JPH03117361A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はパルス幅変調方式のスイッチング電源装置に係
り、特にその過負荷保護回路の構成に関するものである
。

〔従来の技術〕

第３図は従来の昇圧型スイッチング電源装置の構成例を
示すもので、図示しない直流入力電源に接続された入力
端子１とスイッチングトランジスタ３のコレクタとの間
にはエネルギー蓄積用のコイル２が接続されている。コ
イル２とトランジスタ３のコレクタとの接続点Ｐには、
整流用のダイオード４と平滑用コンデンサ５からなる整
流平滑回路が接続され、出力端子６に直流出力電圧が供
給されるようになされている。

そして、トランジスタ３がオンのときには、コイル２と
ダイオード４の接続点Ｐは略アース電位になり、ダイオ
ード４がカットオフ状態になるとともに、入力端子１に
接続された直流電源から流入する電流によりコイル２に
は電磁エネルギーが蓄積される。次にトランジスタ３が
オフになるとダイオード４は導通状態となり、コイル２
に蓄積された電磁エネルギーが出力側に放出される。

出力電圧■。は分圧抵抗７・８で取り出されて誤差増幅
器９で基準電圧と比較され、その差に応じた帰還電圧■
、が誤差増幅器９からパルス幅制御回路１０に供給され
る。

パルス幅制御回路１０では、第４図（Ａ）に示すように
三角波発生器１１から出力された三角波電圧と誤差増幅
器９からの帰還電圧ｖｔとを比較し、同図（Ｂ）のよう
にトランジスタ３がオン状態となるべきパルス時間幅Ｔ
。９が決定されてトランジスタ３のベースに加えられる
。すなわち、出力電圧■。が低下した場合は帰還電圧Ｖ
Ｅ／’ｌ＜減少し、トランジスタ３のオン期間を長（す
るようなパルスがパルス幅制御回路１０からトランジス
タ３のへ一スに出力される。逆に出力電圧■。が上昇し
た場合には帰還電圧が増加してオン期間を短くするパル
スがパルス幅制御回路１０から出力される。

このように、パルス幅変調方式のスイッチング電源にお
いては、トランジスタ３のようなスイッチ素子を駆動す
るパルス幅が負荷の増減と共に増減するように帰還回路
を構成して出力電圧■。を一定に保つようにしている。

ところが、これだけでは帰還電圧■、が異常に低下した
場合、トランジスタ３を直流的にオンさせる信号が出力
されて、トランジスタ３と電源との間に直列に接続され
ているコイル２に過大な電流が流れ、トランジスタ３が
破壊されてしまう問題がある。

そこで、帰還電圧■、が著しく減少したときでも一定の
オフ期間をとるために、過負荷保護回路を設けてパルス
幅をある一定の値で制限するようにしている。第３図に
おいて破線で囲んだ部分が過負荷保護回路２０である。

本回路の過負荷保護回路２０は基準電圧源１２と分圧抵
抗１３．１４で構成されている。なお、１５及び１６は
誤差増幅器９に基準電圧を供給するための分圧抵抗であ
る。

過負荷保護回路２０は、パルス幅制御回路１０に入力す
る休止期間制御電圧Ｖ、を発生する。この制御電圧Ｖ、
よりも帰還電圧■２が低下した場合には、三角波電圧は
パルス幅制御回路１０において制御電圧■、と比較され
る。パルス幅制御回路１０は三角波電圧が帰還電圧Ｖ、
及び制御電圧Ｖ、のどちらよりも高い期間、高レベルと
なるパルスを発生し、このＴ。Ｎ期間だけトランジスタ
３をオンにする。

さて、第４図から分かるように、三角波の周期をＴ、最
大値をＶＨ１最小値をＶＬとするとＨ−ＶＬ である。また、昇圧型スイッチング電源の入力電圧■１
と出力電圧■。の間には基本的にの関係があるから ０式と０式より となる。したがって、帰還電圧ｖＥは第５図のように図
示できる。この図において、縦軸はパルス幅制御回路１
０に供給される電圧であり、ＶｉＬ及びＶｉＨはそれぞ
れ、この電源装置が許容する最小入力電圧と最大入力電
圧を示している。

制御電圧ＶＰは、第５図に破線で示すように基準電圧Ｖ
　ＩＩＥＦを二つの抵抗器１３．１４で分圧した一定の
電圧である。同一の負荷に対するパルス幅は入力電圧が
高いときは減少し低いときは増加するから、パルス幅の
制限条件は、入力電圧が最小のときを基準にして決定し
なければならない。そこで従来の制御電圧■、は、図の
ようにスイッチング電源装置の動作を保証する最小入力
電圧時における帰還電圧■、よりも若干の余裕ＶＳＩを
もたせて設定している。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、入力電圧Ｖｉが大きくなるにつれて帰還
電圧■アは太き（なるので余裕分の電圧も増加する。ス
イッチング電源装置では入力電圧の許容変動範囲を広く
とることが多いので、最大入力電圧ＶｉＮ時の余裕ＶＳ
２が、最小入力電圧ＶｉＬ時の余裕ＶＳ＋に比べて著し
く大きくなりがちである。過負荷時には、帰還電圧Ｖ、
が低下し、帰還電圧■アと制御電圧Ｖ、が等しくなるま
でオン期間Ｔ。Ｎが増加する。したがって、入力電圧Ｖ
、が高い領域では大きな過負荷を許容することになり構
成部品の負担が過大となる問題があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明は、制御電圧■２が入力電圧Ｖ、の変動に追随し
て変化するようにして、入力電圧の全変動範囲にわたっ
てほぼ一定の過負荷保護動作が得られるようにしたもの
で、入力電源とパルス幅制御回路との間に抵抗器を含む
制御電圧補正回路を接続した構成を特徴とする。

〔実施例〕

第１図は本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示
す回路図である。

このスイッチング電源装置が従来のものと異なる点は、
過負荷保護回路３０の構成にある。すなわち、本実施例
の過負荷保護回路３０は、従来の過負荷保護回路２０に
おける分圧抵抗１３．１４の接続点と入力端子１間に、
抵抗３１とツェナーダイオード３２の直列回路からなる
制御電圧補正回路３５を接続したものである。

ツェナーダイオード３２はそのツェナー電圧ｖ２が、Ｖ
２＜Ｖ−Ｖ、のときにオンになり制御電圧補正回路３５
が動作する。

今、ダイオード３２がオン状態にあるときに過負荷保護
回路３０がパルス幅制御回路１０に供給する制御電圧を
■２　′、抵抗１３．１４．３１の抵抗値をそれぞれＲ
Ａ ８ ｃ とすると ■ したがって 一方、 ■式より ｄＶ。

■。

■及び０式は、 それぞれ入力電圧■工 に対する制 御電圧■２ 帰還電圧Ｖ。

の傾きを示すから、 両者が等しいとすると Ｈ ■。

ゆえに 三角波の振幅をＷとすると、Ｗ＝Ｖｏ　　ＶＬであるか
ら０式は となる。

抵抗３１の抵抗値Ｒ６が、０式を満足する値のとき、制
御電圧■、′は第２図のｖｉｔ、〜Ｖ　ｉ　）１間の破
線が示すように帰還電圧■、にほぼ沿ったものとなる。

したがって、入力電圧Ｖ、が高い領域でも最小入力電圧
Ｖ　ｉ　Ｌと同様の精度で、過負荷保護機能を動作させ
ることができることになる。

なお、ツェナーダイオード３２は、入力電圧■１が動作
保証最小入力電圧ｖｉｔよりも低い領域でのパルス幅制
御を考慮したものである。この場合のツェナー電圧ｖ２
はｖ２＝Ｖｉ、−Ｖｐに設定しである。したがって、入
力電圧がＶｉＬ以下ではダイオード３２がオフして制御
電圧補正回路３５が動作しないので、従来の制御電圧Ｖ
、と同様に制御電圧■、′は一定となる。

なお、制御電圧■２　′が帰還電圧Ｖ、に正確に比例し
ていなくてもほぼ同様の効果が得られるので、抵抗３１
の抵抗値ＲＣは必ずしも０式を満足させなくてもよい。

また、ツェナーダイオード３２も最小入力電圧ＶｉＬの
近くでカットオフになるものであればよい。

〔発明の効果〕

本発明によれば、入力電圧の変動の影響を受けず全入力
電圧範囲にわたって高精度の過負荷保護機能が得られる
過負荷保護回路を、簡単な回路で達成することができる
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のスイッチング電源装置の一実施例を示
す回路図、第２図は同装置のパルス幅制御回路に供給さ
れる電圧と入力電圧との関係を示す図、第３図は従来の
電源装置の構成例を示す回路図、第４図はその動作波形
図、第５図は従来のパルス幅制御回路に供給される電圧
と入力電圧との関係を示す図である。 １　−−−−−・−入力端子 ３−・・−スイッチングトランジスタ ６−・−・−出力端子 ９　、・−・−誤差増幅器 １０・−・−・パルス幅制御回路 １１・・・−・−・三角波発生回路 １２・−・−基準電圧源 ３０−・−・−過負荷保護回路 ３１・−一−−−−−抵抗 ３２−−−−−・・ツェナーダイオード３５−・−・−
制御電圧補正回路 ■え−・−・・帰還電圧

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力電源から供給される直流電圧を断続するスイ
   ッチ素子と、帰還電圧と三角波電圧を比較して該スイッ
   チ素子のオン時間を制御するパルス幅制御回路を備える
   とともに、基準電圧源を含む過負荷保護回路を有し、パ
   ルス幅制御回路が出力する最大パルス幅を該過負荷保護
   回路からの制御電圧によって制限するようにしたスイッ
   チング電源装置において、入力電源とパルス幅制御回路
   との間に抵抗器を含む制御電圧補正回路を接続したこと
   を特徴とするスイッチング電源装置。
2. （２）制御電圧補正回路が抵抗からなる請求項１のスイ
   ッチング電源装置。
3. （３）制御電圧補正回路が、抵抗とツェナーダイオード
   の直列回路からなる請求項１のスイッチング電源装置。
4. （４）過負荷保護回路に基準電圧源の出力電圧を分圧す
   る分圧抵抗が設けられ、制御電圧補正回路が該分圧抵抗
   の接続点に接続されている請求項２又は請求項３のスイ
   ッチング電源装置。
5. （５）三角波の振幅をＷ、過負荷保護回路の二つの分圧
   抵抗の値をそれぞれＲ＿Ａ、Ｒ＿Ｂとしたとき、制御電
   圧補正回路の抵抗Ｒ＿Ｃが、ほぼ Ｒ＿Ｃ＝ＲＡ・Ｒ＿Ｂ／Ｒ＿Ａ＋Ｒ＿Ｂ・Ｖ＿Ｏ／Ｗ−
   １の値である請求項４のスイッチング電源装置。