JP2000196448A - 位相同期回路 - Google Patents
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
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- 238000010295 mobile communication Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 229920000729 poly(L-lysine) polymer Polymers 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
- H03L7/089—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses
- H03L7/0891—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal the phase or frequency detector generating up-down pulses the up-down pulses controlling source and sink current generators, e.g. a charge pump
-
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- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/197—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division
- H03L7/199—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between numbers which are variable in time or the frequency divider dividing by a factor variable in time, e.g. for obtaining fractional frequency division with reset of the frequency divider or the counter, e.g. for assuring initial synchronisation
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 位相同期回路のロックアップタイムを短縮す
ることにある。 【解決手段】 制御回路8によって、基準信号源1の出
力を分周する第1のカウンタ2からの出力される第1の
出力信号FRに対し、電圧制御発振回路3の出力を分周
する第2のカウンタから出力される第2の出力信号FV
の位相の遅れ区間に第1のカウンタ2をリセット状態と
し、位相の進み区間に第2のカウンタ4をリセット状態
とするため、第1、第2のカウンタ2、4のカウント開
始の同期が取られ、位相比較回路5で検出される位相差
と実際の第1、第2の出力信号FR、FVの位相差とを
一致させる。これによって、位相差を適切に電圧制御発
振回路3の制御電圧にフィードバックしてロックアップ
タイムを短縮する。
ることにある。 【解決手段】 制御回路8によって、基準信号源1の出
力を分周する第1のカウンタ2からの出力される第1の
出力信号FRに対し、電圧制御発振回路3の出力を分周
する第2のカウンタから出力される第2の出力信号FV
の位相の遅れ区間に第1のカウンタ2をリセット状態と
し、位相の進み区間に第2のカウンタ4をリセット状態
とするため、第1、第2のカウンタ2、4のカウント開
始の同期が取られ、位相比較回路5で検出される位相差
と実際の第1、第2の出力信号FR、FVの位相差とを
一致させる。これによって、位相差を適切に電圧制御発
振回路3の制御電圧にフィードバックしてロックアップ
タイムを短縮する。
Description
【0001】
【発明の技術分野】本発明は位相同期回路に関するもの
である。
である。
【0002】
【従来の技術】現在、移動体通信等に利用されるPLL
周波数シンセサイザ、いわゆる位相同期回路としては、
図4に示すようなものがある。基準信号源41の出力を
分周するカウンタ42の出力信号と、電圧制御発振回路
43の出力を分周するカウンタ44の出力信号とを位相
比較回路45にて比較し、カウンタ42の出力信号FR
の位相に対するカウンタ44の出力信号FVの遅れ、進
みに応じたパルス幅の出力をそれぞれ端子UP、DNよ
り発生させる。チャージポンプ46は、端子UP、DN
の出力によって図示しない容量素子をチャージ、ディス
チャージさせる。チャージポンプ46の充電電流はロー
パスフィルタ47によって平均化された電圧となり、電
圧制御発振回路43の制御電圧として与えられる。これ
によって、起動時やチャネル切替時において生じる出力
信号FR、FVの位相のずれは電圧制御発振回路43の
制御電圧にフィードバックされ、出力信号FR、FVの
周波数が一致する、すなわち、ロックアップする。
周波数シンセサイザ、いわゆる位相同期回路としては、
図4に示すようなものがある。基準信号源41の出力を
分周するカウンタ42の出力信号と、電圧制御発振回路
43の出力を分周するカウンタ44の出力信号とを位相
比較回路45にて比較し、カウンタ42の出力信号FR
の位相に対するカウンタ44の出力信号FVの遅れ、進
みに応じたパルス幅の出力をそれぞれ端子UP、DNよ
り発生させる。チャージポンプ46は、端子UP、DN
の出力によって図示しない容量素子をチャージ、ディス
チャージさせる。チャージポンプ46の充電電流はロー
パスフィルタ47によって平均化された電圧となり、電
圧制御発振回路43の制御電圧として与えられる。これ
によって、起動時やチャネル切替時において生じる出力
信号FR、FVの位相のずれは電圧制御発振回路43の
制御電圧にフィードバックされ、出力信号FR、FVの
周波数が一致する、すなわち、ロックアップする。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図4に
示すものではカウンタ42、44のカウント開始が同一
ではないため、位相比較回路45にて検出される位相差
は実際の出力信号FR、FVの位相差と一致しない。例
えば、図5のタイミングチャートに示すように初期状態
として出力信号FR、FVの1周期をそれぞれfR、fV
1とし、位相比較回路45から出力される位相差をα1
とし、その後出力信号FVの1周期はfV2とすれば、
次の位相比較のタイミングにおいて、位相比較回路45
から出力される位相差α2は、α2=(fR−α1)−
fV2となる。これに対して出力信号FR、FVの実際
の位相差α3は、α3=fR−fV2である。このよう
に、実際の位相差α3と、位相比較回路45から出力さ
れる位相差α2とが一致していないために制御電圧への
フィードバックが適切に行われず、ロックアップタイム
を引き延ばしていた。
示すものではカウンタ42、44のカウント開始が同一
ではないため、位相比較回路45にて検出される位相差
は実際の出力信号FR、FVの位相差と一致しない。例
えば、図5のタイミングチャートに示すように初期状態
として出力信号FR、FVの1周期をそれぞれfR、fV
1とし、位相比較回路45から出力される位相差をα1
とし、その後出力信号FVの1周期はfV2とすれば、
次の位相比較のタイミングにおいて、位相比較回路45
から出力される位相差α2は、α2=(fR−α1)−
fV2となる。これに対して出力信号FR、FVの実際
の位相差α3は、α3=fR−fV2である。このよう
に、実際の位相差α3と、位相比較回路45から出力さ
れる位相差α2とが一致していないために制御電圧への
フィードバックが適切に行われず、ロックアップタイム
を引き延ばしていた。
【0004】
【課題を解決するための手段】本発明では、位相比較回
路によって、基準信号源の出力を分周する第1のカウン
タの第1の出力信号と、電圧制御発振回路の出力を分周
する第2のカウンタの第2の出力信号との位相を比較
し、上記第1の出力信号に対して上記第2の出力信号の
位相が遅れている際にはこの位相の遅れに対応したパル
ス幅の第1の誤差信号を出力し、上記第1の出力信号に
対して上記第2の出力信号の位相が進んでいる際にはこ
の位相の進みに対応したパルス幅の第2の誤差信号を出
力し、第1または第2の誤差信号をチャージポンプ回
路、ローパスフィルタ回路を介して上記電圧制御発振回
路の制御電圧とする位相同期回路において、上記位相の
遅れ区間に第1のカウンタをリセット状態とし、上記位
相の進み区間に第2のカウンタをリセット状態とする。
これによって第1、第2のカウンタのカウント開始を同
期させ、位相比較回路によって比較される位相差と実際
の第1、第2の出力信号の位相差とを一致させ、ロック
アップタイムの短縮を可能とする。
路によって、基準信号源の出力を分周する第1のカウン
タの第1の出力信号と、電圧制御発振回路の出力を分周
する第2のカウンタの第2の出力信号との位相を比較
し、上記第1の出力信号に対して上記第2の出力信号の
位相が遅れている際にはこの位相の遅れに対応したパル
ス幅の第1の誤差信号を出力し、上記第1の出力信号に
対して上記第2の出力信号の位相が進んでいる際にはこ
の位相の進みに対応したパルス幅の第2の誤差信号を出
力し、第1または第2の誤差信号をチャージポンプ回
路、ローパスフィルタ回路を介して上記電圧制御発振回
路の制御電圧とする位相同期回路において、上記位相の
遅れ区間に第1のカウンタをリセット状態とし、上記位
相の進み区間に第2のカウンタをリセット状態とする。
これによって第1、第2のカウンタのカウント開始を同
期させ、位相比較回路によって比較される位相差と実際
の第1、第2の出力信号の位相差とを一致させ、ロック
アップタイムの短縮を可能とする。
【0005】
【発明の実施の形態】そこで、本発明では、基準周波数
信号を発生する基準信号源と、上記基準信号源から出力
される上記基準周波数信号を分周し、第1の出力信号を
出力する第1のカウンタと、制御電圧に応じた周波数の
信号を出力する電圧制御発振回路と、上記電圧制御発振
回路から出力される上記信号を分周し、第2の出力信号
を出力する第2のカウンタと、上記第1、第2のカウン
タからそれぞれ出力される上記第1、第2の出力信号の
位相を比較し、上記第1の出力信号に対して上記第2の
出力信号の位相が遅れている際にはこの位相の遅れに対
応したパルス幅の第1の誤差信号を出力し、上記第1の
出力信号に対して上記第2の出力信号の位相が進んでい
る際にはこの位相の進みに対応したパルス幅の第2の誤
差信号を出力する位相比較回路と、上記位相比較回路か
ら出力される上記第1、第2の誤差信号により駆動され
るチャージポンプ回路と、上記チャージポンプ回路の出
力を上記制御電圧に変換して上記電圧制御発振回路に出
力するローパスフィルタ回路と、上記位相の遅れ区間に
第1のカウンタをリセット状態とし、上記位相の進み区
間に第2のカウンタをリセット状態とする制御回路とか
ら、位相同期回路を構成する。
信号を発生する基準信号源と、上記基準信号源から出力
される上記基準周波数信号を分周し、第1の出力信号を
出力する第1のカウンタと、制御電圧に応じた周波数の
信号を出力する電圧制御発振回路と、上記電圧制御発振
回路から出力される上記信号を分周し、第2の出力信号
を出力する第2のカウンタと、上記第1、第2のカウン
タからそれぞれ出力される上記第1、第2の出力信号の
位相を比較し、上記第1の出力信号に対して上記第2の
出力信号の位相が遅れている際にはこの位相の遅れに対
応したパルス幅の第1の誤差信号を出力し、上記第1の
出力信号に対して上記第2の出力信号の位相が進んでい
る際にはこの位相の進みに対応したパルス幅の第2の誤
差信号を出力する位相比較回路と、上記位相比較回路か
ら出力される上記第1、第2の誤差信号により駆動され
るチャージポンプ回路と、上記チャージポンプ回路の出
力を上記制御電圧に変換して上記電圧制御発振回路に出
力するローパスフィルタ回路と、上記位相の遅れ区間に
第1のカウンタをリセット状態とし、上記位相の進み区
間に第2のカウンタをリセット状態とする制御回路とか
ら、位相同期回路を構成する。
【0006】また、上記制御回路は、上記第1、第2の
誤差信号に基づき、上記位相の遅れ区間に第1のカウン
タをリセット状態とし、上記位相の進み区間に第2のカ
ウンタをリセット状態とすることが好ましい。
誤差信号に基づき、上記位相の遅れ区間に第1のカウン
タをリセット状態とし、上記位相の進み区間に第2のカ
ウンタをリセット状態とすることが好ましい。
【0007】
【実施例】次に、本発明の一実施例の位相同期回路につ
いて説明する。まず、本例の構成について図1を参照し
ながら説明する。同図において、1は基準信号源であ
り、2は第1のカウンタである。第1のカウンタ2は、
基準信号源1の基準周波数信号を適当な分周比で分周し
て第1の出力信号FRを発生する。3は電圧制御発振回
路であり、4は第2のカウンタである。第2のカウンタ
4は、電圧制御発振回路3の周波数信号を適当な分周比
で分周して第2の出力信号FVを発生する。第1、第2
のカウンタ2、4はプログラマブルカウンタであり、図
示しない制御部によって分周比を制御され、チャネル切
替を行う。5は位相比較回路であり、第1、第2の出力
信号FR、FVの位相を比較し、第1の出力信号FRに
対して第2の出力信号FVの位相が遅れている際にはこ
の位相の遅れに対応したパルス幅の第1の誤差信号UP
を出力し、第1の出力信号FRに対して上記第2の出力
信号FVの位相が進んでいる際にはこの位相の進みに対
応したパルス幅の第2の誤差信号DNを出力する。6は
チャージポンプであり、第1、第2の誤差信号UP、D
Nにより駆動される。7はローパスフィルタ回路であ
り、チャージポンプ回路6の出力を制御電圧に変換して
電圧制御発振回路3に出力する。8は制御回路であり、
上記位相の遅れ区間に第1のカウンタ2をリセット状態
とし、上記位相の進み区間に第2のカウンタ4をリセッ
ト状態とするものである。
いて説明する。まず、本例の構成について図1を参照し
ながら説明する。同図において、1は基準信号源であ
り、2は第1のカウンタである。第1のカウンタ2は、
基準信号源1の基準周波数信号を適当な分周比で分周し
て第1の出力信号FRを発生する。3は電圧制御発振回
路であり、4は第2のカウンタである。第2のカウンタ
4は、電圧制御発振回路3の周波数信号を適当な分周比
で分周して第2の出力信号FVを発生する。第1、第2
のカウンタ2、4はプログラマブルカウンタであり、図
示しない制御部によって分周比を制御され、チャネル切
替を行う。5は位相比較回路であり、第1、第2の出力
信号FR、FVの位相を比較し、第1の出力信号FRに
対して第2の出力信号FVの位相が遅れている際にはこ
の位相の遅れに対応したパルス幅の第1の誤差信号UP
を出力し、第1の出力信号FRに対して上記第2の出力
信号FVの位相が進んでいる際にはこの位相の進みに対
応したパルス幅の第2の誤差信号DNを出力する。6は
チャージポンプであり、第1、第2の誤差信号UP、D
Nにより駆動される。7はローパスフィルタ回路であ
り、チャージポンプ回路6の出力を制御電圧に変換して
電圧制御発振回路3に出力する。8は制御回路であり、
上記位相の遅れ区間に第1のカウンタ2をリセット状態
とし、上記位相の進み区間に第2のカウンタ4をリセッ
ト状態とするものである。
【0008】制御回路8はこのように第1、第2のカウ
ンタ2、4を制御するものであればよく、具体的には、
図2に示すような回路が使用される。同図において、フ
リップフロップ81は第1、第2の誤差信号UP、DN
を受け、その出力端子Q、Qバーをセット、リセット状
態とし、これらの出力はインバータ82、83によって
反転されて、NANDゲート84、85の一方の入力に
与えられる。NANDゲート84、85の他方の入力と
してはそれぞれ第2、第1、の出力信号FV、FRが与
えられる。NANDゲート84、85の出力はそれぞれ
インバータ86、87によって反転され、それぞれ第
1、第2のカウンタ2、4のリセット端子REN、NE
Nに与えられる。
ンタ2、4を制御するものであればよく、具体的には、
図2に示すような回路が使用される。同図において、フ
リップフロップ81は第1、第2の誤差信号UP、DN
を受け、その出力端子Q、Qバーをセット、リセット状
態とし、これらの出力はインバータ82、83によって
反転されて、NANDゲート84、85の一方の入力に
与えられる。NANDゲート84、85の他方の入力と
してはそれぞれ第2、第1、の出力信号FV、FRが与
えられる。NANDゲート84、85の出力はそれぞれ
インバータ86、87によって反転され、それぞれ第
1、第2のカウンタ2、4のリセット端子REN、NE
Nに与えられる。
【0009】次に図3のタイミングチャートを参照しな
がら本例の動作について説明する。
がら本例の動作について説明する。
【0010】まず、第1の出力信号FRに対し、第2の
出力信号FVが遅れている場合について説明する。タイ
ミングt0に第1の出力信号FRが立ち上がり、タイミ
ングt1に第2の出力信号FVが立ち上がっているとす
る。また、制御回路8では、フリップフロップ81への
入力である第1、第2の誤差信号UP、DNは共に
“L”であり、一般的には禁止状態とされるものである
が、この禁止状態において、端子Q、Qバーの信号をイ
ンバータ82、83の入力からは十分“H”と見なせる
出力としてある。
出力信号FVが遅れている場合について説明する。タイ
ミングt0に第1の出力信号FRが立ち上がり、タイミ
ングt1に第2の出力信号FVが立ち上がっているとす
る。また、制御回路8では、フリップフロップ81への
入力である第1、第2の誤差信号UP、DNは共に
“L”であり、一般的には禁止状態とされるものである
が、この禁止状態において、端子Q、Qバーの信号をイ
ンバータ82、83の入力からは十分“H”と見なせる
出力としてある。
【0011】タイミングt2に第1の出力信号FRが立
ち下がると、位相比較回路5の端子UPからの第1の誤
差信号UPが立ち上がる。これを受けて制御回路8で
は、信号Qが立ち下がる。この信号Qはインバータ82
を介してNANDゲート84の一方の入力となってお
り、他方の入力である信号FVが“H”であるので、N
ANDゲート84の出力は“L”となる。NANDゲー
ト84の出力はインバータ86を介して第1のカウンタ
2のリセット端子RENに与えられる。すなわち、信号
Qの立ち下がりを受けて信号RENが立ち上がり、第1
のカウンタ2はリセットされる。なお、第1のカウンタ
2はリセット状態において、第1の出力信号FRは
“L”に維持されるので後段の位相比較回路5への影響
はない。
ち下がると、位相比較回路5の端子UPからの第1の誤
差信号UPが立ち上がる。これを受けて制御回路8で
は、信号Qが立ち下がる。この信号Qはインバータ82
を介してNANDゲート84の一方の入力となってお
り、他方の入力である信号FVが“H”であるので、N
ANDゲート84の出力は“L”となる。NANDゲー
ト84の出力はインバータ86を介して第1のカウンタ
2のリセット端子RENに与えられる。すなわち、信号
Qの立ち下がりを受けて信号RENが立ち上がり、第1
のカウンタ2はリセットされる。なお、第1のカウンタ
2はリセット状態において、第1の出力信号FRは
“L”に維持されるので後段の位相比較回路5への影響
はない。
【0012】次にタイミングt3に第2の出力信号FV
が立ち下がると、第1の誤差信号UPが立ち下がる。こ
れにより、信号Qは立ち上がり、信号RENは立ち下が
り、第1のカウンタ2のリセット状態は解除され、第1
のカウンタ2のカウント動作は再開される。これと同時
に第2のカウンタ4では信号FVの次のパルス周期のカ
ウントを開始しており、第1、第2のカウンタ2、4の
カウント開始の同期が取られる。このため、従来のもの
のように、第2のカウンタ4において次のパルス周期の
カウントが開始されるときに、既に第1のカウンタ2で
は次のパルス周期のカウントが進行されていることがな
く、位相比較回路5で検出される位相差と実際の第1、
第2の出力信号FR、FVの位相差とを一致させること
ができる。これによって、位相差は適切に電圧制御発振
回路3の制御電圧としてフィードバックされ、ロックア
ップタイムを短縮することが可能となる。
が立ち下がると、第1の誤差信号UPが立ち下がる。こ
れにより、信号Qは立ち上がり、信号RENは立ち下が
り、第1のカウンタ2のリセット状態は解除され、第1
のカウンタ2のカウント動作は再開される。これと同時
に第2のカウンタ4では信号FVの次のパルス周期のカ
ウントを開始しており、第1、第2のカウンタ2、4の
カウント開始の同期が取られる。このため、従来のもの
のように、第2のカウンタ4において次のパルス周期の
カウントが開始されるときに、既に第1のカウンタ2で
は次のパルス周期のカウントが進行されていることがな
く、位相比較回路5で検出される位相差と実際の第1、
第2の出力信号FR、FVの位相差とを一致させること
ができる。これによって、位相差は適切に電圧制御発振
回路3の制御電圧としてフィードバックされ、ロックア
ップタイムを短縮することが可能となる。
【0013】次に、第1の出力信号FRに対し、第2の
出力信号FVが進んでいる場合について説明する。タイ
ミングt4に第2の出力信号FVが立ち上がり、タイミ
ングt5に第2の出力信号FRが立ち上がっているとす
る。制御回路8では、フリップフロップ81への2つの
入力は共に“L”であり、その端子Q、Qバーの信号は
インバータ82、83に対して“H”の出力となってい
る。
出力信号FVが進んでいる場合について説明する。タイ
ミングt4に第2の出力信号FVが立ち上がり、タイミ
ングt5に第2の出力信号FRが立ち上がっているとす
る。制御回路8では、フリップフロップ81への2つの
入力は共に“L”であり、その端子Q、Qバーの信号は
インバータ82、83に対して“H”の出力となってい
る。
【0014】タイミングt6に第1の出力信号FVが立
ち下がると、位相比較回路5の端子DNからの第2の誤
差信号DNが立ち上がる。これを受けて制御回路8で
は、信号Qバーが立ち下がる。この信号Qバーはインバ
ータ83を介してNANDゲート85の一方の入力とな
っており、他方の入力である第1の出力信号FRが
“H”であるので、NANDゲート85の出力は“L”
となる。NANDゲート85の出力はインバータ87を
介して第2のカウンタ4のリセット端子NENに与えら
れる。すなわち、信号Qバーの立ち下がりを受けて信号
NENが立ち上がり、第2のカウンタ4はリセットされ
る。
ち下がると、位相比較回路5の端子DNからの第2の誤
差信号DNが立ち上がる。これを受けて制御回路8で
は、信号Qバーが立ち下がる。この信号Qバーはインバ
ータ83を介してNANDゲート85の一方の入力とな
っており、他方の入力である第1の出力信号FRが
“H”であるので、NANDゲート85の出力は“L”
となる。NANDゲート85の出力はインバータ87を
介して第2のカウンタ4のリセット端子NENに与えら
れる。すなわち、信号Qバーの立ち下がりを受けて信号
NENが立ち上がり、第2のカウンタ4はリセットされ
る。
【0015】次にタイミングt7において第1の出力信
号FRが立ち下がると、第2の誤差信号UDが立ち下が
る。これにより、信号Qバーは立ち上がり、信号NEN
は立ち下がり、第2のカウンタ4のリセット状態は解除
され、第2のカウンタ4のカウント動作は再開される。
これと同時に第1のカウンタ2では信号FRの次のパル
ス周期のカウントを開始する。このように第1の出力信
号FRに対し、第2の出力信号FVが進んでいる場合に
も、第1、第2の出力信号FR、FVの次のパルス周期
の位相比較のために第1、第2のカウンタ2、4のカウ
ント開始点の同期が取られる。
号FRが立ち下がると、第2の誤差信号UDが立ち下が
る。これにより、信号Qバーは立ち上がり、信号NEN
は立ち下がり、第2のカウンタ4のリセット状態は解除
され、第2のカウンタ4のカウント動作は再開される。
これと同時に第1のカウンタ2では信号FRの次のパル
ス周期のカウントを開始する。このように第1の出力信
号FRに対し、第2の出力信号FVが進んでいる場合に
も、第1、第2の出力信号FR、FVの次のパルス周期
の位相比較のために第1、第2のカウンタ2、4のカウ
ント開始点の同期が取られる。
【0016】以上のように本例では、制御回路8によっ
て、第1の出力信号FRに対する第2の出力信号FVの
位相の遅れ区間に第1のカウンタ2をリセット状態と
し、位相の進み区間に第2のカウンタ4をリセット状態
とするため、第1、第2のカウンタ2、4のカウント開
始の同期が取られ、位相比較回路5で検出される位相差
と実際の第1、第2の出力信号FR、FVの位相差とを
一致させることができる。これによって、位相差は適切
に電圧制御発振回路3の制御電圧にフィードバックさ
れ、ロックアップタイムを短縮することが可能となる。
て、第1の出力信号FRに対する第2の出力信号FVの
位相の遅れ区間に第1のカウンタ2をリセット状態と
し、位相の進み区間に第2のカウンタ4をリセット状態
とするため、第1、第2のカウンタ2、4のカウント開
始の同期が取られ、位相比較回路5で検出される位相差
と実際の第1、第2の出力信号FR、FVの位相差とを
一致させることができる。これによって、位相差は適切
に電圧制御発振回路3の制御電圧にフィードバックさ
れ、ロックアップタイムを短縮することが可能となる。
【0017】
【発明の効果】本発明によれば、位相比較回路によっ
て、基準信号源の出力を分周する第1のカウンタの第1
の出力信号と、電圧制御発振回路の出力を分周する第2
のカウンタの第2の出力信号との位相を比較し、上記第
1の出力信号に対して上記第2の出力信号の位相が遅れ
ている際にはこの位相の遅れに対応したパルス幅の第1
の誤差信号を出力し、上記第1の出力信号に対して上記
第2の出力信号の位相が進んでいる際にはこの位相の進
みに対応したパルス幅の第2の誤差信号を出力し、第1
または第2の誤差信号をチャージポンプ回路、ローパス
フィルタ回路を介して電圧制御発振回路の制御電圧にフ
ィードバックス構成の位相同期回路において、上記位相
の遅れ区間に第1のカウンタをリセット状態とし、上記
位相の進み区間に第2のカウンタをリセット状態とする
制御回路を設けてある。このため、第1、第2のカウン
タのカウント開始を同期させ、位相比較回路によって比
較される位相差を実際の第1、第2の出力信号の位相差
と一致させることが可能となる。これによって、第1、
第2の誤差信号、すなわち、位相差は適切に電圧制御発
振回路の制御電圧としてフィードバックされ、ロックア
ップタイムを短縮することが可能となる。
て、基準信号源の出力を分周する第1のカウンタの第1
の出力信号と、電圧制御発振回路の出力を分周する第2
のカウンタの第2の出力信号との位相を比較し、上記第
1の出力信号に対して上記第2の出力信号の位相が遅れ
ている際にはこの位相の遅れに対応したパルス幅の第1
の誤差信号を出力し、上記第1の出力信号に対して上記
第2の出力信号の位相が進んでいる際にはこの位相の進
みに対応したパルス幅の第2の誤差信号を出力し、第1
または第2の誤差信号をチャージポンプ回路、ローパス
フィルタ回路を介して電圧制御発振回路の制御電圧にフ
ィードバックス構成の位相同期回路において、上記位相
の遅れ区間に第1のカウンタをリセット状態とし、上記
位相の進み区間に第2のカウンタをリセット状態とする
制御回路を設けてある。このため、第1、第2のカウン
タのカウント開始を同期させ、位相比較回路によって比
較される位相差を実際の第1、第2の出力信号の位相差
と一致させることが可能となる。これによって、第1、
第2の誤差信号、すなわち、位相差は適切に電圧制御発
振回路の制御電圧としてフィードバックされ、ロックア
ップタイムを短縮することが可能となる。
【図1】本発明の一実施例の位相同期回路の構成を説明
するための説明図。
するための説明図。
【図2】図1の要部の構成を説明するための説明図。
【図3】図1の動作説明のためのタイミングチャート。
【図4】従来の位相同期回路の構成を説明するための説
明図。
明図。
【図5】図4の動作説明のためのタイミングチャート。
1 基準信号源 2 第1のカウンタ 3 電圧制御発振回路 4 第2のカウンタ 5 位相比較回路 6 チャージポンプ回路 7 ローパスフィルタ回路 8 制御回路
Claims (2)
- 【請求項1】 基準周波数信号を発生する基準信号源
と、 上記基準信号源から出力される上記基準周波数信号を分
周し、第1の出力信号を出力する第1のカウンタと、 制御電圧に応じた周波数の信号を出力する電圧制御発振
回路と、 上記電圧制御発振回路から出力される上記信号を分周
し、第2の出力信号を出力する第2のカウンタと、 上記第1、第2のカウンタからそれぞれ出力される上記
第1、第2の出力信号の位相を比較し、上記第1の出力
信号に対して上記第2の出力信号の位相が遅れている際
にはこの位相の遅れに対応したパルス幅の第1の誤差信
号を出力し、上記第1の出力信号に対して上記第2の出
力信号の位相が進んでいる際にはこの位相の進みに対応
したパルス幅の第2の誤差信号を出力する位相比較回路
と、 上記位相比較回路から出力される上記第1、第2の誤差
信号により駆動されるチャージポンプ回路と、 上記チャージポンプ回路の出力を上記制御電圧に変換し
て上記電圧制御発振回路に出力するローパスフィルタ回
路と、 上記位相の遅れ区間に第1のカウンタをリセット状態と
し、上記位相の進み区間に第2のカウンタをリセット状
態とする制御回路とを具備することを特徴とする位相同
期回路。 - 【請求項2】 上記制御回路は、上記第1、第2の誤差
信号に基づき、上記位相の遅れ区間に第1のカウンタを
リセット状態とし、上記位相の進み区間に第2のカウン
タをリセット状態とすることを特徴とする請求項1記載
の位相同期回路。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10369094A JP2000196448A (ja) | 1998-12-25 | 1998-12-25 | 位相同期回路 |
TW088119886A TW425767B (en) | 1998-12-25 | 1999-11-15 | Phase synchronizing circuit |
KR1019990056520A KR20000048077A (ko) | 1998-12-25 | 1999-12-10 | 위상 동기 회로 |
CNB991265106A CN1205751C (zh) | 1998-12-25 | 1999-12-22 | 锁相环电路 |
US09/471,711 US6285260B1 (en) | 1998-12-25 | 1999-12-23 | Phase-locked loop having circuit for synchronizing starting points of two counters |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10369094A JP2000196448A (ja) | 1998-12-25 | 1998-12-25 | 位相同期回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2000196448A true JP2000196448A (ja) | 2000-07-14 |
Family
ID=18493551
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10369094A Withdrawn JP2000196448A (ja) | 1998-12-25 | 1998-12-25 | 位相同期回路 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
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JP (1) | JP2000196448A (ja) |
KR (1) | KR20000048077A (ja) |
CN (1) | CN1205751C (ja) |
TW (1) | TW425767B (ja) |
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---|---|---|---|---|
FR2816075B1 (fr) * | 2000-10-30 | 2004-05-28 | St Microelectronics Sa | Generateur ameliore pour la production de signaux d'horloge |
CN1305363C (zh) * | 2005-05-27 | 2007-03-21 | 中国农业科学院蔬菜花卉研究所 | 设施蔬菜肥水气一体化施用装置 |
EP2814177B1 (en) * | 2013-06-10 | 2015-09-23 | Asahi Kasei Microdevices Corporation | Phase-locked loop device with synchronization means |
DE112019007073B4 (de) * | 2019-04-25 | 2023-02-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Phasensynchronisierungsschaltung |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP3001735B2 (ja) * | 1992-11-10 | 2000-01-24 | 三菱電機株式会社 | 位相同期ループ周波数シンセサイザ |
US6150891A (en) * | 1998-05-29 | 2000-11-21 | Silicon Laboratories, Inc. | PLL synthesizer having phase shifted control signals |
-
1998
- 1998-12-25 JP JP10369094A patent/JP2000196448A/ja not_active Withdrawn
-
1999
- 1999-11-15 TW TW088119886A patent/TW425767B/zh not_active IP Right Cessation
- 1999-12-10 KR KR1019990056520A patent/KR20000048077A/ko not_active Application Discontinuation
- 1999-12-22 CN CNB991265106A patent/CN1205751C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1999-12-23 US US09/471,711 patent/US6285260B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CN1258963A (zh) | 2000-07-05 |
TW425767B (en) | 2001-03-11 |
KR20000048077A (ko) | 2000-07-25 |
US6285260B1 (en) | 2001-09-04 |
CN1205751C (zh) | 2005-06-08 |
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Legal Events
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---|---|---|---|
A300 | Application deemed to be withdrawn because no request for examination was validly filed |
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