JP2000180520A

JP2000180520A - 磁界センサ

Info

Publication number: JP2000180520A
Application number: JP10354703A
Authority: JP
Inventors: Tetsuhiko Mizoguchi; 徹彦溝口; Tetsuo Inoue; 哲夫井上; Toshiro Sato; 敏郎佐藤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-12-14
Filing date: 1998-12-14
Publication date: 2000-06-30
Anticipated expiration: 2018-12-14
Also published as: JP3559459B2; US6356079B1

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、磁性体を利用した磁界センサにおい
て、小型化・低コスト化とともに、ノイズの影響を極め
て小さくできるようにすることを最も主要な特徴とす
る。【解決手段】たとえば、開ループオペアンプＯＰを増幅
器とする位相シフト型発振回路の、その帰還回路に伝送
線路素子１１を挿入して、磁界センサを構成する。この
磁界センサでは、オペアンプＯＰの出力を、伝送線路素
子１１を介して、該オペアンプＯＰの入力にフィードバ
ックさせることにより、外部磁界Ｈext.の強さに依存す
る発振周波数ｆｃの変化を、センサ出力（OUT ）として
取り出す。これにより、外来ノイズの影響を受け難く、
しかも、極めて簡素な構成によって、外部磁界Ｈext.を
より正確に検出することが可能となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、磁性体を利用し
た磁界センサに関するもので、特に、周波数変調（変
化）型に分類される磁界センサに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、地磁気異常にもとづいた資源探
査、自動車用ナビゲーションシステム（たとえば、方位
センサ型）、および、生体磁気計測などのさまざまな分
野で磁界センサが使用されている。

【０００３】磁界センサとしては、古くは、磁性体の非
線形磁気特性を利用したフラックスゲート型や磁気マル
チバイブレータ型が多く用いられていた。また、最近で
は、磁性体を用いた磁気センサとして、磁性体の、表皮
効果による高周波抵抗が外部磁界によって変化すること
を利用した磁気インピーダンス効果型、あるいは、外部
磁界による高周波透磁率の変化を検知する高周波キャリ
ア型が開発されている。

【０００４】一方、半導体を用いた磁界センサの代表的
な例としてはホール素子がある。また、医療診断の最先
端技術として、ＳＱＵＩＤ（Super conducting QUantun
Interference Device）磁束計を脳磁図診断装置に用い
る試みも実用化されつつある。

【０００５】これら最新の磁界センサについては、日本
応用磁気学会、電気学会、日本生体磁気学会などにおい
て、活発に研究・発表されている。

【０００６】上述した多様な磁界センサは、磁界の検出
限界、コスト、あるいは、具体的な応用技術との整合性
を鑑みて、適宜、利用されている。特に、民生用途の場
合には、低コスト化、小型化、高感度化を併せて満足さ
せる必要がある。

【０００７】磁性体を利用した磁界センサのうち、非線
形磁気特性を利用する方式は、磁性体それ自身を高周波
大振幅で励磁する必要があり、鉄損や銅損の問題のた
め、高周波化には限界があった。また、センサとしての
消費電力も大きいという重大な欠点があった。

【０００８】磁気インピーダンス効果型や高周波キャリ
ア型の磁界センサは、それ自身に通電された高周波電流
による小振幅励磁が利用されるので、高周波化による小
型化と高感度化の両立が可能であり、同時に、消費電力
も小さくできる。

【０００９】しかしながら、従来の磁性体を利用した磁
界センサは、いずれの場合も外部磁界を電圧に変換する
方式が主流であり、たとえ、磁気インピーダンス効果型
や高周波キャリア型の磁界センサであっても、センサ部
以外の、周辺のアナログ電子回路の規模が大きくなる欠
点があり、また、磁界検出限界を決めるノイズの影響を
受けやすい。

【００１０】図１２は、従来の、磁気インピーダンス効
果型の磁界センサ（センサ回路）の一構成例を示すもの
である。

【００１１】すなわち、この磁界センサは、たとえば、
発振部１０１、フィルタ部１０２、バッファ部１０３、
センサ部１０４、検出部１０５、アンプ部１０６、およ
び、負帰還抵抗１０７により構成されている。

【００１２】発振部１０１は、ＣＭＯＳ（Complementar
y Metal Oxide Semiconductor）インバータと水晶振動
子とを有して構成される、パルス発振回路である。

【００１３】フィルタ部１０２は、上記発振部１０１か
らのパルス繰り返し波形の中から基本周波数成分を取り
出すための、ＬＣフィルタである。

【００１４】バッファ部１０３は、上記センサ部１０４
の磁界素子ＭＩに、上記フィルタ部１０２からの基本周
波数成分に応じた正弦波高周波電流を供給するためのド
ライバアンプからなっている。

【００１５】センサ部１０４は、上記磁界素子ＭＩのイ
ンピーダンスよりも十分に大きい抵抗（この場合、３０
Ω）を有し、上記ドライバアンプによって該磁界素子Ｍ
Ｉが定電流駆動されるように構成されている。磁界素子
ＭＩは、その両端部に、外部磁界の印加によるインピー
ダンスの変化に比例した電圧を発生するようになってい
る。

【００１６】なお、磁界素子ＭＩには、磁性体として、
アモルファス磁性線が用いられている。

【００１７】検出部１０５は、上記センサ部１０４のコ
ンデンサにより直流分がカットされた、上記磁界素子Ｍ
Ｉによる発生電圧の、正の半周期と負の半周期とを、そ
れぞれ、ダイオードによる検波および平滑化により直流
電圧に変換するものである。

【００１８】アンプ部１０６は、直流差動増幅器からな
り、一方の入力端には、上記磁界素子ＭＩによる発生電
圧の、正の半周期の振幅に比例する直流電圧が、他方の
入力端には、負の半周期の振幅に比例する直流電圧が、
それぞれ供給されるようになっている。

【００１９】このアンプ部１０６では、外部磁界が零の
とき、差動増幅器の出力が零になるように調整しておく
ことにより、外部磁界が印加されると片方の入力電圧の
みが変化し、その変化に応じた電圧出力（OUT ）を発生
するようになっている。

【００２０】負帰還抵抗１０７は、上記磁界素子ＭＩに
巻回されたコイルに直流電流（コイル電流）を流すため
の電流値調整用の素子である。この場合、コイル電流に
よって発生する直流磁界は外部磁界と同じ方向であり、
磁界と電圧出力との線形性や感度を増大させるためのバ
イアスとして使用されるようになっている。

【００２１】このように、上記した磁界センサはアナロ
グ出力を発生するものであるため、センサ部１０４以外
の、周辺のアナログ電子回路の規模が大きい。また、実
際の装置では、磁界センサはマイクロプロセッサなどと
組み合わされてシステム化される場合が多く、たとえ
ば、磁界に比例した電圧出力（OUT ）をＡ／Ｄ変換器に
よりディジタル量に変換した後、マイクロプロセッサに
よる演算処理（ディジタル処理）を行って、処理の結果
を表示したり、各種の制御などに利用されることにな
る。

【００２２】磁界センサの周辺回路として、ノイズの影
響を受け難いアナログ電子回路を実現するための最良の
方法は、周波数帯域幅を狭くすれば良い。しかし、この
方法では、高速に変化する磁界を検出することは困難で
ある。

【００２３】また、最終的にディジタル処理されること
を考えると、磁界センサのアナログ出力（電圧出力（OU
T ））には周辺のアナログ電子回路のノイズに加えて、
量子化ノイズまでもが含まれることになる。

【００２４】以上のように、磁性体を利用した磁界セン
サの多くはアナログ出力であるため、ノイズの影響を受
けやすく、また、周辺のアナログ電子回路の規模が大き
いため、システム化した際には、システム全体としての
小型化、低コスト化が困難であるなど、解決すべき課題
が多いのが実状であった。

【００２５】

【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
においては、磁性体を利用した磁界センサはノイズの影
響を受けやすく、システム化した際には、システム全体
としての小型化、低コスト化が困難であるなどの問題が
あった。

【００２６】そこで、この発明は、最小限のアナログ電
子回路で周辺回路を構成でき、小型化・低コスト化とと
もに、ノイズの影響をも極めて小さくすることが可能な
磁界センサを提供することを目的としている。

【００２７】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、この発明の磁界センサにあっては、位相シフト型
発振回路の帰還回路に、導体層、誘電体層、および、磁
性体層からなる伝送線路素子を挿入してなる構成とされ
ている。

【００２８】この発明の磁界センサによれば、センサ出
力を、外部磁界の強さに比例した周波数の変化として検
出できるようになる。これにより、周辺回路を含めた、
全体構成を極めて単純化することが可能となるものであ
る。

【００２９】

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。（第一の実施形態）図１は、本発明の第一の実施形態に
かかる磁界センサ（センサ回路）の概略構成を示すもの
である。なお、同図（ａ）は回路構成図であり、同図
（ｂ）は特性図である。

【００３０】この磁界センサは、たとえば図１（ａ）に
示すように、開ループオペアンプ（演算増幅器）ＯＰを
増幅器とする位相シフト型発振回路の、その帰還回路
に、伝送線路素子（詳細については後述する）１１を挿
入してなる構成とされている。

【００３１】すなわち、オペアンプＯＰの非反転（＋）
入力端は接地電位に接続されている。また、オペアンプ
ＯＰの反転（−）入力端は抵抗Ｒｆを介して接地電位に
接続されるとともに、該オペアンプＯＰの出力端が上記
伝送線路素子１１を介してフィードバック接続されて、
位相シフト型発振回路が構成されている。

【００３２】このような構成により、この磁界センサで
は、たとえば図１（ｂ）に示すように、外部磁界Ｈext.
の強さに依存する発振周波数ｆｃの変化・変調を、セン
サ出力（OUT ）として検出するようになっている。

【００３３】図２は、上記した磁界センサで用いられる
伝送線路素子１１の概略構成を示すものである。なお、
同図（ａ）は平面図であり、同図（ｂ）はIIｂ−IIｂ線
に沿う断面の拡大図である。

【００３４】この伝送線路素子１１は、たとえば、略長
方形状を有する２つの軟磁性金属層（磁性体層）１１ａ
の上下に、それぞれ、誘電体層１１ｂ，１１ｂを介し
て、渦巻き状の平面パターンを有する導体層としての導
体ライン（スパイラルコイル）１１ｃ，１１ｃが共通に
配設された積層構造を有して構成されている。

【００３５】上下の導体ライン１１ｃ，１１ｃは、コン
タクト部（点ｃ）１２にて相互に接続されるとともに、
上下の導体ライン１１ｃ，１１ｃの一端は交流電源１３
を介して接地され、他端は抵抗ＲL を介して接地されて
いる。

【００３６】この場合、上記軟磁性金属層１１ａは、約
３μｍ厚のＣｏ系アモルファス膜（金属材料を用いた、
軟磁性薄帯あるいは軟磁性薄膜）により構成されるとと
もに、接地電位とされている。

【００３７】また、軟磁性金属層１１ａは、その長手方
向に一軸性の磁気異方性が付与されている。そして、そ
の磁化容易軸１４が、上記導体ライン１１ｃ，１１ｃの
長手方向に対して略平行とされている。

【００３８】誘電体層１１ｂ，１１ｂとしては、たとえ
ば、約３μｍ厚のポリイミド膜が用いられている。

【００３９】上下の導体ライン１１ｃ，１１ｃは、たと
えば、略長方形状を有する約１０μｍ厚のＣｕにより構
成され、発振周波数ｆｃに一致する周波数の交流磁界
が、上記軟磁性金属層１１ａの短手方向（図示矢印１
５）に加えられるように配置されている。

【００４０】なお、この伝送線路素子１１の素子サイズ
は、約３．６５×１０．１０ｍｍである。また、この伝
送線路素子１１の、外部磁界Ｈext.が零のときの、線路
長Ｌｃが定在波波長の１／４になる周波数（無磁界時の
１／４波長同調周波数）ｆcoは略５０ＭＨｚであった。

【００４１】このように、上記した構成の伝送線路素子
１１を、位相シフト型発振回路の帰還回路に用いた場
合、磁界センサのセンサ出力として、外部磁界Ｈext.に
よる軟磁性金属層１１ａの透磁率の変化にともなう、伝
送線路素子１１の伝送特性（利得，位相）の変化に応じ
た、位相シフト型発振回路の発振周波数ｆｃを取り出す
ことが可能となる（図１（ｂ）参照）。

【００４２】ここで、上記した伝送線路素子１１を構成
するための基礎となる、伝送線路素子の基本構造につい
て説明する。

【００４３】図３は、磁界センサにおける、位相シフト
型発振回路の帰還回路に用いられる伝送線路素子の基本
構造を示すものである。

【００４４】たとえば、同図（ａ），（ｂ）において、
伝送線路素子１１Ａ，１１Ｂは、磁性体層１１ａ’と誘
電体層１１ｂ’とを交互に積み重ねた積層構造を有し、
その上下端の各誘電体層１１ｂ’，１１ｂ’の表面に、
導体層１１ｃ’，１１ｃ’がそれぞれ設けられてなる構
成とされている。

【００４５】上記磁性体層１１ａ’は、略長方形状を有
する軟磁性薄帯あるいは軟磁性薄膜からなり、かつ、そ
の長手方向に一軸性の磁気異方性が付与されている。ま
た、上記磁性体層１１ａ’は、その磁化容易軸が、上記
導体層１１ｃ’の長手方向に対して略平行とされてい
る。

【００４６】上記導体層１１ｃ’は、たとえば、略長方
形状の平面パターンを有して形成され、位相シフト型発
振回路の発振周波数に一致する周波数の交流磁界が、上
記磁性体層１１ａ’の短手方向に加えられるように配置
されている。

【００４７】伝送線路素子１１Ａの場合、たとえば同図
（ａ）に示すように、上下の導体層１１ｃ’，１１ｃ’
の一端は交流電源１３を介して、また、他端は抵抗ＲL
を介して、それぞれ接続されている。

【００４８】また、上記磁性体層１１ａ’に金属材料を
用いた場合には、その金属からなる磁性体層１１ａ’が
浮遊電位となるようにしているため、１層当たりの誘電
体層１１ｂ’による静電容量が直列に接続された形で、
伝送線路素子１１Ａの分布容量が決まる。

【００４９】一方、伝送線路素子１１Ｂの場合は、たと
えば同図（ｂ）に示すように、上下の導体層１１ｃ’，
１１ｃ’の相互が接続され、その一端は交流電源１３を
介して、また、他端は抵抗ＲL を介して、それぞれ接地
されている。

【００５０】また、上記磁性体層１１ａ’に金属材料を
用いた場合には、上下の導体層１１ｃ’，１１ｃ’に最
も近い磁性体層１１ａ’，１１ａ’のそれぞれが接地電
位となるようにしているため、上下の導体層１１ｃ’，
１１ｃ’に最も近い磁性体層１１ａ’，１１ａ’による
静電容量によって、伝送線路素子１１Ｂの分布容量が決
まる。

【００５１】伝送線路素子１１Ｂの場合、分布容量が伝
送線路素子１１Ａに比べて非常に大きくなるため、たと
えば、伝送線路素子１１Ａ，１１Ｂの分布インダクタン
スが同程度の場合には、磁性体層１１ａ’を接地した方
が、線路の定在波波長の短縮効果が期待でき、素子を小
型化する上では都合が良い。

【００５２】因みに、前述した図２の伝送線路素子１１
は、この伝送線路素子１１Ｂの基本構造にもとづいて作
製されたものである。

【００５３】図４は、磁界センサにおける、位相シフト
型発振回路の帰還回路に用いられる伝送線路素子の他の
基本構造を示すものである。

【００５４】この伝送線路素子２１は、たとえば、導体
層２１ａの周囲を誘電体層２１ｂによって覆うような構
造を有し、その誘電体層２１ｂの上面および下面には磁
性体層２１ｃがそれぞれ設けられている。

【００５５】また、上記誘電体層２１ｂは電気的に接地
されるとともに、上記導体層２１ａの一端は交流電源２
３を介して、また、他端は抵抗ＺL を介して、それぞれ
接地されている。

【００５６】この伝送線路素子２１の分布容量は、導電
体２１ａの、上下の誘電体層２１ｂによる静電容量が並
列に接続された形となっている。

【００５７】なお、位相シフト型発振回路の帰還回路に
用いられる伝送線路素子１１の基本構造としては、上記
した伝送線路素子１１Ａ，１１Ｂ，２１以外にも多様な
素子構造が考えられ、作製の容易さ、コスト、性能など
を鑑みて、適宜、適当なものを選択するのが良い。

【００５８】たとえば、上記導体層１１ｃ’，２１ａと
しては、長方形状の平面パターンに限らず、たとえば、
正方形状、長円形状などの平面パターン、あるいは、渦
巻き状の平面パターン、または、つづら折れ状の平面パ
ターンを有して形成するようにしても良い。

【００５９】次に、本発明の磁界センサの原理について
説明する。図５は、磁界センサの基本原理を説明するた
めに示す、帰還増幅回路（位相シフト型発振回路）の概
略構成図である。

【００６０】この帰還増幅回路は、増幅器３１と帰還回
路３２とを有し、増幅器３１の出力Ｖout を、帰還回路
３２を介して、増幅器３１の入力Ｖinにフィードバック
するように構成されている。

【００６１】この帰還増幅回路の入出力伝達関数Ｇは、
後掲する数１の式（１）のように表される。

【００６２】

【数１】

【００６３】この場合、増幅器３１の利得Ａおよび帰還
回路３２の帰還率Ｂを、それぞれ、後掲する数２の式
（２），（３）のように置けば、後掲する数３の式
（４），（５）のとき、この帰還増幅回路は発振する。

【００６４】

【数２】

【００６５】

【数３】

【００６６】位相シフト型発振回路とは、帰還回路３２
で増幅器３１の出力Ｖout の位相をシフトし、上記式
（４）の位相条件と上記式（５）の利得条件とを満足さ
せることによって発振を持続させるものであり、帰還回
路３２にはＣＲ回路を用いるのが一般的となっている。

【００６７】なお、上記式（５）の左辺Ａｏ・Ｂｏをル
ープ利得と呼んでいる。

【００６８】本発明では、位相シフト型発振回路の帰還
回路に磁性体を含んだ伝送線路素子を用い、外部磁界に
よって磁性体の透磁率が変化すると、伝送線路素子の伝
送特性（利得、位相）が変わり、それに応じて、位相シ
フト型発振回路の発振周波数が変化することを利用し
て、外部磁界の強さに依存した発振周波数の変化をセン
サ出力として取り出すようにしている。よって、磁界の
強さに比例した電圧をアナログ出力する従来型の磁界セ
ンサに比べ、耐ノイズ性に優れるのは言うまでもない。

【００６９】また、周辺回路は伝送線路素子を帰還回路
に持つ位相シフト型発振回路のみであるので、部品点数
が少なく、センサシステムとしての小型化、低コスト
化、および、信頼性の向上が期待できる。

【００７０】図６は、位相シフト型発振回路の帰還回路
に用いられる伝送線路素子（たとえば、図３参照）を、
線路長Ｌｃの分布定数線路として表現したものである。

【００７１】この場合、伝搬定数γ、特性インピーダン
スＺｃ、および、抵抗ＲL で終端させた場合の電圧利得
Ｇｖと入力インピーダンスＺinは、それぞれ、後掲する
数４の式（６），（７），（８），（９）のように表さ
れる。

【００７２】

【数４】

【００７３】ただし、Ｒｏは分布抵抗、Ｌｏは分布イン
ダクタンス、Ｇｏは分布コンダクタンス、Ｃｏは分布容
量である。また、上記式（６）におけるαは減衰定数、
βは位相定数である。

【００７４】特に、分布抵抗Ｒｏおよび分布コンダクタ
ンスＧｏが小さく、線路損出が無視できる場合、線路長
Ｌｃが定在波波長の１／４になる周波数（１／４波長同
調周波数）ｆｃにおける電圧利得Ｇｖ，1/4 および入力
インピーダンスＺin，1/4 は、それぞれ、後掲する数５
の式（１０），（１１）のように表される。

【００７５】

【数５】

【００７６】したがって、このときの出力電圧は、入力
電圧に対してπ／２（ｒａｄ）だけ遅れることになる
（θB ＝−π／２）。

【００７７】また、このときの周波数ｆｃは、後掲する
数６の式（１２）のように表される。

【００７８】

【数６】

【００７９】一方、線路長Ｌｃが定在波波長の１／２に
なる周波数（１／２波長同調周波数）２ｆｃにおける電
圧利得Ｇｖ，1/2 および入力インピーダンスＺin，1/2
は、後掲する数７の式（１３），（１４）のように表さ
れる。

【００８０】

【数７】

【００８１】したがって、このときの出力電圧は、入力
電圧に対してπ（ｒａｄ）だけ遅れることになる（θB
＝π／２）。

【００８２】後掲する表１は、上述した伝送線路素子
を、位相シフト型発振回路の帰還回路に用いた場合の、
発振のための位相条件を示したものである。

【００８３】

【表１】

【００８４】発振周波数を、１／４波長同調周波数ｆｃ
にするためには、増幅器３１の位相遅れθA をπ／２
（ｒａｄ）にすれば良い。また、発振周波数を、１／２
波長同調周波数２ｆｃにするためには、増幅器３１の位
相遅れθA を零にすれば良い。

【００８５】図７は、伝送線路素子の電圧利得Ｇｖと位
相φの、周波数特性の典型的な場合を示すものである。

【００８６】この図からも明らかなように、１／４波長
同調時の周波数ｆｃの近傍では位相の変化が急峻である
のに対し、１／２波長同調時の周波数２ｆｃの近傍では
位相の変化は緩やかである。したがって、位相シフト型
発振回路の発振周波数の安定性という観点からは、発振
周波数として、１／４波長同調周波数ｆｃを選択した方
が良いといえる。

【００８７】本発明における磁界センサは、外部磁界Ｈ
ext.による磁性体層の透磁率の変化によって分布インダ
クタンスＬｏが変化し、発振周波数（１／４波長同調周
波数ｆｃ）が外部磁界Ｈext.に応じて変化することにも
とづいている。

【００８８】以下、外部磁界Ｈext.と位相シフト型発振
回路の発振周波数との関係について詳細に説明する。

【００８９】伝送線路素子に用いられる磁性体層（たと
えば、図２に示した軟磁性金属層１１ａ）としては、反
磁界効果を小さくすることと、高周波損失の抑制の利点
から、専ら、軟磁性合金薄帯あるいは軟磁性合金薄膜が
用いられている。これらは、既に確立された製造方法に
よって容易に作製することができる。たとえば、軟磁性
アモルファス合金薄帯の作製には溶湯急冷法が、また、
軟磁性合金薄膜の作製には真空蒸着法やスパッタ法など
が用いられる。

【００９０】さらに、伝送線路素子に用いられる磁性体
層は、正方形状あるいは長方形状に加工される場合が多
い。

【００９１】図８は、伝送線路素子に用いられる磁性体
層の構成を概略的に示すものである。

【００９２】たとえば、厚さｔM 、幅Ｗ、長さＤの略長
方形状を有する磁性体層３３において、一軸磁気異方性
が長手（長さ）方向に誘導され、その実質的な異方性磁
界をＨkiとする。また、磁性体層３３の短手（幅）方向
に交流磁界Ｈacが加えられると仮定する。

【００９３】交流磁界Ｈacは、伝送線路素子の導体層
（たとえば、図２の導体ライン１１ｃ）を流れる交流電
流Ｉによって発生するもので、所望の交流磁界Ｈacを得
るためには、磁性体層３３の長手方向と導体ラインとが
略平行になるように、素子を構成すれば良い。

【００９４】このような磁性体層３３に対して、その長
手方向に外部磁界Ｈext.を加えたとすると、短手方向の
透磁率μｗは、後掲する数８の式（１５），（１６）の
ように近似できる。

【００９５】

【数８】

【００９６】ただし、ＮｗおよびＮD は磁性体層３３の
短手方向および長手方向の反磁界係数、Ｉｓは飽和磁
化、Ｈｏは磁性体層３３の長手方向に加わる有効磁界、
μｏは磁性材料の透磁率、ＩD は有効磁界Ｈｏのときの
長手方向の磁化の大きさであり、有効磁界Ｈｏが増大す
ると長手方向の磁化の大きさＩD は飽和して飽和磁化Ｉ
ｓとなる。

【００９７】このように、長方形状を有する磁性体層３
３の長手方向に外部磁界Ｈext.が加わると、短手方向の
透磁率μｗが低下していく。

【００９８】位相シフト型発振回路（磁界センサ）の発
振周波数を、伝送線路素子の１／４波長同調周波数ｆｃ
に一致させるような構成の場合、該１／４波長同調周波
数ｆｃは、後掲する数９の式（１７）のようになる。

【００９９】

【数９】

【０１００】ただし、Ｋは分布インダクタンスＬｏと磁
性体層３３の短手方向の透磁率μｗとの間の比例定数
（導体層の形状や磁性体層の寸法などに依存する）、ｆ
coは外部磁界Ｈext.が零の場合の発振周波数、Ｌｃは線
路長であり、Ｘは、後掲する数１０の式（１８）によっ
て与えられる。

【０１０１】

【数１０】

【０１０２】図９は、外部磁界Ｈext.と位相シフト型発
振回路の発振周波数との関係を示すものである。

【０１０３】同図において、低磁界側で不感帯に見える
領域は、磁性体層３３の長手方向の反磁界が外部磁界Ｈ
ext.によって増大（ＩD →Ｉｓ）するために、有効磁界
Ｈｏが小さいことによる。

【０１０４】長手方向の磁化の大きさＩD が飽和磁化Ｉ
ｓに飽和すれば、外部磁界Ｈext.の増分はそのまま有効
磁界Ｈｏの増分として寄与するので、発振周波数ｆｃは
大きく変化する。

【０１０５】不感帯の領域を小さくするには、長手方向
の反磁界を小さくするための磁性体層３３の薄層化、ア
スペクト比（Ｄ／Ｗ）の増大が有効である。

【０１０６】図１０は、上述した構成の磁界センサを用
いて、センサシステムを構築した場合の例を示すもので
ある。

【０１０７】このセンサシステムは、たとえば、磁界セ
ンサの正弦波出力をコンパレータ（場合によっては、ヒ
ステリシス・コンパレータを用いる）４４によって繰り
返しパルスに変換し、そのパルスを周波数カウンタ（２
進カウンタ）４５によって計数したデータをＣＰＵ４６
に取り込むように構成されている。

【０１０８】ここで、増幅器として、開ループオペアン
プＯＰを用いた磁界センサ（図１（ａ）参照）の場合、
開ループゲインの遮断周波数よりも十分に高い周波数で
は、該オペアンプＯＰの位相遅れθB は略π／２である
ため、発振周波数ｆｃは伝送線路素子１１の１／４波長
同調周波数ｆｃに略一致することになる。

【０１０９】このとき、オペアンプＯＰの入力インピー
ダンスが抵抗Ｒｆよりも十分に大きく、かつ、出力イン
ピーダンスが伝送線路素子１１の入力インピーダンスＺ
inよりも十分に小さければ、帰還ゲインＢｏは、後掲す
る数１１の式（１９）によって与えられる。

【０１１０】

【数１１】

【０１１１】Ｒｆ＞Ｚｃに選べば、Ｂｏ＞１となるの
で、持続発振条件を満足するためのアンプゲインＡｏは
高い必要はない。

【０１１２】しかしながら、Ｒｆ＞Ｚｃとすると、伝送
線路素子１１の入力インピーダンスＺinが特性インピー
ダンスＺｃよりも低くなるので、オペアンプＯＰのドラ
イブ能力が限界に至る場合があるため、適宜、適正値を
選択する。

【０１１３】ところで、上記式（１７）によれば、後掲
する数１２の式（２０）の関係が成り立つ。

【０１１４】

【数１２】

【０１１５】これは、無磁界時の発振周波数をｆco、外
部磁界Ｈext.を加えたときの発振周波数をｆｃとすれ
ば、ｆｃ²−ｆco²は外部磁界Ｈext.に直に比例すると
いうことであり、この式（２０）による演算を行うこと
によって、演算結果と測定磁界との線形化が可能である
ことを意味する。

【０１１６】したがって、ＣＰＵ４６によって、周波数
カウンタ４５で計数したデータをもとに、上記式（２
０）による演算を行うことにより、外部磁界の正確な検
出が容易に可能となる。

【０１１７】このように、外部磁界の強さに比例した発
振周波数の変化にもとづいた、いわゆる周波数変調方式
により外部磁界を検出するようにしている。このため、
外来ノイズなどの影響を受け難く、しかも、伝送線路素
子を用いた位相シフト型発振回路のみにより構成できる
ので、周辺のアナログ電子回路の規模が小さくて済み、
システム化する際にも、極めて単純な構成により実現で
き、小型化、低コスト化が容易であるとともに、信頼性
の大幅な向上が期待できるものである。

【０１１８】すなわち、従来型の磁界センサは、いわゆ
る振幅変調方式によって外部磁界を検出するものであっ
たため、周辺のアナログ電子回路の規模が大きくて、ノ
イズにも弱いという弱点があった。これに対し、本発明
の磁界センサによれば、周辺回路を最小限のアナログ電
子回路で構成でき、外来ノイズによる影響も極めて小さ
くできる。

【０１１９】上記したように、センサ出力を、外部磁界
の強さに比例した周波数の変化として検出できるように
している。

【０１２０】すなわち、開ループオペアンプを増幅器と
する位相シフト型発振回路の、その帰還回路に伝送線路
素子を挿入し、外部磁界の強さに依存した周波数の変化
をセンサ出力として取り出すようにしている。これによ
り、最小限のアナログ回路で周辺回路を構成でき、外来
ノイズに対しても、その影響の少ない、周波数変調型の
磁界センサを構成できる。したがって、周辺回路を含め
た、全体構成を極めて単純化することが可能となり、セ
ンサシステムとしてのコストの大幅な削減などが期待で
きるものである。

【０１２１】特に、発振周波数の自乗演算による結果
（ｆｃ²−ｆco²）と外部磁界との関係は線形であり、
その比例定数は無磁界時の発振周波数ｆcoの自乗に関係
するので、伝送線路素子の小型化による１／４波長同調
周波数の高周波化はセンサ感度の劇的な向上につなが
る。

【０１２２】なお、上記した本発明の第一の実施形態に
おいては、開ループオペアンプを増幅器とする位相シフ
ト型発振回路に適用した場合を例に説明したが、これに
限らず、たとえばＦＥＴ（演算増幅器）による反転増幅
器を用いた位相シフト型発振回路にも同様に適用でき
る。（第二の実施形態）図１１は、本発明の第二の実施形態
にかかる磁界センサ（センサ回路）として、位相シフト
型発振回路の増幅器に、ＦＥＴからなる反転増幅器を用
いた場合の例を示すものである。

【０１２３】この磁界センサは、たとえば、伝送線路素
子１１’の１／２波長同調周波数２ｆｃ付近で発振する
ように構成されている。

【０１２４】この磁界センサの場合、発振周波数はやや
不安定であるものの、前述の図１に示した磁界センサ
（第一の実施形態）の場合と同様に、外部磁界は周波数
によって変調される。

【０１２５】また、センサ回路を構成する位相シフト型
発振回路としては、上述の開ループオペアンプや反転増
幅器（ＦＥＴ）を用いる場合に限らず、たとえば、バイ
ポーラトランジスタを用いる方法、あるいは、オペアン
プにマイナーループ（負帰還）を有して増幅器ゲインと
位相遅れとを調整する方法など、各種の方法を用いて構
成することができる。

【０１２６】さらには、図１０に示したように、磁界セ
ンサをシステム化する際において、周波数カウンタで発
振周波数を計測するようにした場合、カウンタのサンプ
リング時間が磁界検出の精度を決めることになるため、
直流から低周波（発振周波数よりも十分に低い周波数）
までの磁界検出を精度良く行うことができる。

【０１２７】したがって、高い周波数の磁界を検出する
場合には、たとえば、復調回路によって、周波数変調さ
れた高周波磁界信号を振幅変調することにより、精度良
く検出できるようになる。

【０１２８】その他、この発明の要旨を変えない範囲に
おいて、種々変形実施可能なことは勿論である。

【０１２９】

【発明の効果】以上、詳述したようにこの発明によれ
ば、最小限のアナログ電子回路で周辺回路を構成でき、
小型化・低コスト化とともに、ノイズの影響をも極めて
小さくすることが可能な磁界センサを提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第一の実施形態にかかる、磁界セン
サの一構成例を示す概略図。

【図２】同じく、磁界センサで用いられる伝送線路素子
の概略を示す構成図。

【図３】伝送線路素子の基本構造を説明するために示す
斜視図。

【図４】伝送線路素子の他の基本構造を説明するために
示す斜視図。

【図５】磁界センサの基本原理を説明するために示す、
帰還増幅回路の概略構成図。

【図６】伝送線路素子を、等価的な分布定数線路として
示す回路構成図。

【図７】周波数特性の典型的な場合における、伝送線路
素子の電圧利得Ｇｖと位相φとの関係を説明するために
示す特性図。

【図８】伝送線路素子に用いられる磁性体層の概略を説
明するために示す斜視図。

【図９】外部磁界と位相シフト型発振回路の発振周波数
との関係を説明するために示す特性図。

【図１０】センサシステムの構成例を示す概略図。

【図１１】本発明の第二の実施形態にかかる、磁界セン
サの他の構成例を示す概略図。

【図１２】従来技術とその問題点を説明するために示
す、磁界センサの概略構成図。

【符号の説明】

１１，１１’，１１Ａ，１１Ｂ…伝送線路素子１１ａ…軟磁性金属層１１ａ’…磁性体層１１ｂ，１１ｂ’…誘電体層１１ｃ…導体ライン１１ｃ’…導体層１２…コンタクト部１３…交流電源１４…磁化容易軸１５…短手方向２１…伝送線路素子２１ａ…導体層２１ｂ…誘電体層２１ｃ…磁性体層２３…交流電源３１…増幅器３２…帰還回路３３…磁性体層４４…コンパレータ４５…周波数カウンタ４６…ＣＰＵＨac…交流磁界Ｈext.…外部磁界Ｌｃ…線路長ＯＰ…オペアンプＲｆ,ＲL ，ＺL …抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 2G017 AA02 AD32 AD41 AD42 AD43 AD46 AD58 AD63 AD65 BA05

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】位相シフト型発振回路の帰還回路に、導
体層、誘電体層、および、磁性体層からなる伝送線路素
子を挿入したことを特徴とする磁界センサ。
【請求項２】前記位相シフト型発振回路は増幅器を有
し、該増幅器が、開ループ演算増幅器を用いて構成され
ることを特徴とする請求項１に記載の磁界センサ。
【請求項３】前記位相シフト型発振回路は増幅器を有
し、該増幅器が、演算増幅器による反転増幅器を用いて
構成されることを特徴とする請求項１に記載の磁界セン
サ。
【請求項４】前記位相シフト型発振回路は、バイポー
ラ型トランジスタを用いて構成されることを特徴とする
請求項１に記載の磁界センサ。
【請求項５】前記位相シフト型発振回路は、電界効果
型トランジスタを用いて構成されることを特徴とする請
求項１に記載の磁界センサ。
【請求項６】前記伝送線路素子は、前記磁性体層の上
下にそれぞれ前記誘電体層を介して前記導体層が積層さ
れた積層構造を有することを特徴とする請求項１に記載
の磁界センサ。
【請求項７】前記伝送線路素子は、前記導体層の上下
にそれぞれ前記誘電体層を介して前記磁性体層が積層さ
れた積層構造を有することを特徴とする請求項１に記載
の磁界センサ。
【請求項８】前記磁性体層は軟磁性薄帯あるいは軟磁
性薄膜からなり、かつ、その長手方向に一軸性の磁気異
方性が付与されてなる長方形状を有することを特徴とす
る請求項６または請求項７のいずれかに記載の磁界セン
サ。
【請求項９】前記磁性体層は、その磁化容易軸が、前
記導体層に対して略平行とされることを特徴とする請求
項６または請求項７のいずれかに記載の磁界センサ。
【請求項１０】前記磁性体層は金属材料を用いて構成
され、かつ、必要に応じて接地電位とされることを特徴
とする請求項６または請求項７のいずれかに記載の磁界
センサ。
【請求項１１】前記導体層は、発振周波数に一致する
周波数の交流磁界が前記磁性体層の短手方向に加えられ
るように配置されることを特徴とする請求項６または請
求項７のいずれかに記載の磁界センサ。
【請求項１２】前記導体層は、所定形状の平面パター
ンを有して構成されることを特徴とする請求項６または
請求項７のいずれかに記載の磁界センサ。
【請求項１３】前記導体層は、渦巻き状の平面パター
ンを有することを特徴とする請求項１２に記載の磁界セ
ンサ。
【請求項１４】前記導体層は、つづら折れ状の平面パ
ターンを有することを特徴とする請求項１２に記載の磁
界センサ。