JP2000324803A - スイッチング電源回路 - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/08—Duration or width modulation ; Duty cycle modulation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 種々の変動要因に対して効率的かつ安定した
スイッチング動作可能なスイッチング電源回路の実現。 【解決手段】 直流入力(Vin) を断続しスイッチ出力を
得るスイッチング手段(2) と、スイッチ出力を平滑し直
流出力(Vout ) を得る平滑回路(3) と、直流出力
(Vout ) を目標値に制御する目標値信号(106) 及び搬送
波(204) からスイッチング手段(2) を制御するＰＷＭ信
号(103) を生成するＰＷＭ信号生成回路(4) と、正常な
ＰＷＭ信号(103) のための範囲を規定する範囲規定信号
(VM ) を生成する範囲規定信号生成回路(8) とを含むス
イッチング電源回路(21)において、搬送波(204) は、鋸
歯状波(301) の頂上にパルス幅(TC ) 及びパルス振幅(V
C）を有する補正パルス信号(202) を重畳して範囲規定
信号(VM ) を必ず超過する飽和期間を有する。
スイッチング動作可能なスイッチング電源回路の実現。 【解決手段】 直流入力(Vin) を断続しスイッチ出力を
得るスイッチング手段(2) と、スイッチ出力を平滑し直
流出力(Vout ) を得る平滑回路(3) と、直流出力
(Vout ) を目標値に制御する目標値信号(106) 及び搬送
波(204) からスイッチング手段(2) を制御するＰＷＭ信
号(103) を生成するＰＷＭ信号生成回路(4) と、正常な
ＰＷＭ信号(103) のための範囲を規定する範囲規定信号
(VM ) を生成する範囲規定信号生成回路(8) とを含むス
イッチング電源回路(21)において、搬送波(204) は、鋸
歯状波(301) の頂上にパルス幅(TC ) 及びパルス振幅(V
C）を有する補正パルス信号(202) を重畳して範囲規定
信号(VM ) を必ず超過する飽和期間を有する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング動作
を用いたスイッチング電源回路に関し、特に外部同期形
のＳＡＷ波（鋸歯状波）生成器を用いたＤＣ−ＤＣコン
バータに関する。
を用いたスイッチング電源回路に関し、特に外部同期形
のＳＡＷ波（鋸歯状波）生成器を用いたＤＣ−ＤＣコン
バータに関する。
【０００２】
【従来の技術】通信機器や情報処理装置などは、集積回
路（ＩＣ）の集積度拡大に伴い機能の集約化が進み、小
型化、軽量化が図られている。これらの装置に必要な直
流電源装置に対しても一層の小型化、軽量化、高効率化
が要求されている。スイッチング電源回路は、直流直接
変換回路あるいは直流間接変換回路と、出力電圧あるい
は出力電流を安定化するための制御回路とを組み合わせ
ることにより単一あるいは複数の安定した直流出力を発
生する装置であり、一般にＤＣ−ＤＣコンバータとも呼
ばれる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、小型化、軽量化、高
効率化の観点から、このような要求を満たすものとして
特に期待されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは機能的に
は、降圧形あるいは昇圧形、又は正出力形あるいは負出
力形に分かれる。
路（ＩＣ）の集積度拡大に伴い機能の集約化が進み、小
型化、軽量化が図られている。これらの装置に必要な直
流電源装置に対しても一層の小型化、軽量化、高効率化
が要求されている。スイッチング電源回路は、直流直接
変換回路あるいは直流間接変換回路と、出力電圧あるい
は出力電流を安定化するための制御回路とを組み合わせ
ることにより単一あるいは複数の安定した直流出力を発
生する装置であり、一般にＤＣ−ＤＣコンバータとも呼
ばれる。ＤＣ−ＤＣコンバータは、小型化、軽量化、高
効率化の観点から、このような要求を満たすものとして
特に期待されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは機能的に
は、降圧形あるいは昇圧形、又は正出力形あるいは負出
力形に分かれる。
【０００３】ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング制御
には、例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御が利
用される。ＰＷＭ制御はパルス幅を変調することにより
スイッチングパターンを変える制御方法であり、一般に
は、三角波又は鋸歯状波（ＳＡＷ波）などの搬送波と、
所望の出力を得るための基準信号とを比較し、それらの
大小関係からパルス幅を決定する。
には、例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)制御が利
用される。ＰＷＭ制御はパルス幅を変調することにより
スイッチングパターンを変える制御方法であり、一般に
は、三角波又は鋸歯状波（ＳＡＷ波）などの搬送波と、
所望の出力を得るための基準信号とを比較し、それらの
大小関係からパルス幅を決定する。
【０００４】図１は、外部同期形のＳＡＷ波生成器を用
いたスイッチングレギュレータ方式の降圧形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの従来例を示す図である。従来例の降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１の動作原理について概略的に説明
する。回路構成の詳細については本発明の実施例を参照
されたい。降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流入力
電圧＋Ｂを電力スイッチ素子２により断続し、得られた
スイッチ出力101 を平滑器３により平滑し、降圧された
直流出力電圧Ｖout を得るものである。この従来例では
電力スイッチ素子２のＰＷＭ制御に必要な搬送波として
ＳＡＷ波を用いる。
いたスイッチングレギュレータ方式の降圧形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの従来例を示す図である。従来例の降圧形Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータ１の動作原理について概略的に説明
する。回路構成の詳細については本発明の実施例を参照
されたい。降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流入力
電圧＋Ｂを電力スイッチ素子２により断続し、得られた
スイッチ出力101 を平滑器３により平滑し、降圧された
直流出力電圧Ｖout を得るものである。この従来例では
電力スイッチ素子２のＰＷＭ制御に必要な搬送波として
ＳＡＷ波を用いる。
【０００５】ＳＡＷ波生成器５は、外部より入力される
リセットパルス105 に同期した鋸歯状波であるＳＡＷ波
104 を生成し、ＰＷＭ生成器４に搬送波として入力す
る。電圧検出器６は、直流出力電圧Ｖout から直流出力
電圧信号102 を検出する。比較器７は直流出力電圧信号
102 と、基準信号生成器８によって生成された基準信号
ref1とを比較し、直流出力電圧Ｖout を目標値に制御す
るための信号 (以下、目標値信号106 と呼ぶ）を生成す
る。生成された目標値信号106 はＰＷＭ生成器４に入力
される。
リセットパルス105 に同期した鋸歯状波であるＳＡＷ波
104 を生成し、ＰＷＭ生成器４に搬送波として入力す
る。電圧検出器６は、直流出力電圧Ｖout から直流出力
電圧信号102 を検出する。比較器７は直流出力電圧信号
102 と、基準信号生成器８によって生成された基準信号
ref1とを比較し、直流出力電圧Ｖout を目標値に制御す
るための信号 (以下、目標値信号106 と呼ぶ）を生成す
る。生成された目標値信号106 はＰＷＭ生成器４に入力
される。
【０００６】ＰＷＭ生成器４は、ＳＡＷ波104 とを目標
値信号106 と比較し、ＰＷＭ信号103 を生成する。電力
スイッチ素子２は、ＰＷＭ生成器４により生成されたＰ
ＷＭ信号103 によりスイッチング制御され、直流入力電
圧Ｖinを断続しスイッチ出力101 を生成する。電力スイ
ッチング素子２がオンされるとスイッチ出力101 には＋
Ｂボルトの電圧が出力されるが、電力スイッチング素子
２がオフされるとスイッチ出力101は０ボルトになる。
電力スイッチング素子２がオンされるオン時間ｔonと電
力スイッチング素子２がオフされるオフ時間ｔoff との
比はデューティー（ＤＵＴＹ）比と呼ばれる。デューテ
ィー比を変えることにより直流出力電圧Ｖout を変える
ことができる。
値信号106 と比較し、ＰＷＭ信号103 を生成する。電力
スイッチ素子２は、ＰＷＭ生成器４により生成されたＰ
ＷＭ信号103 によりスイッチング制御され、直流入力電
圧Ｖinを断続しスイッチ出力101 を生成する。電力スイ
ッチング素子２がオンされるとスイッチ出力101 には＋
Ｂボルトの電圧が出力されるが、電力スイッチング素子
２がオフされるとスイッチ出力101は０ボルトになる。
電力スイッチング素子２がオンされるオン時間ｔonと電
力スイッチング素子２がオフされるオフ時間ｔoff との
比はデューティー（ＤＵＴＹ）比と呼ばれる。デューテ
ィー比を変えることにより直流出力電圧Ｖout を変える
ことができる。
【０００７】信号上限値生成器９は信号上限値ＶM を生
成する。信号上限値ＶM は、正常なＰＷＭ信号103 を得
るために、ＳＡＷ波104 及び目標値信号106 の範囲を規
定するものであり、ＳＡＷ波生成器５及び比較器７に入
力される。この従来例ではＰＷＭ生成器４に入力される
ＳＡＷ波104 及び目標値信号106 の範囲は０〜ＶM であ
る。なお、説明の簡略化のため、信号下限値は０とする
が、その他の値でもよい。
成する。信号上限値ＶM は、正常なＰＷＭ信号103 を得
るために、ＳＡＷ波104 及び目標値信号106 の範囲を規
定するものであり、ＳＡＷ波生成器５及び比較器７に入
力される。この従来例ではＰＷＭ生成器４に入力される
ＳＡＷ波104 及び目標値信号106 の範囲は０〜ＶM であ
る。なお、説明の簡略化のため、信号下限値は０とする
が、その他の値でもよい。
【０００８】以上のような閉ループを構成することによ
り、直流電圧出力を目標値に制御する。図２は、図１の
ＳＡＷ波生成器５の基本回路図である。ＳＡＷ波生成器
５は、カレントミラー部11、リセット部12及びリミッタ
部13から成り、ＰＷＭ生成器４、比較器７及び信号上限
値生成器９が接続されている。比較器７はリミッタ14を
含んで成る。
り、直流電圧出力を目標値に制御する。図２は、図１の
ＳＡＷ波生成器５の基本回路図である。ＳＡＷ波生成器
５は、カレントミラー部11、リセット部12及びリミッタ
部13から成り、ＰＷＭ生成器４、比較器７及び信号上限
値生成器９が接続されている。比較器７はリミッタ14を
含んで成る。
【０００９】カレントミラー部11は、カレントミラー回
路が構成されている。Ｑ2 のコレクタにはコンデンサＣ
が接続され（以下、この端子をＶx と呼ぶ）、Ｑ3 のコ
レクタには抵抗Ｒが接続される。リセット部12には外部
同期のためのリセットパルス105 が入力される。リミッ
タ部13には信号上限値生成器９が接続される。
路が構成されている。Ｑ2 のコレクタにはコンデンサＣ
が接続され（以下、この端子をＶx と呼ぶ）、Ｑ3 のコ
レクタには抵抗Ｒが接続される。リセット部12には外部
同期のためのリセットパルス105 が入力される。リミッ
タ部13には信号上限値生成器９が接続される。
【００１０】続いて、図２の回路の動作の概略を説明す
る。抵抗Ｒにはカレントミラー動作により一定電流が流
れる。従ってこの一定電流によってコンデンサＣは充電
され、コンデンサＣの電位すなわち端子Ｖx の電位は時
間に比例して上昇する。リミッタ部13には信号上限値生
成器９で生成された信号上限値ＶM が印加されており、
コンデンサＣの端子Ｖx の電位が信号上限値ＶM に達す
るとリミッタ部13はこの信号上限値ＶM でリミットをか
けることになる。
る。抵抗Ｒにはカレントミラー動作により一定電流が流
れる。従ってこの一定電流によってコンデンサＣは充電
され、コンデンサＣの電位すなわち端子Ｖx の電位は時
間に比例して上昇する。リミッタ部13には信号上限値生
成器９で生成された信号上限値ＶM が印加されており、
コンデンサＣの端子Ｖx の電位が信号上限値ＶM に達す
るとリミッタ部13はこの信号上限値ＶM でリミットをか
けることになる。
【００１１】外部同期のためのリセットパルス105 によ
ってリセット部12がオンすると、コンデンサＣに充電さ
れた電荷は放電され、充電電圧は０ボルトになる。すな
わち端子Ｖx の電位は０ボルトになる。リセットパルス
105 がオフすると、コンデンサＣは再び充電される。以
上の動作が繰り返されることによって、外部同期したＳ
ＡＷ波が生成される。
ってリセット部12がオンすると、コンデンサＣに充電さ
れた電荷は放電され、充電電圧は０ボルトになる。すな
わち端子Ｖx の電位は０ボルトになる。リセットパルス
105 がオフすると、コンデンサＣは再び充電される。以
上の動作が繰り返されることによって、外部同期したＳ
ＡＷ波が生成される。
【００１２】次に、ＳＡＷ波104 と目標値信号106 を用
いて生成されるＰＷＭ信号103 と、直流出力電圧Ｖout
との関係をタイミングチャートを用いて説明する。図３
は、ＰＷＭ信号103 により生成されるスイッチ出力101
及び直流出力電圧Ｖout の関係を示す図である。ここ
で、図中の矢印（ア）は、目標値信号106 が信号上限値
の方向に移動する場合における各信号及び電圧値の移動
方向を表し、矢印（イ）は、目標値信号106 が信号下限
値の方向に移動する場合における各信号及び電圧値の移
動方向を表す。なお、以下で説明される図において示さ
れる矢印（ア）及び（イ）も全て同様の意味を表す。
いて生成されるＰＷＭ信号103 と、直流出力電圧Ｖout
との関係をタイミングチャートを用いて説明する。図３
は、ＰＷＭ信号103 により生成されるスイッチ出力101
及び直流出力電圧Ｖout の関係を示す図である。ここ
で、図中の矢印（ア）は、目標値信号106 が信号上限値
の方向に移動する場合における各信号及び電圧値の移動
方向を表し、矢印（イ）は、目標値信号106 が信号下限
値の方向に移動する場合における各信号及び電圧値の移
動方向を表す。なお、以下で説明される図において示さ
れる矢印（ア）及び（イ）も全て同様の意味を表す。
【００１３】図３(a) 及び(b) は、それぞれリセットパ
ルス105 及びＳＡＷ波104 を示す図である。ＳＡＷ波10
4 は、リセットパルス105 により時刻ｔ０〜ｔ１の間リ
セットされ、時刻ｔ１〜ｔ３の間は直線的に増加し、時
刻ｔ３で直流電圧の信号上限値ＶM に達する。信号上限
値ＶM を超過すると信号上限値ＶM でリミットされ、時
刻ｔ３〜ｔ０’の間信号上限値ＶM に維持される。以
下、ＳＡＷ波104 が信号上限値ＶM に維持される期間を
飽和期間と呼ぶ。この飽和期間中は、電力スイッチ素子
２のスイッチング動作は休止する。ＳＡＷ波104 は、時
刻ｔ０’でリセットパルス105 によって再びリセットさ
れる。このようにして、ＳＡＷ波104 は外部から入力さ
れるリセットパルス105 によって同期される。
ルス105 及びＳＡＷ波104 を示す図である。ＳＡＷ波10
4 は、リセットパルス105 により時刻ｔ０〜ｔ１の間リ
セットされ、時刻ｔ１〜ｔ３の間は直線的に増加し、時
刻ｔ３で直流電圧の信号上限値ＶM に達する。信号上限
値ＶM を超過すると信号上限値ＶM でリミットされ、時
刻ｔ３〜ｔ０’の間信号上限値ＶM に維持される。以
下、ＳＡＷ波104 が信号上限値ＶM に維持される期間を
飽和期間と呼ぶ。この飽和期間中は、電力スイッチ素子
２のスイッチング動作は休止する。ＳＡＷ波104 は、時
刻ｔ０’でリセットパルス105 によって再びリセットさ
れる。このようにして、ＳＡＷ波104 は外部から入力さ
れるリセットパルス105 によって同期される。
【００１４】図３(c) は目標値信号106 を示す図であ
る。常に正常なＰＷＭ値を得るため、目標値信号106 の
信号上限値及び信号下限値は、ＳＡＷ波104 の最大振幅
よりもそれぞれもわずかに内輪の値にする必要がある
が、ここでは説明の簡略化のため、目標値信号106 及び
ＳＡＷ波104 の最大振幅は同一の電圧であるとして説明
する。すなわち、ＳＡＷ波104 及び目標値信号106 の範
囲は０ボルト〜ＶM ボルトである。
る。常に正常なＰＷＭ値を得るため、目標値信号106 の
信号上限値及び信号下限値は、ＳＡＷ波104 の最大振幅
よりもそれぞれもわずかに内輪の値にする必要がある
が、ここでは説明の簡略化のため、目標値信号106 及び
ＳＡＷ波104 の最大振幅は同一の電圧であるとして説明
する。すなわち、ＳＡＷ波104 及び目標値信号106 の範
囲は０ボルト〜ＶM ボルトである。
【００１５】図３(d) はＳＡＷ波104 と目標値信号106
との関係を示す図であり、図３(e)はＰＷＭ信号103 を
示す図である。ＰＷＭ生成器４は、ＳＡＷ波104 と目標
値信号106 とを比較し、ＳＡＷ波104 が目標値信号106
より大きいときは１、ＳＡＷ波104 が目標値信号106 よ
り小さいときは０であるようなＰＷＭ信号103 を生成す
る。例えばこの図においては、時刻ｔ０まではＳＡＷ波
104 が目標値信号106より大きいのでＰＷＭ信号103 は
１であり、時刻ｔ０〜ｔ２の間ではＳＡＷ波104 が目標
値信号106 より小さいのでＰＷＭ信号103 は０であり、
時刻ｔ２〜ｔ０’の間ではＳＡＷ波104 が目標値信号10
6 より大きいのでＰＷＭ信号103 は１である。ｔ０’以
降はこれを繰り返す。
との関係を示す図であり、図３(e)はＰＷＭ信号103 を
示す図である。ＰＷＭ生成器４は、ＳＡＷ波104 と目標
値信号106 とを比較し、ＳＡＷ波104 が目標値信号106
より大きいときは１、ＳＡＷ波104 が目標値信号106 よ
り小さいときは０であるようなＰＷＭ信号103 を生成す
る。例えばこの図においては、時刻ｔ０まではＳＡＷ波
104 が目標値信号106より大きいのでＰＷＭ信号103 は
１であり、時刻ｔ０〜ｔ２の間ではＳＡＷ波104 が目標
値信号106 より小さいのでＰＷＭ信号103 は０であり、
時刻ｔ２〜ｔ０’の間ではＳＡＷ波104 が目標値信号10
6 より大きいのでＰＷＭ信号103 は１である。ｔ０’以
降はこれを繰り返す。
【００１６】図３(f) は、スイッチ出力101 及び、平滑
器３において平滑された直流出力電圧Ｖout を示す図で
ある。電力スイッチ素子２はＰＷＭ信号103 によってオ
ン、オフ制御され、直流入力電圧Ｖinを断続してスイッ
チ出力101 を生成する。すなわち、ＰＷＭ信号103 が０
のとき、電力スイッチ素子２はオンされてスイッチ出力
101 は＋Ｂボルトとなり、ＰＷＭ信号103 が１のとき、
電力スイッチ素子２はオフされてスイッチ出力101 は０
ボルトとなる。スイッチ出力101 は平滑器３によって平
滑され、１点鎖線で示すような、ＰＷＭ信号103 のデュ
ーティー比に比例した直流出力電圧Ｖout が得られる。
器３において平滑された直流出力電圧Ｖout を示す図で
ある。電力スイッチ素子２はＰＷＭ信号103 によってオ
ン、オフ制御され、直流入力電圧Ｖinを断続してスイッ
チ出力101 を生成する。すなわち、ＰＷＭ信号103 が０
のとき、電力スイッチ素子２はオンされてスイッチ出力
101 は＋Ｂボルトとなり、ＰＷＭ信号103 が１のとき、
電力スイッチ素子２はオフされてスイッチ出力101 は０
ボルトとなる。スイッチ出力101 は平滑器３によって平
滑され、１点鎖線で示すような、ＰＷＭ信号103 のデュ
ーティー比に比例した直流出力電圧Ｖout が得られる。
【００１７】図４は、図１の回路における、基準信号と
ＳＡＷ波との関係に対する直流出力電圧の変化を説明す
る図である。前述のように説明の簡略化のため目標値信
号106 及びＳＡＷ波104 の最大振幅は同一電圧とした
が、実際は、常に正常なＰＷＭ値を得るため、目標値信
号106 の信号上限値及び信号下限値は、ＳＡＷ波104 の
最大振幅よりもそれぞれわずかに内輪の値にする。
ＳＡＷ波との関係に対する直流出力電圧の変化を説明す
る図である。前述のように説明の簡略化のため目標値信
号106 及びＳＡＷ波104 の最大振幅は同一電圧とした
が、実際は、常に正常なＰＷＭ値を得るため、目標値信
号106 の信号上限値及び信号下限値は、ＳＡＷ波104 の
最大振幅よりもそれぞれわずかに内輪の値にする。
【００１８】従って、目標値信号106 が下限にある場合
は、図４(a) に示すようにＰＷＭ信号は時刻ｔ０〜ｔ１
の間、すなわちリセットパルス幅に一致する期間のみ０
であり、その他の期間は１となる。従ってスイッチ出力
101 は、ＰＷＭ信号は時刻ｔ０〜ｔ１の間のリセットパ
ルス幅に一致する期間のみ＋Ｂボルトであり、その他の
期間は０ボルトとなる。スイッチ出力101 は平滑器３に
よって平滑され、１点鎖線で示すような直流出力電圧Ｖ
out が得られる。従って直流出力電圧Ｖout の下限の値
はこのときのデューティー比に起因する値であり、この
値はリセットパルス幅に対応する。
は、図４(a) に示すようにＰＷＭ信号は時刻ｔ０〜ｔ１
の間、すなわちリセットパルス幅に一致する期間のみ０
であり、その他の期間は１となる。従ってスイッチ出力
101 は、ＰＷＭ信号は時刻ｔ０〜ｔ１の間のリセットパ
ルス幅に一致する期間のみ＋Ｂボルトであり、その他の
期間は０ボルトとなる。スイッチ出力101 は平滑器３に
よって平滑され、１点鎖線で示すような直流出力電圧Ｖ
out が得られる。従って直流出力電圧Ｖout の下限の値
はこのときのデューティー比に起因する値であり、この
値はリセットパルス幅に対応する。
【００１９】また、目標値信号106 が上限にある場合
は、図４(b) に示すようにＰＷＭ信号は時刻ｔ３〜ｔ
０’の間、すなわち飽和期間のみ１であり、その他の期
間は０となる。従ってスイッチ出力101 は、時刻ｔ３〜
ｔ０’の間の飽和期間のみ０であり、その他の期間は＋
Ｂボルトとなる。スイッチ出力101 は平滑器３によって
平滑され、１点鎖線で示すような直流出力電圧Ｖout が
得られる。従って直流出力電圧Ｖout の上限の値はこの
ときのデューティー比に起因する値であり、この値は飽
和期間に依存する。
は、図４(b) に示すようにＰＷＭ信号は時刻ｔ３〜ｔ
０’の間、すなわち飽和期間のみ１であり、その他の期
間は０となる。従ってスイッチ出力101 は、時刻ｔ３〜
ｔ０’の間の飽和期間のみ０であり、その他の期間は＋
Ｂボルトとなる。スイッチ出力101 は平滑器３によって
平滑され、１点鎖線で示すような直流出力電圧Ｖout が
得られる。従って直流出力電圧Ｖout の上限の値はこの
ときのデューティー比に起因する値であり、この値は飽
和期間に依存する。
【００２０】このようにして、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータは直流入力電圧Ｖinを降圧して直流出力電圧Ｖout
を生成する。次にＳＡＷ波104 の鋸歯状の形状における
スロープ部分の傾きについて説明する。ＳＡＷ波のスロ
ープ部分の傾きはＣ及びＲの設定に依存する。すなわ
ち、ＣとＲとの積が小さくなるように設定するとスロー
プ部分の傾きは大きくなり、ＣとＲとの積が大きくなる
ように設定するとスロープ部分の傾きは小さくなる。直
流出力電圧Ｖout の最小値Ｖ1 はリセットパルス幅に対
応するものであり、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きには
依存しない。
ータは直流入力電圧Ｖinを降圧して直流出力電圧Ｖout
を生成する。次にＳＡＷ波104 の鋸歯状の形状における
スロープ部分の傾きについて説明する。ＳＡＷ波のスロ
ープ部分の傾きはＣ及びＲの設定に依存する。すなわ
ち、ＣとＲとの積が小さくなるように設定するとスロー
プ部分の傾きは大きくなり、ＣとＲとの積が大きくなる
ように設定するとスロープ部分の傾きは小さくなる。直
流出力電圧Ｖout の最小値Ｖ1 はリセットパルス幅に対
応するものであり、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きには
依存しない。
【００２１】図５は、ＳＡＷ波生成器の時定数要素Ｃ及
びＲの設定を説明する図である。図５の左側のタイミン
グチャートは、リセットパルス105 、目標値信号106 、
ＳＡＷ波104 、スイッチ出力101 及び直流出力電圧Ｖ
out を表し、図５の右側のグラフは、目標値信号106 と
直流出力電圧Ｖout との関係を表す。図５(a) は、Ｃと
Ｒとの積を小さく設定した場合を示す図である。この場
合、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きが大きいのでＳＡＷ
波の飽和期間が長くなる。目標値信号106 が信号上限値
ＶM にあるとき、直流出力電圧Ｖout の最大値は飽和期
間の長さに依存する。つまり飽和期間が長いほどスイッ
チ出力101 が＋Ｂである期間が短くなるので、直流出力
電圧Ｖout の最大値Ｖ2 は低く、電源の利用率は低い。
びＲの設定を説明する図である。図５の左側のタイミン
グチャートは、リセットパルス105 、目標値信号106 、
ＳＡＷ波104 、スイッチ出力101 及び直流出力電圧Ｖ
out を表し、図５の右側のグラフは、目標値信号106 と
直流出力電圧Ｖout との関係を表す。図５(a) は、Ｃと
Ｒとの積を小さく設定した場合を示す図である。この場
合、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きが大きいのでＳＡＷ
波の飽和期間が長くなる。目標値信号106 が信号上限値
ＶM にあるとき、直流出力電圧Ｖout の最大値は飽和期
間の長さに依存する。つまり飽和期間が長いほどスイッ
チ出力101 が＋Ｂである期間が短くなるので、直流出力
電圧Ｖout の最大値Ｖ2 は低く、電源の利用率は低い。
【００２２】図５(b) は、ＣとＲとの積を大きく設定し
た場合を示す図である。この場合、ＳＡＷ波のスロープ
部分の傾きが小さいのでＳＡＷ波の最大値は小さく、Ｓ
ＡＷ波の飽和期間は存在しない。従って目標値信号106
があまり大きくない段階で目標値信号106 はＳＡＷ波10
4 の最大値に達し、直流出力電圧Ｖout の最大値Ｖ2は
直流入力電圧Ｖinに到達する。目標値信号106 がＳＡＷ
波104 の最大値よりも大きくなるとＰＷＭ信号103 は出
力されず、電力スイッチ素子２のスイッチング動作は停
止する。この状態は一般に、電力スイッチ素子２を破壊
する危険性があり、このような設定は避ける必要があ
る。
た場合を示す図である。この場合、ＳＡＷ波のスロープ
部分の傾きが小さいのでＳＡＷ波の最大値は小さく、Ｓ
ＡＷ波の飽和期間は存在しない。従って目標値信号106
があまり大きくない段階で目標値信号106 はＳＡＷ波10
4 の最大値に達し、直流出力電圧Ｖout の最大値Ｖ2は
直流入力電圧Ｖinに到達する。目標値信号106 がＳＡＷ
波104 の最大値よりも大きくなるとＰＷＭ信号103 は出
力されず、電力スイッチ素子２のスイッチング動作は停
止する。この状態は一般に、電力スイッチ素子２を破壊
する危険性があり、このような設定は避ける必要があ
る。
【００２３】図５(c) は、ＣとＲとの積を前述の２つの
場合の間に設定した場合を示す図である。この場合、Ｓ
ＡＷ波の飽和期間は図５(a) の場合より短く、Ｃ及びＲ
の設定の仕方如何により電源の利用率を高めることが可
能である。このようなことから、図５(c) のような適度
な長さの飽和期間を有するようにＣ及びＲを設定するこ
とが、電力スイッチ素子のスイッチング動作の安定化及
び電源の利用率の向上の観点から望ましいといえる。
場合の間に設定した場合を示す図である。この場合、Ｓ
ＡＷ波の飽和期間は図５(a) の場合より短く、Ｃ及びＲ
の設定の仕方如何により電源の利用率を高めることが可
能である。このようなことから、図５(c) のような適度
な長さの飽和期間を有するようにＣ及びＲを設定するこ
とが、電力スイッチ素子のスイッチング動作の安定化及
び電源の利用率の向上の観点から望ましいといえる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】ＳＡＷ波生成器におい
ては、実際には変動要因が存在する。例えばＳＡＷ波の
スロープ部分を変動させる要因としては、(1) 制御回路
用電源ＶCCの電圧精度、(2) Ｑ3 のベースエミッタ間の
電圧ＶBEのバラツキ及び温度変化、(3) 抵抗Ｒの精度、
(4) カレントミラー回路の電流比精度、(5) コンデンサ
Ｃの精度及び温度変化等があり、また、飽和期間の長さ
を変動させる要因としては、(1) リミッタ回路Ｑ4 Ｑ5
によるＶM 電圧の伝達精度、(2) 外部要因としてリセッ
トパルスの周期の時間精度等である。
ては、実際には変動要因が存在する。例えばＳＡＷ波の
スロープ部分を変動させる要因としては、(1) 制御回路
用電源ＶCCの電圧精度、(2) Ｑ3 のベースエミッタ間の
電圧ＶBEのバラツキ及び温度変化、(3) 抵抗Ｒの精度、
(4) カレントミラー回路の電流比精度、(5) コンデンサ
Ｃの精度及び温度変化等があり、また、飽和期間の長さ
を変動させる要因としては、(1) リミッタ回路Ｑ4 Ｑ5
によるＶM 電圧の伝達精度、(2) 外部要因としてリセッ
トパルスの周期の時間精度等である。
【００２５】従来例においては、電力スイッチ素子のス
イッチング動作の安定化及び電源の利用率の向上のため
に、ＳＡＷ波生成器の時定数要素Ｃ及びＲを、図５(c)
のように適度な長さの飽和期間を有するように設定して
いたが、どのような状況にあっても正常なＰＷＭ信号を
確保するために、通常は飽和期間を若干長めにする（す
なわち図５(a) の設定に近づける）必要があり、例えば
リセットパルスの周期に対して飽和期間が数％から十数
％残るように時定数要素Ｃ及びＲの中心値を設定してい
る。これは電源の利用率の点からいえば効率が悪い。
イッチング動作の安定化及び電源の利用率の向上のため
に、ＳＡＷ波生成器の時定数要素Ｃ及びＲを、図５(c)
のように適度な長さの飽和期間を有するように設定して
いたが、どのような状況にあっても正常なＰＷＭ信号を
確保するために、通常は飽和期間を若干長めにする（す
なわち図５(a) の設定に近づける）必要があり、例えば
リセットパルスの周期に対して飽和期間が数％から十数
％残るように時定数要素Ｃ及びＲの中心値を設定してい
る。これは電源の利用率の点からいえば効率が悪い。
【００２６】従って本発明の目的は、上記課題に鑑み、
外部同期可能なＳＡＷ波生成器を用いたスイッチング動
作を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、外部リセッ
ト周期あるいは回路条件等の変動要因に対して、効率的
かつ安定したスイッチング動作が可能なスイッチング電
源回路を提供することにある。
外部同期可能なＳＡＷ波生成器を用いたスイッチング動
作を用いたＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、外部リセッ
ト周期あるいは回路条件等の変動要因に対して、効率的
かつ安定したスイッチング動作が可能なスイッチング電
源回路を提供することにある。
【００２７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明では、直流入力を断続してスイッチ出力を得
るためのスイッチング手段と、スイッチ出力を平滑して
直流出力を得るための平滑回路と、スイッチング手段を
制御するＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ信号生成回
路であって、直流出力を所望の目標電圧値に制御するた
めの基準信号と、搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成
するＰＷＭ信号生成回路と、基準信号を生成するための
基準信号生成回路と、正常な前記ＰＷＭ信号を得るため
に、基準信号及び搬送波のレベルの範囲を規定する範囲
規定信号を生成する範囲規定信号生成回路とを含んで成
る外部同期可能なスイッチング電源回路において、鋸歯
状波の頂上部分に、所定のパルス幅及びパルス振幅を有
する補正パルス信号を重畳することによって、範囲規定
信号を必ず超過するような飽和期間を有する搬送波を用
いる。
に、本発明では、直流入力を断続してスイッチ出力を得
るためのスイッチング手段と、スイッチ出力を平滑して
直流出力を得るための平滑回路と、スイッチング手段を
制御するＰＷＭ信号を生成するためのＰＷＭ信号生成回
路であって、直流出力を所望の目標電圧値に制御するた
めの基準信号と、搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成
するＰＷＭ信号生成回路と、基準信号を生成するための
基準信号生成回路と、正常な前記ＰＷＭ信号を得るため
に、基準信号及び搬送波のレベルの範囲を規定する範囲
規定信号を生成する範囲規定信号生成回路とを含んで成
る外部同期可能なスイッチング電源回路において、鋸歯
状波の頂上部分に、所定のパルス幅及びパルス振幅を有
する補正パルス信号を重畳することによって、範囲規定
信号を必ず超過するような飽和期間を有する搬送波を用
いる。
【００２８】本発明によれば、ＳＡＷ波の時定数要素Ｃ
及びＲの設定の仕方如何によらずＰＷＭ信号生成のため
の搬送波は必ず一定の飽和期間を有するので、外部リセ
ット周期あるいは回路条件等の変動要因に対して安定し
たスイッチング動作の範囲を拡大することができ、特に
スイッチング素子の特性の限界まで使用することによ
り、入力電源の利用率を拡大することが可能となる。
及びＲの設定の仕方如何によらずＰＷＭ信号生成のため
の搬送波は必ず一定の飽和期間を有するので、外部リセ
ット周期あるいは回路条件等の変動要因に対して安定し
たスイッチング動作の範囲を拡大することができ、特に
スイッチング素子の特性の限界まで使用することによ
り、入力電源の利用率を拡大することが可能となる。
【００２９】
【発明の実施の形態】図６は、本発明を外部同期形のＳ
ＡＷ波生成器を用いたスイッチングレギュレータ方式の
降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した実施例を示す図
である。本実施例のＳＡＷ波生成器は、どのような回路
条件または外部同期信号などに対しても少なくとも一定
の飽和期間を有するようなＳＡＷ波を生成することがで
きる。なお本実施例では降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに
ついて説明するが、本発明は、昇圧形、降圧形、正出力
形または負出力形のＤＣ−ＤＣコンバータの如何に関わ
らず適用可能である。
ＡＷ波生成器を用いたスイッチングレギュレータ方式の
降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した実施例を示す図
である。本実施例のＳＡＷ波生成器は、どのような回路
条件または外部同期信号などに対しても少なくとも一定
の飽和期間を有するようなＳＡＷ波を生成することがで
きる。なお本実施例では降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータに
ついて説明するが、本発明は、昇圧形、降圧形、正出力
形または負出力形のＤＣ−ＤＣコンバータの如何に関わ
らず適用可能である。
【００３０】本実施例による降圧形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ２１は、直流入力電圧Ｖinを、電力スイッチ素子２に
より断続し、得られたスイッチ出力101 を平滑器３によ
り平滑し、降圧された直流出力電圧Ｖout を得るもので
ある。電力スイッチ素子２のＰＷＭ制御に必要な搬送波
として以下に説明するＳＡＷ波を用いる。直流入力電圧
Ｖinは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）又はバイポー
ラトランジスタ等の電力スイッチ素子２に入力される
が、その大きさを＋Ｂボルトとする。電力スイッチ素子
２の後には、インダクタ又はキャパシタ等により構成さ
れる平滑器３が接続されており、平滑器３は直流出力電
圧Ｖout を出力する。
タ２１は、直流入力電圧Ｖinを、電力スイッチ素子２に
より断続し、得られたスイッチ出力101 を平滑器３によ
り平滑し、降圧された直流出力電圧Ｖout を得るもので
ある。電力スイッチ素子２のＰＷＭ制御に必要な搬送波
として以下に説明するＳＡＷ波を用いる。直流入力電圧
Ｖinは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）又はバイポー
ラトランジスタ等の電力スイッチ素子２に入力される
が、その大きさを＋Ｂボルトとする。電力スイッチ素子
２の後には、インダクタ又はキャパシタ等により構成さ
れる平滑器３が接続されており、平滑器３は直流出力電
圧Ｖout を出力する。
【００３１】直流出力電圧Ｖout を検出する電圧検出器
６は抵抗による分圧器等から成り、基準信号生成器８及
び信号上限値生成器９と共に比較器７に接続される。信
号上限値生成器９はこのほかにＳＡＷ波生成器５にも接
続される。ＯＰアンプ又は差動増幅器等で構成されるＰ
ＷＭ生成器４は、その入力側にＳＡＷ波生成器５及び比
較器７が接続されており、ＰＷＭ信号103 を生成して電
力スイッチ素子２を制御する。
６は抵抗による分圧器等から成り、基準信号生成器８及
び信号上限値生成器９と共に比較器７に接続される。信
号上限値生成器９はこのほかにＳＡＷ波生成器５にも接
続される。ＯＰアンプ又は差動増幅器等で構成されるＰ
ＷＭ生成器４は、その入力側にＳＡＷ波生成器５及び比
較器７が接続されており、ＰＷＭ信号103 を生成して電
力スイッチ素子２を制御する。
【００３２】本実施例では、図１の従来例におけるＳＡ
Ｗ波生成器５の、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きを決定
する時定数要素であるコンデンサＣの接地側（以下、こ
の端子をＶy と呼ぶ）を結線変更してＳＡＷ波補正部22
をさらに接続し、遅延器23をＳＡＷ波生成器５の前にさ
らに接続したものである。ＳＡＷ波補正部22は、波形整
形器31とバッファ32とを含んで成る。遅延器23はＳＡＷ
波生成器５の入力側に接続され、ＳＡＷ波補正部はコン
デンサＣを介してＳＡＷ波生成器５に接続される。外部
同期のためのリセットパルス105 は遅延器23及びＳＡＷ
波補正部22に入力される。
Ｗ波生成器５の、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きを決定
する時定数要素であるコンデンサＣの接地側（以下、こ
の端子をＶy と呼ぶ）を結線変更してＳＡＷ波補正部22
をさらに接続し、遅延器23をＳＡＷ波生成器５の前にさ
らに接続したものである。ＳＡＷ波補正部22は、波形整
形器31とバッファ32とを含んで成る。遅延器23はＳＡＷ
波生成器５の入力側に接続され、ＳＡＷ波補正部はコン
デンサＣを介してＳＡＷ波生成器５に接続される。外部
同期のためのリセットパルス105 は遅延器23及びＳＡＷ
波補正部22に入力される。
【００３３】続いて、図６の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバー
タ21の概略動作について説明する。電力スイッチ素子２
は、ＰＷＭ生成器４により生成されたＰＷＭ信号103 に
よりスイッチング制御され、直流入力電圧Ｖinを断続し
スイッチ出力101 を生成する。電力スイッチング素子２
がオンされるとスイッチ出力101 には＋Ｂボルトの電圧
が出力されるが、電力スイッチング素子２がオフされる
とスイッチ出力101は０ボルトになる。
タ21の概略動作について説明する。電力スイッチ素子２
は、ＰＷＭ生成器４により生成されたＰＷＭ信号103 に
よりスイッチング制御され、直流入力電圧Ｖinを断続し
スイッチ出力101 を生成する。電力スイッチング素子２
がオンされるとスイッチ出力101 には＋Ｂボルトの電圧
が出力されるが、電力スイッチング素子２がオフされる
とスイッチ出力101は０ボルトになる。
【００３４】平滑器３は、スイッチ出力101 を平滑し、
降圧した直流出力電圧Ｖout を生成する。デューティー
比を変えることにより直流出力電圧Ｖout を変えること
ができる。電圧検出器６は、直流出力電圧Ｖout から直
流出力電圧信号102 を検出する。比較器７は直流出力電
圧信号102 と、基準信号生成器８によって生成された基
準信号ref1とを比較し、適宜増幅あるいはフィルタリン
グして、直流出力電圧Ｖou t を目標値に制御するための
目標値信号106 を生成する。目標値信号106 はＰＷＭ生
成器４の入力側に入力される。
降圧した直流出力電圧Ｖout を生成する。デューティー
比を変えることにより直流出力電圧Ｖout を変えること
ができる。電圧検出器６は、直流出力電圧Ｖout から直
流出力電圧信号102 を検出する。比較器７は直流出力電
圧信号102 と、基準信号生成器８によって生成された基
準信号ref1とを比較し、適宜増幅あるいはフィルタリン
グして、直流出力電圧Ｖou t を目標値に制御するための
目標値信号106 を生成する。目標値信号106 はＰＷＭ生
成器４の入力側に入力される。
【００３５】ＰＷＭ生成器４は、後述するような補正後
ＳＡＷ波204 とを目標値信号106 と比較し、ＰＷＭ信号
103 を生成する。信号上限値生成器９は信号上限値ＶM
を生成する。信号上限値ＶM は、正常なＰＷＭ信号103
を得るために、目標値信号106 及び補正後ＳＡＷ波204
の範囲を規定するものであり、ＳＡＷ波生成器５及び比
較器７の入力側に入力される。本実施例では、ＰＷＭ生
成器４に入力される補正後ＳＡＷ波204 及び目標値信号
106 の範囲は０〜ＶM である。なお、説明の簡略化のた
め、信号下限値は０としているが、その他の値でもよ
い。
ＳＡＷ波204 とを目標値信号106 と比較し、ＰＷＭ信号
103 を生成する。信号上限値生成器９は信号上限値ＶM
を生成する。信号上限値ＶM は、正常なＰＷＭ信号103
を得るために、目標値信号106 及び補正後ＳＡＷ波204
の範囲を規定するものであり、ＳＡＷ波生成器５及び比
較器７の入力側に入力される。本実施例では、ＰＷＭ生
成器４に入力される補正後ＳＡＷ波204 及び目標値信号
106 の範囲は０〜ＶM である。なお、説明の簡略化のた
め、信号下限値は０としているが、その他の値でもよ
い。
【００３６】ＳＡＷ波補正部22は、リセットパルス105
が入力され、後述するようなＳＡＷ波補正パルス202 を
生成し、コンデンサＣを介してＳＡＷ波生成器５に入力
する。遅延器23は、外部同期のためのリセットパルス10
5 が入力され、後述するような遅延リセットパルス201
を生成してＳＡＷ波生成器５に入力する。すなわち本実
施例では、ＳＡＷ波生成器５は遅延リセットパルス201
によって外部同期される。
が入力され、後述するようなＳＡＷ波補正パルス202 を
生成し、コンデンサＣを介してＳＡＷ波生成器５に入力
する。遅延器23は、外部同期のためのリセットパルス10
5 が入力され、後述するような遅延リセットパルス201
を生成してＳＡＷ波生成器５に入力する。すなわち本実
施例では、ＳＡＷ波生成器５は遅延リセットパルス201
によって外部同期される。
【００３７】ＳＡＷ波生成器５は、遅延リセットパルス
201 に同期しかつＳＡＷ波補正パルス202 によって、鋸
歯状波のＳＡＷ波を補正することによって補正後ＳＡＷ
波204 を生成し、ＰＷＭ生成器４に搬送波として入力す
る。この補正後ＳＡＷ波204は、どのような回路条件ま
たは外部同期信号などに対しても少なくとも一定の飽和
期間を有し得る。
201 に同期しかつＳＡＷ波補正パルス202 によって、鋸
歯状波のＳＡＷ波を補正することによって補正後ＳＡＷ
波204 を生成し、ＰＷＭ生成器４に搬送波として入力す
る。この補正後ＳＡＷ波204は、どのような回路条件ま
たは外部同期信号などに対しても少なくとも一定の飽和
期間を有し得る。
【００３８】本実施例では、以上のような閉ループを構
成することにより直流電圧出力を目標値に制御する。次
に、本実施例による補正後ＳＡＷ波204 に関して、回路
構成図及びタイミングチャートを用いて説明する。図７
は、本実施例における補正後ＳＡＷ波を生成するための
回路構成図である。
成することにより直流電圧出力を目標値に制御する。次
に、本実施例による補正後ＳＡＷ波204 に関して、回路
構成図及びタイミングチャートを用いて説明する。図７
は、本実施例における補正後ＳＡＷ波を生成するための
回路構成図である。
【００３９】ＳＡＷ波生成器５は、カレントミラー部1
1、リセット部12及びリミッタ部13から成り、ＰＷＭ生
成器４、比較器７及び信号上限値生成器９が接続されて
いる。比較器７はリミッタ14を含んで成る。図７の回路
が図２の従来例と異なるのは、リセット部１２のｎｐｎ
形トランジスタＱ1 のベースには遅延器23が接続され、
コンデンサＣのカレントミラー部11が接続されている端
子Ｖx とは反対側の端子Ｖy にはＳＡＷ波補正部22が接
続される点である。ＳＡＷ波補正部22内では、波形整形
器31とバッファ32とが接続されている。外部同期のため
のリセットパルス105 は遅延器23及びＳＡＷ波補正部22
に入力される。
1、リセット部12及びリミッタ部13から成り、ＰＷＭ生
成器４、比較器７及び信号上限値生成器９が接続されて
いる。比較器７はリミッタ14を含んで成る。図７の回路
が図２の従来例と異なるのは、リセット部１２のｎｐｎ
形トランジスタＱ1 のベースには遅延器23が接続され、
コンデンサＣのカレントミラー部11が接続されている端
子Ｖx とは反対側の端子Ｖy にはＳＡＷ波補正部22が接
続される点である。ＳＡＷ波補正部22内では、波形整形
器31とバッファ32とが接続されている。外部同期のため
のリセットパルス105 は遅延器23及びＳＡＷ波補正部22
に入力される。
【００４０】カレントミラー部11は、ｐｎｐ形トランジ
スタであるＱ2 及びＱ3 を備える。Ｑ2 及びＱ3 のベー
スは互いに接続されかつＱ3 のベース−コレクタ間は短
絡されており、カレントミラー回路が構成される。Ｑ2
及びＱ3 のエミッタには外部より安定化された制御回路
用電源Ｖccが供給される。Ｑ2 のコレクタにはコンデン
サＣが端子Ｖx で接続され、Ｑ3 のコレクタには抵抗Ｒ
が接続される。コンデンサＣの端子Ｖx とは反対側にあ
る端子Ｖy にはＳＡＷ波補正部22のバッファ32が接続さ
れている。
スタであるＱ2 及びＱ3 を備える。Ｑ2 及びＱ3 のベー
スは互いに接続されかつＱ3 のベース−コレクタ間は短
絡されており、カレントミラー回路が構成される。Ｑ2
及びＱ3 のエミッタには外部より安定化された制御回路
用電源Ｖccが供給される。Ｑ2 のコレクタにはコンデン
サＣが端子Ｖx で接続され、Ｑ3 のコレクタには抵抗Ｒ
が接続される。コンデンサＣの端子Ｖx とは反対側にあ
る端子Ｖy にはＳＡＷ波補正部22のバッファ32が接続さ
れている。
【００４１】ＳＡＷ波補正部22内では、波形整形器31
と、前述のバッファ32とが接続されており、外部同期の
ためのリセットパルス105 が入力される。波形整形器31
は、Ｖ ccを制御回路用電源とするモノマルチバイブレー
タ33と、抵抗Ｒ２及びＲ３で構成される分圧器34とを備
える。リセット部12はｎｐｎ形トランジスタであるＱ1
で構成される。Ｑ1 のエミッタは接地され、ベースには
遅延器23が接続される。
と、前述のバッファ32とが接続されており、外部同期の
ためのリセットパルス105 が入力される。波形整形器31
は、Ｖ ccを制御回路用電源とするモノマルチバイブレー
タ33と、抵抗Ｒ２及びＲ３で構成される分圧器34とを備
える。リセット部12はｎｐｎ形トランジスタであるＱ1
で構成される。Ｑ1 のエミッタは接地され、ベースには
遅延器23が接続される。
【００４２】遅延器23は、例えばＣＭＯＳインバータ又
はモノマルチバイブレータ等で構成され、外部同期のた
めのリセットパルス105 が入力される。リミッタ部13は
ｐｎｐ形トランジスタＱ4 、ｎｐｎ形トランジスタＱ5
及び抵抗Ｒ1 を備える。Ｑ5 のエミッタはＱ4 のベース
及び抵抗Ｒ1 が接続され、Ｑ5のベースには信号上限値
生成器９が接続され、Ｑ5 のコレクタには制御回路用電
源Ｖccが供給される。Ｑ4 のコレクタは接地され、エミ
ッタは端子Ｖx に接続される。
はモノマルチバイブレータ等で構成され、外部同期のた
めのリセットパルス105 が入力される。リミッタ部13は
ｐｎｐ形トランジスタＱ4 、ｎｐｎ形トランジスタＱ5
及び抵抗Ｒ1 を備える。Ｑ5 のエミッタはＱ4 のベース
及び抵抗Ｒ1 が接続され、Ｑ5のベースには信号上限値
生成器９が接続され、Ｑ5 のコレクタには制御回路用電
源Ｖccが供給される。Ｑ4 のコレクタは接地され、エミ
ッタは端子Ｖx に接続される。
【００４３】続いて、図７の回路の動作の概略を説明す
る。遅延器23は、外部同期のためのリセットパルス105
を微小な一定時間（以下、遅延期間Ｔs と呼ぶ）である
遅延期間Ｔs だけ遅延させて遅延リセットパルス201 を
生成し、ＳＡＷ波生成器５内にあるリセット部12のｎｐ
ｎ形トランジスタＱ 1 のベースに入力する。すなわち本
実施例では、ＳＡＷ波生成器５は遅延リセットパルス20
1 によってリセットされる。
る。遅延器23は、外部同期のためのリセットパルス105
を微小な一定時間（以下、遅延期間Ｔs と呼ぶ）である
遅延期間Ｔs だけ遅延させて遅延リセットパルス201 を
生成し、ＳＡＷ波生成器５内にあるリセット部12のｎｐ
ｎ形トランジスタＱ 1 のベースに入力する。すなわち本
実施例では、ＳＡＷ波生成器５は遅延リセットパルス20
1 によってリセットされる。
【００４４】ＳＡＷ波補正部22にリセットパルス105 が
入力されると、モノマルチバイブレータ33はＳＡＷ波補
正パルス202 の時間幅ＴC （以下、重畳パルス期間と呼
ぶ）を決定し、分圧器34はＳＡＷ波補正パルス202 の電
圧振幅ＶC （以下、重畳パルス振幅と呼ぶ）を決定す
る。この波形をバッファ32によって低インピーダンス化
し、ＳＡＷ波補正パルス202 を生成する。
入力されると、モノマルチバイブレータ33はＳＡＷ波補
正パルス202 の時間幅ＴC （以下、重畳パルス期間と呼
ぶ）を決定し、分圧器34はＳＡＷ波補正パルス202 の電
圧振幅ＶC （以下、重畳パルス振幅と呼ぶ）を決定す
る。この波形をバッファ32によって低インピーダンス化
し、ＳＡＷ波補正パルス202 を生成する。
【００４５】ＳＡＷ波のスロープ部分の生成原理の概略
は次の通りである。Ｑ3 のベース- エミッタ間の電圧を
ＶBEとする。抵抗Ｒには、Ｑ3 を介して一定電圧（ＶCC
−ＶBE）が印加されており、一定電流（ＶCC−ＶBE）／
Ｒが流れる。この電流値はカレントミラー部11における
カレントミラー動作によりＱ2 に伝達され、従ってコン
デンサＣに一定電流を流すことになる。この一定電流に
よってコンデンサＣは充電され、式(1) に示されるよう
にコンデンサＣの電位すなわち端子Ｖx の電位は時間に
比例して上昇する。
は次の通りである。Ｑ3 のベース- エミッタ間の電圧を
ＶBEとする。抵抗Ｒには、Ｑ3 を介して一定電圧（ＶCC
−ＶBE）が印加されており、一定電流（ＶCC−ＶBE）／
Ｒが流れる。この電流値はカレントミラー部11における
カレントミラー動作によりＱ2 に伝達され、従ってコン
デンサＣに一定電流を流すことになる。この一定電流に
よってコンデンサＣは充電され、式(1) に示されるよう
にコンデンサＣの電位すなわち端子Ｖx の電位は時間に
比例して上昇する。
【００４６】
【数１】
【００４７】リミッタ部13のＱ5 のベースには信号上限
値生成器９で生成された信号上限値ＶM が印加されてお
り、コンデンサＣの端子Ｖx の電位が信号上限値ＶM に
達するとＱ4 が導通するので、リミッタ部13はこの信号
上限値ＶM でリミットをかけることになる。外部同期の
ための遅延リセットパルス201 によってリセット部12の
Ｑ1 がオンすると、コンデンサＣに充電された電荷はＱ
1 を介して放電され、コンデンサＣの充電電圧は０ボル
トになる。すなわち端子Ｖx の電位は０ボルトになる。
遅延リセットパルス201 が解除されてＱ1 がオフする
と、コンデンサＣは再び充電される。
値生成器９で生成された信号上限値ＶM が印加されてお
り、コンデンサＣの端子Ｖx の電位が信号上限値ＶM に
達するとＱ4 が導通するので、リミッタ部13はこの信号
上限値ＶM でリミットをかけることになる。外部同期の
ための遅延リセットパルス201 によってリセット部12の
Ｑ1 がオンすると、コンデンサＣに充電された電荷はＱ
1 を介して放電され、コンデンサＣの充電電圧は０ボル
トになる。すなわち端子Ｖx の電位は０ボルトになる。
遅延リセットパルス201 が解除されてＱ1 がオフする
と、コンデンサＣは再び充電される。
【００４８】コンデンサＣの端子Ｖy にはＳＡＷ波補正
部22が接続されているので、前述のように生成されたＳ
ＡＷ波にはＳＡＷ波補正パルス202 が印加されることに
なる。以上の動作が繰り返されることによって、外部同
期した補正後ＳＡＷ波204 が生成される。
部22が接続されているので、前述のように生成されたＳ
ＡＷ波にはＳＡＷ波補正パルス202 が印加されることに
なる。以上の動作が繰り返されることによって、外部同
期した補正後ＳＡＷ波204 が生成される。
【００４９】図８は、本実施例における補正後ＳＡＷ波
204 の生成を説明する図である。なおこれ以降、特に明
記しない限りは、補正前のＳＡＷ波が飽和期間を持たな
い場合についての説明である。図８(a) に示すように、
リセットパルス105 のリセット期間を時刻ｔ１０〜ｔ１
３の間とすると、遅延器23は、リセットパルス105 の立
ち上りエッジの時刻ｔ１０から遅延期間Ｔs （＝ｔ１０
〜ｔ１１）だけリセットパルス105 を微小に遅延させ、
図８(b) に示されるような遅延リセットパルス201 を生
成し、ＳＡＷ波生成器５内のリセット部12のｎｐｎ形ト
ランジスタＱ1 のベースに入力する。すなわち、ＳＡＷ
波生成器５のリセット期間は時刻ｔ１１〜ｔ１４の間と
なる。
204 の生成を説明する図である。なおこれ以降、特に明
記しない限りは、補正前のＳＡＷ波が飽和期間を持たな
い場合についての説明である。図８(a) に示すように、
リセットパルス105 のリセット期間を時刻ｔ１０〜ｔ１
３の間とすると、遅延器23は、リセットパルス105 の立
ち上りエッジの時刻ｔ１０から遅延期間Ｔs （＝ｔ１０
〜ｔ１１）だけリセットパルス105 を微小に遅延させ、
図８(b) に示されるような遅延リセットパルス201 を生
成し、ＳＡＷ波生成器５内のリセット部12のｎｐｎ形ト
ランジスタＱ1 のベースに入力する。すなわち、ＳＡＷ
波生成器５のリセット期間は時刻ｔ１１〜ｔ１４の間と
なる。
【００５０】一方、ＳＡＷ波補正部22の波形整形器31及
びバッファ32は、図８(c) に示すような、重畳パルス期
間がＴC であり重畳パルス振幅がＶC であるようなＳＡ
Ｗ波補正パルス202 を生成する。従って、リセットパル
ス105 の立ち上りエッジの時刻ｔ１０から重畳パルス期
間ＴC 経過後の時刻ｔ１２までがＳＡＷ波補正パルス20
2 のパルス幅となる。
びバッファ32は、図８(c) に示すような、重畳パルス期
間がＴC であり重畳パルス振幅がＶC であるようなＳＡ
Ｗ波補正パルス202 を生成する。従って、リセットパル
ス105 の立ち上りエッジの時刻ｔ１０から重畳パルス期
間ＴC 経過後の時刻ｔ１２までがＳＡＷ波補正パルス20
2 のパルス幅となる。
【００５１】ＳＡＷ波補正パルス202 は、コンデンサＣ
を介してＳＡＷ波生成器５に入力される。ＳＡＷ波生成
器５は、遅延リセットパルス201 、ＳＡＷ波補正パルス
202及び信号上限値ＶM より図８(d) に示されるような
補正後ＳＡＷ波204 を生成する。次に、ＳＡＷ波補正パ
ルス202 がコンデンサＣに印加されて補正後ＳＡＷ波20
4 が生成される原理について概念的に説明する。
を介してＳＡＷ波生成器５に入力される。ＳＡＷ波生成
器５は、遅延リセットパルス201 、ＳＡＷ波補正パルス
202及び信号上限値ＶM より図８(d) に示されるような
補正後ＳＡＷ波204 を生成する。次に、ＳＡＷ波補正パ
ルス202 がコンデンサＣに印加されて補正後ＳＡＷ波20
4 が生成される原理について概念的に説明する。
【００５２】図９は、本実施例による補正前ＳＡＷ波30
1 のスロープ部分の傾きが小さい場合における補正後Ｓ
ＡＷ波204 の生成を説明する概念図である。この図にお
いて時刻ｔ１０、ｔ１１、ｔ１２及びｔ１４、並びにＳ
ＡＷ波補正パルス202 は、図８に示されたものとそれぞ
れ同一である。この図における補正前ＳＡＷ波301 は、
スロープ部分の傾きが小さいく信号上限値ＶM に達する
前にリセットされるので飽和時間がない。
1 のスロープ部分の傾きが小さい場合における補正後Ｓ
ＡＷ波204 の生成を説明する概念図である。この図にお
いて時刻ｔ１０、ｔ１１、ｔ１２及びｔ１４、並びにＳ
ＡＷ波補正パルス202 は、図８に示されたものとそれぞ
れ同一である。この図における補正前ＳＡＷ波301 は、
スロープ部分の傾きが小さいく信号上限値ＶM に達する
前にリセットされるので飽和時間がない。
【００５３】ＳＡＷ波生成器５から出力される補正後Ｓ
ＡＷ波204 を図９(c) に示す。ＳＡＷ波生成器５はコン
デンサＣの端子Ｖy の電位が一定である場合、図９(a)
の補正前ＳＡＷ波301 を発生する。ＳＡＷ波補正部22は
図９(a) のＳＡＷ波補正パルス202 を発生する。図９
(b) は、図９(a) の補正前ＳＡＷ波301 とＳＡＷ波補正
パルス202 とを矢印Ｐのように合成した波形を概念的に
示す。信号上限値ＶM を越えた部分は図７のリミット部
13により信号上限値ＶM に制限される。また図７のリセ
ット部12に入力される時刻ｔ１１を立ち上りエッジとす
る遅延リセットパルス201 によりリセットされる。従っ
て、図９(c) に示すような時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間、
すなわち遅延時間Ｔs の期間だけ飽和期間を有するよう
な補正後ＳＡＷ波204 が発生する。モノマルチバイブレ
ータ33によって決定される重畳パルス期間ＴC の値は、
ＳＡＷ波補正パルス202 の立ち下がりエッジの時刻ｔ１
２が時刻ｔ１１〜ｔ１４の間に入るよう式(2) のように
選択する。
ＡＷ波204 を図９(c) に示す。ＳＡＷ波生成器５はコン
デンサＣの端子Ｖy の電位が一定である場合、図９(a)
の補正前ＳＡＷ波301 を発生する。ＳＡＷ波補正部22は
図９(a) のＳＡＷ波補正パルス202 を発生する。図９
(b) は、図９(a) の補正前ＳＡＷ波301 とＳＡＷ波補正
パルス202 とを矢印Ｐのように合成した波形を概念的に
示す。信号上限値ＶM を越えた部分は図７のリミット部
13により信号上限値ＶM に制限される。また図７のリセ
ット部12に入力される時刻ｔ１１を立ち上りエッジとす
る遅延リセットパルス201 によりリセットされる。従っ
て、図９(c) に示すような時刻ｔ１０〜ｔ１１の期間、
すなわち遅延時間Ｔs の期間だけ飽和期間を有するよう
な補正後ＳＡＷ波204 が発生する。モノマルチバイブレ
ータ33によって決定される重畳パルス期間ＴC の値は、
ＳＡＷ波補正パルス202 の立ち下がりエッジの時刻ｔ１
２が時刻ｔ１１〜ｔ１４の間に入るよう式(2) のように
選択する。
【００５４】
【数２】
【００５５】つまり式(2) を換言すると、重畳パルス期
間ＴC は遅延期間Ｔs 以上、遅延期間Ｔs と遅延リセッ
トパルス201 のパルス幅の和未満ということになる。ま
た、後述するように、遅延器23の微小遅延時間である時
刻ｔ１０〜ｔ１１の時間幅、すなわち遅延期間Ｔs が最
小である場合に電源の利用率は最も良くなるが、この最
小の遅延期間Ｔs は、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ２１
で使用する電力スイッチ素子の最小スイッチング時間と
なる。
間ＴC は遅延期間Ｔs 以上、遅延期間Ｔs と遅延リセッ
トパルス201 のパルス幅の和未満ということになる。ま
た、後述するように、遅延器23の微小遅延時間である時
刻ｔ１０〜ｔ１１の時間幅、すなわち遅延期間Ｔs が最
小である場合に電源の利用率は最も良くなるが、この最
小の遅延期間Ｔs は、降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ２１
で使用する電力スイッチ素子の最小スイッチング時間と
なる。
【００５６】図７の分圧器34によって決定される電圧振
幅Ｖc の値は、想定する補正前ＳＡＷ波301 のスロープ
部分の傾きが小さいときでも、補正後ＳＡＷ波204 が時
刻ｔ１０〜ｔ１１の間において信号上限値に達して飽和
期間となるように選択する。このような補正後ＳＡＷ波
204 を用いてＰＷＭ信号103 を生成し、電力スイッチ素
子２を制御してスイッチ出力101 を生成する。
幅Ｖc の値は、想定する補正前ＳＡＷ波301 のスロープ
部分の傾きが小さいときでも、補正後ＳＡＷ波204 が時
刻ｔ１０〜ｔ１１の間において信号上限値に達して飽和
期間となるように選択する。このような補正後ＳＡＷ波
204 を用いてＰＷＭ信号103 を生成し、電力スイッチ素
子２を制御してスイッチ出力101 を生成する。
【００５７】図１０は本実施例による生成されるスイッ
チ出力101 及び直流出力電圧Ｖoutを示す図であり、図
１１は目標値信号106 が信号上限値ＶM 付近にある場合
に生成されるスイッチ出力101 及び直流出力電圧Ｖout
を示す図である。図１０(a) はリセットパルス105 を、
図１０(b) は遅延リセットパルス201 を、図１０(c) は
ＳＡＷ波補正パルス202 を、図１０(d) は補正後ＳＡＷ
波204 及び目標値信号106 を示すが、それぞれの詳細に
ついては図８及び図９を参照して説明した通りである。
図１０(e) はスイッチ出力101 と、１点鎖線で表される
直流出力電圧Ｖout を示す。
チ出力101 及び直流出力電圧Ｖoutを示す図であり、図
１１は目標値信号106 が信号上限値ＶM 付近にある場合
に生成されるスイッチ出力101 及び直流出力電圧Ｖout
を示す図である。図１０(a) はリセットパルス105 を、
図１０(b) は遅延リセットパルス201 を、図１０(c) は
ＳＡＷ波補正パルス202 を、図１０(d) は補正後ＳＡＷ
波204 及び目標値信号106 を示すが、それぞれの詳細に
ついては図８及び図９を参照して説明した通りである。
図１０(e) はスイッチ出力101 と、１点鎖線で表される
直流出力電圧Ｖout を示す。
【００５８】図１１(a) に示すように目標値信号106 が
信号上限値ＶM 付近にある場合、すなわち目標値信号10
6 がＶ5 とＶM との間にある場合、スイッチ出力101 は
図１１(b) に示すように遅延期間Ｔs の間だけ０Ｖであ
る。このとき直流出力電圧Ｖ out は直流入力電圧Ｖinに
対して最も近い値、すなわち最大値Ｖ4 となる。図１２
は目標値信号106 と直流出力電圧Ｖout との関係を表す
図である。直流出力電圧Ｖout の最大値Ｖ4 は、図１１
に示されるように目標値信号106 がＶ5とＶM との間に
ある場合に得られる。
信号上限値ＶM 付近にある場合、すなわち目標値信号10
6 がＶ5 とＶM との間にある場合、スイッチ出力101 は
図１１(b) に示すように遅延期間Ｔs の間だけ０Ｖであ
る。このとき直流出力電圧Ｖ out は直流入力電圧Ｖinに
対して最も近い値、すなわち最大値Ｖ4 となる。図１２
は目標値信号106 と直流出力電圧Ｖout との関係を表す
図である。直流出力電圧Ｖout の最大値Ｖ4 は、図１１
に示されるように目標値信号106 がＶ5とＶM との間に
ある場合に得られる。
【００５９】また、図５で説明したように、直流出力電
圧Ｖout の最小値Ｖ1 はリセットパルス幅に対応するも
のであり、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きには依存しな
い。このように補正後ＳＡＷ波のスロープの傾きが小さ
い場合、すなわち、従来例においては飽和期間が存在し
ない図５(b) のような場合でも、本実施例の遅延期間Ｔ
s により、正常なＰＷＭ信号103 を確保することがで
き、電力スイッチ素子２の破壊を避けるようなＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの設計が可能である。
圧Ｖout の最小値Ｖ1 はリセットパルス幅に対応するも
のであり、ＳＡＷ波のスロープ部分の傾きには依存しな
い。このように補正後ＳＡＷ波のスロープの傾きが小さ
い場合、すなわち、従来例においては飽和期間が存在し
ない図５(b) のような場合でも、本実施例の遅延期間Ｔ
s により、正常なＰＷＭ信号103 を確保することがで
き、電力スイッチ素子２の破壊を避けるようなＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの設計が可能である。
【００６０】以上、補正前ＳＡＷ波301 のスロープの傾
きが小さく、飽和期間が存在しない場合について説明を
したが、次に、補正前ＳＡＷ波301 のスロープ部分の傾
きが中程度以上であるような場合について、図１３及び
１４を用いて説明する。これらの図において、時刻ｔ１
０、ｔ１１、ｔ１２及びｔ１４、信号上限値ＶM 、並び
にＳＡＷ波補正パルス202 は図９のそれぞれと同一であ
るとする。
きが小さく、飽和期間が存在しない場合について説明を
したが、次に、補正前ＳＡＷ波301 のスロープ部分の傾
きが中程度以上であるような場合について、図１３及び
１４を用いて説明する。これらの図において、時刻ｔ１
０、ｔ１１、ｔ１２及びｔ１４、信号上限値ＶM 、並び
にＳＡＷ波補正パルス202 は図９のそれぞれと同一であ
るとする。
【００６１】図１３は、本実施例による補正前ＳＡＷ波
301 のスロープ部分の傾きが大きい場合における補正後
ＳＡＷ波204 の生成を説明する概念図である。ここで、
図１３(a) に示されるように、補正前ＳＡＷ波301 は信
号上限値ＶM に達した時点、すなわち時刻ｔ０９で信号
上限値ＶM に維持され、遅延リセットパルス201 で時刻
ｔ１２にリセットされるものと仮定する。すなわちｔ０
９＜ｔ１０＜ｔ１１であるものとする。
301 のスロープ部分の傾きが大きい場合における補正後
ＳＡＷ波204 の生成を説明する概念図である。ここで、
図１３(a) に示されるように、補正前ＳＡＷ波301 は信
号上限値ＶM に達した時点、すなわち時刻ｔ０９で信号
上限値ＶM に維持され、遅延リセットパルス201 で時刻
ｔ１２にリセットされるものと仮定する。すなわちｔ０
９＜ｔ１０＜ｔ１１であるものとする。
【００６２】ＳＡＷ波補正パルス202 のコンデンサＣの
端子Ｖy の印加により、図１３(b)に示すように、補正
前ＳＡＷ波301 は重畳パルス振幅ＶC だけ電圧が矢印Ｐ
のように重畳され信号上限値ＶM を越える。信号上限値
ＶM を越えた部分はリミッタ部13により信号上限値ＶM
に制限される。またリセット部12に入力される時刻ｔ１
１を立ち上りエッジとする遅延リセットパルス201 によ
りリセットされる。従って、図１３(c) に示すような補
正後ＳＡＷ波204 となる。よってこのような場合は、Ｓ
ＡＷ波補正パルス202 を重畳しても飽和期間は変わらな
い。
端子Ｖy の印加により、図１３(b)に示すように、補正
前ＳＡＷ波301 は重畳パルス振幅ＶC だけ電圧が矢印Ｐ
のように重畳され信号上限値ＶM を越える。信号上限値
ＶM を越えた部分はリミッタ部13により信号上限値ＶM
に制限される。またリセット部12に入力される時刻ｔ１
１を立ち上りエッジとする遅延リセットパルス201 によ
りリセットされる。従って、図１３(c) に示すような補
正後ＳＡＷ波204 となる。よってこのような場合は、Ｓ
ＡＷ波補正パルス202 を重畳しても飽和期間は変わらな
い。
【００６３】図１４は、本実施例による補正前ＳＡＷ波
301 のスロープ部分の傾きが中程度である場合における
補正後ＳＡＷ波204 の生成を説明する概念図である。こ
こで、図１４(a) に示されるように、補正前ＳＡＷ波30
1 は信号上限値ＶM に達した時点、すなわち時刻ｔ０９
で信号上限値ＶM に維持され、遅延リセットパルス201
で時刻ｔ１２にリセットされるものと仮定する。すなわ
ちｔ１０＜ｔ０９＜ｔ１１であるとする。
301 のスロープ部分の傾きが中程度である場合における
補正後ＳＡＷ波204 の生成を説明する概念図である。こ
こで、図１４(a) に示されるように、補正前ＳＡＷ波30
1 は信号上限値ＶM に達した時点、すなわち時刻ｔ０９
で信号上限値ＶM に維持され、遅延リセットパルス201
で時刻ｔ１２にリセットされるものと仮定する。すなわ
ちｔ１０＜ｔ０９＜ｔ１１であるとする。
【００６４】ＳＡＷ波補正パルス202 のコンデンサＣの
端子Ｖy の印加により、図１４(b)に示すように、補正
前ＳＡＷ波301 は重畳パルス振幅ＶC だけ電圧が矢印Ｐ
のように重畳され信号上限値ＶM を越える。信号上限値
ＶM を越えた部分はリミッタ部13により信号上限値ＶM
に制限される。またリセット部12に入力される時刻ｔ１
１を立ち上りエッジとする遅延リセットパルス201 によ
りリセットされる。従って、図１４(c) に示すような補
正後ＳＡＷ波204 となる。よってこのような場合は、Ｓ
ＡＷ波補正パルス202 を重畳すると飽和期間はｔ１０〜
ｔ０９の微小な期間だけ増加するのみである。
端子Ｖy の印加により、図１４(b)に示すように、補正
前ＳＡＷ波301 は重畳パルス振幅ＶC だけ電圧が矢印Ｐ
のように重畳され信号上限値ＶM を越える。信号上限値
ＶM を越えた部分はリミッタ部13により信号上限値ＶM
に制限される。またリセット部12に入力される時刻ｔ１
１を立ち上りエッジとする遅延リセットパルス201 によ
りリセットされる。従って、図１４(c) に示すような補
正後ＳＡＷ波204 となる。よってこのような場合は、Ｓ
ＡＷ波補正パルス202 を重畳すると飽和期間はｔ１０〜
ｔ０９の微小な期間だけ増加するのみである。
【００６５】従って、本実施例によれば、ＰＷＭ信号の
搬送波としてのＳＡＷ波は、そのスロープ部分の傾きが
どのような場合であっても少なくとも遅延期間Ｔs に相
当する飽和時間を有するので、正常なＰＷＭ信号を得る
ことができ、電力スイッチ素子２の破壊を避けるような
ＤＣ−ＤＣコンバータの設計が可能である。また、本実
施例によれば、電源の利用率を最大にするためには、遅
延期間Ｔsを最小に設定すれば良く、すなわち遅延期間
Ｔs を降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ２１で使用する電力
スイッチ素子の最小スイッチング時間に設定すればよ
い。従って、以上を考慮しつつＳＡＷ波生成器の時定数
要素Ｃ及びＲの設定をすれば、外部リセット周期あるい
は回路条件等の、いかなる変動要因に対しても安定した
スイッチング動作の範囲を拡大することができ、特にス
イッチング素子の特性の限界まで使用することにより、
入力電源の利用率を拡大することができる。
搬送波としてのＳＡＷ波は、そのスロープ部分の傾きが
どのような場合であっても少なくとも遅延期間Ｔs に相
当する飽和時間を有するので、正常なＰＷＭ信号を得る
ことができ、電力スイッチ素子２の破壊を避けるような
ＤＣ−ＤＣコンバータの設計が可能である。また、本実
施例によれば、電源の利用率を最大にするためには、遅
延期間Ｔsを最小に設定すれば良く、すなわち遅延期間
Ｔs を降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータ２１で使用する電力
スイッチ素子の最小スイッチング時間に設定すればよ
い。従って、以上を考慮しつつＳＡＷ波生成器の時定数
要素Ｃ及びＲの設定をすれば、外部リセット周期あるい
は回路条件等の、いかなる変動要因に対しても安定した
スイッチング動作の範囲を拡大することができ、特にス
イッチング素子の特性の限界まで使用することにより、
入力電源の利用率を拡大することができる。
【００６６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
スイッチングレギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ
における直流入力電圧の利用率を最大にすることができ
るので、所望の直流出力電圧の範囲を確保するために、
構成部品のバラツキあるいは外部同期周期の変動を考慮
して入力する直流電圧を高めるというような必要がなく
なる。従って、構成部品の耐圧又は価格の低減、並びに
形状寸法の縮小を図ることができる。
スイッチングレギュレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータ
における直流入力電圧の利用率を最大にすることができ
るので、所望の直流出力電圧の範囲を確保するために、
構成部品のバラツキあるいは外部同期周期の変動を考慮
して入力する直流電圧を高めるというような必要がなく
なる。従って、構成部品の耐圧又は価格の低減、並びに
形状寸法の縮小を図ることができる。
【００６７】また、例えばＣＲＴ(Cathode Ray Tube)モ
ニタテレビは水平偏向回路用ＤＣ−ＤＣコンバータを有
するが、このＤＣ−ＤＣコンバータは外部より入力され
る種々の水平同期信号に同期して動作する。従来技術で
はＳＡＷ波に飽和期間がないような場合すなわち水平同
期信号の周期が短いような場合は、動作不可能であった
りあるいは強制的に別の長周期の水平同期信号と入れ替
える必要があり、このような入力映像信号の画面表示は
不可能であったが、本発明によればＤＣ−ＤＣコンバー
タを動作させることが可能であり、画面表示が可能とな
る。
ニタテレビは水平偏向回路用ＤＣ−ＤＣコンバータを有
するが、このＤＣ−ＤＣコンバータは外部より入力され
る種々の水平同期信号に同期して動作する。従来技術で
はＳＡＷ波に飽和期間がないような場合すなわち水平同
期信号の周期が短いような場合は、動作不可能であった
りあるいは強制的に別の長周期の水平同期信号と入れ替
える必要があり、このような入力映像信号の画面表示は
不可能であったが、本発明によればＤＣ−ＤＣコンバー
タを動作させることが可能であり、画面表示が可能とな
る。
【図１】外部同期形のＳＡＷ波生成器を用いたスイッチ
ングレギュレータ方式の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの
従来例を示す図である。
ングレギュレータ方式の降圧形ＤＣ−ＤＣコンバータの
従来例を示す図である。
【図２】図１のＳＡＷ波生成器の基本回路図である。
【図３】ＰＷＭ信号により生成される電力スイッチ出力
及び直流出力電圧の関係を示す図である。
及び直流出力電圧の関係を示す図である。
【図４】図１の回路における、基準信号とＳＡＷ波との
関係に対する直流出力電圧の変化を説明する図である。
関係に対する直流出力電圧の変化を説明する図である。
【図５】ＳＡＷ波生成器の時定数要素Ｃ及びＲの設定を
説明する図である。
説明する図である。
【図６】本発明を外部同期形のＳＡＷ波生成器を用いた
スイッチングレギュレータ方式の降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バータに適用した実施例を示す図である。
スイッチングレギュレータ方式の降圧形ＤＣ−ＤＣコン
バータに適用した実施例を示す図である。
【図７】本実施例における補正後ＳＡＷ波を生成するた
めの回路構成図である。
めの回路構成図である。
【図８】本実施例における補正後ＳＡＷ波の生成を説明
する図である。
する図である。
【図９】本実施例による補正前ＳＡＷ波のスロープ部分
の傾きが小さい場合における補正後ＳＡＷ波の生成を説
明する概念図である。
の傾きが小さい場合における補正後ＳＡＷ波の生成を説
明する概念図である。
【図１０】本実施例による生成される電力スイッチ出力
及び直流出力電圧を示す図である。
及び直流出力電圧を示す図である。
【図１１】本実施例において、基準信号が信号上限値付
近にある場合に生成される電力スイッチ出力及び直流出
力電圧Ｖを示す図である。
近にある場合に生成される電力スイッチ出力及び直流出
力電圧Ｖを示す図である。
【図１２】本実施例における基準信号と直流出力電圧と
の関係を表す図である。
の関係を表す図である。
【図１３】本実施例による補正前ＳＡＷ波のスロープ部
分の傾きが大きい場合における補正後ＳＡＷ波の生成を
説明する概念図である。
分の傾きが大きい場合における補正後ＳＡＷ波の生成を
説明する概念図である。
【図１４】本実施例による補正前ＳＡＷ波のスロープ部
分の傾き中程度である場合における補正後ＳＡＷ波の生
成を説明する概念図である。
分の傾き中程度である場合における補正後ＳＡＷ波の生
成を説明する概念図である。
２…電力スイッチ素子 ３…平滑器 ４…ＰＷＭ生成器 ８…基準信号生成器 ９…信号上限値生成器 ２１…本発明によるＤＣ−ＤＣコンバータ ２２…ＳＡＷ波補正部 ２３…遅延器 ３３…マルチバイブレータ ３４…分圧器 101 …スイッチ出力 103 …ＰＷＭ信号 104 …ＳＡＷ波 105 …リセットパルス 106 …目標値信号 201 …遅延リセットパルス 202 …ＳＡＷ波補正パルス 204 …補正後ＳＡＷ波 301 …補正前ＳＡＷ波 Ｒ…抵抗 Ｃ…コンデンサ Ｔc …重畳パルス幅 Ｖc …重畳パルス振幅 ＶM …信号上限値
Claims (4)
- 【請求項１】 直流入力を断続してスイッチ出力を得る
ためのスイッチング手段と、 前記スイッチ出力を平滑して直流出力を得るための平滑
回路と、 前記スイッチング手段を制御するＰＷＭ信号を生成する
ためのＰＷＭ信号生成回路であって、前記直流出力を所
望の目標電圧値に制御するための目標値信号と、搬送波
とを比較して前記ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成
回路と、 前記目標値信号を生成するための目標値信号生成回路
と、 正常な前記ＰＷＭ信号を得るために、前記目標値信号及
び前記搬送波のレベルの範囲を規定する範囲規定信号を
生成する範囲規定信号生成回路とを含んで成るスイッチ
ング電源回路において、 前記搬送波は、鋸歯状波の頂上部分に、所定のパルス幅
及びパルス振幅を有する補正パルス信号を重畳すること
によって、前記範囲規定信号を必ず超過するような飽和
期間を有することを特徴とするスイッチング電源回路。 - 【請求項２】 前記搬送波を生成する搬送波生成回路で
あって、該搬送波生成回路は前記鋸歯状波を生成するた
めの時定数要素としてコンデンサ及び抵抗を備え、前記
コンデンサを介して入力された前記補正パルス信号が前
記鋸歯状波に重畳されて前記搬送波を生成する搬送波生
成回路とを備える請求項１に記載のスイッチング電源回
路。 - 【請求項３】 外部入力パルス信号を微小な遅延時間だ
け遅延して遅延パルス信号を生成する遅延パルス信号生
成回路と、 前記補正パルス信号を生成するための補正パルス信号生
成回路であって、前記補正パルス信号は、その立ち上り
エッジが前記外部入力パルス信号の立ち上りエッジに同
期しており、前記所定のパルス幅は、前記遅延時間以上
でありかつ前記遅延時間と前記遅延パルス信号のパルス
幅との和未満であり、前記所定のパルス振幅は、前記搬
送波が前記範囲規定信号を必ず超過するのに十分な大き
さである補正パルス信号生成回路とをさらに備え、 前記鋸歯状波は前記遅延パルスに同期する請求項２に記
載のスイッチング電源回路。 - 【請求項４】 前記遅延時間は前記スイッチング手段に
おける最小のスイッチング動作期間である請求項３に記
載のスイッチング電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11116673A JP2000324803A (ja) | 1999-04-23 | 1999-04-23 | スイッチング電源回路 |
| KR10-2000-0021487A KR100369947B1 (ko) | 1999-04-23 | 2000-04-22 | 스위칭 전원 회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11116673A JP2000324803A (ja) | 1999-04-23 | 1999-04-23 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000324803A true JP2000324803A (ja) | 2000-11-24 |
Family
ID=14693067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11116673A Withdrawn JP2000324803A (ja) | 1999-04-23 | 1999-04-23 | スイッチング電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000324803A (ja) |
| KR (1) | KR100369947B1 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100433514C (zh) * | 2003-05-13 | 2008-11-12 | 日本电气株式会社 | 含有稳定操作的调压器的供电电路 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101550530B1 (ko) | 2014-03-14 | 2015-09-08 | 성균관대학교산학협력단 | 디지털 지연 고정 루프를 이용하여 전자기 간섭을 줄일 수 있는 동기식 직류-직류 벅 변환기 및 스위칭 신호들의 파형 제어 방법 |
| KR101589514B1 (ko) * | 2015-06-16 | 2016-02-01 | 성균관대학교산학협력단 | 디지털 지연 고정 루프를 이용하여 전자기 간섭을 줄일 수 있는 동기식 직류-직류 벅 변환기 및 스위칭 신호들의 파형 제어 방법 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03117361A (ja) * | 1989-09-27 | 1991-05-20 | Toko Inc | スイッチング電源装置 |
| JPH0662568A (ja) * | 1992-08-04 | 1994-03-04 | Canon Inc | スイッチング電源装置 |
| JPH06233525A (ja) * | 1993-02-02 | 1994-08-19 | Origin Electric Co Ltd | スイッチング電源の最小オンパルス幅設定回路 |
| JP3504016B2 (ja) * | 1995-04-05 | 2004-03-08 | セイコーインスツルメンツ株式会社 | スイッチング電源回路 |
| KR19980034668A (ko) * | 1996-11-08 | 1998-08-05 | 구자홍 | 스위칭 레귤레이터 회로 |
-
1999
- 1999-04-23 JP JP11116673A patent/JP2000324803A/ja not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-04-22 KR KR10-2000-0021487A patent/KR100369947B1/ko not_active IP Right Cessation
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100433514C (zh) * | 2003-05-13 | 2008-11-12 | 日本电气株式会社 | 含有稳定操作的调压器的供电电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100369947B1 (ko) | 2003-02-05 |
| KR20010014808A (ko) | 2001-02-26 |
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Legal Events
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