JP2000502558A - 調整充電型ポンプｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 充電ポンプのコントローラ（２４）が、自己調整型充電ポンプの電圧コンバータに対して必要な調時電圧と駆動電圧とを与える。コントローラ（２４）は、従来の重なり合わない２相のクロック（１０）を用いて、スイッチ（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃、ＳＷ₄）のアレイを制御するスイッチ・ドライバ（１２、１４）のタイミングを制御する。ポンプ・コンデンサと蓄積コンデンサ（２６、２８）とは、アレイ内部に分布されている。スイッチ・ドライバ（１２、１４）の一方が、充電ポンプの出力電圧に応答して、アレイにおけるスイッチ（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃、ＳＷ₄）の１つに対する変調された駆動電圧または線形駆動電圧を生じる。コントローラ（２４）は、これにより充電ポンプから調整された出力電圧を生じる。

Description

【発明の詳細な説明】 調整充電型ポンプＤＣ／ＤＣコンバータ発明の背景 発明の分野 本発明は、１つ以上の電圧の電力を要求する電子システム、特に消費される電 力の大半が１つの標準電圧レベルにあり残りの電力要求が異なる電圧レベルにあ る如きシステムの分野に関する。関連する技術の記述 電力供給の要求は、アナログ回路からディジタル回路への進展と共に生じてき た。アナログ・システムは、典型的に多くの供給電圧から動作し、今日のディジ タル・システムは、典型的に５Ｖまたは３．３Ｖの如き唯一つの標準電圧におけ る電力を要求する。このように要求される供給電圧数を減じることによって、シ ステム・レベルの設計は、印刷回路板の電力「トレース（ｔｒａｃｅ）」の如き 電力供給要素および電力分配導体の同時の減少により、少ないコスト、軽い重量 、小さくなった体積およびより高い信頼性の利益を得る。 電子技術におけるこのような変貌にも拘わらず、標準的なディジタルの５Ｖな いし３．３Ｖレベルに加えての電圧の電力を要求する著しい数のシステムが依然 として存在する。例えば、データ通信回路を含むシステムは、５Ｖまたは３．３ Ｖ電源に加えて、負の電圧をしばしば要求し、データ通信のための一般的なイン ターフェースである米国電子工業会（ＥＩＡ）のＲＳ２３２Ｃインターフェース は、−２５Ｖないし＋２５Ｖの範囲にわたる信号レベルを指定する。更に、多く のインターフェース用途に要求される前置増幅器は、標準ディジタル電圧より高 い正の電源電圧に加えて、負の電源電圧ををしばしば要求する。 これらの付加的な電圧レベルを提供するため必要な回路を加えることは、コス ト高の空しい経験となり得る。簡単な試みは、２極性のスイッチング電源の使用 である。このような電源の記述は、Ｐ．Ｈｏｒｏｗｉｔｚ、Ｗ．Ｈｉｌｌの「エ レクトロニックス技術（Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」（ Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、 第２版、１９９１年、３５９ページ）に含まれる。このような試みの主な短所は 、負の電圧電源を要求する誘導子が典型的にかさ高で高価な構成要素であるとい う事実にある。 低電力用途に特に適する付加的な電圧を生じる別の試みは、「充電ポンプ」、 即ち「フライング・コンデンサ」型電圧コンバータの採用である。充電ポンプは 、Ｐ．ＨｏｒｏＷｉｔｚ、Ｗ．Ｈｉｌｌの「エレクトロニックス技術」（Ｃａｍ ｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、第２版 、１９９１年、３７７ないし３７９ページ）により詳細に論じられている。 基本的には、反転充電ポンプは、クロックの最初の半サイクル、即ち「ポンピ ング相」において「ポンプ」コンデンサを電源電圧のレベルまで充電することに よって動作する。クロックの２番目の重ならない半サイクル、即ち「伝送相」に おいては、ポンプ・コンデンサは電源から遮断され、その極性が切換えられると 、第２の「蓄積」コンデンサに接続され、これにより蓄積コンデンサへ電荷を「 ポンピング」して、略々入力電圧の負である出力を提供する。 同様に、ポンプのスイッチング素子の少数の再構成においては、逓昇コンバー タ（ｓｔｅｐ−ｕｐ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）が作られる。クロックの最初の半サ イクルにおいて、ポンプ・コンデンサが電源電圧のレベルに充電される。クロッ クの２番目の半サイクルにおいては、ポンプ・コンデンサの正の側が電源から遮 断され、最初の半サイクルにおいて接地されていたその負の側が電源に接続され る。電源電圧の２倍である正の側は蓄積コンデンサに接続され、これによりこの コンデンサを電源電圧の２倍に充電する。 他の事例のスイッチ・ネットワーク形態は、電源電圧の関数として異なる出力 電圧、例えば選択可能な２倍のバイポーラ出力電圧の生成を目的とする。ポンプ 構造の充電に関する米国特許は、同第４，６３６，９３０号、同第４，６７９， １３４号、同第４，７７７，５７７号、同第４，７９７，８９９号、同第４，８ ０９，１５２号、同第４，８９７，７７４号および同第５，２３７，２０９号を 含んでいる。 充電ポンプは少数の部品で済み誘導子を必要としないが、その主な短所は、出 力電圧が調整されないこと、即ち、負荷があると出力電圧が不都合にも降下し、 その入力電圧と共に変動することである。 この短所を克服するために、種々の調整方式が充電ポンプと結合されてきた。 例えば、１つの設計は、充電ポンプの出力をヒステリシスを持つコンパレータを 介してその発振器制御回路へ再び供給する。このコンパレータのヒステリシスは 、充電ポンプのややノイズのある出力を許容する。出力電圧の大きさが所望の出 力値を越えると、出力の大きさがフィードバック経路のヒステリシス値に等しい 量だけ所望の出力より小さいレベルまで低下するまで、コンパレータが「充電ポ ンピング」動作を阻止する。フィードバック経路に形成されたヒステリシスは、 フィードバック経路の固有ノイズを含む出力を補償するに充分でなければならな いが、不都合なことに、増加したヒステリシスが出力電圧の調整を対応的に減衰 させる。 充電ポンプの調整能力の不足を是正する別の試みは、充電ポンプ出力を調整す る線形調整器（ｌｉｎｅａｒ ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）の使用である。この試みに おいては、充電ポンプの出力が周知の方法で出力を調整する線形調整器へ送られ る、即ち、出力が通過トランジスタへ送られ、通過トランジスタの出力が検知さ れてフィードバックされてバイアス信号を通過トランジスタへ与え、これにより 通過トランジスタの出力に調整された電圧を与える。 ２相の論理ゲート・クロックは、当技術において周知であり、「ＭＳＩ用途に おける基本的なディジタル・エレクトロニックス（Ｂａｓｉｃ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｗｉｔｈ ＭＳＩ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）」 （Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅｓｌｅｙ Ｐｕｂｌｉｓｈｉｎｇ Ｃｏｍｐａｎｙ、Ｒ ｅａｄｉｎｇ Ｍａｓｓａｃｈｕｓｅｔｔｓ、１９７７年、１９９ページ）にお いてＪ．Ａ．Ｄｅｍｐｓｅｙにより記載されている。更に、この線形調整器は当 技術において周知である。Ｐ．Ｈｏｒｏｗｉｔｚ、Ｗ．Ｈｉｌｌの「エレクトロ ニックス技術（Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」（Ｃａｍｂ ｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒｅｓｓ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、第２版、 １９９１年、３５５ないし３５６ページ）参照。 一部の充電ポンプは、パワーＦＥＴを充電ポンプ・スイッチとして用い、これ らＦＥＴはできるだけ２進的に駆動され、即ち、これらＦＥＴの「オン」抵抗値 を減じてこれにより充電ポンプの効率を改善するため、そのゲート対ソース電圧 はできるだけ大きい。この線形調整器の通過素子もまた、典型的にパワーＦＥＴ である。しかし、このＦＥＴは２進的、即ち、オン／オフ・スイッチのように飽 和状態およびオフへは駆動されない。むしろ、このＦＥＴのゲート対ソース電圧 は、ポンプの蓄積コンデンサからの電荷の流れを線形的に調整するため変調され る。 ポンプ電圧コンバータを充電するこのような試みにおける問題は、充電ポンプ ・コンデンサ間で電荷を切換えるパワーＦＥＴに加えて、線形調整器のパスエレ メント（ｐａｓｓ ｅｌｅｍｅｎｔ）に対して別のパワーＦＥＴが要求されるこ とである。パワーＦＥＴは比較的大きく、そのサイズのため、強く駆動される時 に低い「オン抵抗値」を与える。この場合、このような試みには問題があり、充 電ポンプおよび調整器を含む集積回路（単数または複数）は、コストを最小化し 信頼度を最大化するためにできるだけ小さくなければならない。余分なパワーＦ ＥＴは、著しい量の貴重な集積回路の「面積」を消費する。バイポーラ・トラン ジスタを用いる充電ポンプについて同じことが言える、即ち、充電ポンプの出力 を調整するために付加的な嵩むトランジスタが要求される。 前記の理由により、誘導子を使用することなく少数のパワーＦＥＴを用いて、 入力電圧を別の調整された出力電圧へ変換する電圧コンバータに対する必要が存 在する。発明の概要 本発明は、誘導子を使用せずに調整された出力電圧を提供するのみならず、従 前の設計ではなく少数のパワーＦＥＴを用い、あるいはパワー・バイポーラ・ト ランジスタを用いて出力電圧を提供する自己調整型充電ポンプ電圧コンバータ（ ｓ ｅｌｆ−ｒｅｇｕｌａｔｅｄ ｃｈａｒｇｅ ｐｕｍｐ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏ ｎｖｅｒｔｅｒ）を目的としている。 本発明は、２相（フェーズ）の重ならないクロックおよび半分がクロックの第 １のフェーズ（ｆｉｒｓｔ ｐｈａｓｅ ｏｆ ｔｈｅ ｃｌｏｃｋ）において 可能状態にされ他の半分が第２のフェーズ（ｔｈｅ ｓｅｃｏｎｄ ｐｈａｓｅ ）において可能状態にされるスイッチ・ドライバを含むスイッチ・コントローラ である。前記ドライバの少なくとも１つが、充電ポンプの出力で得られる電圧の 関数であるその対応スイッチに対して駆動電圧を提供し、これにより充電ポンプ の出力電圧を「自己調整する」。このドライバの残部は、従来の２進状態で駆動 電圧を提供する。即ち、これらドライバがクロックにより可能状態にされる時、 当該ドライバが、得られる最大駆動電圧によりスイッチを「オン」にする、即ち 、飽和状態にする。これらドライバがクロックにより不能状態にされる時、当該 ドライバがスイッチを「オフ」に駆動する。 当該スイッチ・コントローラは、従来のポンプおよびリザーバー・コンデンサ を用いて、誘導子のない、自己調整された充電ポンプ電圧コンバータを実現する ため用いられる。このスイッチ・コントローラは、ネットワーク内部のスイッチ の少なくとも１つに対して変調された駆動電圧と、残部に対して２進駆動電圧と を提供する。変調電圧は、充電ポンプの出力電圧の関数であり、これが出力電圧 を調整するフィードバック機構を提供する。この機構は、従前の設計から少なく とも１つのパワーＦＥＴを除去し、これにより集積回路の実現のため必要な面積 を著しく減じる。 この新規な充電ポンプ電圧コンバータは、電源からの標準電圧の電力を受取り 、この電力を、アナログ回路部分、バイポーラ信号インターフェースあるいは前 置増幅器の如き標準でない電圧を要求する回路により使用される別の電圧へ変換 するため、電子処理システムにおいて使用することができる。 本発明は、携帯可能な電子処理システムに対して特に有利である。例えば、携 帯可能コンピュータ、セルラー電話、手で持つ道順指示装置、などの本発明を盛 り込んだ携帯可能な電子処理システムは、従来の電力変換技術を用いる対比し得 るシステムより軽量、小型でかつ安価にすることができる。 本発明の上記および他の特徴、特質および利点は、添付図面に関して参照され る以降の詳細な記述から、当業者には明らかであろう。 図面の簡単な説明 図１は、新規な２相スイッチ・コントローラのブロック図、 図２は、図１に記される新規なスイッチ・コントローラを用いる自己調整型反 転充電ポンプのブロック図、 図３は、新規なスイッチ・コントローラを用いる自己調整型の逓昇電圧コンバ ータのブロック図、 図４は、図２の自己調整型反転充電ポンプの詳細図、 図５は、スイッチ・コントローラを含む自己調整型充電ポンプを含む電子処理 システムのブロック図である。本発明の詳細な記述 図１は、新規なスイッチ・コントローラの基本的構成要素を示す本発明のブロ ック図である。多フェーズの重ならないクロック（ｍｕｌｔｉ−ｐｈａｓｅ ｎ ｏｎ−ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎｇ ｃｌｏｃｋ）１０は、スイッチ・ドライバＳＤ₁ １２、ＳＤ₂１４およびＳＤ₃１６を動作可能状態にする。ドライバＳＤ₁１２は 、クロックの第１のフェーズθ₁において動作可能状態にされ、ドライバＳＤ₂１ ４およびドライバＳＤ₃１６は第２のフェーズθ₂において動作可能状態にされる 。付加的なスイッチ・ドライバＳＤ_n１７は、付加的なクロックのフェーズθ_nで 動作可能状態にされる。スイッチ・ドライバＳＤ₁１２およびＳＤ₂１４が、従来 の２進駆動電圧を提供する。即ち、クロックの第１のフェーズθ₁において、ス イッチ・ドライバＳＤ₁１２が「オン」駆動レベルを生じ、スイッチ・ドライバ ＳＤ₂１４およびスイッチ・ドライバＳＤ₃１６は「オフ」駆動レベルを生じる。 クロックの第２フェーズθ₂において、スイッチ・ドライバＳＤ₁１２は「オフ 」駆動レベルを生じ、スイッチ・ドライバＳＤ₂１４は「オン」駆動レベルを生 じる。同時に、スイッチ・ドライバＳＤ₃１６は、変調された駆動電圧を生じる 。スイッチ・ドライバＳＤ₃１６は、変調駆動電圧を同期ブロック２２に与える 駆 動変調ブロック２０に接続されるフィードバック・ブロック１８を含む。駆動変 調ブロック２０からの変調電圧のレベルは、フィードバック・ブロック１８へ送 られる電圧に依存する。同期ブロック２２は、クロックの第１のフェーズθ₁に おいて出力として「オフ」駆動電圧を生じ、クロックの第２のフェーズにおいて 出力として変調電圧を生じる、即ち、このブロックはクロックの第２のフェーズ θ₂において変調電圧「オフ」をゲートする。 正常な動作では、フィードバック・ブロック１８に対する入力が充電ポンプ出 力に接続され、同期ブロック２２の出力は充電ポンプ内部のパワーＦＥＴを駆動 するよう接続され、スイッチ・ドライバＳＤ₂１４からの出力は充電ポンプのス イッチ・アレイ内部の別のパワーＦＥＴを駆動するよう接続され、ドライバＳＤ₁ １２からの出力は充電ポンプのアレイ内部の残りのパワーＦＥＴを駆動するよ う接続される。更にまた、付加的な変調駆動信号を提供するためクロックの任意 のフェーズθ₁〜θ_nにおいて、スイッチ・ドライバＳＤ₃１６のような付加的な スイッチ・ドライバＳＤ₄１７を用いることもできる。しかし、明らかにするた め、更なる図面およびこれら図面と関連する論議は、スイッチ・ドライバＳＤ₃ １６の如き１つの変調されたスイッチ・ドライバを用いる２相の構成を示すこと になる。 図２のブロック図は、電圧インバータを提供するため新規なスイッチ・コント ローラ２４を用いる自己調整型充電ポンプ電圧コンバータの実施の一形態の基本 的構成要素を示している。先に述べたように、充電ポンプはまた、２倍用、３倍 用などでよい、あるいは自己調整により中間電圧出力を提供できる逓昇電圧コン バータとして構成することもできる。 スイッチＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃およびＳＷ₄は、パワーＭＯＳＦＥＴであること が望ましい。当該実施の形態では、スイッチＳＷ₁、ＳＷ₂およびＳＷ₃は、クロ ック１０のフェーズに応じて従来の２進状に駆動され、即ち「オン」または「オ フ」で駆動される。即ち、クロックの第１のフェーズθ₁において、スイッチ・ ドライバＳＤ₁１２がスイッチＳＷ₁およびＳＷ₂を「オン」に駆動し、スイッチ ・ドライバＳＤ₂１４は、スイッチＳＷ₃を「オフ」に駆動する。第２のクロック ・フェ ーズθ₂において、スイッチ・ドライバＳＤ₁１２はスイッチＳＷ₁およびＳＷ₂を 「オフ」に駆動し、スイッチ・ドライバＳＤ₂１４はスイッチＳＷ₃を「オン」に 駆動する。スイッチ・ドライバＳＤ₁１２およびＳＤ₂１４については、図４に関 して更に詳細に論述する。 スイッチＳＷ₄を駆動するスイッチ・ドライバＳＤ₃１６は、リザーバー・コン デンサ（ｒｅｓｅｒｖｅｒ ｃａｐａｃｉｔｏｒ）２６に接続されたフィードバ ック・ブロック１８を含み、この接続により、前記コンデンサは負荷電圧Ｖ_load をサンプルする。フィードバック・ブロック１８はまた、フィードバック・ブロ ック１８の出力に応答してスイッチＳＷ₄に与えられる駆動電圧のレベルを変調 する駆動変調ブロック２０に接続される。スイッチ・ドライバＳＤ₃１６は更に 、クロックの第２のフェーズθ₂において、クロック１０の制御下で変調ブロッ クからスイッチＳＷ₄へ変調電圧をゲート（ｇａｔｅ）し、かつクロックの第１ のフェーズθ₁においてこの駆動電圧をオフにゲートする同期ブロック２２を含 む。このように、スイッチＳＷ₄は、可変抵抗として働き、これにより各フェー ズθ₂の半サイクルにおいてポンプ・コンデンサ２８からリザーバー・コンデン サ２６へ流れる電荷量を制御する。このため、スイッチＳＷ₄は、同時に充電ポ ンプ・スイッチおよび線形調整器の通過トランジスタとして働く。 図３は、本発明を用いて自己調整型逓昇電圧コンバータ（ｓｅｌｆ−ｒｅｇｕ ｌａｔｅｄ ｓｔｅｐ−ｕｐ ｖｏｌｔａｇｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）を生じる 充電ポンプの基本的構成要素を示している。図示された望ましい構成では、唯一 つのスイッチＳＷ₄が、図３のスイッチ・ドライバＳＤ₃１６と関連して述べるよ うに「変調」される。しかし、スイッチＳＷ₁およびＳＷ₄は共にこのように駆動 され、あるいはスイッチＳＷ₁のみが前記状態で駆動される。更に、入力電圧Ｖ_{s ource} のｎ倍の逓増を生じるため、付加的なクロック・フェーズおよびスイッチ ・ドライバを追加することもできる。 クロックの第１のフェーズθ₁において、スイッチ・ドライバＳＤ₁１２がスイ ッチＳＷ₂およびＳＷ₃を「オン」に駆動し、スイッチ・ドライバＳＤ₂１４がス イッチＳＷ₁を「オフ」に駆動し、スイッチ・ドライバＳＤ₃１６がスイッチＳＷ₄ を オフに駆動し、これによりポンプ・コンデンサ２８を値Ｖ_sourceに充電する。ク ロックの第２のフェーズθ₂において、スイッチ・ドライバＳＤ₁１２がスイッチ ＳＷ₂およびＳＷ₃を「オフ」に駆動し、スイッチ・ドライバＳＤ₂１４がスイッ チＳＷ₁を「オン」に駆動し、スイッチ・ドライバＳＤ₃１６が、図２に関して述 べたように、充電ポンプの出力電圧Ｖ_loadに応答してスイッチＳＷ₄に対する駆 動電圧を変調し、これにより変調に応じて、値Ｖ_sourceの約２倍もの高さとなる 調整された出力電圧を生じる。 図２の一体に調整される反転充電ポンプ電圧コンバータの詳細図である図４の 論議において、技術において全て周知であるＣＭＯＳアナログ・スイッチ、相互 コンダクタンス増幅器、電圧基準、ＣＭＯＳインバータおよびプッシュ・プル増 幅器を参照する。ＣＭＯＳアナログ・スイッチの論議についてはＰ．Ｈｏｒｏｗ ｉｔｚ、Ｗ．Ｈｉｌｌの「エレクトロニックス技術（Ｔｈｅ Ａｒｔ ｏｆ Ｅ ｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ）」（Ｃａｍｂｒｉｄｇｅ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ Ｐｒ ｅｓｓ，Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、第２版、１９９１年）の１４２および１４３ページ を、相互コンダクタンス増幅器の論議については同文献の７９ページを、電圧基 準の論議については３３１〜３４１ページを、ＣＭＯＳインバータの論議につい ては１５４および１５５ページを、プッシュ・プル増幅器の論議については９１ ページを参照されたい。 図２の論議において述べたように、スイッチＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃およびＳＷ₄ はパワーＭＯＳＦＥＴである。当該実施の形態においては、スイッチＳＷ₁はｐ −チャネル・デバイスであり、スイッチＳＷ₂、ＳＷ₃およびＳＷ₄はｎ−チャネ ル・デバイスである。ポンプ・コンデンサ２８およびリザーバー・コンデンサ２ ６、およびスイッチ・アレイは、図２に関して述べたように動作する。 スイッチ・ドライバＳＤ₁１２は、３個のＣＭＯＳインバータ３６、３８、４ ０からなり、インバータ３８は電圧Ｖ_sourceおよびＶ_loadに接続することにより 給電され、これによりｐ−チャネルＦＥＴスイッチＳＷ₁に対して必要な負の駆 動電圧を提供する。インバータ３６は、ｐ−チャネルＦＥＴ ＳＷ₁とｎ−チャ ネルＦＥＴ ＳＷ₂との間の駆動電圧の位相の対応を維持し、即ち、このインバ ータはスイッチＳＷ₁およびＳＷ₂が同時に「オン」および「オフ」にされること を保証する。同様に、スイッチ・ドライバＳＤ₂１４は、クロックの第２フェー ズ出力θ₂とｎ−チャネルＦＥＴ ＳＷ₃のゲートとの間に接続されたＣＭＯＳイ ンバータである。このクロック出力は、当該実施の形態ではアクティブなロー信 号であり、即ち、θ₂がローである時、スイッチＳＷ₁およびＳＷ₂が「オン」と なり、θ₂がローである時は、スイッチＳＷ₃が「オン」となり、同期ブロック２ ２がスイッチＳＷ₄の変調された駆動を可能にする。 フィードバック・ブロック１８は、充電ポンプの出力電圧Ｖ_loadを検知するた め接続された１対の抵抗Ｒ１、Ｒ２および基準電圧Ｖ_refを含む。フィードバッ ク・ブロック１８からの検知された電圧は、相互コンダクタンス増幅器３６を含 む駆動変調ブロック２０へ送られる。検知された電圧は、ＮＰＮトランジスタＱ １とＰＮＰトランジスタＱ２とを含むプッシュ・プル駆動段３８に対する検知電 圧の関数として駆動電流を与える相互コンダクタンス増幅器３６の正の入力へ送 られる。プッシュ・プル駆動段３８は、増幅器３６の電流出力をパワーＦＥＴＳ Ｗ₄のゲートを迅速に駆動するのに充分であるレベルに高める。 同期ブロック２２は、クロックの第２フェーズ出力θ₂の制御下で、クロック の第１のフェーズθ₁においてスイッチＳＷ₄に対する駆動を遮断し、第２のフェ ーズ（θ₂ロー）において、同期ブロック２２がスイッチＳＷ₄の駆動を可能にす る。即ち、クロックの第２のフェーズθ₂においては、アナログ・スイッチ４０ は、アナログ信号経路、即ち相互コンダクタンス増幅器３６の出力からプッシュ ・プル駆動段３８へ連続的に変更可能な信号を許容する経路を提供する。当該位 相において、ｎ−チャネルＦＥＴ ４２および４４に対するゲート電圧が低く、 その結果ＦＥＴ４２および４４が「オフ」となり、増幅器３６の出力がアナログ ・スイッチ４０に導通されてプッシュ・プル駆動段３８を駆動し、この駆動段は 更にスイッチｓｗ４のゲート電圧を変調する。相１において、θ₂が高くなり、 従ってアナログ・スイッチ４０が非導通となり、ＦＥＴ４２および４４が「オン 」となり、プッシュ・プル駆動段３８に対する駆動電流を遮断してスイッチｓｗ ４を「オフ」にする。 図４からここまでの記述は、サイクルごとであると共に平均化ループに対して も妥当する。即ち、当該実施の形態は、充電ポンプの出力を再び調整状態にする ため各第２フェーズθ₂内でクロック・サイクルに応答してサイクルごとに充電 ポンプ出力を調整し、あるいは１つ以上のクロック・サイクルの間にわたり出力 を徐々に再び調整状態にする構成を可能にする。ポンプがサイクルごとに調整す るかあるいは平均化するかは、ループの速度により決定され、この速度は更にス イッチＳＷ₄のキャパシタンス、プッシュ・プル駆動段３８のベータおよび相互 コンダクタンス増幅器３６の駆動によって決定される。望ましいサイクルごとの 構成においては、ポンピング・フェーズにおいて変調が行われ、平均化構成がク ロックの任意あるいは全てのフェーズにおいて変調してもよい。 図５は、本発明を用いる自己調整型充電ポンプを含む携帯可能な処理システム のブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータ４６が、電源４８、当例ではバッテ リから電力を受取る。ＤＣ／ＤＣコンバータは、ディスプレイ５２、プロセッサ ５４、記憶システム５６および入出力システム５８を含む処理システム構成要素 により使用されるように、調整された出力電圧を結線５０を介して提供する。Ｄ Ｃ／ＤＣコンバータ４６は、５．０Ｖまたは３．３Ｖの如き標準的な調整電圧を 提供する。自己調整型充電ポンプ６０は、バッテリ４８から電力を直接受取るよ うに結線６２を介して接続される。あるいはまた、自己調整型充電ポンプ６０は 、電力をＤＣ／ＤＣコンバータ４６から直接受取ることができる。 充電ポンプは、ディスプレイ５２、プロセッサ５４、記憶システム５６および Ｉ／Ｏシステム５８に対してＤＣ／ＤＣコンバータ４６により与えられる電圧と 異なる電圧で調整された電力を結線６４を介して提供する。先に述べたように、 Ｉ／Ｏシステムは、バイポーラ信号発信、前置増幅器を給電するアナログ・イン ターフェース、などを含む種々の用途のいずれかに対する充電ポンプ６０により 与えられる電圧の電力を要求する。記憶システムは、別のプログラミング電圧を 要求する記憶デバイスを含み、この電圧は充電ポンプ６０によって提供される。 プロセッサ５４は、標準電圧以外の電圧の使用を許容するアナログ・インターフ ェースを含み、これは充電ポンプ６０によって提供される。最後に、ディスプレ イ ５２は、充電ポンプ６０により供給される非標準電圧をも要求する。 充電ポンプは、図示のように、全てが同じ「回路板」上にあり得、あるいは多 数の回路板上の移植可能な電子プロセッサ全体にわたり分布され得る種々のシス テム機能ブロックへ電力を分配することができる。あるいはまた、コンパクトさ のゆえに、この充電ポンプを先に示した種々のシステム構成要素として同じ集積 回路に組み込むことができる。例えば、バイポーラ信号発信を行う入出力システ ムの集積回路は、バイポーラ信号発信のため必要な負の電圧を生じるため自己調 整型の反転充電ポンプ・コンバータを含むことができる。 本発明の特定の実施の形態の以上の記述は、図示および記述の目的のために行 われた。本発明を開示された正確な形態に限定する意図はなく、本文の教示に照 らして多くの修正および変更が可能である。例えば、スイッチは、ｐ−チャネル またはｎ−チャネルのパワーＦＥＴまたはバイポーラ・トランジスタの任意の組 合わせであり得る。インバータは、ｎ−チャネル、ｐ−チャネルあるいはＪＦＥ Ｔのインバータであり得る。クロック出力は、スイッチＳＷ₁〜ＳＷ₄を直接駆動 することができる。更に、開示された実施の形態では、スイッチＳＷ₁、ＳＷ₂お よびＳＷ₃は従来のように駆動され、スイッチＳＷ₄は充電ポンプ出力からのフィ ードバックに応答して駆動され、スイッチＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃またはＳＷ₄のい ずれも出力からのフィードバックに応答して駆動される。 本発明の原理およびその実際の使用を最もよく説明し、これにより当業者が本 発明を最良に利用することを可能にするために、実施の形態が選択され記述され た。本発明の範囲は請求の範囲によってのみ限定されるべきものである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９７年９月１８日（１９９７．９．１８） 【補正内容】 請求の範囲 １．電源と負荷回路との間に配置可能であり、スイッチを含む充電ポンプに対す るスイッチ・コントローラにおいて、 多フェーズの重なり合わないクロック（１１）と、 前記クロックのあるフェーズにおいて１対のドライバが動作可能状態にされ、 別のフェーズにおいて他の対のドライバが動作可能状態にされるように、前記ク ロックに接続され、少なくとも１つが更に、充電ポンプの出力電圧と固定された 基準電圧との間の差を表わす充電ポンプの出力からの信号を受取り、かつ前記充 電ポンプの出力からの前記信号に応答して調整された充電ポンプ出力電圧を生じ る連続的に変調されるスイッチ制御駆動信号を与えるように接続される、充電ポ ンプに対するスイッチ・ドライバ（１２、１４、１７、１９）と、 を備えるスイッチ・コントローラ。 ２．前記連続的に変調されたスイッチ制御駆動信号が変調電圧である請求項１記 載のコントローラ。 ３．電源と負荷回路との間に配置可能な自已調整型充電ポンプにおいて、 少なくとも一方が通過トランジスタとして接続される、少なくとも２対のトラ ンジスタを含むトランジスタ・スイッチ・ネットワーク（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃ 、ＳＷ₄）と、 負荷電圧を負荷回路に与えるように接続されたリザーバー・コンデンサ（２６ ）と、 前記蓄積コンデンサに電荷を与えるように接続されたポンプ・コンデンサ（２ ８）と、 前記スイッチ・ネットワークに接続され、第１のスイッチング・フェーズにお いて、前記ポンプ・コンデンサを前記蓄積コンデンサから絶縁し、第２のスイッ チング・フェーズにおいて、前記リザーバー・コンデンサを充電するようポンプ ・コンデンサを接続し、これにより前記リザーバー・コンデンサの両端に調整さ れ た出力電圧を生じるように動作するスイッチ・コントローラと、 を備え、 前記スイッチ・コントローラは、前記充電ポンプの出力電圧と固定された基準 電圧との間の差の関数として連続的に変更される少なくとも１つのスイッチ制御 信号を生じ、該スイッチ・コントローラ（２４）が更に、前記第１のスイッチン グ・フェーズにおいて電源と前記ポンプ・コンデンサとの間に電荷を導き、前記 第２のスイッチング・フェーズにおいて前記ポンプ・コンデンサと前記リザーバ ー・コンデンサとの間に電荷を導き、かつ前記連続的に変更されるスイッチ制御 信号を用いて前記少なくとも１つの通過トランジスタの制御端子を変調する自己 調整型充電ポンプ。 ５．各フェーズが反復サイクルを含み、前記第２のフェーズにおける前記スイッ チ・コントローラの電荷伝導の変調が、前記第２のフェーズの各サイクルにおい て前記負荷電圧を調整状態に維持する請求項４記載の自己調整型充電ポンプ。 ６．電源と負荷回路との間に配置可能な自己調整型充電ポンプ・インバータにお いて、 少なくとも一方が通過トランジスタとして接続される、少なくとも２対のトラ ンジスタを含むトランジスタ・スイッチ・ネットワーク（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃ 、ＳＷ₄）と、 負荷電圧を負荷回路に与えるように接続されたリザーバー・コンデンサ（２６ ）と、 第１および第２の端子を持ち、前記スイッチ・ネットワークに対する接続を持 つポンプ・コンデンサ（２８）と 前記スイッチ・ネットワークに接続され、第１のスイッチング・フェーズにお いて、電荷を前記電源から伝導するため前記第１のポンプ・コンデンサの端子を 前記電源に接続し、かつ第２のスイッチング・フェーズにおいて、電荷を前記リ ザーバー・コンデンサに対して伝導するよう前記第２のポンプ・コンデンサ端子 を前記リザーバー・コンデンサに接続するように動作するスイッチ・コントロー ラ（２４）と、 を備え、 前記スイッチ・コントローラが、前記充電ポンプの出力電圧と固定された基準 電圧との間の差の関数として連続的に変更される少なくとも１つのスイッチ制御 信号を生じ、前記連続的に変更されるスイッチ制御信号を用いて通過トランジス タとして接続された前記少なくとも１つのトランジスタの制御端子を変調する自 己調整型充電ポンプ・インバータ。 ７．電源と負荷回路との間に配置可能な自己調整型充電ポンプ倍電圧器において 、 少なくとも一方が通過トランジスタとして接続された、少なくとも２対のトラ ンジスタを含むトランジスタ・スイッチ・ネットワーク（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃ 、ＳＷ₄）と、 負荷電圧を負荷回路に与えるように接続されたリザーバー・コンデンサ（２６ ）と、 第１および第２の端子を持ち、前記スイッチ・ネットワークに対する接続を持 つポンプ・コンデンサ（２８）と、 前記スイッチ・ネットワークに接続され、第１のスイッチング・フェーズにお いて、前前記電源からの電荷の伝導のため前記第１のポンプ・コンデンサの端子 を前記電源に接続し、かつ第２のスイッチング・フェーズにおいて、前記第１の ポンプ・コンデンサ端子を前記リザーバー・コンデンサに、および前記第２のポ ンプ・コンデンサ端子を前記電源に接続し、これにより前記電源の電圧と同じ向 きであるがこれより大きな強さの調整された出力電圧を前記リザーバー・コンデ ンサの両端に生じるように動作するスイッチ・コントローラ（２４）と、 を備え、 前記スイッチ・コントローラが前記充電ポンプの出力電圧と固定された基準電 圧との間の差の関数として連続的に変更される少なくとも１つのスイッチ制御信 号を生じ、前記連続的に変更されたスイッチ制御信号を用いて、通過トランジス タとして接続された前記少なくとも１つのトランジスタの制御端子を変調する自 己調整型充電ポンプ電圧倍増器。 ８．電源（４８）と、 前記電源に接続されて、第１の電圧レベルで電力を与える電力コンバータ（４ ６）と、 前記第１の電圧レベルで動作し、かつ該第１の電圧レベルで前記電力コンバー タから電力を受取るように接続される第１の負荷回路と、 前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルにおける電力を要求する第 ２の負荷回路と、 電力コンバータから電力を受取り、かつ前記第２の電圧レベルで電力を前記第 ２の負荷回路に与えるように接続された自己調整型充電ポンプ（６０）と を備え、 前記自己調整型充電ポンプは、 少なくとも一方が通過トランジスタとして接続された、少なくとも２対のト ランジスタを含むトランジスタ・スイッチ・ネットワークと、 負荷電圧を負荷回路に与えるように接続されたリザーバー・コンデンサと、 電荷を前記リザーバー・コンデンサに与えるように接続されたポンプ・コン デンサと、 前記スイッチ・ネットワークに接続され、第１のスイッチング・フェーズに おいて、前記ポンプ・コンデンサを前記リザーバー・コンデンサから絶縁し、か つ第２のスイッチング・フェーズにおいてリザーバー・コンデンサを充電するよ うに前記ポンプ・コンデンサを接続し、これにより前記リザーバー・コンデンサ の両端に調整された出力電圧を生じるように動作するスイッチ・コントローラと を含み、 前記スイッチ・コントローラは、前記充電ポンプの出力電圧と固定された基 準電圧との間の差の関数として連続的に変更される少なくとも１つのスイッチ制 御信号を生じ、該スイッチ・コントローラは更に、前記第１のスイッチング・フ ェーズにおいて電源と前記ポンプ・コンデンサとの間に電荷を伝導し、かつ前記 第 ２のスイッチング・フェーズにおいて前記ポンプ・コンデンサと前記リザーバー ・コンデンサとの間に電荷を伝導し、更に連続的に変更可能なスイッチ制御信号 を用いて前記少なくとも１つの通過トランジスタの制御端子を変調するように接 続される 電子処理システム。 ９．前記第２の負荷回路が物理現象を検知する回路（５８）を含む請求項８記載 の電子処理システム。 １０．前記第２の負荷回路（５２、５４、５６、５８）が、前記電力コンバータ と前記充電ポンプの両者から電力を受取るように接続される請求項８記載の電子 処理システム。 １１．各フェーズが反復サイクルを含み、前記第２のフェーズにおける電荷伝導 の前記スイッチ・コントローラの変調が、前記第２のフェーズの少なくとも１つ のサイクルにおいて前記負荷電圧を調整状態でなくする請求項３記載の自己調整 型充電ポンプ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，Ｓ Ｚ，ＵＧ)，ＵＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，Ｉ Ｌ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ， ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，Ｒ Ｕ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．電源と負荷回路との間に配置可能であり、スイッチを含む充電ポンプに対す るスイッチ・コントローラにおいて、 多相の重なり合わないクロック（１１）と、 前記クロックの１つの相においてスイッチ・ドライバ（１２、１４、１７、１ ９）の１組が動作可能状態にされ別の相において他の組のスイッチ・ドライバが 動作可能状態にされるように前記クロックに接続され、少なくとも１つが、充電 ポンプの出力から信号を受取りかつ前記充電ポンプの出力からの前記信号に応答 して変更可能なスイッチ制御駆動信号を与えるように更に接続される前記スイッ チ・ドライバと、 を備えるスイッチ・コントローラ。 ２．前記変更可能なスイッチ制御駆動信号が変調電圧である請求項１記載のコン トローラ。 ３．電源と負荷回路との間に配置可能な自己調整型充電ポンプにおいて、 スイッチ・ネットワーク（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃、ＳＷ₄）と、 負荷電圧を負荷回路に与えるように接続された蓄積コンデンサ（２６）と、 前記蓄積コンデンサに電荷を与えるように接続されたポンプ・コンデンサ（２ ８）と、 第１のスイッチング相において、前記スイッチ・ネットワークに接続され、前 記ポンプ・コンデンサを前記蓄積コンデンサから絶縁し、第２のスイッチング相 において、前記蓄積コンデンサを充電するようポンプ・コンデンサを接続するよ うに動作するスイッチ・コントローラ（２４）と、 を備え、 前記スイッチ・コントローラ（２４）は更に、前記第１のスイッチング相にお いて電源と前記ポンプ・コンデンサとの間に電荷を導き、前記第２のスイッチン グ相において前記ポンプ・コンデンサと前記蓄積コンデンサとの間に電荷を導き 、 前記負荷回路からのフィードバック信号に応答して少なくとも１つのスイッチン グ相において導かれた充電量を変調するように動作する 自己調整型充電ポンプ。 ４．前記フィードバック信号が前記負荷電圧（ＶＬＯＡＤ）に基く請求項３記載 の自己調整型充電ポンプ。 ５．各相が反復サイクルを含み、前記第２の相における前記スイッチ・コントロ ーラの電荷伝導の変調が、前記第２の相の各サイクルにおいて前記負荷電圧を通 常状態に維持する請求項３記載の自己調整型充電ポンプ。 １１．各相が反復サイクルを含み、前記第２の相において前記スイッチ・コント ローラの電荷伝導の変調が、前記負荷電圧を前記第２の相の少なくとも１つのサ イクルにおける通常状態から低下させる請求項８記載の自己調整型充電ポンプ。 ６．電源と負荷回路との間に配置可能な自己調整型充電ポンプ・インバータにお いて、 スイッチ・ネットワーク（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃、ＳＷ₄）と、 負荷電圧を負荷回路に与えるように接続された蓄積コンデンサ（２６）と、 第１および第２の極板を持ち、前記スイッチ・ネットワークに対する接続を持 つポンプ・コンデンサ（２８）と 前記スイッチ・ネットワークに接続され、第１のスイッチング相において電荷 を前記電源から伝導するため前記第１のポンプ・コンデンサの極板を前記電源に 接続し、かつ第２のスイッチング相において電荷を前記蓄積コンデンサに対して 伝導するよう前記第２のポンプ・コンデンサ極板を前記蓄積コンデンサに接続す るように動作する２４と、 を備え、 前記コントローラが更に、負荷電圧に応答して少なくとも１つのスイッチング 相において伝導された電荷量を変調するように動作する 自己調整型充電ポンプ・インバータ。 ７．電源と負荷回路との間に配置可能な自己調整型充電ポンプ電圧倍増器におい て、 スイッチ・ネットワーク（ＳＷ₁、ＳＷ₂、ＳＷ₃、ＳＷ₄）と、 負荷電圧を負荷回路に与えるよう接続された蓄積コンデンサ（２６）と、 第１および第２の極板を持ち、前記スイッチ・ネットワークに対する接続を持 つポンプ・コンデンサ（２８）と、 第１のスイッチング相において、前記電源からの電荷の伝導のため前記スイッ チ・ネットワークに接続され、前記第１のポンプ・コンデンサ（２８）の極板を 前記電源に接続し、かつ第２のスイッチング相において、前記第１のポンプ・コ ンデンサ極板を前記蓄積コンデンサ（２６）に、および前記第２のポンプ・コン デンサ極板を前記電源に接続するように動作するスイッチ・コントローラ（２４ ）と、 を備え、 前記スイッチ・コントローラが更に、負荷電圧に応答して少なくとも１つのス イッチング相における伝導された電荷量を変調するように動作する 自己調整型充電ポンプ電圧倍増器。 ８．電源（４８）と、 前記電源に接続されて、第１の電圧レベルで電力を与える電力コンバータ（４ ６）と、 前記第１の電圧レベルで動作し、かつ該第１の電圧レベルで前記電力コンバー タから電力を受取るように接続される第１の負荷回路と、 前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルにおける電力を要求する第 ２の負荷回路と、 電力コンバータから電力を受取り、かつ前記第２の電圧レベルにおける電力を 前記第２の負荷回路に与えるように接続された自己調整型充電ポンプ（６０）と を備える電子処理システム。 ９．前記第２の負荷回路が物理現象を検知する回路（５８）を含む請求項８記載 の電子処理システム。 １０．前記第２の負荷回路（５２、５４、５６、５８）が、前記電力コンバータ と前記充電ポンプの両者から電力を受取るように接続される請求項８記載の電子 処理システム。