方法を例示する流れ図である。
【図３】ＩＳ−９５Ｃ型ＣＤＭＡ送信機のウォルシュ拡散部分を例示するブロック図である。
【図４】本発明の一実施例に基づくＣＤＭＡ送信機のウォルシュ拡散部分を例示するブロック図である。
【図５】本発明の一実施例に基づくＣＤＭＡ受信機を例示するブロック図である。
【図６】本発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチを含む種々の形態のダイバーシチに関するビット誤り率（ＢＥＲ）性能の比較を例示するグラフである。
【図７】ＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波方式実現の際の送信周波数を例示する略図である。
【図８】本発明の一実施例に基づくマルチ搬送波を用いる単一ユーザに対する送信特性を表す表である。
【図９】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１０及び図１１と共に例示するブロック図である。
【図１０】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１１と共に例示するブロック図である。
【図１１】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１０と共に例示するブロック図である。
【図１２】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１３及び図１４と共に例示するブロック図である。
【図１３】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１４と共に例示するブロック図である。
【図１４】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１３と共に例示するブロック図である。
【図１５】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１６及び図１７と共に例示するブロック図である。
【図１６】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１７と共に例示するブロック図である。
【図１７】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１６と共に例示するブロック図である。
【図１８】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１９及び図２０と共に例示するブロック図である。
【図１９】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図２０と共に例示するブロック図である。
【図２０】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図１９と共に例示するブロック図である。
【図２１】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロック図である。
【図２２】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロック図である。
【符号の説明】
１００ ＣＤＭＡシステム
１０２ 基地局
１０４−１〜１０４−Ｍ 送信アンテナ
１０６−１〜１０６−Ｋ 移動局
２００ ダウンリンク・ダイバーシチの方法
３０２、３０４、３０６、３０８ 記号反復ユニット
３１０、３１２、３１４、３１６、３１８、３２０ 乗算器
４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６ 記号反復ユニット
４１８、４２０、４２２、４２４ ４２６、４２８、４３０、４３２、４３４、４３６、４３８、４４０ 乗算器
４４２、４４４、４４６、４４８ 合算器
５０２、５０６ 乗算器
５０４、５０８ 相関器
５１０、５１２、５１４、５１６ 乗算器
５１８、５２０ 合算器
５２２ デマルチプレクサ（多重化解除器）
９００−１、９０２−１、９０４−１、９０６−１、９０８−１、９１０−１乗算器
９１２−１、９１４−１ 合算器
９１６−１ 回転器
９１８−１、９２０−１、９２２−１、９２４−１ 複素乗算器
９２６−１、９２８−１ 合算器
９３０−１、９３２−１ ベースバンドフィルタ
９３４−１、９３６−１ 混合器
９３８−１ 合算器
１１０２−１、１１０４−１、１１１２−１、１１１４−１ 記号反復ユニット
１１０６−１、１１０８−１、１１１０−１、１１１６−１、１１１８−１、１１２０−１ 乗算器
１１２２−１、１１２４−１ 合算器
１１２６−１ 回転器
１１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、１１３４−１ 複素乗算器
１１３６−１、１１３８−１ 合算器
１１４０−１、１１４２−１ ベースバンドフィルタ
１１４４−１、１１４６−１ 混合器
１１４８−１ 合算器
１３０２、１３０４、１３０６、１３０８、１３１０、１３１２ 相関器
１３１４、１３１６、１３１８、１３２０、１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、１３３２、１３３４、１３３６ 乗算器
１３４０、１３４２、１３４４ 加算器
１３４６、１３４８、１３５０ 決定ユニット
１３５２ デマルチプレクサ
１４０２、１４０４、１４０６、１４０８、１４１０、１４１２ 相関器
１４１４、１４１６、１４１８、１４２０、１４２２、１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、１４３２、１４３４、１４３６ 乗算器
１４３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、１４４８ 加算器
１４５０、１４５２、１４５４、１４５６、１４５８、１４６０ 決定ユニット
１４６２ デマルチプレクサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）通信システムに関し、詳しくはウォルシュ符号（Walsh codes） を用いるこれらのシステムにおいてダウンリンク・ダイバーシチを提供するための方法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ダウンリンク上でユーザを分離するために基地局に特定のカバリング（総括）符号と共にユーザ直交ウォルシュ関数（又は符号）を用いるＣＤＭＡシステムを考える。ここで用いる用語「ダウンリンク」は、基地局から移動端末又は移動局（以下、包括的に、「移動局」と称する）への通信路（パス）を意味し、移動局から基地局への通信路を意味する「アップリンク」に対比して用いられ、周知である。
【０００３】
１個の共通基地局から信号を受信するＫ個の移動局を有するシステムについて、単一の送信アンテナ上で送信された信号は次式で表される。
ｘ(ｔ)＝（Σi=1 K(Ｐi)1/2ｓi(ｔ)ｗi(ｔ)＋(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)）ｐ(ｔ) (１)
【０００４】
但し、Ｐi はｉ番目の移動局に送信された電力、ｓi(ｔ) 及びｗi(ｔ) はそれぞれｉ番目の移動局向けのデータ信号及びその移動局に特定固有のウォルシュ関数、Ｐp はウォルシュ関数０を用いるパイロット信号の電力、そして、ｐ(ｔ)は対象基地局に対するカバリング符号である。更に、ウォルシュ関数は直交で、記号時間Ｔs ごとに反復される。すなわち次式で表される。
∫0 Ts(ｔ)ｗi(ｔ)ｗj(ｔ)ｄｔ＝１（ｉ＝ｊ）又は、＝０（ｉ≠ｊ） (２)
【０００５】
この移動局においては単一のアンテナ上で次式の信号が受信される。
ｙ(ｔ)＝ｈ(ｔ)ｘ(ｔ)＋ｎ(ｔ) (３)
但しｈ(ｔ)は無線チャネルに起因する複合増倍ひずみ、そしてｎ(ｔ)は熱雑音である。
【０００６】
ｉ番目の移動局（移動局ｉ）は、受信された信号（受信信号）のアンカバー処理（カバリング符号の除去）後、ｋ番目の記号区間（インタバル）の間、受信信号をｉ番目のウォルシュ関数を用いて相関処理して（「相関処理する」とは「相関関係を検出算定する」ことを意味する）、次式の決定統計値ｚI[ｋ] を得る。
【０００７】
ｚi[ｋ]＝∫(k-1)Ts kTsｙ(ｔ)ｐ*(ｔ)ｗi(ｔ)ｄｔ
＝(Ｐi)1/2ｈ[ｋ]ｓi[ｋ]＋ｎ[ｋ] (４)
但し、ｈ[ｋ]はｋ番目の記号区間内でのチャネルひずみｈ(ｔ)の累積影響、そしてｓi[ｋ] はｉ番目の移動局に対して送信されたｋ番目の記号である。
【０００８】
送信された記号は、パイロットチャネルから得られるチャネル推定値（estimate）を用いることによって復元できる。これは次式で表される。
＾ｓi[ｋ]＝ｆ(ｚi[ｋ]＾ｈ*[ｋ]) (５)
但し、ｆ(・)は適切な決定関数である。（尚、ｓの上側に＾を付加した数学記号を簡易的に＾ｓで表す。以下同様。）
【０００９】
急速的確な電力制御のない、平坦なレイリー型フェージングのチャネルを仮定すると、結果として得られるチャネル性能は、ダイバーシチ不足から、低い値となる。その結果、ダイバーシチ受信を可能にして性能を相当に改良するために、受信機に第２のアンテナを設けることが望ましい。しかし、移動局のハンドセット（送受端末）では第２のアンテナを容易に付加できない。そのため、送信機からダイバーシチ性能を得る方法が提案されてきた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
このような、送信機からダイバーシチ性能を得る方法の１つは、同じ信号を多数の搬送波（マルチ搬送波）上で送信する方法である。しかし、これは移動体通信で浪費する余裕のない資源である帯域幅を浪費することになる。これに代わる、より妥当な第２の方法は遅延ダイバーシチである。この方法は、数個のチップで時間的に遅延させた第２の送信を別個のアンテナ上で行うことによって信号を基地局から２回送信し、これで意図的に多重路（マルチパス）を生じさせる方法である。
【００１１】
この方法では、電力を２つの送信に分割することで送信電力は増加しないが、変更を要さずに移動局のレーキ型受信機で容易に利用できる時間ダイバーシチが得られる。しかし、この方式は結局、この意図的なマルチパスに起因する自己干渉によって制限を受ける。全てのユーザ信号が同期的に送信されるので、この自己干渉は極めて大きく、中負荷乃至重負荷状態のシステムには特にそうである。
【００１２】
空間／時間符号化の領域でダイバーシチを改良する試みとしていくつかの手法が提案されている。例えば、簡単な２分岐型送信ダイバーシチ手法が文献に述べられている（Siavash M. Alamouti, "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications," IEEE Journal On Select Areas In Communications, Vol. 16, No. 8, October 1998）。
【００１３】
更に、マルチ送信アンテナを用いて、フェージングのあるチャネル上でデータレートと通信の信頼性とを改善するためにチャネル符号を使用する手法の記述が別の文献にある（Vahid Tarokh et al., "Space-Time Codes for High Data Rate Wireless Communication:Performance Criterion and Code Construction," IEEE Transactions On Information Theory, Vol. 44, No. 2, March 1998）。
【００１４】
又更に、フェージングのある環境において受信を改善するためにマルチ送信アンテナを使用可能にするように、メッセージを符号化してダウンリンク上で送信する手法が米国特許仮出願番号６０／１１４，６２１に述べられている（１９９９年１月４日仮出願、名称：Space-Time Spreading Method of CDMA Wireless Communication," 同一名称による１９９９年４月２日付け正式出願特許の基礎となる内容）。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、ＣＤＭＡシステムにおけるダウンリンク・ダイバーシチを改良するための方法及び装置を提供する。これは、Ｋ個の移動局を扱う１個の共通基地局において、Ｋ個に等しくても等しくなくてもよいＭ個の送信アンテナに関連してウォルシュ符号（ウォルシュ関数としても知られる）を用いることによって得られるので有利である。このようなダウンリンク・ダイバーシチの形態をここでは、ウォルシュ・ダイバーシチ又は空間／時間符号ダイバーシチと称する。
【００１６】
どの場合でも、各送信アンテナが、Ｋ個の移動局の各々についてのデータ信号によってウォルシュ符号を変調した結果を表す信号を送信する。但し、データ信号内に、特定の移動局に関するデータが存在すると仮定する。
【００１７】
例えば、１番目の送信アンテナが、１番目の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移動局に連関するデータ信号によって２番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ番目の移動局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分までの成分とを有する信号を送信する。
【００１８】
それから、２番目の送信アンテナが、１番目の移動局に連関するデータ信号によってＫ番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、２番目の移動局に連関するデータ信号によって（Ｋ−１）番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分と、以下、Ｋ番目の移動局に連関するデータ信号によって１番目のウォルシュ符号が変調された結果である成分までの成分とを有する信号を送信する。
【００１９】
説明から判るように、本例において、第１のアンテナに用いられるのと同じ個数のウォルシュ符号が第２のアンテナに関連して用いられるが、これは、この個数のウォルシュ符号が単に、ウォルシュ符号をそれぞれ変調するデータ信号に関して再分配されるのである。ユーザの序数割り当ては任意である。すなわち、どのユーザでも、ユーザＫ（Ｋ番目のユーザ）（移動局）として指定できる。しかし、ウォルシュ符号の相対的割り当ては、送信マトリックスＴに基づいて行われる。
【００２０】
送信マトリックスは、各アンテナについてウォルシュ符号上にユーザデータ記号をマッピングするもので、望ましくは、その列が送信アンテナを表すようにそして直交であるように設計される。このマトリックスの行は、ウォルシュ符号や周波数帯域のような直交チャネルを表す。同様な再分配がＭ個のアンテナの各々について行われ、その結果、与えられた移動局のデータ信号に連関するＭ個の送信信号の各々における成分が、特定固有のウォルシュ関数を変調する。
【００２１】
したがって、与えられた移動局では、その移動局が受信信号をＭ個の異なるウォルシュ符号を用いて相関処理するだけでよい。その理由は、Ｍ個の異なるウォルシュ符号がその特定の移動局に連関するデータ信号によって変調された結果を、受信された各送信信号が成分として有するからである。しかし、具体的な実施例では、Ｍ個よりも少ない個数の、異なるウォルシュ符号を用いる場合があることを注記したい。又、基地局のＭ個のアンテナは望ましくは、相互に独立である。すなわち相関関係にない。
【００２２】
下で述べるように、ウォルシュ符号を選択する際の対象となるウォルシュ符号群は、２n （２のｎ次べき数）個の、異なるウォルシュ符号からなる。このｎは、数式ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」（ceiling operator）（「の右に「を左右反転させて得られる記号を配置した記号）で囲んだ式で得られ整数で、次の数式で得られる。
【数１】
しかし、どの与えられた移動局に関しても、必要とされる異なるウォルシュ符号の個数は、その特定の移動局を扱う送信アンテナの個数さえあればよい。Ｍ個の相関処理のそれぞれの結果が組み合わされ、そして、得られたチャネル推定値を用いて、受信機が、その特定の移動局に関する特定のデータを推定してユーザに提供する。尚、個数Ｋは、基地局が通信関係を設立できる移動局の総数よりも少なくできる。又、本発明は、Ｍ個の送信アンテナと１個の移動局との間のそれぞれのチャネルを推定する種々の方法も提供する。
【００２４】
したがって、本発明によれば、ウォルシュ符号を用いるダウンリンク・ダイバーシチの改良を（ｉ）移動局において追加の受信アンテナを要さず、（ii）帯域幅を浪費せず、そして （iii）自己干渉を生じさせないような仕方で提供することができる。
【００２５】
本発明のダウンリンク・ダイバーシチの手法は、ＩＳ−９５Ｃ物理層草案に提案されている物理層にも適用できる。本発明の形態のダウンリンク・ダイバーシチは、最小限の符号化利得しか得られない同草案の直交送信ダイバーシチのオプションを拡張し、真のダイバーシチ利得を提供する。本発明は又、種々のＩＳ−９５Ｃ直接拡散及びマルチ搬送波の実施例を提供する。しかし、本発明の手法がどのＣＤＭＡ通信システム又は同様のシステムにも、より広範に適用できることを理解されたい。
【００２６】
【発明の実施の形態】
下で詳しく述べるように、本発明は、ＣＤＭＡシステムにおける基地局と移動局との間のダウンリンク・パス上での改良ダイバーシチを得るための方法及び装置を提供する。これは、後で述べるように、共通基地局におけるマルチ送信アンテナと、送信マトリックスＴに基づく２n 個のウォルシュ符号からなるウォルシュ符号群とを用いることによって行われる（但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）。システムには、この基地局に連関するＫ個の移動局が存在する。
【００２７】
このようにして、ダウンリンク・ダイバーシチが、移動局において追加の受信アンテナを要さず、帯域幅を浪費せず、そして自己干渉を生じさせずに得られるので有利である。
【００２８】
式（１）から（５）までに関して上に述べたシステムを考える。しかし、今は、２個の送信アンテナと、簡単にするため２人のユーザとを考える。当面、パイロット信号については無視することとする。
【００２９】
第１のアンテナ上では、送信信号は次式で表される。
ｘ1(ｔ)
＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1(ｔ)ｗ1(ｔ)−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *(ｔ)ｗ2(ｔ)）ｐ(ｔ) (６)
又、第２のアンテナ上では、送信信号は次式で表される。
ｘ2(ｔ)
＝（(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *(ｔ)ｗ2(ｔ)＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2(ｔ)ｗ1(ｔ)）ｐ(ｔ) (７)
【００３０】
尚、ｓ1(ｔ) は第１のユーザに連関するデータ信号を表し、ｓ2(ｔ) は第２のユーザに連関するデータ信号を表す。更に、ｓ1(ｔ)*は第１のユーザに連関するデータ信号の共役複素数を表し、ｓ2(ｔ)*は第２のユーザに連関するデータ信号の共役複素数を表す。尚、変数又は関数に関連してアステリスク（星印）(*) を用いた場合は、その変数又は関数の共役複素数を表す。
【００３１】
受信機においては、受信信号をアンカバー処理し、２個のウォルシュ符号を用いて相関処理する。これら２つのウォルシュ符号相関処理の出力として、次式が得られる（記号区間への依存部分を削除）。
ｚ1＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1 (８)
ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2 (９)
【００３２】
これらの式は、決定統計値の式に干渉項を導入するものである。しかし、チャネルひずみの推定値＾ｈ1 及び＾ｈ2 が得られていると仮定すると、第１の移動局に対する信号推定値を次式のように得ることができる。
【００３３】
＾ｓ1＝ｆ{＾ｈ1 *ｚ1＋＾ｈ2ｚ2 *}
＝ｆ{＾ｈ1 *（(Ｐ1／２)1/2ｈ1 *ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ2ｓ2＋ｎ1）
＋＾ｈ2（(Ｐ1／２)1/2ｈ2ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2 *＋ｎ2）*}
＝ｆ{（(Ｐ1／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ1／２)1/2|ｈ2|2）ｓ1）
＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (10)
但し、チャネルひずみの推定値が正確であると仮定した。これは、＾ｈ1＝ｈ1及び＾ｈ2＝ｈ2を意味する。
【００３４】
同様に、第２の移動局に対する信号推定値を次式のように得ることができる。＾ｓ2＝ｆ{＾ｈ2 *ｚ1−＾ｈ1ｚ2 *}
＝ｆ{（(Ｐ2／２)1/2|ｈ1|2＋(Ｐ2／２)1/2|ｈ2|2）ｓ2）
＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (11)
【００３５】
これは、２個のアンテナによるダイバーシチ受信（３ｄＢのアパーチャ利得なしの場合）に対する決定統計と同一であることを認識されたい。したがって、ダイバーシチ利得が、移動局受信機において追加の受信アンテナを要さず、追加の帯域幅を必要とせず、そして自己干渉を生じさせずに得られるので有利である。尚、用語「ダイバーシチ利得」は、移動局における信号対雑音比の統計的再分配の改善による受信改善を意味する。
【００３６】
本発明の手法は、任意の個数のアンテナを用いる場合へも拡張可能である。本発明の手法の重要な態様として、送信マトリックスＴとの関連がある。もしマトリックスの行（水平方向）がウォルシュ符号を表し、列（垂直方向）が基地局の送信アンテナを表すとすると、２個のアンテナ及び２人のユーザの場合の本発明の手法は、次式のマトリックス（２行及び２列からなる）で表すことができる（簡易的に上から順に第１行、第２行と行ごとに分けて表記する。１つの行内では左側が左の列（第１列）を、右側が右の列（第２列）を表す。）。
【００３７】
Ｔ＝［送信マトリックス（２行・２列） (12)
第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］
第２行＝［ｓ2 ｓ1 *］
望む信号を受信機において干渉なしに得るためには、マトリックスＴの列は直交であることを要する。例えば、上のマトリックスにおいては次式の成立を意味する。
【００３８】
ｔ2 tｔ1＝−ｓ2ｓ1＋ｓ1ｓ2
＝０ (13)
但しｔi はマトリックスＴのｉ番目の列（第ｉ列）、( )tは転置共役値である。
【００３９】
ユーザの個数を増加するには、列が直交であるマトリックスＴを増大させるだけでよい。他の要件の１つは、マトリックスＴが２n 個の行を有することである（ｎは或る整数）。言い換えると、Ｋ人のユーザに対しては、２n 個のウォルシュ符号を要する。但し前に述べたように、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」（ceiling operator）で囲んだ式で得られる値（整数）である。
【００４０】
しかし、アンテナの個数Ｍは、Ｍ≦ｎを条件として任意に与えることができる。可能性の高い個数は、Ｍ＜Ｋ、例えば、Ｍ＝２又は４である。別の例として、もし４人のユーザ及び２個のアンテナを伴うＢＰＳＫ（２相シフトキー操作）変調を仮定すると、次に示す送信マトリックスを用いることができる。
【００４１】
Ｔ＝［送信マトリックス（４行・２列）］ (14)
第１行＝［ｓ1 −ｓ4］
第２行＝［ｓ2 −ｓ3］
第３行＝［ｓ3 ｓ2］
第４行＝［ｓ4 ｓ1］
【００４２】
この送信マトリックスは又、受信信号の復号化への鍵でもある。ウォルシュ符号相関処理の出力のベクトルｚを次式で表すことができる。
ｚ＝Ｔｈ＋ｎ (15)
但し、ｈはチャネル係数のベクトルである。前に述べたように、送信マトリックスは直交であるように設計される。すなわち、ＴtＴ＝ｎＩ、 但し、ｎはウォルシュ符号の個数である。
【００４３】
しかし、ｚを次式のように書き直すことができる。
ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (16)
但し、Ｈはチャネル・マトリックスで、このチャネル・マトリックスが、送信された記号を、適切なチャネル係数で重み付けされた、記号が用いるウォルシュ符号にマッピングする。言い換えれば、Ｔｈ＝Ｈｓである。このように表し得るのは、送信マトリックスＴが直交であるように設計されるからである。Ｈも又、直交である。
【００４４】
したがって、復号化するには単に、送信マトリックスＴの知識とチャネル係数のベクトルｈの推定とによりチャネル・マトリックスの推定値を生成しさえすればよい。これにより、移動局受信機における復号化は次式のように表される。
＾ｓ＝Ｈtｚ
＝αｓ＋Ｈtｎ (17)
但し、α=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|ｈM|2。 したがって、もし全てのチャネルが独立している場合、Ｍ重ダイバーシチが得られる。
【００４５】
本明細書に述べるウォルシュ・ダイバーシチは、ダイバーシチ性能を得るのに且つ他のユーザに起因する干渉項を除去するのに、チャネル係数の推定値に依存する。次に、ウォルシュ・ダイバーシチを用いるＣＤＭＡシステムにおけるチャネル推定プロセスを行うための推奨方法を説明する。
【００４６】
一実施例では、要求されるチャネル係数を得るためのチャネル推定プロセスは、各アンテナにパイロット信号として１個のウォルシュ符号を割り当てるプロセスである。そのウォルシュ符号はそのアンテナに対してのみ用いられる。したがって、送信アンテナの個数がＭ個の場合、チャネル推定にＭ個のウォルシュ符号を用いる必要がある。
【００４７】
一例として、アンテナ０及びアンテナ１と名付けた２個のアンテナと２個のユーザ（移動局）とを有するシステムを考える。ウォルシュ符号０を、アンテナ０に連関するパイロット信号用とし、ウォルシュ符号１を、アンテナ１に連関するパイロット信号用とする。すると、移動局受信機において、ＲＦ（無線周波数）フィルタ処理、ダウンコンバート処理（下方周波数変換）、及びアンカバー処理後、次式の値が得られる。
【００４８】
ｒ(ｔ)＝(Ｐp)1/2ｗ0(ｔ)ｈ0＋(Ｐp)1/2ｗ1(ｔ)ｈ1
＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ2(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1 *ｗ3(ｔ)ｈ1
＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ1−(Ｐ2／２)1/2ｓ2 *ｗ3(ｔ)ｈ0
＋ｎ(ｔ) (18)
但し、Ｐp はどちらかのパイロット信号に連関する電力、Ｐi 及びｓi はそれぞれ、移動局ｉに連関する電力及びデータ信号、そしてｈI はアンテナｉから見たその移動局におけるチャネルである。
【００４９】
すると、移動局１及び２（ウォルシュ符号２及び３を用いる）に対する受信機におけるウォルシュ符号相関器の出力として次式の値が得られる。
ｚ2＝(Ｐ1／２)1/2ｈ0ｓ1＋(Ｐ2／２)1/2ｈ1ｓ2＋ｎ1 (19)
ｚ3＝(Ｐ1／２)1/2ｈ1ｓ1 *−(Ｐ2／２)1/2ｈ0ｓ2 *＋ｎ2 (20)
【００５０】
ｓ1 及びｓ2 の推定値を得るには、まずｈ0 及びｈ1 の推定が必要である。この推定は、単に信号をウォルシュ符号０及び１を用いて相関処理することにより、簡単率直な仕方で行われる。すなわち、ｈ0 の推定値が次式で得られる。
^ｈ0＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ0(ｔ)ｄｔ
＝(Ｐp)1/2ｈ0＋ｎ0 (21)
【００５１】
同様に、ｈ1 の推定値が次式で得られる。
^ｈ1＝∫0 Tｒ(ｔ)ｗ1(ｔ)ｄｔ
＝(Ｐp)1/2ｈ1＋ｎ1 (22)
Ｍ個の送信アンテナに対しては、単にＭ個のウォルシュ符号を、Ｍ個のパイロットチャネルの各々に１個ずつを当てればよいことは明らかである。
【００５２】
パイロットチャネルを用いないがパイロット記号を用いるシステムにおいても、簡単率直な仕方でチャネル推定値を得ることができる。すなわち、単に、Ｎ個の既知のデータ記号を２n 個のウォルシュ符号の各々上で同期的に送信しさえすればよい（但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」で囲んで得られる整数である。）これを次例で説明する。
【００５３】
２個の送信アンテナ及び４人のユーザ（４個の移動局）を有するシステムを考える。ダウンコンバート処理後の受信信号は次式で表される。
ｒ(ｔ)＝(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ1(ｔ)ｈ0＋(Ｐ1／２)1/2ｓ2ｗ2(ｔ)ｈ0
＋(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ3(ｔ)ｈ0＋(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ4(ｔ)ｈ0．．．
−(Ｐ4／２)1/2ｓ4ｗ1(ｔ)ｈ1−(Ｐ3／２)1/2ｓ3ｗ2(ｔ)ｈ1
＋(Ｐ2／２)1/2ｓ2ｗ3(ｔ)ｈ1＋(Ｐ1／２)1/2ｓ1ｗ4(ｔ)ｈ1
＋ｎ(ｔ) (23)
ここでは、実数記号を仮定した。
【００５４】
受信機における４個のウォルシュ符号相関器の出力が次式で表される。
ｚ1＝ｓ1ｈ0−ｓ4ｈ1＋ｎ1
ｚ2＝ｓ2ｈ0−ｓ3ｈ1＋ｎ2
ｚ3＝ｓ3ｈ0−ｓ2ｈ1＋ｎ3
ｚ4＝ｓ4ｈ0−ｓ1ｈ1＋ｎ4 (24)
但しｎI は相関器ｉの出力のＡＷＧＮ（相加性白色ガウス雑音）成分である。
【００５５】
もし全ての訓練（トレーニング）記号が１、すなわちｓI＝１ の場合、単純に次式が得られる。
＾ｈ0＝（ｚ1＋ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４
＝αｈ0＋β(ｎ1＋ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (25)
但し、α＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)1/2＋(Ｐ3／２)1/2＋(Ｐ4／２)1/2、そしてβ＝(Ｐ1／２)1/2＋(Ｐ2／２)1/2−(Ｐ3／２)1/2−(Ｐ4／２)1/2。
【００５６】
又、
＾ｈ1＝（−ｚ1−ｚ2＋ｚ3＋ｚ4）／４
＝αｈ1＋β(−ｎ1−ｎ2＋ｎ3＋ｎ4)／４ (26)
【００５７】
もし全ての訓練記号が、１ではない（１ではない記号がある）が既知である場合でも尚、チャネル係数を求めることができる。概して、ウォルシュ符号相関器の出力ｚは次式で表すことができる。
ｚ＝Ｈｓ＋ｎ (27)
但し、Ｈは、送信記号のウォルシュ相関器へのマッピングを記述するチャネル・マトリックス、そしてｎは雑音サンプルのベクトルである。
【００５８】
上で説明したように、本発明のシステムは、ＨtＨ＝αＩ であるように設計されている。但し、( )tは転置共役値、そしてα=|ｈ0|2＋|ｈ1|2＋．．．|ｈM|2 である。したがって、復号化は、推定を要するチャネル・マトリックスの転置共役値をベクトルｚに前乗算することによって得られる。しかし、式（２７）は次式のようにも表すことができる。
【００５９】
ｚ＝Ｈｓ＋ｎ
＝Ｔｈ＋ｎ (28)
但し、Ｔは送信マトリックス、そしてｈはチャネルベクトルである。
【００６０】
今や、Ｔも直交であるといえる。すなわち、ＴtＴ＝ｍＩ、 但し、ｍはウォルシュ符号の個数である。したがって、チャネル係数を求めるには、Ｔが判るように全てのユーザに対して訓練シーケンスを送信しさえすればよい。すると、各訓練記号区間においてチャネルを次式のように推定できる。
＾ｈ＝(Ｔtｚ)／ｍ
＝ｈ＋(Ｔtｎ)／ｍ (29)
【００６１】
訓練記号の個数及び周波数は、チャネルレート及びチャネル推定値に必要とされる信号対雑音比によって定められる。訓練記号は、変化するチャネルを追跡できる程度に頻繁に挿入する必要があるが、他方、データ容量を浪費しないようになるべく少ない頻度で挿入するのがよい。
【００６２】
又、訓練シーケンスの長さＮを増加させることにより、チャネル推定値の信号対雑音比が改善される。理由は、雑音の影響を各個別サンプルに平均化できるからである。しかし、この場合もやはりデータ容量が浪費される。したがって、訓練シーケンスのサイズ及び周波数は１つの設計パラメータである。
【００６３】
図１及び図２にそれぞれ、本発明に基づくＣＤＭＡシステム１００を例示するブロック図、及び本発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチの方法２００を実現するための流れ図を示す。ＣＤＭＡシステム１００における基地局１０２にはＭ個の送信アンテナ１０４−１〜１０４−Ｍが装備されている。本発明によれば、Ｍ個の送信アンテナがそれぞれＭ個のデータ信号をＫ個の移動局１０６−１〜１０６−Ｋに送信する（図２のステップ２０２）。
【００６４】
上記の式（６）及び（７）と同様に、Ｍ個のデータ信号は各々Ｋ個の移動局の各々に関するデータ信号部分を有する。本発明によれば、Ｋ個の移動局が与えられた場合、各送信信号は２n 個のウォルシュ符号を要する。但し、ｎは、ｌｏｇ2(Ｋ) の左右を数学記号「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数である。上に述べたように、ウォルシュ符号の相対的割り当ては、送信マトリックスＴに基づいて行われる。しかし、各移動局は、Ｍ個のウォルシュ符号しか必要としない。
【００６５】
各移動局はアンテナを１個だけ有し、このアンテナがＭ個の基地局送信アンテナによって送信されるそれぞれのデータ信号を受信する。図１に示すように、基地局送信アンテナと移動局との間の各データチャネルは、それぞれに連関（付随）する或る固有のチャネル特性（例えば、信号ひずみ等）を有する。上記のように、受信機におけるデータ信号の推定にはチャネルの適切な推定が重要である。
【００６６】
それで、送信アンテナ１０４−１と移動局１０６−１との間に形成されるチャネルの推定値をｈ1 1で表し、送信アンテナ１０４−Ｍと移動局１０６−１との間に形成されるチャネルの推定値をｈM 1で表す。この表記がＭ個の送信アンテナと移動局１０６−Ｋとの間のデータチャネルにまで適用される。
【００６７】
それから、流れ図に示す各ステップが移動局の各々において行われるが、これら各ステップの説明は、一般化してＫ番目の移動局に関して述べることとする。ステップ２０４において、移動局が、ｈ1 kからｈM kまでのチャネル推定を、例えば、上記の推定手法の１つを用いて取得する。
【００６８】
それからステップ２０６において、移動局が受信信号をアンカバー処理し、Ｍ個のウォルシュ符号を用いて相関処理する。このステップは、２個のアンテナ及び２人のユーザ（２個の移動局）を伴う設例に関する上の式（８）及び（９）の計算と同等である。最後に、ステップ２０８において、Ｋ番目の移動局に向けられたデータの推定値、ｓK(ｔ) が見出される。これも又、上記の式（１０）又は式（１７）に対応する。
【００６９】
［ＩＳ−９５Ｃ直接拡散実施例］
現在、ＩＳ−９５Ｃに対する物理層草案はオプションとして、直交送信ダイバーシチ（ＯＴＤ）として知られる形態の送信ダイバーシチをサポートする。このことはＩＳ−９５Ｃ草案文献に述べられている（J. Losh, "TR45 Mobile Station-Base Station Compatibility Standard For Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Systems (Physical Layer)," IS95C Draft Proposal (Revision 7), February 16, 1999）。
【００７０】
オプションのＯＴＤモード時にユーザは２個のウォルシュ符号を割り当てられる。データが偶数及び奇数のデータストリームに分割され、別個に符号化される。これら２個の符号は緊密な相関関係にある。例えば、もしユーザｊが通常モード時に長さＮのウォルシュ符号ｗj N（ｔ）を割り当てられた場合、ユーザｊはオプションのＯＴＤモード時には、ｗj N（ｔ）から形成される２個のウォルシュ符号を割り当てられることになる。これら２個の符号は次式のように形成される。
【００７１】
ｗj 2N(ｔ)＝ ［ｗj N(ｔ) ｗj N(ｔ)］
ｗj+N 2N(ｔ)＝［ｗj N(ｔ) −ｗj N(ｔ)］ (30)
ここで、符号長さが２Ｎに増加し（上付文字に反映される）、あり得る符号の個数も２Ｎ個となる（下付文字に反映される）。更に、第２の符号ｗj+N 2N(ｔ) はしばしばｗj 2N(ｔ) の補足符号と呼ばれる。すなわちｗj+N 2N(ｔ)＝￣ｗj 2N(ｔ)である（ｗの上側に横線￣を付した数学記号を簡易的に、ｗの前に￣を配置して表す）。
【００７２】
加えて、各アンテナについて個別のパイロットチャネルが利用可能である。現在、ＯＴＤモードでは２個のアンテナのみをサポートしているが、４個のアンテナに拡張するのは容易である。２個のアンテナについてＯＴＤモードをサポートする物理層が、上記のＩＳ−９５Ｃ物理層草案文献（J. Losh at pg. 3-27） に述べられている。物理層のうちの関連するウォルシュ拡散部分を図３に示す。
【００７３】
図３に示すように入力シーケンスは４個の入力ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2に多重化される。入力シーケンスをｓ(ｎ)とすると、入力は次のように表される。
ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),ｓ(６),ｓ(10)...｝、
ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
【００７４】
それからこれらの入力はそれぞれ、記号反復ユニット３０２〜３０８において２つの記号区間の間保持され、記号反復ユニット３０２〜３０８を表すボックス内に示す符号（正負）が乗じられる。乗算器３１０及び３１２において、予め割り当てられたウォルシュ関数（ウォルシュ符号）に準直交関数（ＱＯＦ）（ＩＳ−９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。
【００７５】
それから乗算器３１０の出力が乗算器３１４及び３１６において記号反復ユニット３０２及び３０４の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器３１２の出力が乗算器３１８及び３２０において記号反復ユニット３０６及び３０８の出力をそれぞれ乗算される。これが拡散処理である。信号の同相部分及び直角位相（９０度の位相ズレ）部分をそれぞれＩin及びＱinとする。これらの出力はそれからそれぞれのアンテナ、すなわち、アンテナ１及びアンテナ２に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００７６】
ＩＳ−９５Ｃ草案のＯＴＤオプションの分割データストリームの枠組みを用いて、本発明による空間／時間符号方式の一形態であるウォルシュ・ダイバーシチが、草案にあまり変更を加えずに直ぐに実現できる。各ユーザが２個のウォルシュ符号を割り当てられ、データも２個のストリームに分割されているので、本発明によるダイバーシチ方式が、２個のストリームに、あたかも異なる２人のユーザであるかのように適用される。
【００７７】
第１のアンテナ上で次式の信号が送信される。
ｘ1(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe(ｔ)ｗ(ｔ)−ｓ0(ｔ)*￣ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (31)
但し、Ｐは総送信電力を表し、ｓe(ｔ) は偶数記号ストリーム、そしてｓ0(ｔ) は奇数記号ストリームである。ウォルシュ符号ｗ(ｔ)及びその補足符号￣ｗ(ｔ)を用いて信号が拡散される。第２のアンテナ上では次式の信号が送信される。
ｘ2(ｔ)＝（(Ｐ／２)1/2[ｓe *(ｔ)￣ｗ(ｔ)＋ｓ0(ｔ)ｗ(ｔ)]ｐ(ｔ) (32)
【００７８】
本発明によるウォルシュ・ダイバーシチをサポートするために図３で必要とされる変更を図４に示す。図示のように、信号ストリーム（偶数及び奇数）ごとに追加の拡散器が加えられる。ここでも簡単にするために、送信機のうち、関連するウォルシュ拡散部分のみを示す。入力シーケンスｓ(ｎ)が次式の４個の入力ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2にわたって多重化される。
ＹI1＝｛ｓ(０),ｓ(４),ｓ(８)...｝、ＹQ1＝｛ｓ(２),ｓ(６),ｓ(10)...｝、
ＹI2＝｛ｓ(１),ｓ(５),ｓ(９)...｝、ＹQ2＝｛ｓ(３),ｓ(７),ｓ(11)...｝。
【００７９】
入力は、記号反復ユニット４０２〜４１６において２つの記号区間の間それぞれ保持され、表示される符号（正負）が乗じられる。図示のように、入力を受ける記号反復ユニットの正負符号はアンテナ１とアンテナ２とで異なる。例えば、入力記号ＹI1は、アンテナ１については（＋＋）符号が乗じられるが、アンテナ２については（＋−）符号が乗じられる。
【００８０】
これらの正負符号は共役化及びウォルシュ・ダイバーシチに要する正負符号処理動作の変更を取り入れたものである。同様に、入力シーケンスの他方の記号に乗じるのに用いられる正負符号もこれら２個のアンテナ間で異なる。
【００８１】
乗算器４１８〜４２４において、予め割り当てられたウォルシュ関数に準直交関数（ＱＯＦ）（ＩＳ−９５Ｃ規格に記述あり）が乗じられる。それから乗算器４１８の出力が乗算器４２６及び４２８において記号反復ユニット４０２及び４０４の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器４２０の出力が乗算器４３０及び４３２において記号反復ユニット４０６及び４０８の出力をそれぞれ乗算される。
【００８２】
又、乗算器４２２の出力が乗算器４３４及び４３６において記号反復ユニット４１０及び４１２の出力をそれぞれ乗算される。他方、乗算器４２４の出力が乗算器４３８及び４４０において記号反復ユニット４１４及び４１６の出力をそれぞれ乗算される。これも拡散処理である。
【００８３】
信号の同相部分及び直角位相部分をそれぞれＩin及びＱinとする。アンテナ１に連関する同相部分Ｉin(00)が、合算器４４２において、アンテナ１に連関する同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ１に連関する直角位相部分Ｑin(01)が、合算器４４４において、アンテナ１に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算される。合算器４４２及び４４４の出力はそれからアンテナ１に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００８４】
同様に、アンテナ２に連関する同相部分Ｉin(00)が、合算器４４６において、アンテナ２に連関する同相部分Ｉin(10)と合算され、他方、アンテナ２に連関する直角位相部分Ｑin(01)が、合算器４４８において、アンテナ２に連関する直角位相部分Ｑin(11)と合算される。合算器４４６及び４４８の出力はそれからアンテナ２に対する搬送波成分に混合されて送信される。
【００８５】
このデータを復号化するには、マルチ・ユーザ検出問題を偶数／奇数データストリーム検出問題に変換してで空間／時間符号方式の枠組みを用いる。ＩＳ−９５Ｃ規格には、ＯＴＤモードにおいて符号化された信号を最適に検出する仕方について示唆されていない。
【００８６】
本発明の空間／時間方法を用いると、本発明に基づきＭＲＣ風のレーキ型組み合わせ器を用いて信号を復号化できる。このようなレーキ型受信機の一例を図５に示す。尚、図５は、レーキ型受信機のフィンガのうちの１個のみを表す。他のフィンガも同様なので簡単化のため図示しない。
【００８７】
図示のように、変調された受信信号ウォルシュ関数ｗ(ｔ)及びＱＯＦの組み合わせによって拡散解除処理される。これは、まず乗算器５０２においてｗ(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信信号を相関器５０４において乗算器５０２の出力を用いて相関処理する（すなわち、乗算及び集積させる）ことによって行われる。相関器５０４の出力をｚ1 とする。
【００８８】
アンカバー処理後、受信信号は又、ウォルシュ関数ｗ(ｔ)の補足関数￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦによっても拡散解除処理される。これは、まず乗算器５０６において￣ｗ(ｔ)及びＱＯＦを乗じ、次に、復調された受信信号を相関器５０８において乗算器５０６の出力を用いて相関処理することによって行われる。それから相関器５０８の出力が共役化処理を受け（( )*で表す）、ｚ2 *が生成される。
【００８９】
次に、乗算器５１０、５１２及び合算器５１８によって、上記の式（１０）における演算処理が実現され、他方、乗算器５１４、５１６及び合算器５２０によって、上記の式（１１）における演算処理が実現される。すなわち、拡散解除器の出力が、式（１０）及び（１１）に記述されるように組み合わされて、データの偶数及び奇数ストリームの推定値が形成される。それからデマルチプレクサ（多重化解除器）５２２が、受信機についての偶数及び奇数データの推定値から単一のデータストリームを生成する。
【００９０】
レーキ型受信機を用いて、偶数データストリームについての決定統計値が次式で求められる（チャネルｈ1 及びｈ2 の完全な知識があることを仮定）。
＾ｓe(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓe(ｔ)
＋ｈ1 *ｎ1＋ｈ2ｎ2 *} (33)
そして、奇数データストリームについての決定統計値が次式で求められる。
＾ｓ0(ｔ)＝ｆ{(Ｐ／２)1/2(|ｈ1|2＋|ｈ2|2)ｓ0(ｔ)
＋ｈ2 *ｎ1＋ｈ1ｎ2 *} (34)
【００９１】
但し、この構成においては、ｎ1 はｗ(ｔ)を用いるウォルシュ相関器の出力における熱雑音を表し、ｎ2 は￣ｗ(ｔ)についての相関器に連関する雑音プロセスである。
【００９２】
本発明の空間／時間符号方式の性能を他の形態の２分岐型送信ダイバーシチ手法と比較するためにシミュレーションを行った。これらの他の形態には、遅延形態のダイバーシチを伴う２個のアンテナによる同報通信、ユーザがハンドオフ（或る基地局から隣の基地局へのチャネル切り換え）状態に入ったときに導入される固有ダイバーシチ、及び２つの独立した雑音プロセスと組み合わされた２つの個別にフェージングするレイリー型プロセスを用いて得られる理論的に最良の性能が含まれる。
【００９３】
遅延形態のダイバーシチ及び空間／時間符号形態のダイバーシチについては、アンテナ素子間の間隔を１０λ、デパーチャ・スプレッド角（発信開き角度）を１８０度と仮定したチャネルモデルを用いた。
【００９４】
１５３．６ｋｂｐｓで受信中の単一高データレートのユーザのビット誤り率（ＢＥＲ）性能を検討対象のダイバーシチ設例について検証し、どの形態のダイバーシチもないユーザの性能も参考に表示した（図６）。チャネルは、６０Ｈｚのドプラー周波数で平坦なレイリーフェージングを示した。単純線形最少二乗法回帰方式を用いてチャネルを推定した。
【００９５】
誤り率１％での２分岐型送信ダイバーシチ手法の理論的改良では約５〜７ｄＢであった。遅延ダイバーシチ方式及びハンドオフ・ダイバーシチ方式は、ダイバーシチの理論的に最適な改良値に近かったが、約１ｄＢ差異があった。遅延ダイバーシチ方式における自己干渉及びハンドオフ・ダイバーシチ方式における自己干渉のそれぞれの影響は、２分岐型送信ダイバーシチ手法の理論的改良に対して１ｄＢの差をもたらした。
【００９６】
しかし、本発明の空間／時間符号方式は自己干渉及び相互干渉の影響を受けず、受信機についての使用対象領域において最適性能に近い結果が得られた。この１ｄＢの差は、より高い負荷条件に対してかなり大きい方であるといえる。理由は、遅延ダイバーシチ方式に連関する自己干渉が負荷と共に増大し、他方、ここに述べる本発明のウォルシュ・ダイバーシチ方式は自己干渉を生成しないからである（チャネル推定が完全な場合）。
【００９７】
［ＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波実施例］
マルチ搬送波送信は、上記のＩＳ−９５Ｃ物理層草案文献（J. Losh at pg. 3-27） に述べられているように、ＩＳ−９５Ｃ規格内の、３Ｘ帯域幅（−５ＭＨｚ）が得られるオプションであるが現在のＩＸシステムとの適合状態を保つ。本質的に、倍率３でチップレートを増加させる代わりに、データが単に３個のストリームに分割され、３個の別個の搬送波上へ変調される。
【００９８】
加えて、３個の搬送波は２個のアンテナ上で送信されることになり、２個の非隣接帯域が第１のアンテナ（アンテナ１）上で送信され、第３（中間）の帯域が第２のアンテナ（アンテナ２）上で送信される（図７）。したがって、受信機において周波数ｆ1 上で、復調及びアンカバー処理後、次式の値が受信される。
ｒ1(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (35)
但しＰI,1 は信号ｉ（ｓI,1） のデータストリーム１に連関する電力、そしてｈn,m は周波数帯域ｍ上でアンテナｎから見た、受信機におけるチャネルである。
【００９９】
同様に、周波数ｆ2 及びｆ3 上で、次式の値が受信される。
ｒ2(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (36)
及び、
ｒ3(ｔ)＝Σi=0 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (37)
【０１００】
このように、マルチ搬送波及びアンテナを用いるにも拘わらず、符号化されていない記号のレベルではダイバーシチが得られない。しかし、データが３個の搬送波全てにわたってインタリーブされるので、復号化プロセスにおいて、特に、１個の搬送波上ではインタリーブが十分でないような低速の場合に、ダイバーシチ利得が得られる。
【０１０１】
隣接する周波数帯域において見られるフェージング・エンベロープ（包絡線）間の相関関係が低い（例えば、０．７より小さい）と仮定すると（この仮定は、遅延拡散の程度が中から高の場合のチャネルにおいて有効）、信号を送信できる別個のチャネルが潜在的に６個存在する。送信すべきデータストリームが３個あるので、少なくとも２重のダイバーシチ受信が得られる。
【０１０２】
加えて、もしウォルシュ符号を１個追加する意向があるなら、４重のダイバーシチ受信を達成できる。このことを示すために、信号が、或る与えられたユーザに対して３個のアンテナ全てで３個の周波数帯域全てにおいて送信されると仮定する。他の全てのユーザについては前と同じに送信される。
【０１０３】
信号を周波数帯域とアンテナとに適切に割り当てることにより、周波数ｆ1 上で次式で表す信号が受信される。
ｒ1(ｔ)＝(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *ｗ1
＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2ｗ2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *ｗ2
＋Σi=3 K(Ｐi,1)1/2ｈ1,1ｓi,1ｗi＋ｎ1(ｔ) (38)
【０１０４】
他方、周波数ｆ2 及びｆ3 上では次式で表す信号が受信される。
ｒ2(ｔ)＝(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2ｗ1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *ｗ1
＋(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *ｗ2
＋Σi=3 K(Ｐi,2)1/2ｈ2,2ｓi,2ｗi＋ｎ2(ｔ) (39)
ｒ3(ｔ)＝(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3ｗ1−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *ｗ1
＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1ｗ2＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *ｗ2
＋Σi=3 K(Ｐi,3)1/2ｈ1,3ｓi,2ｗi＋ｎ3(ｔ) (40)
【０１０５】
ここで周波数帯域ｊ上でウォルシュ相関器Ａ及びＢの出力において、統計値ＷA j及びＷB jが次式によって得られる。
【０１０６】
ＷA 1(ｔ)=(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,1ｓ1,1−(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,1ｓ1,2 *＋ｎ1,1
ＷB 1(ｔ)=(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,1ｓ1,2＋(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,1ｓ1,1 *＋ｎ2,1
ＷA 2(ｔ)=(Ｐ1,2／４)1/2ｈ1,2ｓ1,2−(Ｐ1,3／４)1/2ｈ2,2ｓ1,3 *＋ｎ1,2
ＷB 2(ｔ)=(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,2ｓ1,3＋(Ｐ1,2／４)1/2ｈ2,2ｓ1,2 *＋ｎ2,2
ＷA 3(ｔ)=(Ｐ1,3／４)1/2ｈ1,3ｓ1,3−(Ｐ1,1／４)1/2ｈ2,3ｓ1,1 *＋ｎ1,3
ＷB 3(ｔ)=(Ｐ1,1／４)1/2ｈ1,3ｓ1,1−(Ｐ1,3／４)1/2ｈ2,3ｓ1,3 *＋ｎ2,3 (41)
【０１０７】
第１の移動局に連関するデータストリームに対する決定統計値が次式のように形成される。
【０１０８】
Ｚ1,1＝ＷA 1＾ｈ1,1 *＋(ＷB 1)*＾ｈ2,1＋ＷB 3＾ｈ1,3 *＋(ＷA 3)*＾ｈ2,3
＝|ｈ1,1|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1−ｈ1,1 *ｈ2,1(Ｐ1,2／４)1/2ｓ1,2 *
＋ｈ1,1 *ｈ2,1ｓ1,2 *
＋|ｈ2,1|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1＋|ｈ1,3|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1
−ｈ2,3 *ｈ1,3(Ｐ1,3／４)1/2ｓ1,3 *＋ｈ1,3 *ｈ2,3(Ｐ1,3／４)1/2ｓ1,3 *
＋|ｈ2,3|2(Ｐ1,1／４)1/2ｓ1,1
＋ｈ1,1 *ｎ1,1＋ｈ2,1ｎ1,2 *＋ｈ1,3 *ｎ2,3＋ｈ2,3ｎ1,3 *
＝{(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ1,1|2＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ2,1|2
＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ1,3|2＋(Ｐ1,1／２)1/2|ｈ2,3|2}ｓ1,1
＋ｈ1,1 *ｎ1,1＋ｈ2,1ｎ1,2 *＋ｈ1,3 *ｎ2,3＋ｈ2,3ｎ1,3 * (42)
【０１０９】
これは、チャネル推定値が理想的、すなわち、＾ｈi,j＝ｈi,jであり且つ、全ての周波数帯域が独立である場合に、４重のダイバーシチが得られる。ｓ1,2 及びｓ1,3 に対する決定統計値も同様に形成できる。したがって、チャネル推定精度に拘わらず、他のユーザと相互干渉を生じさせない追加のウォルシュ符号を割り当てることにより、特定のユーザ（移動局）の性能を顕著に改良することができる。これは、ソフトなハンドオフ状態にはないが基地局に近接していないユーザには適したオプションである。
【０１１０】
もし追加のウォルシュ符号を犠牲にすることが不可能な場合でも尚、マルチ搬送波システムにおいえダイバーシチを得ることができる。上記の構成において、各記号が４回送信されることが判る（したがって、４重ダイバーシチが得られる）。もし追加のウォルシュ符号を犠牲にしたくない場合には、式（３０）に記述の本来の反復率の１／２の反復率で２個のウォルシュ符号を生成することができる。
【０１１１】
各データストリームｓi はそれから２個のデータストリームｓi e及びｓi o（偶数及び奇数）に分割される。各信号を４回送信する代わりに、各信号を２回送信する。このようにして、今度は図８に示す表に基づいて送信する。
【０１１２】
上記のマルチ搬送波方式の実施例と同様（ウォルシュ出力を決定統計値当たり２個だけ用いる点を除いて）の仕方で組み合わせることにより、チャネル推定が理想的な場合に２重のダイバーシチを得ることができる。
【０１１３】
図９〜図１４は、マルチ搬送波方式のフォーマットについて本発明に基づきウォルシュ・ダイバーシチをサポートするためのＩＳ−９５Ｃ方式の送信機の一実施例で、その物理層に求められる変更を示す。本実施例（以下、構成Ａと称する）は、ユーザ当たり２個のウォルシュ符号（ウォルシュ符号Ａ及びＢと称する）を用いる必要がある。図９、図１０及び図１１は、アンテナ１についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及び変調処理を示す。
【０１１４】
図１２、図１３及び図１４は、アンテナ２についてのウォルシュ符号Ａ及びＢに対する拡散及び変調処理を示す。各アンテナについて、入力シーケンスが３個のデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 に分割され、これらのデータストリームはそれから、図９〜図１４に示すように、それぞれＩ（同相）及びＱ（直角位相）チャネルにマッピングされる。各入力ストリームはそれから、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチャネルに、分割又はマッピングされる。
【０１１５】
したがって、アンテナ１については、図９が、ＹI1、ＹQ1、ＹI2、及びＹQ2からなるマッピングされた第１のストリームを表し、図１０が、ＹI3、ＹQ3、ＹI4、及びＹQ4からなるマッピングされた第２のストリームを表し、図１１が、ＹI5、ＹQ5、ＹI6、及びＹQ6からなるマッピングされた第３のストリームを表す。尚、アンテナ２に連関する入力シーケンスに関しても同じマッピングがなされる。
【０１１６】
次に、マッピングされたストリームの１つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた第１のストリーム、の処理について述べる（図９）。尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図９、図１０及び図１１の個々の構成要素はそれぞれ類似であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリームを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を付けて表示する。
【０１１７】
図１２、図１３及び図１４にそれぞれ示すアンテナ２に連関するマッピングされたストリームについても同様とする。但し、これらの図面における参照符号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するために、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号に１００を加えた親番号で示す。
【０１１８】
図９を例として述べると、マッピング後、偶数及び奇数ストリームが拡散される。偶数ストリームについては、乗算器９００−１においてウォルシュ符号ＡにＱＯＦが乗じられ、その結果に、偶数ストリームのＩ及びＱ部分が乗算器９０２−１及び９０４−１において乗じられる。奇数ストリームに関しても同様の処理が、ウォルシュ符号Ｂ並びに乗算器９０６−１、９０８−１及び９１０−１を用いて行われる。
【０１１９】
それから、Ｉ（同相）部分（乗算器９０２−１及び９０８−１の出力）が合算器９１２−１において組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗算器９０４−１及び９１０−１の出力）が合算器９１４−１において組み合わされる。合算器の出力は、上記のＩＳ−９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によって定義されるように、オプションとして、回転器９１６−１において９０度回転させる。
【０１２０】
回転された信号はそれから、複素乗算器９１８−１、９２０−１、９２２−１、及び９２４−１において、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮQ によりそれぞれ複素拡散される。複素乗算器９１８−１及び９２２−１の出力が合算器９２６−１において減算され、他方、複素乗算器９２０−１及び９２４−１の出力が合算器９２８−１において加算される。
【０１２１】
合算器９２６−１からの同相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ９３０−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信号の最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）を混合器９３４−１において変調する。同様に合算器９２８−１からの直角位相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ９３２−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓｉｎ（２Πｆc1ｔ）を混合器９３６−１において変調する。
【０１２２】
変調された２個の信号は、それから合算器９３８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてアンテナ１によって送信される。既に述べたように、アンテナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ２についてのｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、及びｓ3(ｔ)も同様に形成される。
【０１２３】
次に図１５、図１６及び図１７は、マルチ搬送波方式のフォーマットについて本発明に基づきウォルシュ・ダイバーシチをサポートするためのＩＳ−９５Ｃ方式の送信機の別の実施例で、その物理層に求められる変更を示す。本実施例（以下、構成Ｂと称する）は、追加ののウォルシュ符号を必要とせず、かわりにＯＴＤモードに類似の１個のウォルシュ符号方式を拡張するものである。
【０１２４】
図１５、図１６及び図１７は、アンテナ１についての拡散及び変調処理を示し、他方、図１８、図１９及び図２０は、アンテナ２についての拡散及び変調処理を示す。前にも述べたように、各アンテナについて、入力シーケンスが３個のデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 に分割される。これらのデータストリームはそれから偶数ストリームｓi e及び奇数ストリームｓi oに分割される。
【０１２５】
これらのデータストリームｓ1、 ｓ2、 及びｓ3 はそれから、図８に基づいてそれぞれＩ（同相）及びＱ（直角位相）チャネルにマッピングされる。各入力ストリームはそれから、上記の構成Ａの場合のように、偶数及び奇数サンプルに、そしてＩ及びＱチャネルに分割又はマッピングされる。
【０１２６】
次に、マッピングされたストリームの１つ、具体的にはアンテナ１に連関するマッピングされた第１のストリーム、の処理について述べる（図１５）。尚、アンテナ１に連関するマッピングされた他のストリームに関しても同様な処理が行われる。したがって、図１５、図１６及び図１７の個々の構成要素はそれぞれ類似であり、同じ参照符号にそのマッピングされたストリームを具体的に示す子番号（−１、−２、及び−３）を付けて表示する。
【０１２７】
図１８、図１９及び図２０にそれぞれ示すアンテナ２に連関するマッピングされたストリームについても同様とする。但し、これらの図面における参照符号（親番号）はアンテナ１とアンテナ２とを区別するために、アンテナ２についてはアンテナ１の場合の親番号に１００を加えた親番号で示す。
【０１２８】
図１５を例として述べると、マッピング後、偶数ストリームのＩ部分及びＱ部分がそれぞれ、記号反復ユニット１１０２及び１１０４において２つの記号区間の間保持され、記号反復ユニット１１０２及び１１０４を表すボックス内に示す符号（正負）が乗じられる。この処理によって、共役化処理及び必要なそれぞれの正負符号乗算が行われる。データはそれから、ウォルシュ関数（符号）及びＱＯＦによって拡散される。
【０１２９】
これは、乗算器１１０６−１において、ウォルシュ関数にＱＯを乗じ、それからその乗算結果に記号反復ユニット１１０２−１及び１１０４−１の出力を、乗算器１１０８−１及び１１１０−１においてそれぞれ乗算することによって行われる。奇数ストリームのＩ部分及びＱ部分についても同じプロセスが、記号反復ユニット１１１２−１及び１１１４−１並びに乗算器１１１６−１、１１１８−１、及び１１２０−１を用いて行われる。
【０１３０】
それから、Ｉ（同相）部分（乗算器１１０８−１及び１１１８−１の出力）が合算器１１２２−１において組み合わされ、他方、Ｑ（直角位相）部分（乗算器１１１０−１及び１１２０−１の出力）が合算器１１２４−１において組み合わされる。合算器の出力は、上記のＩＳ−９５Ｃ草案文献（J. Losh article） によって定義されるように、オプションとして、回転器１１２６−１において９０度回転させる。
【０１３１】
回転された信号はそれから、複素乗算器１１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、及び１１３４−１において、基地局識別シーケンスＰＮI 及びＰＮQ によりそれぞれ複素拡散される。複素乗算器１１２８−１及び１１３２−１の出力が合算器１１３６−１において減算され、他方、複素乗算器１１３０−１及び１１３４−１の出力が合算器１１３８−１において加算される。
【０１３２】
合算器１１３６−１からの同相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ１１４０−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから３個の搬送波信号の最初の搬送波信号の余弦成分ｃｏｓ（２Πｆc1ｔ）を混合器１１４４−１において変調する。同様に、合算器１１３８−１からの直角位相部分の信号出力が、ベースバンドフィルタ１１４２−１においてベースバンドフィルタ処理され、それから同じ搬送波信号の正弦成分ｓｉｎ（２Πｆc1ｔ）を混合器１１４６−１において変調する。
【０１３３】
変調された２個の信号は、それから合算器１１４８−１において組み合わされ、ｓ1(ｔ) としてアンテナ１によって送信される。既に述べたように、アンテナ１についてのｓ2(ｔ)及びｓ3(ｔ)、並びにアンテナ２についての ｓ1(ｔ)、ｓ2(ｔ)、 及びｓ3(ｔ)も同様に形成される。
【０１３４】
次に図２１に、構成Ａのマルチ搬送波方式の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したように、本実施例は、２個のウォルシュ符号を用いて４重のダイバーシチを可能にするものである。搬送波１、２、及び３からダウンコンバート処理された受信信号を、アンカバー処理後、それぞれｒ1(ｔ)、 ｒ2(ｔ)、 及びｒ3(ｔ) として表す。
【０１３５】
各受信信号はそれから、対象のユーザ信号に連関する拡散符号ｗA(ｔ) 及びｗB(ｔ) の両方を用いて相関処理される。これは、相関器１３０２、１３０４、１３０６、１３０８、１３１０、及び１３１２において行われる。
【０１３６】
各相関器出力は、それから６個のチャネル推定値＾ｈn,m のうちの１つを乗じられる（但し、ｎは送信アンテナを、そしてｍは周波数帯域を表す）。これは、乗算器１３１４、１３１６、１３１８、１３２０、１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、１３３２、１３３４、及び１３３６において行われる。２個の送信アンテナ及び３個の周波数帯域があるので、必要とされるチャネル推定値の個数は合計６個である。尚、或る相関器はこの乗算に先立って共役化される。この処理は(・)* によって表される。
【０１３７】
同様に、或るチャネル推定値も、乗算に先立って共役化を要する。結果として得られる１２個の値がそれから組み合わされて、３個の記号統計値が生成される（この際、１２個の値は１回だけ用いられる）。これは、加算器１３４０、１３４２、及び１３４４を用いて行われる。結果として得られる３個の記号統計値はそれから決定ユニット１３４６、１３４８、及び１３５０にそれぞれ送られ、これらの決定ユニットがビタビ（Viterbi） 復号器に対するビット計測値を生成する。
【０１３８】
これらのビット計測値はそれからデマルチプレクサ１３５２において多重化解除され、ソフト決定ビタビ復号器（図示しない）に送られる。なお、各記号統計値が４個の理想的に独立したフェージング・チャネル出力から生成されるので、結果として得られる記号決定から４重のダイバーシチを達成できる。
【０１３９】
次に図２２に、構成Ｂのマルチ搬送波方式の実施例に対する受信機の構造を示す。上記したように、本実施例は、１個ののウォルシュ符号を用い、ＯＴＤモードにおけるようにこの１個のウォルシュ符号方式を拡張して２重のダイバーシチを達成するものである。
【０１４０】
受信機の動作は、構成Ａにおけるものと同様で、２個の拡散符号が本来のウォルシュ符号を拡張したものｗ(ｔ)とその補足符号￣ｗ(ｔ)とからなる点だけが異なる。したがって、相関器１４０２、１４０４、１４０６、１４０８、１４１０、及び１４１２を用いて、ダウン・コンバート処理され、アンカバー処理された受信信号がウォルシュ符号を用いて相関処理される。
【０１４１】
加えて、構成Ａにおける４個の出力の代わりに、２個のチャネル補償された相関器出力を合算することによって、６個の記号計測値が形成される。これは、乗算器１４１４、１４１６、１４１８、１４２０、１４２２、１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、１４３２、１４３４、及び１４３６、並びに加算器１４３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、及び１４４８によって行われる。
【０１４２】
前の場合と同様に、６個の記号統計値が決定ユニット１４５０、１４５２、１４５４、１４５６、１４５８、及び１４６０にそれぞれ送られ、これらの決定ユニットが複素記号統計値をビット計量値にマッピングする。これらのビット計量値はそれからデマルチプレクサ１４６２において多重化解除され、ソフト決定ビタビ復号器（図示しない）に送られる。
【０１４３】
構成Ａ及びＢ、Ｍ個のアンテナ、並びにＦ個の周波数帯域について上に述べたマルチ搬送波方式を一般化するために、次の変数を定義する。すなわち、Ｆが周波数帯域の個数、Ｍが基地局送信アンテナの個数、Ｗがユーザ当たりのウォルシュ符号の個数、Ｗtot が利用可能なウォルシュ符号の総数、Ｄがユーザ当たりのデータストリームの個数、そしてＢがアンテナ当たり用いられる周波数帯域の個数をそれぞれ表すとする。
【０１４４】
すると、これらの符号定義から、Ｆ・Ｍ個の独立した物理チャネル、Ｆ・Ｗ個の直交チャネル、Ｆ・Ｗ・Ｍ個の送信チャネル、及びＤ個のデータストリームがあり、その１つが周波数帯域当たり１個のウォルシュ符号を占有することになる。このことから、本方式によりＦ・Ｍ重のダイバーシチを達成できる。ｘをチャネルの個数とし、基地局が、 １≦Ｋ・ｘ≦Ｆ・Ｗtot・Ｍ・ＢとなるようなＫ・Ｄ個のデータストリームをこれらｘ個のチャネル上に送るとする。すると、ｘ＝Ｆ・Ｗ・Ｍ・Ｂである。
【０１４５】
したがって、１≦(ｘ／Ｄ)≦Ｆ・Ｍの場合、(ｘ／Ｄ)重のダイバーシチを達成することができる。又(ｘ／Ｄ)≧Ｆ・Ｍの場合、Ｆ・Ｍ重のダイバーシチを達成することができる。更に、チャネル効率ηをη＝Ｄ／（Ｆ・Ｍ）と定義できるので、(ｘ／Ｄ)が増加するとチャネル効率が減少し、ダイバーシチが増加する。但し、ストリームが独立したチャネルに割り当てられることを条件とする。独立したチャネルは、異なる周波数帯域及び／又はアンテナ上のチャネル、と定義される。
【０１４６】
更に、適切な復号化には、或る整数ｎに関する２のべき数である２n を個数とするウォルシュ符号が必要とされる。すなわち、もしνを、望むダイバーシチ（の重数）に等しいとすると、（Ｄ・Ｋ・ν）／Ｆ＝２n である。したがって、送信マトリックスＴはＦ・２n 個の行を有する必要がある。その結果、チャネル利用を増加させるけれども、ダイバーシチの増加を達成でき、これが既存チャネルの性能を改良する。
【０１４７】
ダイバーシチを最大にするには、データストリーム当たりＭ個のウォルシュ符号を割り当てる（Ｆ・Ｍ重のダイバーシチ）。もし、いかなる整数ｎに対しても（Ｄ・ν）／Ｆ＝２n ならば、ウォルシュ符号の共用化は必要ない。加えて、チャネル効率はＤ／（Ｆ・Ｗ）であり、これは１／（Ｆ・Ｍ）に等しい。したがって、送信マトリックスＴはＦ・Ｗ個の行とＭ個の列とを有する。前にも述べたが、列は直交である。
【０１４８】
次に、既存のＩＳ−９５Ｃ方式に連関するチャネル効率及び結果としてのダイバーシチ、並びに構成Ａ及びＢを実施例とする本発明の方式に連関するチャネル効率及び結果としてのダイバーシチを、例を設けて説明する。
【０１４９】
［例１］（既存のＩＳ−９５Ｃの方式）
Ｗ＝１、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１／２、が与えられると、
ｘ／Ｄ＝（３・１・２・(１／２)）／３＝１、すなわち１重ダイバーシチで、これは「ダイバーシチなし」と同等であり、
η＝３／３＝１、である。
【０１５０】
［例２］（本発明の構成Ａ）
Ｗ＝２、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１、が与えられると、
Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］
第１行＝［ｓ1 −ｓ2 *］
第２行＝［ｓ2 −ｓ3 *］
第３行＝［ｓ3 ｓ1 *］
第４行＝［ｓ2 ｓ1 *］
第５行＝［ｓ3 ｓ2 *］
第６行＝［ｓ1 −ｓ3 *］
【０１５１】
ｘ／Ｄ＝（３・２・２・１）／３＝４、すなわち、４重ダイバーシチで、
η＝３／（３・２）＝１／２、である。
【０１５２】
［例３］（本発明の構成Ｂ）
Ｗ＝１、Ｍ＝２、Ｆ＝３、Ｄ＝３、Ｂ＝１、が与えられると、
Ｔ＝［送信マトリックス（６行、２列）］
第１行＝［ｓ1 e −(ｓ2 e)*］
第２行＝［ｓ2 0 −(ｓ3 e)*］
第３行＝［ｓ3 0 (ｓ1 0)*］
第４行＝［ｓ2 e (ｓ1 e)*］
第５行＝［ｓ3 e (ｓ2 0)*］
第６行＝［ｓ1 0 −(ｓ3 0)*］
【０１５３】
ｘ／Ｄ＝（３・１・２・１）／３＝２、すなわち、２重ダイバーシチで、
η＝３／（３・１）＝１、である。
【０１５４】
したがって、上に述べたように、既存のＩＳ−９５Ｃ方式の場合ダイバーシチが得られず、他方、本発明の構成Ａ及びＢでは４重及び２重のダイバーシチが得られる。又、構成Ｂではチャネル効率の損失がみられない。
【０１５５】
上に述べた本発明の手法は、移動局及び基地局において、機能回路（例えば、乗算器、フィルタ、加算器、等）のような個々のハードウエアで実現してもよく、又これと並行して／又はこれらの代わりに、連関する１個以上のプロセッサ（全ての種類のプロセッサ及び連関する周辺機器を含む）で実現してもよい。又、「移動局」は一般的に、基地局と通信可能ないかなる装置をも含む。すなわち、「移動局」の用語が用いられてはいるが、これには固定のユーザ端末又はユーザ局、並びに実際に移動可能なユーザ端末又はユーザ局が含まれる。
【０１５６】
以上の説明は、本発明の実施例に関するものであるが、本発明は上記の実施例に限定されるものではなく、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例を考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包含される。
尚、特許請求の範囲に記載した参照番号は発明の容易な理解のためで、その技術的範囲を制限するよう解釈されるべきではない。
【０１５７】
【発明の効果】
以上述べたごとく、本発明によれば、無線移動通信において、ウォルシュ符号を用いるダウンリンク・ダイバーシチの改良実現が、移動局において受信アンテナを追加する必要なく、無線移動通信において貴重な資源である周波数帯域幅を浪費することなく、そして自己干渉を生じさせずに可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づいてダウンリンク・ダイバーシチを改良するためのＣＤＭＡシステムを例示するブロック図である。
【図２】本発明に基づいてダウンリンク・ダイバーシチを提供するための方法を例示する流れ図である。
【図３】ＩＳ−９５Ｃ型ＣＤＭＡ送信機のウォルシュ拡散部分を例示するブロック図である。
【図４】本発明の一実施例に基づくＣＤＭＡ送信機のウォルシュ拡散部分を例示するブロック図である。
【図５】本発明の一実施例に基づくＣＤＭＡ受信機を例示するブロック図である。
【図６】本発明に基づくダウンリンク・ダイバーシチを含む種々の形態のダイバーシチに関するビット誤り率（ＢＥＲ）性能の比較を例示するグラフである。
【図７】ＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波方式実現の際の送信周波数を例示する略図である。
【図８】本発明の一実施例に基づくマルチ搬送波を用いる単一ユーザに対する送信特性を表す表である。
【図９】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１０及び図１１と共に例示するブロック図である。
【図１０】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１１と共に例示するブロック図である。
【図１１】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図９及び図１０と共に例示するブロック図である。
【図１２】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１３及び図１４と共に例示するブロック図である。
【図１３】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１４と共に例示するブロック図である。
【図１４】本発明のＩＳ−９５Ｃ直接拡散の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１２及び図１３と共に例示するブロック図である。
【図１５】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１６及び図１７と共に例示するブロック図である。
【図１６】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１７と共に例示するブロック図である。
【図１７】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１５及び図１６と共に例示するブロック図である。
【図１８】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１９及び図２０と共に例示するブロック図である。
【図１９】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図２０と共に例示するブロック図である。
【図２０】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ送信機の部分を図１８及び図１９と共に例示するブロック図である。
【図２１】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第１の実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロック図である。
【図２２】本発明のＩＳ−９５Ｃマルチ搬送波の第２の実施例に基づくＣＤＭＡ受信機の一部分を例示するブロック図である。
【符号の説明】
１００ ＣＤＭＡシステム
１０２ 基地局
１０４−１〜１０４−Ｍ 送信アンテナ
１０６−１〜１０６−Ｋ 移動局
２００ ダウンリンク・ダイバーシチの方法
３０２、３０４、３０６、３０８ 記号反復ユニット
３１０、３１２、３１４、３１６、３１８、３２０ 乗算器
４０２、４０４、４０６、４０８、４１０、４１２、４１４、４１６ 記号反復ユニット
４１８、４２０、４２２、４２４ ４２６、４２８、４３０、４３２、４３４、４３６、４３８、４４０ 乗算器
４４２、４４４、４４６、４４８ 合算器
５０２、５０６ 乗算器
５０４、５０８ 相関器
５１０、５１２、５１４、５１６ 乗算器
５１８、５２０ 合算器
５２２ デマルチプレクサ（多重化解除器）
９００−１、９０２−１、９０４−１、９０６−１、９０８−１、９１０−１乗算器
９１２−１、９１４−１ 合算器
９１６−１ 回転器
９１８−１、９２０−１、９２２−１、９２４−１ 複素乗算器
９２６−１、９２８−１ 合算器
９３０−１、９３２−１ ベースバンドフィルタ
９３４−１、９３６−１ 混合器
９３８−１ 合算器
１１０２−１、１１０４−１、１１１２−１、１１１４−１ 記号反復ユニット
１１０６−１、１１０８−１、１１１０−１、１１１６−１、１１１８−１、１１２０−１ 乗算器
１１２２−１、１１２４−１ 合算器
１１２６−１ 回転器
１１２８−１、１１３０−１、１１３２−１、１１３４−１ 複素乗算器
１１３６−１、１１３８−１ 合算器
１１４０−１、１１４２−１ ベースバンドフィルタ
１１４４−１、１１４６−１ 混合器
１１４８−１ 合算器
１３０２、１３０４、１３０６、１３０８、１３１０、１３１２ 相関器
１３１４、１３１６、１３１８、１３２０、１３２２、１３２４、１３２６、１３２８、１３３０、１３３２、１３３４、１３３６ 乗算器
１３４０、１３４２、１３４４ 加算器
１３４６、１３４８、１３５０ 決定ユニット
１３５２ デマルチプレクサ
１４０２、１４０４、１４０６、１４０８、１４１０、１４１２ 相関器
１４１４、１４１６、１４１８、１４２０、１４２２、１４２４、１４２６、１４２８、１４３０、１４３２、１４３４、１４３６ 乗算器
１４３８、１４４０、１４４２、１４４４、１４４６、１４４８ 加算器
１４５０、１４５２、１４５４、１４５６、１４５８、１４６０ 決定ユニット
１４６２ デマルチプレクサ
Claims (24)
- 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、１個の基地局（１０２）に連関するＫ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋ）を有するＣＤＭＡシステム（１００）内の該基地局において用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法において、
（ａ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関するデータ信号でウォルシュ符号を変調して、該基地局に連関するＭ個の送信アンテナ（１０４−１〜１０４−Ｍ）上でそれぞれ送信するための送信信号を生成するステップ（１０２）と、
（ｂ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１０６−Ｋ）によって受信されるように、該それぞれの送信信号を該Ｍ個の送信アンテナ上で送信するステップ（１０２）と
を有し、
Ｍが２より大きいか又は２に等しく、
所与の移動局がデータ信号を利用可能な場合において、生成されるそれぞれの送信信号が、Ｋ個の移動局に対するそれぞれのデータ信号によって前記送信信号に固有のウォルシュ符号のそれぞれを変調した結果の線形結合から成るように、或る与えられた複数の移動局（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関する該データ信号が、それぞれの送信信号を生成する際に、前記送信信号に固有のウォルシュ符号を変調し、
該送信信号が、移動局において、Ｍ個のウォルシュ符号を用いて相関処理されることを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - 前記ウォルシュ符号が、２ｎ個の異なるウォルシュ符号を有するウォルシュ符号群から選択される（但し、ｎは、ｌｏｇ２(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）
ことを特徴とする請求項１に記載の方法。 - 前記各アンテナに対する、前記データ信号の前記ウォルシュ符号へのマッピングが、送信マトリックスに基づいて決定される
ことを特徴とする請求項２に記載の方法。 - 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、Ｋ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋ）とそれらに連関する１個の基地局（１０２）とを有するＣＤＭＡシステム（１００）内の該移動局において用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法において、
（ａ）該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関するデータ信号でウォルシュ符号を変調することによって該基地局内で生成され、該基地局に連関するＭ個の送信アンテナ上でそれぞれ送信されたＭ個の送信信号を受信するステップ（１０６−Ｋ）と、
（ｂ）移動局において、該Ｍ個の送信信号をＭ個のウォルシュ符号を用いて相関処理するステップ（１０６−Ｋ）と
を有し、
Ｍが２より大きいか又は２に等しく、
所与の移動局がデータ信号を利用可能な場合において、生成されるそれぞれの送信信号が、Ｋ個の移動局に対するそれぞれのデータ信号によって前記送信信号に固有のウォルシュ符号のそれぞれを変調した結果の線形結合から成るように、或る与えられた複数の移動局（１０６−Ｋ）に連関するそれぞれの該データ信号が、それぞれの送信信号を生成する際に、前記送信信号に固有のウォルシュ符号を変調する
ことを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - 前記ウォルシュ符号が２ｎ個の異なるウォルシュ符号からなるウォルシュ符号群から選択される（但し、ｎは、ｌｏｇ２(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）
ことを特徴とする請求項４に記載の方法。 - 前記各アンテナに対する、前記データ信号の前記ウォルシュ符号へのマッピングが、送信マトリックスに基づいて決定される
ことを特徴とする請求項４に記載の方法。 - 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提供するためにＣＤＭＡシステム（１００）内で用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置において、
（Ａ）Ｍ個の送信アンテナ（１０４−１〜１０４−Ｍ）を有し、Ｋ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋ）に連関する１個の基地局（１０２）を有し、
該基地局が、該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関するデータ信号でウォルシュ符号を変調して、該Ｍ個の送信アンテナ上でそれぞれ送信するための送信信号を生成し、
Ｍが２より大きいか又は２に等しく、
所与の移動局がデータ信号を利用可能な場合において、生成されるそれぞれの送信信号が、Ｋ個の移動局に対するそれぞれのデータ信号によって前記送信信号に固有のウォルシュ符号のそれぞれを変調した結果の線形結合から成るように、或る与えられた複数の移動局（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関する該データ信号が、それぞれの送信信号を生成する際に、前記送信信号に固有のウォルシュ符号を変調し、
該基地局が更に、該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局（１０６−Ｋ）によって受信されるように該それぞれの送信信号を該Ｍ個の送信アンテナ上で送信し、
該送信信号が、移動局において、Ｍ個のウォルシュ符号を用いて相関処理されることを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。 - 前記ウォルシュ符号が、２ｎ個の異なるウォルシュ符号からなるウォルシュ符号群から選択される（但し、ｎは、ｌｏｇ２(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）
ことを特徴とする請求項７に記載の装置。 - 前記各アンテナに対する、前記データ信号の前記ウォルシュ符号へのマッピングが、送信マトリックスに基づいて決定される
ことを特徴とする請求項７に記載の装置。 - 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提供するためにＣＤＭＡシステム（１００）内の移動局において用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置において、
（Ａ）連関するＫ個の移動局（１０６−１〜１０６−Ｋ）を有する１個の基地局（１０２）に連関する１個の移動局（１０６−Ｋ）を有し、
該移動局が、該Ｋ個の移動局の少なくとも一部分の移動局にそれぞれ連関するデータ信号でウォルシュ符号を変調することによって該基地局内で生成され、該基地局に連関するＭ個の送信アンテナ上でそれぞれ送信された、Ｍ個の送信信号を受信し、
Ｍが２より大きいか又は２に等しく、
所与の移動局がデータ信号を利用可能な場合において、生成されるそれぞれの送信信号が、Ｋ個の移動局に対するそれぞれのデータ信号によって前記送信信号に固有のウォルシュ符号のそれぞれを変調した結果の線形結合から成るように、或る与えられた複数の移動局（１０６−Ｋ）にそれぞれ連関する該データ信号が、それぞれの送信信号を生成する際に、前記送信信号に固有のウォルシュ符号を変調し、
該移動局が更に、移動局において、該Ｍ個の送信信号をＭ個のウォルシュ符号を用いて相関処理することを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。 - 前記ウォルシュ符号が２ｎ個の異なるウォルシュ符号からなるウォルシュ符号群から選択される（但し、ｎは、ｌｏｇ２(Ｋ) の左右を「上限演算子」で囲んだ式で得られる整数）
ことを特徴とする請求項１０に記載の装置。 - 前記各アンテナに対する、前記データ信号の前記ウォルシュ符号へのマッピングが、送信マトリックスに基づいて決定される
ことを特徴とする請求項１０に記載の装置。 - 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、ＣＤＭＡシステム（１００）内の基地局（１０２）において用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供方法において、
（ａ）該基地局の第１及び第２の送信アンテナ（１０４）に連関するそれぞれの入力データシーケンスを、同相及び直角位相の部分を有する偶数及び奇数のデータストリームに分割するステップ（１０２）と、
（ｂ）該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの一方をウォルシュ符号で拡散させると共に、該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符号の補足符号で拡散させるステップ（１０２）と、
（ｃ）該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの一方を該ウォルシュ符号の該補足符号で拡散させると共に、該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符号で拡散させるステップ（１０２）と、
（ｄ）該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分を組み合わせると共に、該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの該直角位相の部分を組み合わせるステップ（１０２）と、
（ｅ）該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分を組み合わせると共に、該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの該直角位相の部分を組み合わせるステップ（１０２）と
を有することを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - 改良されたダウンリンク・ダイバーシチを提供するためにＣＤＭＡシステム（１００）内で用いられる、ダウンリンク・ダイバーシチ提供装置において、
（Ａ）１個の基地局（１０２）を有し、
該基地局が、
該基地局の第１及び第２の送信アンテナ（１０４）に連関するそれぞれの入力データシーケンスを、同相及び直角位相の部分を有する偶数及び奇数のデータストリームに分割し、
該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの一方をウォルシュ符号で拡散させると共に、該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符号の補足符号で拡散させ、
該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの一方をウォルシュ符号で拡散させると共に、該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの他方を該ウォルシュ符号の補足符号で拡散させ、
該第１の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分を組み合わせると共に、該第１の送信アンテナに連関する該変調された偶数及び奇数のデータストリームの該直角位相の部分を組み合わせ、
該第２の送信アンテナに連関する該偶数及び奇数のデータストリームの該同相の部分を組み合わせると共に、該第２の送信アンテナに連関する該変調された偶数及び奇数のデータストリームの該直角位相の部分を組み合わせる
ことを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。 - ダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、ＣＤＭＡシステム内の基地局において用いられるダウンリンク・ダイバーシチ提供方法において、
（Ａ） 第１データストリームおよび第２データストリームの成分を取得する取得ステップと、
（Ｂ） 生成された第１信号が前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分を有するように、アンテナによる送信に対し、１つもしくは複数のウォルシュ符号および取得された前記成分に基づいて第１信号を生成する生成ステップと、
を有し、
前記第１データストリームおよび第２データストリームの取得された前記成分は、同相成分および直角位相成分のうちの一方であり、前記同相成分および直角位相成分のうちのもう一方ではなく、
前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分は、前記１つもしくは複数のウォルシュ符号に基づいて分離できる
ことを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - （Ｃ） 前記第１データストリームおよび第２データストリームの前記同相成分および直角位相成分のうちのもう一方を取得するステップと、
（Ｄ） 生成された第２信号が前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分を有するように、前記アンテナによる送信に対し、前記１つもしくは複数のウォルシュ符号および前記（Ｃ）で取得された前記成分に基づいて第２信号を生成する生成ステップと、
をさらに有し、
前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分は、前記１つもしくは複数のウォルシュ符号に基づいて分離できる
ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。 - （Ｅ） 生成された前記第１信号および生成された第２信号を前記アンテナによる送信の前に処理するステップをさらに有することを特徴とする請求項１６に記載の方法。
- 前記第１データストリームは、偶数データおよび奇数データのどちらかを有し、前記第２データストリームは、前記偶数データおよび奇数データのもう一方を有する
ことを特徴とする請求項１５に記載の方法。 - ダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、ＣＤＭＡシステム内の基地局において用いられるダウンリンク・ダイバーシチ提供方法において、
（Ａ） 第１信号および第２信号を取得するステップであり、前記第１信号はデータストリームを有し、前記第２信号は別のデータストリームを有しているステップと、
（Ｂ） 前記第１信号および第２信号から、第１アンテナにより送信される第３信号および第２アンテナにより送信される第４信号を生成するステップであり、前記第３信号の生成は２つのウォルシュ符号の組み合わせを表し、それぞれのウォルシュ符号は前記第１信号および前記第２信号により変調されており、前記第４信号の生成は２つのウォルシュ符号の組み合わせを表し、それぞれのウォルシュ符号は前記第１信号および第２信号により変調されていることを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供方法。 - ダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、ＣＤＭＡシステム内の基地局において用いられるダウンリンク・ダイバーシチ提供装置において、
基地局を有し、
前記基地局が、
（ｉ） 第１データストリームおよび第２データストリームの成分を取得し、
（ii） 生成された第１信号が前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分を有するように、アンテナによる送信に対し、１つもしくは複数のウォルシュ符号および取得された前記成分に基づいて第１信号を生成し、
前記第１データストリームおよび第２データストリームの取得された前記成分は、同相成分および直角位相成分のうちの一方であり、前記同相成分および直角位相成分のうちのもう一方ではなく、
前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分は、前記１つもしくは複数のウォルシュ符号に基づいて分離できる
ことを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。 - 前記基地局はさらに、
（ｉ） 前記第１データストリームおよび第２データストリームの前記同相成分および直角位相成分のうちのもう一方を取得し、
（ii） 生成された第２信号が前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分を有するように、前記アンテナによる送信に対し、前記１つもしくは複数のウォルシュ符号および取得された前記成分に基づいて第２信号を生成し、
前記第１データストリームの成分および前記第２データストリームの成分は、前記１つもしくは複数のウォルシュ符号に基づいて分離できる
ことを特徴とする請求項２０に記載の装置。 - 前記基地局はさらに、生成された前記第１信号および生成された第２信号を前記アンテナによる送信の前に処理する
ことを特徴とする請求項２１に記載の装置。 - 前記第１データストリームは、偶数データおよび奇数データのどちらかを有し、前記第２データストリームは、前記偶数データおよび奇数データのもう一方を有する
ことを特徴とする請求項２０に記載の装置。 - ダウンリンク・ダイバーシチを提供するために、ＣＤＭＡシステム内の基地局において用いられるダウンリンク・ダイバーシチ提供装置において、
基地局を有し、
前記基地局が、
（ｉ） 第１信号および第２信号を取得するように動作し、前記第１信号はデータストリームを有し、前記第２信号は別のデータストリームを有しており、
（ii） 前記第１信号および第２信号から、第１アンテナにより送信される第３信号および第２アンテナにより送信される第４信号を生成するように動作し、前記第３信号の生成は２つのウォルシュ符号の組み合わせを表し、それぞれのウォルシュ符号は前記第１信号および前記第２信号により変調されており、前記第４信号の生成は２つのウォルシュ符号の組み合わせを表し、それぞれのウォルシュ符号は前記第１信号および第２信号により変調されていることを特徴とするダウンリンク・ダイバーシチ提供装置。
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