JP2000166230A - トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JP2000166230A JP2000166230A JP10330856A JP33085698A JP2000166230A JP 2000166230 A JP2000166230 A JP 2000166230A JP 10330856 A JP10330856 A JP 10330856A JP 33085698 A JP33085698 A JP 33085698A JP 2000166230 A JP2000166230 A JP 2000166230A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transformer
- winding
- resonance
- primary winding
- switching element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 トランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータのスイ
ッチング損失やノイズを低減し且つトランスの磁気飽和
によるスイッチング素子の破壊を防止する。 【解決手段】 スイッチング素子３の両主端子間に接続
された共振回路１２と、共振回路１２とトランス２の１
次巻線２ａとの間に接続されたバイパス回路１３とを備
え、共振回路１２は１次巻線２ａとスイッチング素子３
の第１の主端子との間に一端が接続された充電用整流素
子１４と、その他端と直流電源１及びスイッチング素子
３の第２の主端子との間に接続された共振用コンデンサ
１５とを備え、バイパス回路１３は充電用整流素子１４
及び共振用コンデンサ１５の接続点と１次巻線２ａ及び
直流電源１の接続点との間に接続され且つ１次巻線２ａ
と逆極性に接続された３次巻線２ｃと、３次巻線２ｃと
直列に接続された逆流阻止用整流素子１７とを備える。
ッチング損失やノイズを低減し且つトランスの磁気飽和
によるスイッチング素子の破壊を防止する。 【解決手段】 スイッチング素子３の両主端子間に接続
された共振回路１２と、共振回路１２とトランス２の１
次巻線２ａとの間に接続されたバイパス回路１３とを備
え、共振回路１２は１次巻線２ａとスイッチング素子３
の第１の主端子との間に一端が接続された充電用整流素
子１４と、その他端と直流電源１及びスイッチング素子
３の第２の主端子との間に接続された共振用コンデンサ
１５とを備え、バイパス回路１３は充電用整流素子１４
及び共振用コンデンサ１５の接続点と１次巻線２ａ及び
直流電源１の接続点との間に接続され且つ１次巻線２ａ
と逆極性に接続された３次巻線２ｃと、３次巻線２ｃと
直列に接続された逆流阻止用整流素子１７とを備える。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びトランスの磁気飽和によるスイッチング素子の破
損防止を図ったトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに
属する。
−ＤＣコンバータ、特にスイッチング損失やノイズの低
減及びトランスの磁気飽和によるスイッチング素子の破
損防止を図ったトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに
属する。
【０００２】
【従来の技術】直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。
チング素子とが直列に接続され、スイッチング素子をオ
ン・オフ動作させることにより、トランスの２次巻線か
ら整流平滑回路を介して直流電源の電圧とは異なる定電
圧の直流出力を取り出す構成のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータは従来から電子機器等の電源回路等に広く
使用されている。
【０００３】例えば、図３に示す従来のトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１に直列に接続
された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス
２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に両主端子間が
接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ３
と、トランス２の２次巻線２ｂにアノード端子が接続さ
れた整流用ダイオード４と、整流用ダイオード４のカソ
ード端子と２次巻線２ｂとの間に接続された転流用ダイ
オード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リアク
トル６の他端と２次巻線２ｂとの間に接続された平滑コ
ンデンサ７と、平滑コンデンサ７の両端に接続された負
荷８と、負荷８に供給される直流出力電圧に応じてトラ
ンジスタ３のベース端子に制御パルス信号ＶBを付与し
てトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路９
と、トランス２の１次巻線２ａとトランジスタ３の第１
の主端子との間に一端が接続された第１の共振用コンデ
ンサ１０と、第１の共振用コンデンサ１０の他端と直流
電源１の陽極端子との間に接続されたダイオード１１
と、第１の共振用コンデンサ１０の一端とトランジスタ
３の第１の主端子との間にアノード端子が接続された充
電用ダイオード１４と、充電用ダイオード１４のカソー
ド端子と直流電源１の陰極端子との間に接続された第２
の共振用コンデンサ１５と、ダイオード１１及び第１の
共振用コンデンサ１０の接続点と第２の共振用コンデン
サ１５及び充電用ダイオード１４の接続点との間に直列
に接続された共振用リアクトル１６及び逆流阻止用ダイ
オード１７とを備えている。即ち、図３のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３のオン期間
中に２次側の整流用ダイオード４が導通状態となり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき２次側
の整流用ダイオード４が非導通状態となるフォワード方
式の回路構成となる。また、周知技術のため図示は省略
するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。
ＤＣ−ＤＣコンバータは、バッテリ又はコンデンサ入力
型整流回路等の直流電源１と、直流電源１に直列に接続
された１次巻線２ａ及び２次巻線２ｂを有するトランス
２と、トランス２の１次巻線２ａに直列に両主端子間が
接続されたスイッチング素子としてのトランジスタ３
と、トランス２の２次巻線２ｂにアノード端子が接続さ
れた整流用ダイオード４と、整流用ダイオード４のカソ
ード端子と２次巻線２ｂとの間に接続された転流用ダイ
オード５と、整流用ダイオード４及び転流用ダイオード
５の接続点に一端が接続されたリアクトル６と、リアク
トル６の他端と２次巻線２ｂとの間に接続された平滑コ
ンデンサ７と、平滑コンデンサ７の両端に接続された負
荷８と、負荷８に供給される直流出力電圧に応じてトラ
ンジスタ３のベース端子に制御パルス信号ＶBを付与し
てトランジスタ３をオン・オフ動作させる制御回路９
と、トランス２の１次巻線２ａとトランジスタ３の第１
の主端子との間に一端が接続された第１の共振用コンデ
ンサ１０と、第１の共振用コンデンサ１０の他端と直流
電源１の陽極端子との間に接続されたダイオード１１
と、第１の共振用コンデンサ１０の一端とトランジスタ
３の第１の主端子との間にアノード端子が接続された充
電用ダイオード１４と、充電用ダイオード１４のカソー
ド端子と直流電源１の陰極端子との間に接続された第２
の共振用コンデンサ１５と、ダイオード１１及び第１の
共振用コンデンサ１０の接続点と第２の共振用コンデン
サ１５及び充電用ダイオード１４の接続点との間に直列
に接続された共振用リアクトル１６及び逆流阻止用ダイ
オード１７とを備えている。即ち、図３のトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータは、トランジスタ３のオン期間
中に２次側の整流用ダイオード４が導通状態となり、ト
ランジスタ３がオン状態からオフ状態となるとき２次側
の整流用ダイオード４が非導通状態となるフォワード方
式の回路構成となる。また、周知技術のため図示は省略
するが、制御回路９内には、一定の周期の三角波電圧を
発生する発振回路部と、基準電圧に対する負荷８の端子
電圧の誤差電圧を演算増幅する誤差増幅回路部と、誤差
増幅回路部の誤差出力電圧及び発振回路部の三角波電圧
を比較する比較回路部と、比較回路部の出力電圧に比例
した時間幅の制御パルス信号ＶBを発生してトランジス
タ３のベース端子に付与する制御パルス発生回路部とが
設けられる。
【０００４】上記のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバー
タでは、制御回路９により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷８の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給する。また、第
１及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リア
クトル１６との共振作用により、トランジスタ３の両主
端子間の電圧及びトランジスタ３に流れる電流が略０か
ら正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターンオ
フ及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイ
ッチングとなり、スイッチング損失が低減される。更
に、トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１
及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リアク
トル１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３
の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減さ
れる。
タでは、制御回路９により、トランジスタ３のベース端
子に付与する制御パルス信号ＶBのパルス幅を負荷８の
端子電圧に応じて変化させ、トランジスタ３のオン・オ
フ期間を制御することにより、直流電源１の電圧Ｅとは
異なる定電圧の直流出力を負荷８に供給する。また、第
１及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リア
クトル１６との共振作用により、トランジスタ３の両主
端子間の電圧及びトランジスタ３に流れる電流が略０か
ら正弦波状に上昇するので、トランジスタ３のターンオ
フ及びターンオン時においてゼロ電圧及びゼロ電流スイ
ッチングとなり、スイッチング損失が低減される。更
に、トランジスタ３のターンオフ及びターンオン時に発
生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流は、第１
及び第２の共振用コンデンサ１０、１５と共振用リアク
トル１６との共振作用により吸収され、トランジスタ３
の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズが低減さ
れる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図３に示すトランス絶
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３がオン
状態に切り替わり第２の共振用コンデンサ１５が放電を
開始すると、第１及び第２の共振用コンデンサ１０、１
５と共振用リアクトル１６とが共振して第２の共振用コ
ンデンサ１５、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイ
オード１７、第１の共振用コンデンサ１０及びトランジ
スタ３の経路で共振電流が流れる。このとき、第１の共
振用コンデンサ１０は余弦波状に充電され、直流電源１
の電圧Ｅとなる。
縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランジスタ３がオン
状態に切り替わり第２の共振用コンデンサ１５が放電を
開始すると、第１及び第２の共振用コンデンサ１０、１
５と共振用リアクトル１６とが共振して第２の共振用コ
ンデンサ１５、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイ
オード１７、第１の共振用コンデンサ１０及びトランジ
スタ３の経路で共振電流が流れる。このとき、第１の共
振用コンデンサ１０は余弦波状に充電され、直流電源１
の電圧Ｅとなる。
【０００６】しかしながら、第１の共振用コンデンサ１
０の静電容量が第２の共振用コンデンサ１５に比べて小
さいとき、第２の共振用コンデンサ１５の放電が十分に
行われず、第２の共振用コンデンサ１５に電荷が残留し
た状態となる。この状態でトランジスタ３がオン状態か
らオフ状態に切り替わると、第２の共振用コンデンサ１
５の両端間の電圧は０Ｖでないため、第２の共振用コン
デンサ１５に蓄積される電荷は０Ｖからの充電が行われ
ず、トランジスタ３の動作時に電圧波形と電流波形との
重なりが大きくなる。これにより、ゼロ電圧スイッチン
グ（ＺＶＳ）とならずスイッチング損失が生じる。
０の静電容量が第２の共振用コンデンサ１５に比べて小
さいとき、第２の共振用コンデンサ１５の放電が十分に
行われず、第２の共振用コンデンサ１５に電荷が残留し
た状態となる。この状態でトランジスタ３がオン状態か
らオフ状態に切り替わると、第２の共振用コンデンサ１
５の両端間の電圧は０Ｖでないため、第２の共振用コン
デンサ１５に蓄積される電荷は０Ｖからの充電が行われ
ず、トランジスタ３の動作時に電圧波形と電流波形との
重なりが大きくなる。これにより、ゼロ電圧スイッチン
グ（ＺＶＳ）とならずスイッチング損失が生じる。
【０００７】そこで、本発明はスイッチング素子のオン
期間中に共振用コンデンサの電荷を十分に放出させて両
端の電圧を略０Ｖとすることにより、スイッチング素子
動作時の電圧及び電流両波形の重なりを小さくしてスイ
ッチング損失及びノイズの低減を図ると共に、トランス
の磁気飽和を防止してトランジスタの破壊を防止するト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目
的とする。
期間中に共振用コンデンサの電荷を十分に放出させて両
端の電圧を略０Ｖとすることにより、スイッチング素子
動作時の電圧及び電流両波形の重なりを小さくしてスイ
ッチング損失及びノイズの低減を図ると共に、トランス
の磁気飽和を防止してトランジスタの破壊を防止するト
ランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することを目
的とする。
【０００８】
【発明が解決しようとする手段】本発明によるトランス
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源とトランスの
１次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、前記
スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより前
記トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直
流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を取り出す。
このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記ス
イッチング素子の両主端子間に接続された共振回路と、
該共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接続され
たバイパス回路とを備え、前記共振回路は、前記１次巻
線と前記スイッチング素子の第１の主端子との間に一端
が接続された充電用整流素子と、該充電用整流素子の他
端と前記直流電源及び前記スイッチング素子の第２の主
端子との間に接続された共振用コンデンサとを備え、前
記バイパス回路は、前記充電用整流素子及び共振用コン
デンサの接続点と前記トランスの１次巻線及び直流電源
の接続点との間に接続され且つ前記１次巻線と逆極性に
接続された３次巻線と、該３次巻線と直列に接続された
逆流阻止用整流素子とを備える。前記スイッチング素子
がオン状態からオフ状態となるとき、前記直流電源から
前記１次巻線及び充電用整流素子を介して流れる電流及
び前記トランスの励磁電流により、前記共振用コンデン
サが略０Ｖから前記直流電源より高い電圧に充電され、
前記共振用コンデンサに蓄積された電荷により前記トラ
ンスを逆励磁し、前記スイッチング素子がオフ状態から
オン状態となるとき、前記トランスの３次巻線に前記１
次巻線と逆極性の電圧が発生して前記１次巻線と前記３
次巻線との電圧の総和が実質的に０Ｖとなり、前記共振
用コンデンサに蓄積された電荷を前記逆流阻止用整流素
子、３次巻線、１次巻線及びスイッチング素子を介して
循環する共振電流として十分に放電する。
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源とトランスの
１次巻線とスイッチング素子とが直列に接続され、前記
スイッチング素子をオン・オフ動作させることにより前
記トランスの２次巻線から整流平滑回路を介して前記直
流電源の電圧とは異なる定電圧の直流出力を取り出す。
このトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記ス
イッチング素子の両主端子間に接続された共振回路と、
該共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接続され
たバイパス回路とを備え、前記共振回路は、前記１次巻
線と前記スイッチング素子の第１の主端子との間に一端
が接続された充電用整流素子と、該充電用整流素子の他
端と前記直流電源及び前記スイッチング素子の第２の主
端子との間に接続された共振用コンデンサとを備え、前
記バイパス回路は、前記充電用整流素子及び共振用コン
デンサの接続点と前記トランスの１次巻線及び直流電源
の接続点との間に接続され且つ前記１次巻線と逆極性に
接続された３次巻線と、該３次巻線と直列に接続された
逆流阻止用整流素子とを備える。前記スイッチング素子
がオン状態からオフ状態となるとき、前記直流電源から
前記１次巻線及び充電用整流素子を介して流れる電流及
び前記トランスの励磁電流により、前記共振用コンデン
サが略０Ｖから前記直流電源より高い電圧に充電され、
前記共振用コンデンサに蓄積された電荷により前記トラ
ンスを逆励磁し、前記スイッチング素子がオフ状態から
オン状態となるとき、前記トランスの３次巻線に前記１
次巻線と逆極性の電圧が発生して前記１次巻線と前記３
次巻線との電圧の総和が実質的に０Ｖとなり、前記共振
用コンデンサに蓄積された電荷を前記逆流阻止用整流素
子、３次巻線、１次巻線及びスイッチング素子を介して
循環する共振電流として十分に放電する。
【０００９】スイッチング素子をオン状態からオフ状態
に切り替えると、直流電源から１次巻線及び充電用整流
素子を介して流れる電流及びトランスの励磁電流によ
り、共振用コンデンサが略０Ｖから直流電源よりも高い
電圧に充電され、この充電電圧によりトランスを逆励磁
する。これにより、トランスのコアの磁束密度がスイッ
チング素子のオン期間中に上昇した分だけ減少してトラ
ンスがリセットされるので、トランスの磁気飽和を防止
してスイッチング素子の破壊を防止できる。
に切り替えると、直流電源から１次巻線及び充電用整流
素子を介して流れる電流及びトランスの励磁電流によ
り、共振用コンデンサが略０Ｖから直流電源よりも高い
電圧に充電され、この充電電圧によりトランスを逆励磁
する。これにより、トランスのコアの磁束密度がスイッ
チング素子のオン期間中に上昇した分だけ減少してトラ
ンスがリセットされるので、トランスの磁気飽和を防止
してスイッチング素子の破壊を防止できる。
【００１０】スイッチング素子をオフ状態からオン状態
に切り換えると、トランスの３次巻線に１次巻線と逆極
性の電圧が発生して１次巻線と３次巻線との電圧の総和
が実質的に０Ｖとなる。このとき、共振用コンデンサに
蓄積された電荷は、バイパス回路から共振用コンデン
サ、逆流阻止用整流素子、トランスの３次巻線、１次巻
線及びスイッチング素子を介して循環する共振電流とし
て放電し、スイッチング素子の電流が略０Ａから正弦波
状に増加しスイッチング素子のターンオン時においてゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイッチング素
子のターンオン時のスイッチング損失を低減することが
できる。
に切り換えると、トランスの３次巻線に１次巻線と逆極
性の電圧が発生して１次巻線と３次巻線との電圧の総和
が実質的に０Ｖとなる。このとき、共振用コンデンサに
蓄積された電荷は、バイパス回路から共振用コンデン
サ、逆流阻止用整流素子、トランスの３次巻線、１次巻
線及びスイッチング素子を介して循環する共振電流とし
て放電し、スイッチング素子の電流が略０Ａから正弦波
状に増加しスイッチング素子のターンオン時においてゼ
ロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイッチング素
子のターンオン時のスイッチング損失を低減することが
できる。
【００１１】また、トランスの１次巻線と３次巻線との
電圧の総和が実質的に０Ｖであるので、共振用コンデン
サの充電電圧は十分に放電される。放電後、スイッチン
グ素子をオフ状態に切り替えるとき、スイッチング素子
に流れていた電流が共振回路側への電流に切り替わり、
充電用整流素子を介して共振用コンデンサの電圧が略０
Ｖから正弦波状に充電されるので、スイッチング素子の
第１の主端子と第２の主端子との間の電圧も略０Ｖから
正弦波状に上昇し、スイッチング素子のターンオフ時に
おいてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となり、スイッ
チング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減で
きる。
電圧の総和が実質的に０Ｖであるので、共振用コンデン
サの充電電圧は十分に放電される。放電後、スイッチン
グ素子をオフ状態に切り替えるとき、スイッチング素子
に流れていた電流が共振回路側への電流に切り替わり、
充電用整流素子を介して共振用コンデンサの電圧が略０
Ｖから正弦波状に充電されるので、スイッチング素子の
第１の主端子と第２の主端子との間の電圧も略０Ｖから
正弦波状に上昇し、スイッチング素子のターンオフ時に
おいてゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となり、スイッ
チング素子のターンオフ時のスイッチング損失を低減で
きる。
【００１２】以上により、スイッチング素子のオン・オ
フ動作時のスイッチング損失を低減できると共に、スイ
ッチング素子のターンオフ時に発生するスパイク状のサ
ージ電圧、サージ電流及びノイズが共振用コンデンサ及
び共振用リアクトルの共振作用により吸収されスイッチ
ング素子の電圧波形の立上りが緩やかになり、スイッチ
ング素子の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズ
を低減することが可能となる。また、スイッチング素子
をオン状態からオフ状態に切り替えると、共振用コンデ
ンサに充電された直流電源より高い電圧によりトランス
を逆励磁してリセットするので、トランスの磁気飽和を
防止してスイッチング素子の破壊を防止できる。
フ動作時のスイッチング損失を低減できると共に、スイ
ッチング素子のターンオフ時に発生するスパイク状のサ
ージ電圧、サージ電流及びノイズが共振用コンデンサ及
び共振用リアクトルの共振作用により吸収されスイッチ
ング素子の電圧波形の立上りが緩やかになり、スイッチ
ング素子の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズ
を低減することが可能となる。また、スイッチング素子
をオン状態からオフ状態に切り替えると、共振用コンデ
ンサに充電された直流電源より高い電圧によりトランス
を逆励磁してリセットするので、トランスの磁気飽和を
防止してスイッチング素子の破壊を防止できる。
【００１３】本発明によるトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの一実施の形態では、前記バイパス回路は、前
記充電用整流素子及び共振用コンデンサの接続点と前記
トランスの１次巻線及び直流電源の接続点との間に接続
され且つ前記１次巻線と逆極性に接続された３次巻線
と、該３次巻線と直列に接続された逆流阻止用整流素子
と、該逆流阻止用整流素子と直列に接続された共振用リ
アクトルとを備えている。前記スイッチング素子がオフ
状態からオン状態となるとき、前記トランスの３次巻線
に前記１次巻線と逆極性の電圧が発生して前記１次巻線
と前記３次巻線との電圧の総和が実質的に０Ｖとなり、
前記共振用コンデンサに蓄積された電荷を前記共振用リ
アクトル、逆流阻止用整流素子、３次巻線、１次巻線及
びスイッチング素子を介して循環する共振電流として十
分に放電する。
ンバータの一実施の形態では、前記バイパス回路は、前
記充電用整流素子及び共振用コンデンサの接続点と前記
トランスの１次巻線及び直流電源の接続点との間に接続
され且つ前記１次巻線と逆極性に接続された３次巻線
と、該３次巻線と直列に接続された逆流阻止用整流素子
と、該逆流阻止用整流素子と直列に接続された共振用リ
アクトルとを備えている。前記スイッチング素子がオフ
状態からオン状態となるとき、前記トランスの３次巻線
に前記１次巻線と逆極性の電圧が発生して前記１次巻線
と前記３次巻線との電圧の総和が実質的に０Ｖとなり、
前記共振用コンデンサに蓄積された電荷を前記共振用リ
アクトル、逆流阻止用整流素子、３次巻線、１次巻線及
びスイッチング素子を介して循環する共振電流として十
分に放電する。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明によるトランス絶縁
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図３に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。本実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、図１に示すように、逆流阻止用ダイオード
１７のカソード端子と直流電源１及びトランス２の１次
巻線２ａの接続点との間に１次巻線２ａと逆極性に３次
巻線２ｃを接続したものである。図１の回路では、図３
に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第１の共振用コンデンサ１０及びダイオード１１が省略
され、その他の構成は、図３のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと略同一である。
型ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施の形態を図１及び図２
に基づいて説明する。但し、図１では図３に示す箇所と
実質的に同一の部分には同一の符号を付し、その説明を
省略する。本実施の形態のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータは、図１に示すように、逆流阻止用ダイオード
１７のカソード端子と直流電源１及びトランス２の１次
巻線２ａの接続点との間に１次巻線２ａと逆極性に３次
巻線２ｃを接続したものである。図１の回路では、図３
に示すトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
第１の共振用コンデンサ１０及びダイオード１１が省略
され、その他の構成は、図３のトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータと略同一である。
【００１５】次に、図１に示すトランス絶縁型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すように、制御回路９からトランジスタ３のベース端子
に付与される制御パルス信号電圧ＶBがｔ1において低レ
ベルから高レベルになり、トランジスタ３がオフ状態か
らオン状態になると、図２（Ｅ）に示すように、トラン
ジスタ３の第１及び第２の主端子であるコレクタ及びエ
ミッタの間の電圧ＶSは、速やかに略０Ｖまで降下す
る。これと同時にトランス２の３次巻線２ｃに１次巻線
２ａと逆極性の電圧が発生して１次巻線２ａと３次巻線
２ｃとの電圧の総和が実質的に０Ｖとなる。このとき、
共振用コンデンサ１５に蓄積された電荷は、バイパス回
路１３から共振用コンデンサ１５、共振用リアクトル１
６、逆流阻止用ダイオード１７、トランスの３次巻線２
ｃ、１次巻線２ａ及びトランジスタ３の経路で循環する
共振電流として放電し、共振用コンデンサ１１の両端の
電圧ＶCは図２（Ｂ）に示すように電圧Ｅから余弦波状
に降下してｔ2で略０Ｖとなる。
Ｃコンバータの動作について説明する。図２（Ａ）に示
すように、制御回路９からトランジスタ３のベース端子
に付与される制御パルス信号電圧ＶBがｔ1において低レ
ベルから高レベルになり、トランジスタ３がオフ状態か
らオン状態になると、図２（Ｅ）に示すように、トラン
ジスタ３の第１及び第２の主端子であるコレクタ及びエ
ミッタの間の電圧ＶSは、速やかに略０Ｖまで降下す
る。これと同時にトランス２の３次巻線２ｃに１次巻線
２ａと逆極性の電圧が発生して１次巻線２ａと３次巻線
２ｃとの電圧の総和が実質的に０Ｖとなる。このとき、
共振用コンデンサ１５に蓄積された電荷は、バイパス回
路１３から共振用コンデンサ１５、共振用リアクトル１
６、逆流阻止用ダイオード１７、トランスの３次巻線２
ｃ、１次巻線２ａ及びトランジスタ３の経路で循環する
共振電流として放電し、共振用コンデンサ１１の両端の
電圧ＶCは図２（Ｂ）に示すように電圧Ｅから余弦波状
に降下してｔ2で略０Ｖとなる。
【００１６】一方、トランジスタ３に流れる電流Ｉ
Sは、バイパス回路１３から共振用コンデンサ１５、共
振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオード１７、トラ
ンスの３次巻線２ｃ、１次巻線２ａ及びトランジスタ３
の経路で循環する共振電流と直流電源１の電流との和と
なるため、図２（Ｄ）に示すようにｔ1において略０Ａ
から正弦波状に増加する。従って、トランジスタ３のタ
ーンオン時において、電圧波形と電流波形の重なりが少
ないゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイッチ
ング損失を低減することができる。
Sは、バイパス回路１３から共振用コンデンサ１５、共
振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオード１７、トラ
ンスの３次巻線２ｃ、１次巻線２ａ及びトランジスタ３
の経路で循環する共振電流と直流電源１の電流との和と
なるため、図２（Ｄ）に示すようにｔ1において略０Ａ
から正弦波状に増加する。従って、トランジスタ３のタ
ーンオン時において、電圧波形と電流波形の重なりが少
ないゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）となり、スイッチ
ング損失を低減することができる。
【００１７】共振用リアクトル１６に流れる電流Ｉ
Lは、トランジスタ３がオン状態になると、図２（Ｃ）
に示すように正弦波状となり、ｔ2において共振用コン
デンサ１５の電圧ＶCが略０Ｖになると、共振用リアク
トル１６、逆流阻止用ダイオード１７、トランスの３次
巻線２ｃ、１次巻線２ａ及び充電用ダイオード１４の経
路で短絡されて循環電流となって流れつづけようとす
る。しかし、この電流は共振用リアクトル１６、逆流阻
止用ダイオード１７、トランスの３次巻線２ｃ、１次巻
線２ａ、充電用ダイオード１４及び配線の抵抗分によっ
て減衰しやがて０Ａとなる。このとき、トランジスタ３
の電流ＩSの共振電流分が０Ａとなるので、図２（Ｄ）
に示すように、ｔ2以降は直流電源１からトランス２の
１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電流Ｉ0が流れる。
これにより、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａ
の電圧と同極性の電圧が誘起されて整流ダイオード４が
導通状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４
及びリアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流が流
れ、負荷８に直流電圧が供給される。
Lは、トランジスタ３がオン状態になると、図２（Ｃ）
に示すように正弦波状となり、ｔ2において共振用コン
デンサ１５の電圧ＶCが略０Ｖになると、共振用リアク
トル１６、逆流阻止用ダイオード１７、トランスの３次
巻線２ｃ、１次巻線２ａ及び充電用ダイオード１４の経
路で短絡されて循環電流となって流れつづけようとす
る。しかし、この電流は共振用リアクトル１６、逆流阻
止用ダイオード１７、トランスの３次巻線２ｃ、１次巻
線２ａ、充電用ダイオード１４及び配線の抵抗分によっ
て減衰しやがて０Ａとなる。このとき、トランジスタ３
の電流ＩSの共振電流分が０Ａとなるので、図２（Ｄ）
に示すように、ｔ2以降は直流電源１からトランス２の
１次巻線２ａ及びトランジスタ３に電流Ｉ0が流れる。
これにより、トランス２の２次巻線２ｂに１次巻線２ａ
の電圧と同極性の電圧が誘起されて整流ダイオード４が
導通状態となり、２次巻線２ｂから整流用ダイオード４
及びリアクトル６を介して平滑コンデンサ７に電流が流
れ、負荷８に直流電圧が供給される。
【００１８】次に、図２（Ａ）に示すように、制御回路
９からトランジスタ３のベース端子に付与される制御パ
ルス信号電圧ＶBがｔ3において高レベルから低レベルに
なり、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になる
と、トランジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流
ＩSが直ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わ
り、整流用ダイオード４が非導通状態となるので、リア
クトル６に逆起電力が発生し、リアクトル６、平滑コン
デンサ７及び転流用ダイオード５の経路で電流が流れ
る。このとき、直流電源１からトランス２の１次巻線及
び２ａ充電用ダイオード１４を介して流れる電流及びト
ランス２に蓄積されたエネルギによる励磁電流により、
共振用コンデンサ１５が充電され、図２（Ｂ）に示すよ
うに共振用コンデンサ１５の両端の電圧ＶCが略０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。これにより、図２（Ｅ）に示す
ようにトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖ
Sが略０Ｖから正弦波状に上昇し、トランジスタ３のタ
ーンオフ時において電圧波形と電流波形の重なりが少な
いゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
９からトランジスタ３のベース端子に付与される制御パ
ルス信号電圧ＶBがｔ3において高レベルから低レベルに
なり、トランジスタ３がオン状態からオフ状態になる
と、トランジスタ３に流れていた図２（Ｅ）に示す電流
ＩSが直ちに共振回路１２側へ流れる電流に切り替わ
り、整流用ダイオード４が非導通状態となるので、リア
クトル６に逆起電力が発生し、リアクトル６、平滑コン
デンサ７及び転流用ダイオード５の経路で電流が流れ
る。このとき、直流電源１からトランス２の１次巻線及
び２ａ充電用ダイオード１４を介して流れる電流及びト
ランス２に蓄積されたエネルギによる励磁電流により、
共振用コンデンサ１５が充電され、図２（Ｂ）に示すよ
うに共振用コンデンサ１５の両端の電圧ＶCが略０Ｖか
ら正弦波状に上昇する。これにより、図２（Ｅ）に示す
ようにトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間の電圧Ｖ
Sが略０Ｖから正弦波状に上昇し、トランジスタ３のタ
ーンオフ時において電圧波形と電流波形の重なりが少な
いゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）となる。
【００１９】図２（Ｂ）に示すように共振用コンデンサ
１５は直流電源１よりも高い電圧２Ｅに充電され、この
充電電圧によりトランス２を逆励磁する。これにより、
トランス１のコアの磁束密度がトランジスタ３のオン期
間中に上昇した分だけ減少してトランス１がリセットさ
れるので、トランス１の磁気飽和を防止してトランジス
タ３の破壊を防止できる。トランス２がリセットされる
とトランス２の電圧は０Ｖとなり、図２（Ｅ）に示すよ
うにｔ4時点でトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間
の電圧ＶSは直流電源１の電圧Ｅと等しくなる。
１５は直流電源１よりも高い電圧２Ｅに充電され、この
充電電圧によりトランス２を逆励磁する。これにより、
トランス１のコアの磁束密度がトランジスタ３のオン期
間中に上昇した分だけ減少してトランス１がリセットさ
れるので、トランス１の磁気飽和を防止してトランジス
タ３の破壊を防止できる。トランス２がリセットされる
とトランス２の電圧は０Ｖとなり、図２（Ｅ）に示すよ
うにｔ4時点でトランジスタ３のコレクタ−エミッタ間
の電圧ＶSは直流電源１の電圧Ｅと等しくなる。
【００２０】上記のように、本実施の形態ではトランジ
スタ３のターンオン・オフ時においてゼロ電流スイッチ
ング及びゼロ電圧スイッチングとなるので、トランジス
タ３の動作時の電力損失、即ちスイッチング損失を低減
することができる。トランジスタ３のターンオン・オフ
時に発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流
は、共振用コンデンサ１５と共振用リアクトル１６との
共振作用により吸収され、トランジスタ３の電流及び電
圧の立下がり及び立上りが緩やかになるので、トランジ
スタ３の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを
低減することが可能となる。また、共振用コンデンサ１
５に充電された直流電源１より、高い電圧２Ｅによりト
ランスを逆励磁してリセットするので、トランス２の磁
気飽和を防止してトランジスタ３の破壊を防止できる。
スタ３のターンオン・オフ時においてゼロ電流スイッチ
ング及びゼロ電圧スイッチングとなるので、トランジス
タ３の動作時の電力損失、即ちスイッチング損失を低減
することができる。トランジスタ３のターンオン・オフ
時に発生するスパイク状のサージ電圧及びサージ電流
は、共振用コンデンサ１５と共振用リアクトル１６との
共振作用により吸収され、トランジスタ３の電流及び電
圧の立下がり及び立上りが緩やかになるので、トランジ
スタ３の動作時のサージ電圧、サージ電流及びノイズを
低減することが可能となる。また、共振用コンデンサ１
５に充電された直流電源１より、高い電圧２Ｅによりト
ランスを逆励磁してリセットするので、トランス２の磁
気飽和を防止してトランジスタ３の破壊を防止できる。
【００２１】本発明の実施態様は前記の実施の形態に限
定されず、種々の変更が可能である。例えば、実施の形
態ではスイッチング素子としてバイポーラ型トランジス
タを使用した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ
型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効
果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジス
タ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用可
能である。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数のそ
れぞれ異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流平
滑回路をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコン
バータとすることも可能である。
定されず、種々の変更が可能である。例えば、実施の形
態ではスイッチング素子としてバイポーラ型トランジス
タを使用した形態を示したが、ＭＯＳ-ＦＥＴ（ＭＯＳ
型電界効果トランジスタ）、Ｊ-ＦＥＴ（接合型電界効
果トランジスタ）、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型トランジス
タ）又はサイリスタ等の他のスイッチング素子も使用可
能である。また、トランス２の２次巻線２ｂを巻数のそ
れぞれ異なる複数の巻線に分割し、各２次巻線に整流平
滑回路をそれぞれ接続してマルチ出力のＤＣ−ＤＣコン
バータとすることも可能である。
【００２２】また、バイパス回路１３を構成する直列回
路内では、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオー
ド１７及びトランスの３次巻線２ｃの配列順序を変更す
ることができ、共振用リアクトル１６を省略してもよ
い。
路内では、共振用リアクトル１６、逆流阻止用ダイオー
ド１７及びトランスの３次巻線２ｃの配列順序を変更す
ることができ、共振用リアクトル１６を省略してもよ
い。
【００２３】
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子動作
時のスイッチング損失及びノイズを低減できるので、ノ
イズフィルタ等を削減できる。また、トランスの磁気飽
和によるスイッチング素子の破壊を防止できる。
時のスイッチング損失及びノイズを低減できるので、ノ
イズフィルタ等を削減できる。また、トランスの磁気飽
和によるスイッチング素子の破壊を防止できる。
【図１】 本発明の一実施の形態を示すトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
ＤＣ−ＤＣコンバータの電気回路図
【図２】 図１に示す回路の各部の電圧及び電流を示す
波形図
波形図
【図３】 従来のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す電気回路図
を示す電気回路図
１・・直流電源、 ２・・トランス、 ２ａ・・１次巻
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・転流用ダイオード、 ６・・リア
クトル、 ７・・平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９
・・制御回路、 １２・・共振回路、１３・・バイパス
回路、 １４・・充電用ダイオード（充電用整流素
子）、 １５・・共振用コンデンサ、 １６・・共振用
リアクトル、 １７・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻
止用整流素子）
線、 ２ｂ・・２次巻線、 ２ｃ・・３次巻線、 ３・
・トランジスタ（スイッチング素子）、 ４・・整流用
ダイオード、 ５・・転流用ダイオード、 ６・・リア
クトル、 ７・・平滑コンデンサ、 ８・・負荷、 ９
・・制御回路、 １２・・共振回路、１３・・バイパス
回路、 １４・・充電用ダイオード（充電用整流素
子）、 １５・・共振用コンデンサ、 １６・・共振用
リアクトル、 １７・・逆流阻止用ダイオード（逆流阻
止用整流素子）
Claims (2)
- 【請求項１】 直流電源とトランスの１次巻線とスイッ
チング素子とが直列に接続され、前記スイッチング素子
をオン・オフ動作させることにより前記トランスの２次
巻線から整流平滑回路を介して前記直流電源の電圧とは
異なる定電圧の直流出力を取り出すトランス絶縁型ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、 前記スイッチング素子の両主端子間に接続された共振回
路と、該共振回路と前記トランスの１次巻線との間に接
続されたバイパス回路とを備え、 前記共振回路は、前記１次巻線と前記スイッチング素子
の第１の主端子との間に一端が接続された充電用整流素
子と、該充電用整流素子の他端と前記直流電源及び前記
スイッチング素子の第２の主端子との間に接続された共
振用コンデンサとを備え、 前記バイパス回路は、前記充電用整流素子及び共振用コ
ンデンサの接続点と前記トランスの１次巻線及び直流電
源の接続点との間に接続され且つ前記１次巻線と逆極性
に接続された３次巻線と、該３次巻線と直列に接続され
た逆流阻止用整流素子とを備え、 前記スイッチング素子がオン状態からオフ状態となると
き、前記直流電源から前記１次巻線及び充電用整流素子
を介して流れる電流及び前記トランスの励磁電流によ
り、前記共振用コンデンサが略０Ｖから前記直流電源よ
り高い電圧に充電され、前記共振用コンデンサに蓄積さ
れた電荷により前記トランスを逆励磁し、 前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態となると
き、前記トランスの３次巻線に前記１次巻線と逆極性の
電圧が発生して前記１次巻線と前記３次巻線との電圧の
総和が実質的に０Ｖとなり、前記共振用コンデンサに蓄
積された電荷を前記逆流阻止用整流素子、３次巻線、１
次巻線及びスイッチング素子を介して循環する共振電流
として十分に放電することを特徴とするトランス絶縁型
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 前記バイパス回路は、前記充電用整流素
子及び共振用コンデンサの接続点と前記トランスの１次
巻線及び直流電源の接続点との間に接続され且つ前記１
次巻線と逆極性に接続された３次巻線と、該３次巻線と
直列に接続された逆流阻止用整流素子と、該逆流阻止用
整流素子と直列に接続された共振用リアクトルとを備
え、 前記スイッチング素子がオフ状態からオン状態となると
き、前記トランスの３次巻線に前記１次巻線と逆極性の
電圧が発生して前記１次巻線と前記３次巻線との電圧の
総和が実質的に０Ｖとなり、前記共振用コンデンサに蓄
積された電荷を前記共振用リアクトル、逆流阻止用整流
素子、３次巻線、１次巻線及びスイッチング素子を介し
て循環する共振電流として十分に放電する請求項１に記
載のトランス絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33085698A JP3525427B2 (ja) | 1998-11-20 | 1998-11-20 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33085698A JP3525427B2 (ja) | 1998-11-20 | 1998-11-20 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000166230A true JP2000166230A (ja) | 2000-06-16 |
| JP3525427B2 JP3525427B2 (ja) | 2004-05-10 |
Family
ID=18237302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33085698A Expired - Fee Related JP3525427B2 (ja) | 1998-11-20 | 1998-11-20 | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3525427B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115967258A (zh) * | 2023-02-21 | 2023-04-14 | 恩赛半导体(成都)有限公司 | 一种供电电路、电源系统和电子装置 |
-
1998
- 1998-11-20 JP JP33085698A patent/JP3525427B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115967258A (zh) * | 2023-02-21 | 2023-04-14 | 恩赛半导体(成都)有限公司 | 一种供电电路、电源系统和电子装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3525427B2 (ja) | 2004-05-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1052763B1 (en) | Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters | |
| JP4605532B2 (ja) | 多出力型スイッチング電源装置 | |
| JP3038701B2 (ja) | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3055121B2 (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP4730498B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP3033085B2 (ja) | 降圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3531155B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH08308219A (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2000166230A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2004208407A (ja) | 同期整流用ｍｏｓｆｅｔの制御回路 | |
| JP3166149B2 (ja) | 直流コンバータ装置 | |
| JP2000184710A (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3522125B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2858412B2 (ja) | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH07245946A (ja) | 半導体スイッチ回路 | |
| JP2993635B2 (ja) | トランス接続型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3138998B2 (ja) | トランス絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH09233808A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP3104875B2 (ja) | 昇圧型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPH11356045A (ja) | 直流―直流変換装置 | |
| JP3456839B2 (ja) | スイッチング電源 | |
| JP3169873B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2001008445A (ja) | チョッパ型ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JP2002078339A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ | |
| JPS61244264A (ja) | 多出力直流電圧変換回路 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20031218 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20040126 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20040208 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |