JP2000508155A

JP2000508155A - 衛星／無線ネットワークにおける正確なドップラーフリークロックの生成方法

Info

Publication number: JP2000508155A
Application number: JP11524214A
Authority: JP
Inventors: ケー．アガーワル、アニール; イヌカイ、トーマス
Original assignee: コムサットコーポレーション
Priority date: 1997-10-20
Filing date: 1998-10-20
Publication date: 2000-06-27
Anticipated expiration: 2018-10-20
Also published as: DE69814448D1; WO1999021329A1; AU9696498A; IL135785A0; WO1999021287A9; AU1271299A; WO1999021290A9; DE69833217D1; CA2275406A1; EP1044513A1; AU1270499A; EP0960489B1; EP1044513A4; JP2000505993A; EP1032986A1; WO1999021290A1; IL130559A0; CA2306717A1; IL135786A; EP0960490A1

Abstract

(57)【要約】マスター基準端末（４００）と、端末（２００）の交換基準と、マネージメントバーストを備えた通信システムにおけるドップラーフリー局部クロックの生成方法であり、この方法は、マスター基準端末（４００）により受信されたマネージメントバーストに応答して送信タイミング補正値を決定するステップと、端末（２００）により受信された基準バーストに応答して受信タイミング補正値を決定するステップと、送信タイミング補正値及び受信タイミング補正値の双方に応答してクロック周波数を調整するステップとをを有し、これによりドップラーフリー局部クロックを生成する。

Description

【発明の詳細な説明】衛星／無線ネットワークにおける正確なドップラーフリークロックの生成方法技術分野本発明は、衛星ネットワーク及び／又は無線ネットワークにおけるクロック生成方法に関し、更に詳しくは衛星ネットワーク及び／又は無線ネットワークにおける正確なドップラーフリークロックの生成方法に関する。背景技術本願は仮特許出願第６０／０６２，４９７号，第６０／０６４，６７３号，及び第６０／０６２，４９６号を基礎として優先権主張するものであり、参考にこの旨を記す。時分割多アクセス(ＴＤＭＡ)技術に基づき広く用いられている衛星／無線ネットワークにおいて、端末はＴＤＭＡフレームタイミングや地上インターフェイスクロックを生成するための優れた安定性を有するローカルタイミングソース（クロック）を必要とする。第１の方法は、全ての端末に高価なタイミングソースの設置を義務づけることであるが、これは巨大で安価なネットワークには不向きである。第２の方法は、現在まで使用され続けてきたのもであるが、基準端末（ＲＴ）のみに高安定クロックを組み込むことである。即ち、トラフィック端末（ＴＴ）は安価な電圧制御型発振器（ＶＣＸＯ）又は安価な自走型発振器を備えたダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）を使用し、当該発振器は安定したクロックを提供するために微同調されるのである。基準端末はＴＤＭＡフレーム時間に対し基準バーストを一度送信する。トラフィック端末の受信フレームタイミングは、基準バーストの着信に基づき変更される。トラフィック端末は基準端末へ向けてマネージメントバーストを定期的に送信し、基準端末はタイミングエラーをトラフィック端末に報告して送信フレームタイミングの調整がされる。ＶＣＸＯまたはＤＤＣをチューニングするための制御情報は、端末受信タイミングに対して行われたタイミング補正から引き出される。受信された基準バーストの着信レートにフェーズロックするように、ＶＣＸＯ或いはＤＤＣのチューニングが行われる。上記方法により、長期に渡って基準端末のクロックと同程度に安定したトラフィック端末のクロックを得ることができる。局部発振器に起こるドリフトは自動的に除去されることになるが、トラフィック端末のクロックには衛星の日常移動に起因するドップラー周期が含まれる。衛星の日常移動は軌道のずれが原因となっている。従って、２４時間の間に起こる引き出されたクロックレートの変化は ±Ｄとなる。ここに、Ｄはドップラーに起因するクロックレートの最大変化量を示す。精密クロックに対して局部クロックを補正するための別の方法が幾つか提案されている。例えば、米国特許第４，６０２，３７５号はドリフト予測法を用いて衛星に搭載されたクロックを補正する方法を開示している。これに対し米国特許第４，６３９，６８０号では、フェーズエラー信号の平均値を用いて適切クロック補正値とする方法を開示している。米国特許第４，６０２，３７５号及び米国特許第４，６３９，６８０号を参考用に記載に含めておく。衛星／無線ＴＤＭＡシステムでは、基準端末で設定されたＴＤＭＡフレームタイミングと同期したバーストを送受信するため、正確な局部クロックをトラフィック端末に備える必要がある。送受信用フレームカウンタはハードウエア構成であり、０からＮ−１までを繰り返しカウントし、局部クロックによりクロック処理がされている。Ｎはクロックサイクル時間の単位で表されるＴＥＭＡフレーム長を表す。送信フレームカウンタは送信バーストをフレーム中に配置するために使用される。受信フレームカウンタは全てのバーストの受信予定時間周辺に“アパチャ”を配置するために使用される。基準端末とトラフィック端末で使用されるクロックの実レートの差により、基準バーストの着信は、トラフィック端末への着信予定時刻よりも僅かに早くなったり遅くなったりする。トラフィック端末は基準バーストの受信毎にこの時間差を測定し、局部受信フレームカウンタを調整し、次のフレーム時間を適切に延長又は短縮させる。この補正を受信タイミング補正（ＲＴＣ）と言う。このような方法により、局部端末の受信フレームタイミングは基準端末の送信フレームタイミングに“追随”することになる。これら補正のレートは、局部クロックと基準端末のクロック間の周波数の差に等しい。例えば、周波数差がｎＨｚである場合、受信タイミングは１秒間に平均ｎユニットだけ補正される。局部端末と基準端末間の周波数の差を引き起こすその他の要因として、相対衛星移動がある。衛星の軌道のずれによって端末と衛星間の距離が変化するにつれて、局部端末と基準端末間の遅延量も変わる。これにより、局部端末への基準バーストの着信が早められたり、あるいは遅れたりする。そして、局部受信フレームカウンタが調整される。従って、受信タイミング補正の変化レートは、単に局部クロックと基準端末のクロックとの間の周波数の差によるものではなく、衛星遅延変化レート（衛星ドップラー）にも起因する。トラフィック端末の送信タイミングを追跡する場合にも同様の方法が用いられる。トラフィック端末は定期的にマネージメントバーストを基準ステーションへ送信する。基準端末と局部端末におけるクロックの違いにより、基準端末へのマネージメントバーストの着信は、予定着信時間よりも僅かに早くなったり遅くなったりする。基準端末はマネージメントバーストの着信毎にこの時間差を測定し、これをトラフィック端末へ送信する。トラフィック端末は局部送信フレームカウンタを調節し、次のフレーム時間を適切に延長又は短縮させる。この補正は送信タイミング補正（ＴＴＣ）と呼ばれる。このような方法により、トラフィック端末の送信フレームタイミングは基準端末の受信フレームタイミングに“追随”する。これら補正のレートは、局部クロックと基準端末のクロック間の周波数の差と,衛星遅延変化レートにより決まる。もし可能であれば、トラフィック自身でマネージメントバーストを監視し、タイミングエラーを測定することにより送信タイミングを補正することもできる。従来より、ＲＴＣは局部発振器の周波数を調節するためのベースとして、また受信補正レートは局部発振器に適用される補正ファクタとして使用されてきた。局部発振器は受信フレームカウンタに対してなされた補正の実質値が、如何なる時でもゼロになるよう調整される。わかりやすく言うと、もしＲＴＣの実質値がプラスであれば、局部発振器の周波数は、適切な値分だけ減少される。もしマイナスであれば、適切な値分だけ増加される。局部クロックの長期間に渡る安定性は、基準クロックのそれと同様である。しかしながら、局部クロックは衛星ドップラーの日常変化を含んでいる。簡単なケースを例にとってみる。基準端末のクロック周波数をＲとし、局部端末のクロック周波数もＲとする。トラフィック端末のクロックはＲＴＣを基に補正されず、衛星からトラフィック端末までの距離が一定レートで減少していくと仮定する。この場合、受信フレームは時間と共に短くなり、これによりｄビット／秒のレートで受信タイミングが補正される。ここで、ｄは、受信ビットレートが衛星ドップラーによりＲではなくＲ＋１となる。ロックレートがＲの局部端末から送信されたフレームタイミングも同様に、ドップラーが起因して基準端末への着信時には短縮している。基準端末は送信タイミング補正をトラフィック端末へ送信し、その送信タイミングを遅らせる。トラフィック端末でのタイミング補正レートは−ｄとなる。従って、安定した状態では、受信タイミング補正レートはｄであり、送信タイミング調整レートは−ｄである。次に同様な他の例を挙げるが、ここでは局部発振器の周波数のドリフトに起因して局部クロック周波数がＲ−ｒへ変化したものと仮定する。局部クロックに対する補正がされてないと仮定すると、ＲＴＣレートはｄ＋ｒへ，ＴＴＣレートは −ｄ＋ｒになる。従って、もし従来の、ＲＴＣレートに基づくクロック補正アルゴリズムが使用可能であれば、局部クロックレートはＲ−ｒからＲ−ｒ＋ｄ＋ｒ、つまりＲ＋ｄまで変化し、ＲＴＣレートは０となり、ＴＴＣレートは−２ｄとなる。実効果としては、局部クロックのドリフトｒが除去されることになるが、結果として得られたクロックにはドップラー成分が含まれる。測定されたタイミングエラー情報を効果的に生かし、トラフィック端末の局部クロックからクロックドライブや衛星ドップラーを自動的に除去することのできるクロック生成アルゴリズム（ＣＧＡ）が必要となる。換言すれば、衛星ドップラーの影響を受けることなく、基準端末の標準周波数と同様に長期安定性を有するトラフィック端末の局部クロックを生成することのできるＣＧＡが必要となる。更に、地上インターフェイスつまり、トラフィック端末に接続された要素にクロックを提供するために使用可能なクロックが必要となる。更に、ＣＧＡを実行するのに必要なハードウエア装置、例えば、電圧制御型発振器（ＶＣＸＯ）や自走型発振器に接続されたダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）が安価なものであることが好ましい。発明の開示上記したように、現在、上記問題点を解決した衛星／無線ネットワークにおける正確なドップラーフリークロックに対する要望がある。本発明は、現存の技術における欠点及び問題点を解決するため開発されたものであり、これにより上記要望を満たすものである。本発明は、ドップラーフリー局部クロック生成方法に関するものである。このドップラーフリー局部クロックは、精密クロックを備えないトラフィック端末に接続されたシステムに正確な信号を送信するために使用される。本発明の目的は、各トラフィック端末に、衛星移動に起因するドップラーにより起こる周波数のずれに影響されない局部クロックを生成するための方法を提供することである。このドップラーフリー局部クロックは、衛星ドップラーを受け渡すことなく地上インターフェースへのデータをクロックアウトするために使用される。本発明の他の目的は、トラフィック端末における自走型発振器付き安価ＶＣＸＯ或いはＤＤＣを制御し、これによりドップラーフリー局部クロックを生成する方法を提供することにある。本発明の更に他の目的は、属するネットワークが単一ビーム（若しくは、地球ビーム）ＴＤＭＡネットワークであるか多ビームＴＤＭＡネットワークであるかを問わないドップラーフリー局部クロックの生成方法を提供することにある。本発明の他の目的は、適応可能な平均周期を採用することにより、周波数のずれが比較的大きい場合に迅速に対応出来、また周波数オフセットが比較的小さい場合にはより正確な測定及び補正が可能なドップラーフリー局部クロックの生成生成方法を提供することにある。本発明におけるこれら及び他の目的、特徴、効果は、マスター基準端末、端末交換基準バースト及びマネージメントバーストを有する通信ネットワークにおけるドップラーフリー局部クロックの生成生成方法により提供される。この方法は、マスター基準端末により受信されたマネージメントバーストに応答して送信タイミング補正値を決定するステップと、当該端末により受信された基準バーストに応答して受信タイミング補正値を決定するステップと、送信タイミング補正値及び受信タイミング補正値の双方に応答してクロック周波数を調整するステップとを有し、これによりドップラーフリー局部クロックが生成される。本発明における、これら及び他の目的、特徴、効果はマスター基準端末、端末交換基準バースト、マネージメントバーストを有する通信ネットワークにおけるドップラーフリー局部クロックの生成生成方法により提供される。好ましくは、この方法は、マスター基準端末により生成された第１基準バーストに応答してマスター基準端末を初期化するステップと、マスター基準端末により受信されたマネージメントバーストに応答して送信タイミング補正値を決定するステップと、当該端末により受信された第２基準バーストに応答して受信タイミング調整値を決定するステップと、送信タイミング補正値及び受信タイミング補正値の双方に応答してクロック周波数を調整するステップを有し、これによりドップラーフリー局部クロックを生成する。本発明における、これら及び他の目的、特徴、効果はマスター基準端末、端末交換基準バースト、マネージメントバーストを有する通信ネットワークにおけるドップラーフリー局部クロックの生成生成方法により提供される。好ましくは、この方法は次のステップを有する。（１）前記マスター基準端末により生成された第１の基準バーストに応答して前記マスター基準端末を初期化し、（２）前記マスター基準端末が受け取った第２の基準バーストに応答して伝送タイミング補正値を決定し、（３）前記マスター基準端末が受け取った前記基準バーストに応答して受信タイミング補正値を決定し、（４）前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（５）前記総蓄積エラー値に応答して周波数調整が必要かどうかを決定し、（６）周波数調整が必要でないときには、ステップ（２）と（３）を繰り返し実行し、（７）周波数調整が必要なときには、前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数に印加される調整値を演算して、ドップラーフリーの局部クロックを生成する。上記演算ステップでは、次の式を用いる。ｆ=(yn‐prevyn)/Tc/2+yn/Ty/2 ここで、 ynは、前回の受信捕捉が首尾よく実行された以降の総蓄積エラー値、 prevynは前回クロック補正が行われたときのyn値、ｆはHzで表される基準周波数(Rf)の必要な変化を表す前記調整値、 Tyは一定値、 Tcはｆを最後に演算してからの時間を表す。図面の簡単な説明図１は、本発明におけるドップラーフリー局部クロック生成方法を採用した衛星ネットワークを示すブロック図である。図２は、図１に示されるシステムの地球ビーム動作に関する様々なクロック及びずれを示す説明図である。図３は、図１に示されるシステムのスポットビーム動作に関する様々なクロック及びずれを示す説明図である。図４は、図１に示されるマスター基準端末または第２基準端末を示すブロック図である。図５は、図１に示されるトラフィック端末における、実施例におけるタイミング制御ブロックを示すブロック図である。図６は、図１に示されるトラフィック端末における、他の実施例におけるタイミング制御ブロックを示すブロック図である。図７は、図５に示される構成に対する制御を示すフローチャートである。図８は、図６に示される構成に対する制御を示すフローチャートである。図９、１０は、それぞれ、図５，６に示された構成における大きな衝動に対する周波数変化及び総蓄積エラーを示すチャートである。図１１，１２は、図５，６に示された構成で採用されたドップラーフリー局部クロックにおける比較的小さなランダムエラーに対する周波数変化及び総蓄積エラーを示すチャートである。発明を実施するための最良の形態上述したように、従来の、ＴＲＣレートに基づくクロック補正アルゴリズムが起動すると、局部クロックレートはＲ−ｒからＲ−ｒ＋ｄ＋ｒ、つまりＲ＋ｄまで変化する。従って、ＲＴＣレートは０となり、ＴＴＣレートは−２ｄとなる。実効果は、局部クロックドリフトｒが除去されるが、得られたクロックにはドップラー成分が含まれる。本発明によるドップラーフリー局部クロック生成方法は、ＴＲＣではなくＲＴＣとＴＴＣレートの平均値を基に局部クロックを変化させることにより行われる。上述した例では、この平均値は（（ｄ＋ｒ）＋（−ｄ＋Ｒ））／２、つまりｒである。従って、局部クロックレートはＲ−ｒからＲまで変化し、ＲＴＣレートはｄになり、ＴＴＣレートは−ｄとなる。これらはドップラー成分を含むことなく局部クロックを基準端末クロック値へ補正するための基礎的なステップである。ドップラーフリー局部クロックアルゴリズム生成方法には、ソフトウエアで制御可能なクロック生成装置用の局部発振器が必要である。例えば、このハードウエアとして、電圧制御型発振器（ＶＣＸＯ）又はダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）が使用できるという特徴がある。ＶＣＸＯ又はＤＤＳからの出力は、引き出された局部クロックであり、これが属する局部ＴＤＭＡフレームカウンタを動作させるために、またフレームタイミングを送受信するために有益に使用される。本発明の実施形態におけるドップラーフリー局部クロック生成方法に関する詳細な説明を始める前に、本発明による方法を採用しているシステムについて図１乃至図３を参照しながら簡単に説明する。ここでは、少なくとも１つのトラフィック端末（ＴＴ）２００が衛星３００を介してマスター基準端末（ＭＲＴ）４００と通信可能に接続されている。このシステムは、図１に示す第２基準端末（ＳＲＴ）を有する。なお、本発明はマスター基準端末（ＭＲＴ）が自身の送信を受信できるシステム、つまり地球ビームまたはスポットビームを採用するシステムにおいても同様に有効である。このようなシステムは図１、図２とは別の形で示されることになる。図１において、本発明における第１の実施形態による方法により制御されるシステムは、少なくとも１つのトラフィック端末（ＴＴ）２００と衛星３００を介して通信可能に接続されたマスター基準端末（ＭＲＴ）４００を有する。図２に示されるように、端末２００は、好ましくは、周波数ｆの信号を生成する変調器２０４を有する。変調器２０４は、アンテナ（図１）に接続された送信機２０２と通信可能に接続される。特徴として、端末２００は、図１のアンテナと復調器２０８の双方に通信可能に接続された受信機２０６を有する。全ての要素２０２，２０４，２０６，２０８はコントローラ２１０により制御される。コントローラ２１０は、様々なデータ値が記憶されたメモリ２１２に接続されている。詳細は後述する。好適には、端末２００は、後述する動作を行うタイミング制御ブロック２１４を有する。タイミング制御ブロック２１４の動作については後述する。タイミング制御ブロック２１４がとりうる幾つかの構成について、図５，６を参照しながら説明する。しかしながら、これらの構成に限定されるものではない。図１に示されるように、特徴として、ＭＲＴ４００は所定の周波数で信号を生成する変調器４０４を有する。変調器４０４は、図１のアンテナに取り付けられた送信機４０２と通信可能に接続されている。特徴として、ＭＲＴ４００は更に図１のアンテナと復調器４０８と通信可能に接続された受信機４０６を有する。全ての要素４０２，４０４，４０６，４０８はコントローラ４１０により制御される。コントローラ４１０は、様々なデータ値が記憶されたメモリ４１２に接続されている。詳細は後述する。好適には、ＭＲＴ４００は、タイミング制御ブロック４１４を有する。タイミング制御ブロック４１４の動作については後述する。図２は、地球ビーム動作が可能な通信システムにおける、様々なクロックとずれとの関係を示すものである。図２では下記記号が使用されている。ｄ０、ｄ１ＭＲＴ４００及びＴＴ２００におけるアップリンクドップラーｅＴＴ局部発振器の周波数の不正確値 Δｆ様々な基準地点における周波数エラーＴタイミング補正のための測定間隔 Δｔｒ受信タイミング補正量 Δｔｔ発信タイミング補正量図２より、衛星３００における受信フレームの開始（ＳＯＲＦ）／送信フレームの開始（ＳＯＴＦ）の瞬間は、ドップラーに起因した時間的なドリフトは起こらない（短期間の変動は除く）ことがわかる。更に、ＳＯＲＦの衛星３００への着信レートはＲ、つまり基準端末クロック周波数の倍数である。これに対し、図３は通信システムのスポットビームにおける、様々なクロックとずれとの関係を示している。ここから、第２基準端末（ＳＲＴ）５００におけるＳＯＲＦ／ＳＯＴＦの瞬間は、ドップラーに起因した時間的なドリフトは起こらない（短期間の変動は除く）ことがわかる。ＳＲＴ５００におけるＳＯＲＦ瞬間レートはＲ、つまり基準端末クロック周波数の倍数である。衛星３００におけるＳＯＲＦ瞬間レートはＲとドップラーレートにより決定する。次に、ＭＲＴ４００のタイミング制御ブロック４１４の好適な構成を図４を参照しながら説明する。ここで、４１４１は送信フレームカウンタを、４１４２は受信フレームカウンタを示す。フレームカウンタ４１４１、４１４２は基準発振器４１４３から基準クロックＲを受信する。更にフレームカウンタ４１４１、４１４２は、タイミング補正プロセッサ４１４４用の送信補正信号及び受信補正信号を受信するという特徴を有する。タイミング補正プロセッサ４１４４については後で詳述する。第１実施形態による、ＴＴ２００のタイミング調整ブロック２１４の構成について図５を参照しながら説明する。ここで、２１４１は送信フレームカウンタを示し、２１４２は受信フレームカウンタを示す。フレームカウンタ２１４１，２１４２は、電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）２１４３からの基準クロックＲｆを受信する。更にフレームカウンタ２１４１、２１４２は、タイミング補正プロセッサ２１４５用の送信補正信号及び受信補正信号を受信するという特徴を有する。タイミング補正プロセッサ２１４５については後で詳述する。なお、特徴として、クロック補正プロセッサ２１４５が設けられている。クロック補正プロセッサ２１４５は、タイミング補正プロセッサ２１４４からの入力を受信し、周波数補正信号をＶＣＸＯ２１４３へ出力する。代表的なケースでは、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）へ入力される数値のうちの１つ或いは、ＶＣＸＯ２１４３を直接的に制御可能なアナログ信号が、周波数補正信号として使用可能である。第２の実施形態における、ＴＴ２００のタイミング制御ブロック２１４’の構成を図６に示す。ここで２１４１は送信フレームカウンタを、２１４２は受信フレームカウンタを示す。フレームカウンタ２１４１、２１４２は、自走型発振器２１４７に接続されたダイレクトデジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）２１４６からの基準クロックＲｆを受信する。更にフレームカウンタ２１４１、２１４２は、タイミング補正プロセッサ２１４４用の送信補正信号及び受信補正信号を受信するという特徴を有する。タイミング補正プロセッサ２１４４については後に詳述する。なお、特徴として、クロック補正プロセッサ２１４５’が設けられている。クロック補正プロセッサ２１４５’は、タイミング補正プロセッサ２１４４からの入力を受信し、周波数補正信号をＤＤＳ２１４６へ出力する。本発明におけるドップラーフリークロックの生成方法について、図４乃至図６を参照しながら説明する。まず、ＭＲＴ４００のクロックを初期化するためのクロック制御方法について図４を参照しながら説明する。次に、ＴＴ２００のクロックを調整するための他の方法について図５，図６を参照視ながら説明する。図４において、受信同期が達成されると、ＭＲＴ４００は局部的に生成した受信フレーム時間を基に、受信タイミングエラーｒｎを測定する。受信タイミングエラーｒｎは、ループバックの基準バースト（ＲＢ）の着信時刻とＲＢの着信予定時刻とのずれである。図４参照。タイミングエラー測定は、タイミング補正プロセッサ４１４４の管理下の下、クロックＲを用いて行われていることがわかる。タイミング補正プロセッサ４１４４は、フレームカウンタ４１４２により生成された受信タイミングエラー信号を受信している。次に、受信タイミングエラーの絶対値｜ｒｎ｜が所定のしきい値、例えば、４よりも大きいか否かを判定する。もし｜ｒｎ｜がしきい値を超える場合、受信フレームカウンタ４１４２はｒｎ／２だけ調整され、送信フレームカウンタ４１４１は−ｒｎ／２だけ調整される。しきい値を超えていない場合、フレームカウンタの調整は行われない。一周トリップ時間が経過した後、つまり送信フレームカウンタ４１４１に対する送信補正の結果がＭＲＴ４００の受信側に現れたとき、上記動作を繰り返す。主に図５，図６を参照しながら、トラフィック端末（ＴＴ）２００に対するクロック補正方法について説明する。上述したように、ＴＴ２００は、送信フレームカウンタ２１４１及び受信フレームカウンタ２１４２をクロックするための自走型発振器２１４６，２１４７を備えたＤＤＳ或いはＶＣＸＯ２１４３を備える。ＴＴ２００のクロック制御の目的は、ＴＴ２００にドップラーフリークロックＲｆを再提供することである。なお受信タイミングエラーは、ＴＴ２００にてＲＢの着信時間とＲＢの着信予定時刻とのずれとして、局部的に生成された受信フレーム時間を基に測定される。なお送信タイミングエラーは、ＭＲＴ４００にて、ＴＴマネージメント又はコントロールバーストの着信時刻とＭＲＴ４００の受信フレーム時間の通常着信時刻とのずれとして測定される。ＭＲＴ４００は測定したタイミングエラーを、衛星３００の信号チャネルを介してＴＴ２００へ送信する。図５，図６に示されるように、タイミング補正はフレームカウンタ２１４１，２１４２を調整することにより行われ、周波数補正は、ＶＣＸＯ２１４３或いはＤＤＳ２１４６のクロック周波数を変えることにより行われる。地上インターフェースクロックは、ドップラーフリー局部クロックからフェーズロックループ（ＰＬＬ）により提供される。ＴＴ２００に対する他のクロック補正方法を図７，図８に示す。補正方法について詳述する前に、ここで使用される記号について説明しておく。図７，図８で採用される記号は下記の通りである。 rn：受信タイミング補正が行われた時々の、受信フレームカウンタに対して行われたビット単位の補正量。プラスの値は受信時間を“右”にずらしたことを意味し、これは局部クロックが受信クロックよりも早いことを示す。Ｒｎ（及びｔｎ）測定はＲｆクロックレートのビット単位で表される。 tn：送信タイミング補正が行われた時々の、送信フレームカウンタに対して行われたビット単位の補正量。プラスの値は送信時間を“右”にずらしたことを意味し、これは局部クロックが基準端末の受信クロックよりも早いことを示す。 yn：最後の受信が成功してからの総蓄積エラー。 prevyn:前回のクロック補正が行われたときのynの値。ｆ：基準周波数（Ｒｆ）に対する必要変化量（Ｈｚ）。Ｒｆからｆだけ減数させる必要がある。プラスのｆ値はＲｆがＲよりも早いことを示す。 T：測定時間（秒）。フレーム時間の倍数。 Th：補正を行うためのしきい値（好ましくは４） Tmax：補正を行わずにおく最大期間（好ましくは６０から１２０秒） Ty:下記参照 Tc：下記参照 un：ＶＸＣＯ補正電圧値 wn：ＶＸＣＯ総電圧値 C、ａ：ＶＸＣＯパラメータ。下記参照。図５乃至図７を参照して、ＶＣＸＯ２１４３を備えたＴＴ２００に対するクロック制御について説明する。なお、受信フレームの捕捉中、ｗｎには局部データベースに記憶されている値が与えられる。また、全体的に、ｗｎが変化すると、データベースの不揮発性メモリにその値が記憶される。端末の接続時にはｗｎには通常値が与えられる。受信フレームの捕捉が完了すると、ｙｎは０に初期化される。受信タイミング補正は、その後、カウンタｙｎに蓄積されていく。送信フレームの捕捉が完了すると、送信タイミング補正もまたカウンタｙｎに蓄積されていく。このような蓄積はステップ１にて行われる。ほぼ全てのコントロールフレーム時間、つまり送信タイミング補正と送信タイミング補正の間の時間に、ステップ２にてｙｎの評価が行われる。｜ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ｜＞Ｔｈ又はＴ≧Ｔｍａｘ秒である場合、次のステップへ進む。もし上記条件に当てはまらない場合、ステップ１，２を繰り返す。Ｔはステップ４が前回行われた時からの時間経過（秒）を表す。Ｔはコントロールフレーム時間の倍数である。コントロールフレーム時間は定数である。Ｔ≧Ｔｍａｘの判断は受信したフレームの数を数えることにより行われ、局部カレンダーや局部時間を参照してなされるものではない。次のステップについて説明する前に、ドップラーフリー局部クロックの生成方法についての理解を深めるために、｜ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ｜＞Ｔｈを判定する理由について説明しておく。通常、安定した状態では、ドップラー効果により、ｒｎとｔｎは定期的に同じ値分だけ増減される。しかしながら、実際の増加タイミングと減少タイミングの間には何の関係もない。従って、ｙｎは時間経過と共に ±１だけ変化する。従って、現システムでは、｜ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ｜≦１の場合はクロック補正を行わない。しきい値には１の代わりに４が使用され、これにより補正し損なったｔｎに対する補正を行えるようにしている。ｔｎ補正は、ＴＴ２００とＲＴ（４００又は５００）間のメッセージのやり取りを基に、コントロールフレーム毎に一回行われる。一方、ｒｎ補正は受信フレーム毎にＴ２００により自動的に行われる。更に、もしｙｎが変化しない場合、ｙｎが０でないことが考えられる。システムはｙｎが０になるようにクロックを補正する。これがＴ≧Ｔｍａｘ秒か否かを判定する理由である。ステップ３では、クロック補正プロセッサ２１４５が下記の式を用いて周波数補正値ｆを演算する。Ｔｃ＝ステップ３が前回行われた時からの時間経過 if｜ｙｎ｜≦０、or｜ｙｎ｜≧８Ｔｙ＝１２（seconds） else Ｔｙ＝Ｔｍａｘｆ（ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ）／Ｔｃ／２＋ｙｎ／Ｔｙ／２ｐｒｅｖｙｎ＝ｙｎ．（ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ）／Ｔｃ／２は最近測定されたクロック差分である。周波数はこの値分だけ直ちに調整される。ｙｎ／Ｔｙ／２は次のＴｙ秒の間にｙｎを補正するために必要な周波数変化量。ｙｎはこれまでに蓄積されてきたビット数である。Ｔｙは好適にはｙｎ値を基に選択される。ｙｎが比較的小さい場合、周波数を小さく、ゆっくりと変化させるためにＴｙの大きな値を選択する。ｙｎ値が比較的大きい場合、周波数を大きく変化させるために、Ｔｙの小さな値を選択する。Ｔｙの最小値（１２）はコントロールフレーム周期の数倍の値である。Ｔｙの最大値（Ｔｍａｘ）は１／ｆｍｉｎの２から８倍である。ｆｍｉｎはＴＴ２００のハードウエアにより与えられた周波数変化の最小値を表す。受信同期が達成され且つ送信同期が達成されていない時、上記ステップで算出されたｆ値は周波数の差を半分見誤っている。従って、現段階でｆは２倍される。もしそうでなければ、本発明によるドップラーフリー局部クロック生成方法は正確な値に収束しなければならず、これにはより長い時間がかかる。ステップ４，５では、ＶＣＸＯ２１４３の入力として与えられるｗｎを演算するために、ステップ３で得られたｆ値を用いてＶＣＸＯ２１４３の出力周波数が調整される。ステップ４では、式ｕｎ＝ｆ＊Ｃ／ａによりｕｎ値が算出される。ステップ５では、式ｗｎ＝ｗｎ＋ｕｎを用いてｗｎが算出される。Ｃは定数２** １６／（ＶＣＸＯ入力電圧範囲）である。１６とはＶＣＸＯ２１４３に接続されたＤＡＣ２１４５ａの入力ビット数であり、ａはＶＣＸＯ２１４３の電圧と周波数のカーブの傾き（Ｈｚ／ｖｏｌｔ）つまり−１２１Ｈｚ／ｖｏｌｔ．である。通常ａはマイナス値である。プラス電圧は周波数を減少させる。ハードウエアに提供されるｕｎ値はディスクリート値（−ｎ，．．−１，１，１，．．）をとることから、小数点以下の値は四捨五入され、近似整数とされる。上述のａ値がＶＣＸＯ２１４３により増加された後のａ’値と完全に一致しない場合、補正量ｆ’は−ｆとは一致しない。もし−２ｆ＜ｆ’＜０である場合、本発明による方法は繰り返しＲｆの正しい値に収束する。これはａ’／ａが＜２でなければならないことを示す。図６及び図８を参照しながら、ＤＤＳ２１４６を有するＴＴ２００のクロック制御方法について説明する。なお、受信フレームの捕捉の間、Ｒｆには局部データベースに記憶された値が与えられる。通常、Ｒｆが変化すると、その値はデータベースの不揮発性メモリに記憶される。端末配置の間は、Ｒｆは通常値に設定される。受信フレームの捕捉が完了すると、ｙｎは０に初期化される。受信タイミング補正はその後カウンタｙｎに蓄積されていく。送信フレームの捕捉が完了すると、送信タイミング補正もまたカウンタｙｎに蓄積される。この蓄積はステップ１１で行われる。ほぼ全てのコントロールフレーム時間、つまり送信タイミング補正と送信タイミング補正の間の時間に、ステップ１２にてｙｎの評価が行われる。｜ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ｜＞Ｔｈ又はＴ≧Ｔｍａｘ秒である場合、次のステップへ進む。もし上記条件に当てはまらない場合、ステップ１１，１２を繰り返す。Ｔはステップ４が前回行われた時からの時間経過（秒）を表す。Ｔはコントロールフレーム時間の倍数である。コントロールフレーム時間は定数でる。Ｔ≧Ｔｍａｘの判断は受信したフレームの数を数えることにより行われ、局部カレンダーや局部時間を参照してなされるものではない。ステップ１３では、クロック補正プロセッサ２１４５が下記の式を用いて周波数補正値ｆを算出する。Ｔｃ＝ステップ１３が前回行われた時からの時間経過 if｜ｙｎ｜≦０、or｜ｙｎ｜≧８Ｔｙ＝１２（seconds） else Ｔｙ＝Ｔｍａｘ f=（ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ）／Ｔｃ／２＋ｙｎ／Ｔｙ／２ｐｒｅｖｙｎ＝ｙｎ．（ｙｎ−ｐｒｅｖｙｎ）／Ｔｃ／２は最近測定されたクロック差分を表す。周波数はこの値分だけ直ちに調整される。ｙｎ／Ｔｙ／２は次のＴｙ秒の間にｙｎを補正するために必要な周波数変化量である。ｙｎはこれまでに蓄積されてきたビット数である。Ｔｙは好適にはｙｎ値を基に選択される。ｙｎが比較的小さい場合、周波数を小さく、ゆっくりと変化させるためにＴｙの大きな値を選択する。ｙｎ値が比較的大きい場合、周波数を大きく変化させるために、Ｔｙの小さな値を選択する。Ｔｙの最小値（１２）はコントロールフレーム周期の数倍の値である。Ｔｙの最大値（Ｔｍａｘ）は１／ｆｍｉｎの２から８倍である。ｆｍｉｎはＴＴ２００のハードウエアにより与えられた周波数変化の最小値を表す。受信同期が達成され且つ送信同期が達成されていない時、上記ステップで算出されたｆ値は周波数の差を半分少なく見積もっている。従って現段階でｆは２倍される。もしそうでなければ、本発明によるドップラーフリー局部クロック生成方法は正確な値に収束しなければならず、これにはより長い時間がかかる。ステップ１４では、式Ｒｆ＝Ｒｆ−ｆを用いてＤＤＳ２１４６の周波数が調整される。ｆはＲｆの現在の値から単純に引かれる。ＴＴ２００のハードウエアに与えられるＲｆ値は、ディスクリート値（ｎ*Ｆ）しか取らないため、近似整数に四捨五入される。ここで、ＶＣＸＯ２１４３成いはＤＤＳ２１４５の出力がＲｆではなくＲｆ* ｘである場合、ｆは上記式にてｘ倍される。後の段階で乗算器或いは割算器を用いて、ＶＣＸＯ或いはＤＤＳの出力からＲｆが割り出されるため、ｘはプラスの実数である。図９乃至１２はシステム変化の結果起こるＴＴ２００の動作を示すものである。例えば、図９は比較的大きな入力に対する本発明による方法の結果を示すものである。図９において、Ｔ＝３秒、初期Ｒｆ＝２０．２２０ＭＨＺ、Ｒ＝２０ＭＨＺ、ドップラー＝０である。周波数変化粗さ＝１／３２Ｈｚである。図１０は、同一のケースについての総蓄積エラーｙｎを示す。図１１，図１２は１０^-8／秒ランダムエラーがクロックＲｆに導入された場合のＲｆ，ｙｎ継続性を示す。ここではＴ＝３秒、初期Ｒｆ＝−２０．２２０ＭＨＺ、Ｒ＝２０ＭＨＺ、ドップラー＝０、周波数変化粗さ＝１／３２Ｈｚである。上述した本発明におけるドップラーフリー局部クロックの生成方法は、搭載型プロセッシング／スイッチング衛星システム、例えばＫａ−バンド地球同期マルチメディア衛星システムや低地球軌道（ＬＥＯ）プロセス衛星システム等でも採用可能である。これらのシステムでは、衛星に搭載された基準クロックにロックされたドップラーフリーを提供する。上述したクロック発生アルゴリズムは二地点間無線／衛星システム、つまり二地点間無線／衛星モデムでも採用可能である。換言すれば、この方法を用いることにより、あるモデムからの正確なタイミングを他のモデムへ提供することができる。これら後者のシステムでは、フレームタイミング測定及びタイミング調整を実行するために、適切な時分割マルチプレックス（ＴＤＭ）フレーミング構成が使用される。以上本発明の好ましい実施の形態に基づき説明したが、当業者がここに説明した基本的発明思想に基づき考えるであろう種々の変形例及び／又は改変例は、請求の範囲に記載の範囲内で本発明の技術思想に含まれるものと理解すべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号６０／０６４，６７３ (32)優先日平成９年10月20日(1997．10．20) (33)優先権主張国米国（ＵＳ） (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ) ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．マスター基準端末と、端末交換基準と、管理バーストを有する通信ネットワークにおけるドップラーフリーの局部クロックを生成するための方法であって、（１）前記マスター基準端末が受け取った前記管理バーストに応答して伝送タイミング補正値を決定し、（２）前記マスター基準端末が受け取った前記基準バーストに応答して受信タイミング補正値を決定し、（３）前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値の双方に応答してクロック周波数を調整して前記ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする方法。２．前記ステップ（３）が、（３）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（３）(ii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項１記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。３．前記ステップ（３）が、（３）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（３）(ii)前記総蓄積エラー値に応答して周波数調整が必要な時期を決定し、（３）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項１記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。４．前記ステップ（３）が、（３）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（３）(ii)前記総蓄積エラー値と以前に蓄積された総蓄積エラー値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（３）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項１記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。５．前記ステップ（３）が、（３）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（３）(ii)前記マスター基準端末で受信したフレーム数と所定の最大値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（３）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項１記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。６．前記ステップ（３）が、（３）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（３）(ii)前記総蓄積エラー値と以前に蓄積された総蓄積エラー値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（３）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、 ynを前回の受信捕捉が首尾よく実行された以降の総蓄積エラー値とし、 prevynを前回クロック補正が行われたときのyn値とし、ｆをHzで表される基準周波数(Rf)の必要な変化とし、 Tyを一定値とし、 Tcをｆを最後に演算してからの時間とした場合に、ｆ=(yn‐prevyn)/Tc/2+yn/Ty/2 の式を用いてドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項１記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。７．前記ステップ（３）が、（３）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（３）(ii)前記マスター基準端末で受信したフレーム数と所定の最大値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（３）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、 ynを前回の受信捕捉が首尾よく実行された以降の総蓄積エラー値とし、 prevynを前回クロック補正が行われたときのyn値とし、ｆをHzで表される基準周波数(Rf)の必要な変化とし、 Tyを一定値とし、 Tcをｆを最後に演算してからの時間とした場合に、ｆ=(yn‐prevyn)/Tc/2+yn/Ty/2 の式を用いてドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項１記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。８．マスター基準端末と、端末交換基準と、管理バーストを有する通信ネットワークにおけるドップラーフリーの局部クロックを生成するための方法であって、（１）前記マスター基準端末により生成された第１の基準バーストに応答して前記マスター基準端末を初期化し、（２）前記マスター基準端末が受け取った第２の基準バーストに応答して伝送タイミング補正値を決定し、（３）前記マスター基準端末が受け取った前記基準バーストに応答して受信タイミング補正値を決定し、（４）前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値の双方に応答してクロック周波数を調整して前記ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする方法。９．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１０．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記総蓄積エラー値に応答して周波数調整が必要な時期を決定し、（４）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１１．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記総蓄積エラー値に応答して周波数調整が必要な時期を決定し、（４）(iii)周波数調整が必要でないときには、ステップ（２）と（３）を繰り返し実行し、（４）(iv)周波数調整が必要なときには、前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１２．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記総蓄積エラー値と以前に蓄積された総蓄積エラー値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（４）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１３．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記マスター基準端末で受信したフレーム数と所定の最大値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（４）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、ドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１４．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記総蓄積エラー値と以前に蓄積された総蓄積エラー値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（４）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、 ynを前回の受信捕捉が首尾よく実行された以降の総蓄積エラー値とし、 prevynを前回クロック補正が行われたときのyn値とし、ｆをHzで表される基準周波数(Rf)の必要な変化とし、 Tyを一定値とし、 Tcをｆを最後に演算してからの時間とした場合に、ｆ=(yn‐prevyn)/Tc/2+yn/Ty/2 の式を用いてドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１５．前記ステップ（４）が、（４）(i)前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（４）(ii)前記マスター基準端末で受信したフレーム数と所定の最大値とを比較して周波数調整が必要な時期を決定し、（４）(iii)前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数を調整し、 ynを前回の受信捕捉が首尾よく実行された以降の総蓄積エラー値とし、 prevynを前回クロック補正が行われたときのyn値とし、ｆをHzで表される基準周波数(Rf)の必要な変化とし、 Tyを一定値とし、 Tcをｆを最後に演算してからの時間とした場合に、ｆ=(y‐prevyn)/Tc/2+yn/Ty/2 の式を用いてドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする請求項８記載のドップラーフリ一局部クロック生成方法。１６．マスター基準端末と、端末交換基準と、管理バーストを有する通信ネットワークにおけるドップラーフリーの局部クロックを生成するための方法であって、（１）前記マスター基準端末により生成された第１の基準バーストに応答して前記マスター基準端末を初期化し、（２）前記マスター基準端末が受け取った第２の基準バーストに応答して伝送タイミング補正値を決定し、（３）前記マスター基準端末が受け取った前記基準バーストに応答して受信タイミング補正値を決定し、（４）前記伝送タイミング補正値と前記受信タイミング補正値を蓄積して総蓄積エラー値を生成し、（５）前記総蓄積エラー値に応答して周波数調整が必要かどうかを決定し、（６）周波数調整が必要でないときには、ステップ（２）と（３）を繰り返し実行し、（７）周波数調整が必要なときには、前記総蓄積エラー値に応答してクロックの周波数に印加される調整値を演算して、 ynを前回の受信捕捉が首尾よく実行された以降の総蓄積エラー値とし、 prevynを前回クロック補正が行われたときのyn値とし、ｆをHzで表される基準周波数(Rf)の必要な変化を表す前記調整値とし、 Tyを一定値とし、 Tcをｆを最後に演算してからの時間とした場合に、ｆ=(yn‐prevyn)/Tc/2+yn/Ty/2 の式を用いてドップラーフリーの局部クロックを生成することを特徴とする方法。１７．前記マスター基準端末は、自走発振器に接続されたダイレクトデジタルシンセサイザー（ＤＤＳ）を有し、更に、（８）前記調整値を前記ＤＤＳに印加するようにした請求項１６記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。１８．前記マスター基準端末は、電圧制御型発振器（ＶＣＸＯ）を有し、更に、（８）前記調整値に応答して補正電圧値を演算し、（９）前記補正電圧値及び以前にＶＣＸＯに印加された電圧値に応答して印加電圧を演算し、（１０）前記ＶＣＸＯへの印加電圧を印加するようにした請求項１６記載のドップラーフリー局部クロック生成方法。