JP2000114074A - 直交磁界変圧器 - Google Patents
直交磁界変圧器Info
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- JP2000114074A JP2000114074A JP10282989A JP28298998A JP2000114074A JP 2000114074 A JP2000114074 A JP 2000114074A JP 10282989 A JP10282989 A JP 10282989A JP 28298998 A JP28298998 A JP 28298998A JP 2000114074 A JP2000114074 A JP 2000114074A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直交磁界変圧器を用いて電圧共振コンバータ
を構成してインダクタンスを可変する場合のインダクタ
ンス可変範囲の拡大を図ると共に作り易い直交磁界変圧
器を得る。 【解決手段】 コ字状コア３Ａ及び３Ｂを互に直交する
様にギャップを作らずに接合し、コ字状コア３Ａ及び３
Ｂの磁脚１ｂ及び１ｂに制御巻線ＮC とリアクタ巻線Ｎ
R を磁界が直交する様に巻回し、板部１ａを２分する様
に平行溝３又はＶ字溝４のギャップを作るか、板部１ａ
の厚みを縮小させる。
を構成してインダクタンスを可変する場合のインダクタ
ンス可変範囲の拡大を図ると共に作り易い直交磁界変圧
器を得る。 【解決手段】 コ字状コア３Ａ及び３Ｂを互に直交する
様にギャップを作らずに接合し、コ字状コア３Ａ及び３
Ｂの磁脚１ｂ及び１ｂに制御巻線ＮC とリアクタ巻線Ｎ
R を磁界が直交する様に巻回し、板部１ａを２分する様
に平行溝３又はＶ字溝４のギャップを作るか、板部１ａ
の厚みを縮小させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はスイッチングレギュ
レータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リア
クタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交
磁界変圧器に関する。
レータ電源回路の共振型コンバータに用いる可飽和リア
クタの可変インダクタンス素子等に適用して好適な直交
磁界変圧器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から汎用電子機器で負荷電力が２５
０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、
商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストし
た後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、
被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッ
チングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズであ
る電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチ
ング電源技術が利用されている。
０Ｗ以下の小電力機器電源のスイッチング電源として、
商用交流入力電圧を整流平滑し、直流電圧をブーストし
た後に、１５０ｋＨｚ程度の高周波でスイッチングし、
被制御回路の直流出力電圧を安定化する様にしたスイッ
チングレギュレータ電源回路には高効率、低ノイズであ
る電圧或は電流共振型コンバータとしてソフトスイッチ
ング電源技術が利用されている。
【０００３】図３は従来のブースト電圧制御方式の電圧
共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路
の１例を示すものである。
共振型コンバータを用いたソフトスイッチング電源回路
の１例を示すものである。
【０００４】図３のブースト電圧共振型ソフトスイッチ
ング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶAC
は制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成され
た整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された
平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路
でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
ング電源回路に於いて、商用電源ＡＣ間の交流電圧ＶAC
は制限抵抗Ｒｉを介してダイオードでブリッジ構成され
た整流回路Ｄｉで整流された後に、互に直列接続された
平滑用コンデンサＣｉ′及びＣｉで構成された平滑回路
でブースト用直流電圧ＥB に変換される。
【０００５】整流回路Ｄｉの直列接続点からの直流出力
はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界
変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと
記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介
して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer
：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々
のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されてい
る。
はブーストダイオードＤB を介して、後述する直交磁界
変圧器（Power Regulation Transformer：以下ＰＲＴと
記す）のリアクタ巻線ＮR （インダクタンスＬR ）を介
して絶縁パワー変圧器（Power Isolation Transformer
：以下ＰＩＴと記す）の１次巻線Ｎ1 及びＮ3 （夫々
のインダクタンスＬ1 及びＬ3 ）の中点に接続されてい
る。
【０００６】又、平滑回路を構成する平滑用コンデンサ
Ｃｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接
続され、１次巻線Ｎ1 の巻終りはスイッチング用トラン
ジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接
続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されてい
る。
Ｃｉ′の正極側はＰＩＴの１次巻線Ｎ3 の巻始め点に接
続され、１次巻線Ｎ1 の巻終りはスイッチング用トラン
ジスタＱ1 に並列接続された共振用コンデンサＣｒに接
続され、共振用コンデンサＣｒの他端は接地されてい
る。
【０００７】更に、平滑回路の直列接続点は起動抵抗Ｒ
ｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及
びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ
B の一端に接続されている。
ｓを介してスイッチング用トランジスタＱ1 のベース及
びクランプダイオードＤ1 の陰極並びに電流制限抵抗Ｒ
B の一端に接続されている。
【０００８】電流制限抵抗ＲB の他端はチョークコイル
ＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻
線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終
り点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め端は接地電位
に落とされている。
ＬB 及び時定数コンデンサＣB を介してＰＩＴの１次巻
線側のドライブ巻線ＮD （インダクタンスＬD ）の巻終
り点に接続し、ドライブ巻線ＮD の巻始め端は接地電位
に落とされている。
【０００９】スイッチング用トランジスタＱ1 のエミッ
タは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続さ
れコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続
されている。
タは接地され、このスイッチング用トランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ間にクランプダイオードＤ1 が接続さ
れコレクタ・エミッタ間に共振用コンデンサＣｒが接続
されている。
【００１０】ＰＩＴの２次側巻線Ｎ2 及びＮ4 は夫々整
流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及
びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は
制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴ
Ｌの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制御
巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ
巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブーストダ
イオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に成
されている。
流回路Ｄ2 及びＤ3 を介して安定化した直流電圧Ｅ0 及
びＥ0 ′を得ると共にこれら直流電圧Ｅ0 及びＥ0 ′は
制御回路（以下ＣＴＬと記す）に与えられる。このＣＴ
Ｌの出力はＰＲＴの制御巻線ＮC に供給され、この制御
巻線ＮC の直流電圧（電流）を制御することでリアクタ
巻線ＮR のインダクタンスＬR を可変して、ブーストダ
イオードＤB に供給するブースト電圧を制御する様に成
されている。
【００１１】上述の構成で、スイッチング用トランジス
タＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コン
バータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ
巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電
圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを
構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時に
スイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョーク
コイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて
正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ
R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成
されている。
タＱ1 やチョークコイルＬB 等の回路で電圧共振型コン
バータを構成し、ブーストダイオードＤB からリアクタ
巻線ＮR に供給される電圧をスイッチングしている。電
圧共振コンバータは自励発振型の電圧共振コンバータを
構成し、スイッチング用トランジスタＱ1 がオフの時に
スイッチング用トランジスタＱ1 の電圧波形をチョーク
コイルＬB と時定数コンデンサＣB のＬＣで共振させて
正弦波状の電圧共振波形を得てＰＲＴのリアクタ巻線Ｎ
R に供給されるブースト電圧をスイッチングする様に成
されている。
【００１２】又、ＣＴＬは誤差アンプ等で構成され、例
えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0
の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流
（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧
Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されてい
る。
えば商用電源ＡＣの交流電圧ＶACの上昇や負荷電力Ｐ0
の減少に伴ってＰＲＴの制御巻線ＮC の制御電流
（ＩC ）を減少（又は増加）させ、リアクタ巻線ＮR の
インダクタンスＬR を増加（又は減少）させて出力電圧
Ｅ0 又はＥ0 ′を一定値に安定化させる様に成されてい
る。
【００１３】上述の回路に用いるＰＲＴの具体的な構成
を図４（Ａ）に示す。図４（Ａ）でＰＲＴはフェライト
磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａ
と、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと
直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから
成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル
（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯
（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマ
イラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び
左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成され
た直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１
と成されている。
を図４（Ａ）に示す。図４（Ａ）でＰＲＴはフェライト
磁芯（ＦＥ−３材）から構成され、略方形状の板部１ａ
と、この板部１ａの４隅の頂点部から、この板部１ａと
直交する方向に延設した脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅから
成るテーブルを横倒した形状の第１の磁芯（以下ダブル
（Ｗ）コ字状コアと記す）１ｆと略方形の板状の磁芯
（以下板状コアと記す）１ｇを上記４つの脚１ｂ，１
ｃ，１ｄ，１ｅの端面に２５μｍ乃至７５μｍの薄いマ
イラシートを挿入してギャップ２を構成して、上下及び
左右から視て方形状の貫通孔１ｈ及び１ｈ′が形成され
た直方体（又は立方体）状の磁芯（以下コアと記す）１
と成されている。
【００１４】上述のＷコ字状コア１ｆの板部１ａの縦ａ
及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状
コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの
寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及
び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚
みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成し
た。
及び横ｂの寸法は例えばａ＝ｂ＝２３ｍｍに、Ｗコ字状
コア１ｆの４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの長さｃの
寸法ｃ＝３５ｍｍに各脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅの縦及
び横ｄの寸法はｄ＝７ｍｍに選択し、板状コア１ｇの厚
みｄ′の寸法はｄ′＝７ｍｍに選択したコア１を作成し
た。
【００１５】次に図４（Ａ）で示すＷコ字状コア１ｆの
前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様
に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００
ターン巻回する。
前方側の上下の脚１ｂ及び１ｃとの間に互に橋格する様
に０．１ｍｍφの単線から成る制御巻線Ｎｃを１１００
ターン巻回する。
【００１６】更に、前方側の下側の脚１ｃと、後方側の
下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの
単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線ＮR
を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ
空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図４の回路に
用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジスタ
Ｑ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御巻
線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を流
した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮCとは互に
直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているの
で直流制御電流ＩC に制御巻線回数ＮC1を乗じた起磁力
によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR にリアクタ
巻線回数ＮR1を乗じた起磁力によって生ずる交流磁束φ
R を発生する。
下側の脚１ｅとの間に互に橋格する様に０．１ｍｍφの
単線を４３束としたリッツ線から成るリアクタ巻線ＮR
を２７ターン巻回している。又、ギャップ２のギャップ
空隙は５０μｍとしたＰＲＴを選択して、図４の回路に
用いてリアクタ巻線ＮR にスイッチング用トランジスタ
Ｑ1 でスイッチングされる交流電流ＩR を流し、制御巻
線ＮC にインダクタンス制御用の直流制御電流ＩC を流
した場合にはリアクタ巻線ＮR と制御巻線ＮCとは互に
直交して脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅに巻回されているの
で直流制御電流ＩC に制御巻線回数ＮC1を乗じた起磁力
によって生ずる直流磁束φC と交流電流ＩR にリアクタ
巻線回数ＮR1を乗じた起磁力によって生ずる交流磁束φ
R を発生する。
【００１７】図４（Ａ）では前方側の磁路及び上方側の
磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側
の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及び
φＣ′が発生しているが４脚の磁束φＣ ，φC ′，φ
R ，φR ′は交流電流ＩR の極性によって加え合って例
えばφR ＋φC となったり、打ち消し合って例えばφR
−φC となったりし、加え合ったり、減じ合ったりした
動作を繰り返している。
磁路に流れる磁束φR 及びφC を示しているが、後方側
の磁路及び下方側の磁路にも図示しない磁束φR ′及び
φＣ′が発生しているが４脚の磁束φＣ ，φC ′，φ
R ，φR ′は交流電流ＩR の極性によって加え合って例
えばφR ＋φC となったり、打ち消し合って例えばφR
−φC となったりし、加え合ったり、減じ合ったりした
動作を繰り返している。
【００１８】従って、加え合う脚ではＢ−Ｈカーブ（Ｂ
は磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域
にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であ
り、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚
の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂ
は低くなって線形領域内にある。
は磁束密度、Ｈは磁界）のヒステリシス曲線の飽和領域
にあり、減じ合う脚ではＢ−Ｈカーブの非線形領域であ
り、両側面、即ち板部１ａと板状コア１ｇでは１組の脚
の断面積Ｓ＝ｄ×ｄに比べて大きくなるため磁束密度Ｂ
は低くなって線形領域内にある。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】図４（Ａ）で説明した
ＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介し
て接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或
は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけ
に５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタ
ンス直流重畳特性曲線を図４（Ｂ）に示す。
ＰＲＴでギャップ２は５０μｍのマイラフィルムを介し
て接合した場合を説明したが、下方側の脚１ｃと１ｅ或
は上方側の脚１ｂと１ｄと板状コア１ｇの突合せ面だけ
に５０μｍのギャップ２が形成された場合のインダクタ
ンス直流重畳特性曲線を図４（Ｂ）に示す。
【００２０】図４（Ｂ）で横軸はＰＲＴのリアクタ巻線
ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に
流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線
ＮR側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示す
もので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１
ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍの
ギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大
し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダ
クタンス特性を示す。
ＮR に流す交流電流ＩR （Ａ）、縦軸は制御巻線ＮC に
流す直流制御電流ＩC をパラメータとしたリアクタ巻線
ＮR側のインダクタンスＬR （ｍＨ）の変化状態を示す
もので実線は上記した上部或は下部の一対の脚１ｂ，１
ｄ又は１ｃ，１ｅと板状コア１ｇの接合面に５０μｍの
ギャップ２を設けた場合であり、制御電流ＩC が増大
し、２０ｍＡ〜３０ｍＡでは双頭型（Ｍ字型）のインダ
クタンス特性を示す。
【００２１】又、４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅと板
状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成し
た場合には、図４（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
状コア１ｇとの接合面に２５μｍのギャップ２を形成し
た場合には、図４（Ｂ）の点線で示す様な特性を示す。
【００２２】上述の様にインダクタンス直流重畳特性の
拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入
してギャップ２を構成するので磁束φC 中にギャップ２
が存在するため制御電流ＩC が増大する。又、磁束φR
中のギャップは僅少のため交流電流ＩR の増加に伴って
４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。この為に
リアクタ巻線ＮR のインダクタンス可変範囲は図４
（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定されて
しまう。
拡大を図るために従来のＰＲＴではマイラシートを挿入
してギャップ２を構成するので磁束φC 中にギャップ２
が存在するため制御電流ＩC が増大する。又、磁束φR
中のギャップは僅少のため交流電流ＩR の増加に伴って
４つの脚１ｂ，１ｃ，１ｄ，１ｅが飽和する。この為に
リアクタ巻線ＮR のインダクタンス可変範囲は図４
（Ｂ）の様に６倍（０〜０．６ｍＨ）程度に限定されて
しまう。
【００２３】更に、図３の電圧共振型ソフトスイッチン
グ電源回路に用いられるＰＲＴとして図５（Ａ）に示す
様に方形の板部１ａと、この板部１ａの両側端から、該
板部１ａと直交する方向に延設された磁脚１ｂ及び１ｃ
から成る断面が略コ字状のコ字状磁芯（コア）３Ａ及び
３Ｂを互に直交させて、接合面にマイラーシート等を挟
着させて磁気空隙（ギャップ）２を形成し、一方のコ字
状コア３Ａの磁脚１ｂに制御巻線ＮC を巻回し、他方の
コ字状コア３Ｂの磁脚１ｂにリアクタ巻線ＮRを巻回さ
せたものも広く利用されている。
グ電源回路に用いられるＰＲＴとして図５（Ａ）に示す
様に方形の板部１ａと、この板部１ａの両側端から、該
板部１ａと直交する方向に延設された磁脚１ｂ及び１ｃ
から成る断面が略コ字状のコ字状磁芯（コア）３Ａ及び
３Ｂを互に直交させて、接合面にマイラーシート等を挟
着させて磁気空隙（ギャップ）２を形成し、一方のコ字
状コア３Ａの磁脚１ｂに制御巻線ＮC を巻回し、他方の
コ字状コア３Ｂの磁脚１ｂにリアクタ巻線ＮRを巻回さ
せたものも広く利用されている。
【００２４】上述の図５（Ａ）に示された構成のＰＲＴ
に於いて、フェライト磁芯材質としてＦＥ−９材を用
い、磁脚１ｂ，１ｃの厚さｄ及び板部１ａの厚さｄを夫
々ｄ＝５ｍｍとし、ギャップ２のギャップ長を２５μｍ
として、図４（Ａ）のＷコ字状コア１ｆと板状コア１ｇ
から成るコア１に比べて制御巻線ＮC で生ずる直流磁束
φC 及びリアクタ巻線ＮR で生ずる交流磁束φR の平均
磁路長ｌR はｌR ′に縮小され、板部１ａは磁脚１ｂ，
１ｃの断面積Ｓと略等しくなる様に厚みｄを縮小してい
る。
に於いて、フェライト磁芯材質としてＦＥ−９材を用
い、磁脚１ｂ，１ｃの厚さｄ及び板部１ａの厚さｄを夫
々ｄ＝５ｍｍとし、ギャップ２のギャップ長を２５μｍ
として、図４（Ａ）のＷコ字状コア１ｆと板状コア１ｇ
から成るコア１に比べて制御巻線ＮC で生ずる直流磁束
φC 及びリアクタ巻線ＮR で生ずる交流磁束φR の平均
磁路長ｌR はｌR ′に縮小され、板部１ａは磁脚１ｂ，
１ｃの断面積Ｓと略等しくなる様に厚みｄを縮小してい
る。
【００２５】上述のインダクタンス直流重畳特性は図５
（Ｃ）の様に成り、この特性からも解る様に平均磁路長
がｌR ′と短縮されているためにインダクタンスＬR の
可変範囲は拡大するが、直線性に乏しい特性を示してい
る。
（Ｃ）の様に成り、この特性からも解る様に平均磁路長
がｌR ′と短縮されているためにインダクタンスＬR の
可変範囲は拡大するが、直線性に乏しい特性を示してい
る。
【００２６】上述の従来構成のＰＲＴによると以下
（イ）〜（ホ）に示す様な種々の問題が発生する。
（イ）〜（ホ）に示す様な種々の問題が発生する。
【００２７】（イ）上述の様に制御巻線ＮC に流れる直
流制御電流ＩC によって直流の磁束φC 及びφC ′が通
る磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和さ
せるための直流制御電流ＩC が極めて大きくなり制御巻
線ＮC の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増
大する問題が生ずる。
流制御電流ＩC によって直流の磁束φC 及びφC ′が通
る磁路中にギャップ２が存在するため直流磁束を飽和さ
せるための直流制御電流ＩC が極めて大きくなり制御巻
線ＮC の直流抵抗（ターン数が大）による電力損失が増
大する問題が生ずる。
【００２８】（ロ）又、リアクタ巻線ＮR に流れる交流
電流ＩR によって発生する交流磁束φR 及びφR ′が通
る磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタ
ンス直流重畳特性はリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流
の増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下し
てしまう問題が生ずる。
電流ＩR によって発生する交流磁束φR 及びφR ′が通
る磁路中にギャップ２が存在するが薄いためインダクタ
ンス直流重畳特性はリアクタ巻線ＮR に流れる交流電流
の増加に伴って急激に飽和し、インダクタンスが低下し
てしまう問題が生ずる。
【００２９】（ハ）又、ギャップ２が僅少なため、マイ
ラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μ
や寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタン
ス値が変動する。
ラシートの厚みのバラツキやフェライト磁芯の透磁率μ
や寸法のバラツキによってリアクタ巻線のインダクタン
ス値が変動する。
【００３０】（ニ）更に、インダクタンス可変範囲は直
流制御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図４
（Ｂ）及び図５（Ｂ）の様に約６〜８倍程度しか変化し
ないため図４で説明したブーススト電圧制御方式の電圧
共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に
適用すると、図６（Ａ）の商用交流電圧ＶACとブースト
電圧ＥB 間の特性曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ0m
axと最小負荷電力Ｐ0 min 時のブースト電圧ＥB を略一
定に制御する為には図６（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリ
アクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR の特性曲線に示す
様にＰＩＴの１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に対し
て、ＴＲＴのリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR は ＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1 のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変イ
ンダクタンス範囲としなければならない問題があった。
尚、図６（Ａ）でＥi は平滑コンデンサＣi 端の電圧で
ある。
流制御電流ＩC が１０ｍＡ〜４０ｍＡに対して図４
（Ｂ）及び図５（Ｂ）の様に約６〜８倍程度しか変化し
ないため図４で説明したブーススト電圧制御方式の電圧
共振型コンバータによるソフトスイッチング電源回路に
適用すると、図６（Ａ）の商用交流電圧ＶACとブースト
電圧ＥB 間の特性曲線に示される様に最大負荷電力Ｐ0m
axと最小負荷電力Ｐ0 min 時のブースト電圧ＥB を略一
定に制御する為には図６（Ｂ）の商用交流電圧ＶACとリ
アクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR の特性曲線に示す
様にＰＩＴの１次巻線Ｎ1 のインダクタンスＬ1 に対し
て、ＴＲＴのリアクタ巻線ＮR のインダクタンスＬR は ＬR ＝（０．１〜１．２）Ｌ1 のダイナミックレンジが必要であり、略１２倍の可変イ
ンダクタンス範囲としなければならない問題があった。
尚、図６（Ａ）でＥi は平滑コンデンサＣi 端の電圧で
ある。
【００３１】（ホ）上述のＰＲＴのリアクタ巻線ＮR の
ターン数ＮR1のインダクタンスＬR はギャップ長を
ｌg 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線
ＮR のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライト
コアの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は
次の（１）式で求められる。 ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断
面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させれ
ばよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長
ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も
発生する。
ターン数ＮR1のインダクタンスＬR はギャップ長を
ｌg 、交流磁束φR の平均磁路長をｌR 、リアクタ巻線
ＮR のコア断面積をＳ、真空透磁率をμ0 、フェライト
コアの実効透磁率をμe とすればインダクタンスＬR は
次の（１）式で求められる。 ここでインダクタンスＬR の拡大を図るためにはコア断
面積Ｓやリアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1を増加させれ
ばよいが、同時にＰＲＴのギャップ長ｌg や平均磁路長
ｌR が増加してＰＲＴのサイズと重量が増加する問題も
発生する。
【００３２】本発明は叙上の問題点を解消した直交磁界
変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明
が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従
来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス
制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは
可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴ
を得ようとするものである。
変圧器（ＰＲＴ）を提供しようとするものであり、発明
が解決しようとする課題は可変インダクタンス範囲を従
来の略２倍にし、小さな直流制御電流でインダクタンス
制御が可能でリアクタ巻線の磁路中に設けたギャップは
可変インダクタンス特性に応じて適宜選択可能なＰＲＴ
を得ようとするものである。
【００３３】
【課題を解決するための手段】本発明は一対のコ字状磁
芯３Ａ，３Ｂを構成する板部１ａに溝状の磁気空隙４又
は５を形成し、一対のコ字状磁芯３Ａ，３Ｂを互に直交
する様に接合し、磁脚１ｂ，１ｃに磁界が直交する様に
制御巻線ＮC 及びリアクタ巻線をＮR 巻回し、制御巻線
ＮC 及びリアクタ巻線ＮR の磁路中に磁気空隙４又は５
を構成させて成ることを特徴とする直交磁界変圧器とし
たものである。
芯３Ａ，３Ｂを構成する板部１ａに溝状の磁気空隙４又
は５を形成し、一対のコ字状磁芯３Ａ，３Ｂを互に直交
する様に接合し、磁脚１ｂ，１ｃに磁界が直交する様に
制御巻線ＮC 及びリアクタ巻線をＮR 巻回し、制御巻線
ＮC 及びリアクタ巻線ＮR の磁路中に磁気空隙４又は５
を構成させて成ることを特徴とする直交磁界変圧器とし
たものである。
【００３４】本発明のＰＲＴによれば従来と同一の直流
制御電流ＩC で略２倍のインダクタンス可変範囲が得ら
れブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによる
ソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
制御電流ＩC で略２倍のインダクタンス可変範囲が得ら
れブースト電圧制御方式の電圧共振型コンバータによる
ソフトスイッチング電源回路の構成が可能となる。
【００３５】本発明のＰＲＴによればコ字状コアの側面
を分割しないので、コアの組立が容易で製造時間が短縮
されフェライト成形用プレス金型が１組で良く、金型管
理と製造管理が短縮可能となる。
を分割しないので、コアの組立が容易で製造時間が短縮
されフェライト成形用プレス金型が１組で良く、金型管
理と製造管理が短縮可能となる。
【００３６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の直交磁界変圧器
（ＰＲＴ）を図１及び図２を用いて詳記する。図１
（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ
の組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交流電流
ＩR を変化させた時に制御巻線ＮC の直流制御電流ＩC
をパラメータとしたインダクタンスＬR の直流重畳特性
曲線を示すものである。
（ＰＲＴ）を図１及び図２を用いて詳記する。図１
（Ａ）及び図１（Ｂ）は本発明の１形態例を示すＰＲＴ
の組立状態斜視図、並びにリアクタ巻線に流す交流電流
ＩR を変化させた時に制御巻線ＮC の直流制御電流ＩC
をパラメータとしたインダクタンスＬR の直流重畳特性
曲線を示すものである。
【００３７】本発明に用いるＰＲＴと従来構成として説
明した図５（Ａ）のＰＲＴとは略同一に構成されている
ので、対応部分には同一符号を付している。図１（Ａ）
に示すＰＲＴは方形の板部１ａと、この板部１ａの両側
端から、該板部と直交する方向に延設された磁脚１ｂ及
び１ｃから成る断面が略コ状のコ字状磁芯（コア）３Ａ
及び３Ｂを互に直交させて、接合し、接合面には磁気空
隙を形成しない様に成されている。
明した図５（Ａ）のＰＲＴとは略同一に構成されている
ので、対応部分には同一符号を付している。図１（Ａ）
に示すＰＲＴは方形の板部１ａと、この板部１ａの両側
端から、該板部と直交する方向に延設された磁脚１ｂ及
び１ｃから成る断面が略コ状のコ字状磁芯（コア）３Ａ
及び３Ｂを互に直交させて、接合し、接合面には磁気空
隙を形成しない様に成されている。
【００３８】一方のコ字状コア３Ａの磁脚１ｂには制御
巻線ＮC を巻回し、他方のコ字状コア３Ｂの磁脚１ｂに
はリアクタ巻線ＮR を巻回すると共に方形の板部１ａ及
び１ａに平行溝４を形成する。即ち、一方のコ字状コア
３Ａの板部１ａには方形の面積を２分する様に中央から
縦方向に平行溝４を形成し、他方のコ字状コア３Ｂには
同じく方形の面積を２分する様に中央から奥行（横）方
向に平行溝４を形成する。この平行溝３はギャップ長ｌ
g となる幅に選択され、平行溝３の深さｄ1 はｄ＞ｄ1
に選択して２枚には分割しない様になされている。
巻線ＮC を巻回し、他方のコ字状コア３Ｂの磁脚１ｂに
はリアクタ巻線ＮR を巻回すると共に方形の板部１ａ及
び１ａに平行溝４を形成する。即ち、一方のコ字状コア
３Ａの板部１ａには方形の面積を２分する様に中央から
縦方向に平行溝４を形成し、他方のコ字状コア３Ｂには
同じく方形の面積を２分する様に中央から奥行（横）方
向に平行溝４を形成する。この平行溝３はギャップ長ｌ
g となる幅に選択され、平行溝３の深さｄ1 はｄ＞ｄ1
に選択して２枚には分割しない様になされている。
【００３９】上述のコ字状コア３Ａ及び３Ｂの板部１ａ
及び磁脚１ｂ，１ｃの厚みｄ＝５ｍｍに選択し、制御巻
線ＮC は図４（Ａ）及び図５（Ａ）と同様に１１００Ｔ
／０．１ｍｍφとし、又、主巻線となるリアクタ巻線Ｎ
R ′のターン数ＮR1′はＮR1′＝√２ＮR1としてＮR1′
＝３８Ｔ／０．１ｍｍφ×２０束（０．１ｍｍφ×２０
本縒りリッツツ線）とし、従来のインダクタンスＬR の
２倍となる様なＬR ′＝２ＬR に選択し、平行溝３のギ
ャップ長ｌg を５００μｍとし、フェライトコア材料に
ＦＥ−９材を用いた場合のインダクタンス直流重畳特性
は図１（Ｃ）の様な測定値を得ている。直流制御電流Ｉ
C が５ｍＡ乃至２０ｍＡに於いてはインダクタンス可変
範囲は０．２ｍＨ〜１．２ｍＨと図４（Ｂ）及び図５
（Ｂ）に比べて２倍の可変インダクタンス範囲となり、
図５（Ｂ）に比べて直線性が大幅に改善され約１２倍の
ダイナミックレンジが得られる。
及び磁脚１ｂ，１ｃの厚みｄ＝５ｍｍに選択し、制御巻
線ＮC は図４（Ａ）及び図５（Ａ）と同様に１１００Ｔ
／０．１ｍｍφとし、又、主巻線となるリアクタ巻線Ｎ
R ′のターン数ＮR1′はＮR1′＝√２ＮR1としてＮR1′
＝３８Ｔ／０．１ｍｍφ×２０束（０．１ｍｍφ×２０
本縒りリッツツ線）とし、従来のインダクタンスＬR の
２倍となる様なＬR ′＝２ＬR に選択し、平行溝３のギ
ャップ長ｌg を５００μｍとし、フェライトコア材料に
ＦＥ−９材を用いた場合のインダクタンス直流重畳特性
は図１（Ｃ）の様な測定値を得ている。直流制御電流Ｉ
C が５ｍＡ乃至２０ｍＡに於いてはインダクタンス可変
範囲は０．２ｍＨ〜１．２ｍＨと図４（Ｂ）及び図５
（Ｂ）に比べて２倍の可変インダクタンス範囲となり、
図５（Ｂ）に比べて直線性が大幅に改善され約１２倍の
ダイナミックレンジが得られる。
【００４０】図１（Ａ）の構成のＰＲＴによれば制御巻
線ＮC のターン数ＮC1′に直流制御電流ＩC を乗じたＮ
C1′・ＩC の起磁力によって生ずる直流磁束φC ，
φC ′の磁路中には、従来のＰＲＴの様にギャップ２を
構成せず、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1′と交流電
流ＩR を乗じたＮR1′・ＩR の起磁力によって生ずる交
流磁束φR ，φR ′の磁路中には平行溝３のギャップ４
が存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の僅
少な領域では飽和せずインダクタンスＬR は大きいが直
流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って順次飽
和するため図１（Ｃ）の特性により直線性とインダクタ
ンスＬR の低下が改善される。
線ＮC のターン数ＮC1′に直流制御電流ＩC を乗じたＮ
C1′・ＩC の起磁力によって生ずる直流磁束φC ，
φC ′の磁路中には、従来のＰＲＴの様にギャップ２を
構成せず、リアクタ巻線ＮR のターン数ＮR1′と交流電
流ＩR を乗じたＮR1′・ＩR の起磁力によって生ずる交
流磁束φR ，φR ′の磁路中には平行溝３のギャップ４
が存在するため直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の僅
少な領域では飽和せずインダクタンスＬR は大きいが直
流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って順次飽
和するため図１（Ｃ）の特性により直線性とインダクタ
ンスＬR の低下が改善される。
【００４１】又直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，
φR ′は磁脚１ｂ，１ｃ以外の板部１ａでも直流磁束φ
C ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′は加算し合ったり減
算して合う為に直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，
φR ′が相互に影響し合う領域が拡大している為にリア
クタ巻線ＮR のインダクタンスＬR ′の可変範囲が図１
（Ｃ）の様に拡大される。
φR ′は磁脚１ｂ，１ｃ以外の板部１ａでも直流磁束φ
C ，φC ′と交流磁束φR ，φR ′は加算し合ったり減
算して合う為に直流磁束φC ，φC ′と交流磁束φR ，
φR ′が相互に影響し合う領域が拡大している為にリア
クタ巻線ＮR のインダクタンスＬR ′の可変範囲が図１
（Ｃ）の様に拡大される。
【００４２】又、直流制御電流ＩC とリアクタ巻線ＮR
に流れる交流電流ＩR が小さいときは板部状コア１ａの
平行溝４の下の板部コア１ａ1 は飽和せず直流制御電流
ＩC及び交流電流ＩR が増加するに伴って、この部分も
飽和するため直流制御電流ＩC と交流電流ＩR が小さい
領域に於いてはリアクタ巻線ＮR のインダクタンス
ＬR ′が増加することになる。
に流れる交流電流ＩR が小さいときは板部状コア１ａの
平行溝４の下の板部コア１ａ1 は飽和せず直流制御電流
ＩC及び交流電流ＩR が増加するに伴って、この部分も
飽和するため直流制御電流ＩC と交流電流ＩR が小さい
領域に於いてはリアクタ巻線ＮR のインダクタンス
ＬR ′が増加することになる。
【００４３】上述の構成のＰＲＴでは板部コアは２分割
されていないので１つの平行溝４でギャップが構成され
ているのでＰＲＴの組立が容易であり、製造時間を短縮
することが可能となる。
されていないので１つの平行溝４でギャップが構成され
ているのでＰＲＴの組立が容易であり、製造時間を短縮
することが可能となる。
【００４４】更に図１（Ｃ）からも明らかな様に、直流
制御電流ＩC が５ｍＡ乃至２０ｍＡに於いて、図５
（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べて、約
１２倍のダイナミックレンジに拡大され、商用交流電圧
ＶACの変化に対するインダクタンスＬR の可変範囲も２
倍となりインダクタンスＬR の値の変化も図５（Ｂ）に
比べて平坦化された直線性が改善されているので図３で
説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータに
よるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴを
提供可能と成った。
制御電流ＩC が５ｍＡ乃至２０ｍＡに於いて、図５
（Ｂ）のインダクタンス直流重畳特性曲線に比べて、約
１２倍のダイナミックレンジに拡大され、商用交流電圧
ＶACの変化に対するインダクタンスＬR の可変範囲も２
倍となりインダクタンスＬR の値の変化も図５（Ｂ）に
比べて平坦化された直線性が改善されているので図３で
説明したブースト電圧制御方式の電圧共型コンバータに
よるソフトスイッチング電源回路に適用できるＰＲＴを
提供可能と成った。
【００４５】図１（Ｂ）の場合は１対のコ字状コア３Ａ
及び３Ｂの板部１ａ及び１ａを２分する様に板部１ａ及
び１ａの高さ及び奥行方向の中心から奥行及び高さ方向
にＶ字溝５を形成させた場合のＰＲＴを示すもので図１
（Ａ）と同様の効果が得られる。
及び３Ｂの板部１ａ及び１ａを２分する様に板部１ａ及
び１ａの高さ及び奥行方向の中心から奥行及び高さ方向
にＶ字溝５を形成させた場合のＰＲＴを示すもので図１
（Ａ）と同様の効果が得られる。
【００４６】図２（Ａ）は本発明のＰＲＴの他の形態例
を示し、図２（Ｂ）はインダクタンス直流重畳特性図を
示すものである。
を示し、図２（Ｂ）はインダクタンス直流重畳特性図を
示すものである。
【００４７】図２（Ａ）のＰＲＴではコ字状コアを互に
直交して接合面にギャップ２を構成せずに接合し、夫々
の磁脚１ｂに制御巻線ＮC とリアクタ巻線ＮR ′を巻回
すると共に板部１ａの厚みｄ′を磁脚１ｂ，１ｃの厚み
ｄに比較して縮小し磁芯（コア）断面積が低減されてい
る。勿論図２（Ａ）では必要に応じて平行溝３又はＶ字
溝を板部に形成してもよい。
直交して接合面にギャップ２を構成せずに接合し、夫々
の磁脚１ｂに制御巻線ＮC とリアクタ巻線ＮR ′を巻回
すると共に板部１ａの厚みｄ′を磁脚１ｂ，１ｃの厚み
ｄに比較して縮小し磁芯（コア）断面積が低減されてい
る。勿論図２（Ａ）では必要に応じて平行溝３又はＶ字
溝を板部に形成してもよい。
【００４８】今、ｄ＝５ｍｍ，ｄ′＝３．５ｍｍ、リア
クタ巻線ＮR ′のターン数ＮR1′＝２１ターンとした場
合のインダクタンス直流重畳特性は図２（Ｂ）の様に成
り、直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って
徐々にコ字状コア３Ａ及び３Ｂの板部コア１ａが飽和す
るため直線性とインダクタンスの低下が図２（Ｂ）の様
に更に改善される。
クタ巻線ＮR ′のターン数ＮR1′＝２１ターンとした場
合のインダクタンス直流重畳特性は図２（Ｂ）の様に成
り、直流制御電流ＩC 及び交流電流ＩR の増加に伴って
徐々にコ字状コア３Ａ及び３Ｂの板部コア１ａが飽和す
るため直線性とインダクタンスの低下が図２（Ｂ）の様
に更に改善される。
【００４９】
【発明の効果】本発明の直流磁界変圧器によると、制御
巻線ＮC に流す直流の制御電流ＩC は従来と同一値に対
し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて
制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御
方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電
源回路を構成可能と成った。
巻線ＮC に流す直流の制御電流ＩC は従来と同一値に対
し、従来の２倍のインダクタンス可変範囲値が得られて
制御感度が大幅に向上され、その結果ブースト電圧制御
方式電圧共振型コンバータによるソフトスイッチング電
源回路を構成可能と成った。
【００５０】又、制御巻線の磁路中にギャップを構成さ
せない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダ
クタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された
直交磁界変圧器が得られた。
せない為に僅かな直流制御電流でリアクタ巻線のインダ
クタンスを大幅に可変可能と成り制御範囲が拡大された
直交磁界変圧器が得られた。
【００５１】又、リアクタ巻線及び制御巻線の磁路中に
設けた溝ギャップは要求される可変インダクタンス特性
によって適宜に選択出来てインダクタンス値のバラツキ
が解消されてて設計が容易と成る効果を有する。
設けた溝ギャップは要求される可変インダクタンス特性
によって適宜に選択出来てインダクタンス値のバラツキ
が解消されてて設計が容易と成る効果を有する。
【００５２】更に、ＰＲＴの組立てが容易となり、製造
時間が短縮され、フェライト成型時の金型が１組でよ
く、金型管理と製造管理が短縮可能となる。
時間が短縮され、フェライト成型時の金型が１組でよ
く、金型管理と製造管理が短縮可能となる。
【図１】本発明の直交磁界変圧器とインダクタンス特性
図である。
図である。
【図２】本発明の他の直交磁界変圧器とインダクタンス
特性図である。
特性図である。
【図３】従来の電圧共振型ソフトスイッチング電源回路
図である。
図である。
【図４】従来の直交磁界変圧器とインダクタンス特性図
である。
である。
【図５】従来の他の直交磁界変圧器とインダクタンス特
性図である。
性図である。
【図６】従来のソフトスイッチング電源回路の特性説明
図である。
図である。
１‥‥コア（磁芯）、１ａ‥‥板部、１ｂ，１ｃ‥‥磁
脚、３Ａ，３Ｂ‥‥コ字状コア、ＮC ‥‥制御巻線、Ｎ
R ‥‥リアクタ巻線、３‥‥平行溝、４‥‥Ｖ字溝
脚、３Ａ，３Ｂ‥‥コ字状コア、ＮC ‥‥制御巻線、Ｎ
R ‥‥リアクタ巻線、３‥‥平行溝、４‥‥Ｖ字溝
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０１Ｆ 31/00 Ｃ
Claims (4)
- 【請求項１】 一対のコ字状磁芯を構成する板部に溝状
の磁気空隙を形成し、該一対のコ字状磁芯を互に直交す
る様に接合し、磁脚に磁界が直交する様に制御巻線及び
リアクタ巻線を巻回し、該制御巻線及びリアクタ巻線の
磁路中に上記磁気空隙を構成させて成ることを特徴とす
る直交磁界変圧器。 - 【請求項２】 前記対向配置したコ字状コアの板部に形
成した前記磁気空隙が互に直交する様な平行溝で構成さ
れていることを特徴とする請求項１記載の直交磁界変圧
器。 - 【請求項３】 前記対向配置したコ字状コアの板部に形
成した前記磁気空隙が互に直交する様なＶ字溝で構成さ
れていることを特徴とする請求項１記載の直交磁界変圧
器。 - 【請求項４】 一対のコ字状磁芯を互に直交する様に接
合し、対向配置したコ字状磁芯の板部の断面積を制御巻
線及びリアクタ巻線の巻回された磁脚の断面積より小さ
くして成ることを特徴とする直交磁界変圧器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28298998A JP4352477B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | 直交磁界変圧器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28298998A JP4352477B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | 直交磁界変圧器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000114074A true JP2000114074A (ja) | 2000-04-21 |
| JP4352477B2 JP4352477B2 (ja) | 2009-10-28 |
Family
ID=17659775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28298998A Expired - Fee Related JP4352477B2 (ja) | 1998-10-05 | 1998-10-05 | 直交磁界変圧器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4352477B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103646756A (zh) * | 2013-12-18 | 2014-03-19 | 天津光电惠高电子有限公司 | 一种高功率密度开关电源变压器及其加工工艺 |
| CN113628852A (zh) * | 2020-05-09 | 2021-11-09 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 电源模块、供电系统以及多相反耦合电感 |
-
1998
- 1998-10-05 JP JP28298998A patent/JP4352477B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103646756A (zh) * | 2013-12-18 | 2014-03-19 | 天津光电惠高电子有限公司 | 一种高功率密度开关电源变压器及其加工工艺 |
| CN113628852A (zh) * | 2020-05-09 | 2021-11-09 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 电源模块、供电系统以及多相反耦合电感 |
| CN113628852B (zh) * | 2020-05-09 | 2023-04-07 | 台达电子企业管理（上海）有限公司 | 电源模块、供电系统以及多相反耦合电感 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4352477B2 (ja) | 2009-10-28 |
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